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Die Erfindung liegt auf dem Gebiet der Datenübertragung durch ein beliebiges Medium, insbesondere der Datenübertragung binärer Signale in einem bandbegrenzten Funkkanal, und betrifft ein Verfahren zum Übertragen von Daten zwischen einem Sender und einem Empfänger, bei dem sendeseitig ein die Daten repräsentierendes Nutzsignal auf ein Trägersignal mit einer Trägersignalfrequenz aufmoduliert wird und als Übertragungssignal an den Empfänger gesendet wird und empfängerseitig das Nutzsignal aus dem empfangenen Übertragungssignal gewonnen wird, indem das empfangene Übertragungssignal mit einem Demodulationssignal beaufschlagt wird, wobei die Demodulationssignalfrequenz in einem beschränkten Frequenzfangfenster auf die Trägersignalfrequenz abgestimmt wird.
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Die
US-Patentschrift 5,796,783 A beschreibt ein derartiges Verfahren im Zusammenhang mit einem System, mit dem eine Interoperabilität von analogen und digitalen Funkübertragungssystemen hergestellt werden soll. Dabei werden Daten zwischen einem Sender und einem Empfänger übertragen, indem sendeseitig ein die Daten repräsentierendes Nutzsignal auf ein Trägersignal mit einer Trägersignalfrequenz aufmoduliert wird. Die dabei entstandenen Teilsignale werden summiert und dann als Übertragungssignal an den Empfänger gesendet. Empfängerseitig wird das Nutzsignal aus dem empfangenen Übertragungssignal gewonnen, indem das empfangene Übertragungssignal mit einem Demodulationssignal beaufschlagt wird, wobei die Demodulationssignalfrequenz in einem beschränkten Frequenzfangfenster auf die Trägersignalfrequenz abgestimmt wird. Eine etwa notwendige Nachführung der Demodulationssignalfrequenz erfolgt – in an sich bekannter Art – mittels einer so genannten Costa-Loop, die dazu die Phasenlage im Vergleich zum sendeseitigen, ursprünglichen Trägersignal synchronisiert.
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Die
DE 102 13 838 A1 betrifft eine Empfangseinheit in einem Kommunikationssystem zum Empfang eines Kommunikationssignals, die einen Synchronisationsdatendetektionsabschnitt und einen Frequenzfehlerkorrekturabschnitt umfasst. Der Synchronisationsdatendetektionsabschnitt detektiert vordefinierte Synchronisationsdaten, die in dem empfangenen Kommunikationssignal enthalten sind, und berechnet eine anfängliche Schätzung eines Frequenzfehlers des empfangenen Kommunikationssignals. Damit können aufgrund von Fertigungsungenauigkeiten oder unterschiedlichen Temperaturen entstehende Frequenzabweichungen zwischen sendeseitigem und empfängerseitigem Oszillator durch Anpassung der Demodulationsfrequenz des empfängerseitigen Oszillators kompensiert werden.
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Um die Frequenzsynchronisation zu beschleunigen, ist eine anfängliche Frequenzfehlerschätzung vorgesehen. Diese basiert auf Informationen, die durch das empfangene Übertragungssignal an den Empfänger geliefert werden. Dazu enthält jede übertragene Datenmitteilung des empfangenen Übertragungssignals eine anfängliche Trainingspräambel. Dies vermindert die Nutzdatenrate und erfordert empfängerseitig einen der Frequenznachführung vorzuschaltenden Auswertungsschritt.
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Mit sich stetig erweiternden Anwendungsgebieten für die Datenübertragung und mit zunehmendem Volumen zu übertragender Daten wächst der Bedarf an Übertragungsverfahren, die unter Einsatz einfacher und preiswerter Mittel eine hohe Datenrate mit geringer Datenfehlerrate bzw. mit hoher Toleranz gegen Datenübertragungsfehler übertragen können.
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1 zeigt in Übersicht das Prinzip und die dabei auftretende Problematik auf eine Trägerfrequenz aufmodulierter Signale. Im linken Teil der 1 ist schematisch ein die Daten repräsentierendes Nutzsignal 1 im so genannten Basisband gezeigt, das in einem Mischer 2 in einer so genannten upconvertion 3 einer Trägersignalfrequenz f0 von 900 MHz aufmoduliert wird. Dargestellt ist der Signalverlauf im Frequenzbereich F(jω) über der Frequenz ω als Betrag. Das ursprüngliche Nutzsignal 1 nimmt nach der Modulation (rechts vom Mischer 2 angedeutet) um die Frequenz f0 symmetrische Seitenbänder 1', 1'' an. Das auf das Trägersignal aufmodulierte Nutzsignal 1 wird als Übertragungssignal 4 über eine Funkübertragungsstrecke 5 von dem Sender 6 an einen Empfänger 7 gesendet.
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Das empfangene Nutzsignal 10 wird nach einem Bandpass 11 in der so genannten down-convertion 12 über einen Mischer 14 in das Basisband heruntergemischt. Die dazu erforderliche Demodulationssignalfrequenz f0' kann von einem VCO (Voltage Controlled Oszillator) im analogen Verfahren bzw. von einem NCO (Numeric Controlled Oszillator) im digitalen Verfahren bereitgestellt werden. Diese Demodulation funktioniert nur dann zuverlässig und zufrieden stellend, wenn die dem Demodulator zugeführte Frequenz f0' des VCO bzw. NCO der sendeseitigen Frequenz f0 entspricht. Außerdem muss die Phase φ' der Phase entsprechen, die empfangsseitig auftritt. Dabei kann zwischen dem sendeseitigen und dem empfangsseitigen Signal ein Phasenunterschied bestehen, wenn aufgrund der Übertragungsstrecke und der damit verbundenen Laufzeiten Phasenverschiebungen auftreten. Die gezeigte Anordnung wird auch als kohärenter Empfänger bezeichnet, weil hier Phase und Frequenz übereinstimmen. Zur Einstellung der Frequenz weist der VCO einen entsprechend spannungsgesteuerten Eingang 15 auf, so dass über diese Steuerspannung die Frequenz genau eingestellt werden kann. Etwaige Phasenanpassungen werden vorgenommen, indem die Frequenz kurzzeitig verändert wird, so dass der gewünschte Phasenabstand entsteht.
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Das vorbeschriebene Verfahren setzt allerdings voraus, dass die Frequenz f0' in einem vergleichsweise geringen Fangbereich – nachfolgend als Frequenzfangfenster bezeichnet – korrekt eingestellt ist.
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In der Praxis aber ist die vorbeschriebene empfängerseitige Heruntermischung zweistufig aufgebaut. Dies hat seine Gründe insbesondere darin, dass ein zu verwendender Analog-Digitalwandler mit niedrigerer Frequenz einen geringeren Strombedarf hat und für höhere Frequenzen teurer ist.
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Deshalb wird wie in 2, die den Empfänger 7 detaillierter darstellt, veranschaulicht, zunächst eine Heruntermischung von der beispielsweise 900 MHz betragenden Trägersignalfrequenz f0 mit einem Mischer 20 mit einer festen Mischfrequenz von fv = 899 MHz vorgesehen; danach wird der so genannte IF-Level (Intermediate Frequency Level) 22 erreicht. Anschließend wird nach einem Bandpass 21 – und nach einer Analog-Digital-Wandelung 23 – die eigentliche, hinsichtlich der Frequenz und Phase anzupassende Heruntermischung 24 mittels eines weiteren Frequenzmischers 25 vorgenommen. Diese Heruntermischung 24 erfolgt, indem ein VCO oder NCO mit einer Nachmischer-Frequenz fn' von (gemäß den zu beispielsweise 900 MHz verbleibenden 1 MHz) vorgesehen ist und damit das eigentliche zu übertragende Nutzsignal 1 im Basisband wieder gewonnen wird.
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In 3 ist eine Möglichkeit – in Form einer an sich bekannten, so genannten Costa Loop – dargestellt, wie der im Bereich von 1 MHz (fn') arbeitende Mischer 25 ausgestaltet sein kann. Dieses Beispiel zeigt eine zur optimierten Rückgewinnung mit einer Frequenznachführung ausgestattete Schaltung. Es ist ein Generator 30 vorgesehen, dessen Ausgangssignal 31 einerseits unmittelbar einem ersten Mischer 32 und andererseits über einen Phasenschieber 33 mit einem Phasenversatz von π/2 (90°) einem zweiten Mischer 34 zugeführt wird. Der Generator ist hier ein VCO. Ein Mischer (Multiplizierer) 38 multipliziert die jeweils über einen Bandpass 36, 37 anliegenden jeweiligen Ausgangssignale der Mischer 32, 34. Das Ausgangssignal 39 des Mischers 38 wird über einen Tiefpass 40 zurückgeführt auf den VCO 30 zur Veränderung bzw. Anpassung von dessen Trägerfrequenz fn'. Wenn eine optimale Signalrückgewinnung vorliegt, also die korrekte Frequenz fn' und die korrekte Phase φ getroffen sind, dann generiert einer der Mischer 32 oder 34 ein maximales Ausgangssignal, während das Ausgangssignal des anderen Mischers gegen den Wert 0 strebt. Im Mischer 38 ergibt die Multiplikation mit 0 dann kein Ausgangssignal 39 mehr, so dass eine weitere Veränderung der Frequenz unterbleibt. Damit „rastet” die so genannte Costa Loop also bei der korrekten Frequenz ein und das dann gewonnene Ausgangssignal wird entweder an dem Mischer 32 oder an dem Mischer 34 als Nutzsignal 1 abgegriffen. Für den richtigen Abgriffspunkt ist gegebenenfalls eine Maximalwerterkennung nachgeschaltet.
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Dabei tritt allerdings folgendes Problem auf: Die Trägersignalfrequenz f0 kann nicht in jedem Fall absolut konstant gehalten werden. Eine Abweichung der Trägersignalfrequenz f0 von beispielsweise 80 ppm (entsprechend 80 ppm × 900 MHz = 72 kHz;) wird in dem zweistufigen down-conversion-Verfahren nicht entsprechend reduziert, sondern bleibt als absolute Größe bestehen. Mit anderen Worten: Bei der dann vorliegenden, herunterzumischenden Trägerfrequenz (Nachmischer-Frequenz fn' = 1 MHz kann die eingangsseitige Abweichung mit 72 KHz zu einer ganz erheblichen Frequenzabweichung führen. Diese ist mit standardisierten Verfahren nicht mehr einfangbar.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die vorbeschriebenen Probleme zu vermeiden und mit einfachen Mitteln eine zuverlässige Datenübertragung sicherzustellen, bei der auch Abweichungen in der Konstanz der sendeseitigen Trägerfrequenz bzw. somit des sendeseitigen Signals toleriert werden können.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen, der Beschreibung und der Zeichnung.
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Ein erster erfindungswesentlicher Aspekt besteht darin, dass die vorbeschriebene Frequenzabweichung des senderseitigen Trägersignals auf der Empfängerseite in einem sehr weiten Bereich kompensiert wird, indem das grundsätzlich erforderliche Frequenzfangverfahren (wie es vorstehend anhand des Beispiels der Costa Loop beschrieben worden ist) durch Vorgabe eines Schätzwertes an einen optimierten Startpunkt gesetzt wird. Mit anderen Worten: Das Frequenzfangverfahren wird in seinem Fangfenster so vorpositioniert, dass ein sicheres Fangen der Frequenz gewährleistet ist.
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Dazu wird empfängerseitig das Nutzsignal aus dem empfangenen Übertragungssignal gewonnen, indem in mindestens zwei Demodulationsschritten das empfangene Übertragungssignal jeweils mit einem Demodulationssignal beaufschlagt wird, wobei der Schätzwert dadurch gebildet wird, dass nach dem ersten Demodulationsschritt das so gewonnene Zwischensignal mit einem Mischsignal moduliert wird und eine Auswertung des so hoch-gemischten Signals durchgeführt wird.
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Bevorzugt wird auch hier eine so genannte Costa Loop verwendet, die mit dem hoch-gemischten Signal beaufschlagt wird, so dass deren Frequenzvorwahl gemäß dem Schätzwert vorgenommen wird.
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Zur Erläuterung der Erfindung zeigt die Zeichnung in:
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1 in Übersicht das Prinzip und die dabei auftretende Problematik auf eine Trägerfrequenz aufmodulierter Signale
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2 eine zweistufige Heruntermischung von einer 900 MHz betragenden Trägerfrequenz
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3 die zweistufige Heruntermischung mittels so genannter Costa Loop und
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4 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einem statistischen Ansatz zur Ermittlung eines Schätzwertes zur Vorpositionierung eines Frequenzfangfensters.
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Gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente sind dabei mit denselben Bezugszeichen versehen.
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Der grundsätzliche Ablauf einer Datenübertragung mit einem auf ein Trägersignal aufmodulierten Nutzsignal ist bereits im Zusammenhang mit den 1 bis 3 erläutert, so dass nachfolgend der Schwerpunkt auf die Beschreibung weiterer und besonderer erfindungsrelevanter Aspekte gelegt werden kann.
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Das von einem (in 4 nicht gezeigten) Sender ausgehende und zum Empfänger 7 gelangende Übertragungssignal 4 wird über einen Bandpass 49 einer ersten Mischer- oder Demodulationsstufe 50 zugeführt. Angenommen sei, dass auch hier die Trägersignalfrequenz des Übertragungssignals f0 = 900 MHz betrage. Der Mischer 50 wird von einem VCO 51 mit einer Frequenz fv = 899 MHz beaufschlagt. Damit ist der so genannte IF-Level (Intermediate Frequency Level) 22 erreicht. Nach Wandlung in einem AD-Wandler 52 in ein digitales Signal wird das ausgangsseitige Signal 53 (mit einer verbleibenden Trägerfrequenz von 1 MHz) einerseits in einem Speicher 54 abgespeichert und an dessen Ausgang mit einer zeitlichen Verzögerung wieder ausgegeben. Die Verzögerungszeit richtet sich hauptsächlich nach der Synchronisierzeit bzw. Prozessdauer in der anschließenden Costa Loop. Andererseits wird das Signal 53 gleichzeitig in dem in 4 unten gezeigten Zweig nach Durchlauf eines Bandpasses 55 in einem Quadrierer 56 quadriert und einem weiteren Bandpass 57 zugeführt. Das Quadrieren der Frequenz hat den Zweck, die Phasensprünge des Trägersignals zu eliminieren. Anschließend wird für eine bestimmte Zeit – vorzugsweise kontinuierlich fortlaufend – von dem quadrierten Signal 58 eine Auswertung vorgenommen. Dabei wird innerhalb einer bestimmten Zeit in einem Detektor 59 die Trägerfrequenz fT des Signals 58 zumindest grob vorbestimmt. Man kann zeigen, dass nach einer bestimmten Zeit eine weitestgehende Annäherung der geschätzten Frequenz fT zu der tatsächlichen Frequenz erreicht ist. Auf diese geschätzte Frequenz fT wird dann die Startfrequenz fn' für das Frequenzfangverfahren – z. B. mit Hilfe der vorbeschriebenen Costa Loop – voreingestellt. Da die Costa Loop im Zusammenhang mit 3 ausführlich beschrieben wurde, ist eine detaillierte Erläuterung in 4 entbehrlich. Es ist jedenfalls zu betonen, dass die Startfrequenz fn' für das Frequenzfangfenster die geschätzte Frequenz fT ist.
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Eine weitere Verbesserung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist dadurch zu erzielen, dass nicht das bereits auf 1 MHz herunter-gemischte Empfangssignal bzw. dessen Trägerfrequenz verwendet wird, sondern – und zwar in der Praxis aufgrund des zuvor erforderlichen Heruntermischens – ein Wieder-Hoch-Mischen erfolgt. Dabei kann beispielsweise eine Trägerfrequenz von 40 MHz verwendet werden, so dass vor dem Quadrieren eine Mischfrequenz von 41 MHz (40 MHz + 1 MHz) entsteht. Dieses Signal wird dann quadriert, wodurch sich ein Signal mit einer Frequenz von 82 MHz ergibt. Damit ist eine sehr viel höhere Anzahl von Nulldurchgängen in der entsprechenden Zeit gewährleistet, so dass die statistische Aussagekraft erheblich erhöht ist. In diesem Beispiel würden dann die mit 82 MHz ermittelten Abtastwerte in Bezug auf den Ermittlungszeitraum zur Ermittlung der Schätzfrequenz führen, wobei diese dann aufgrund der vorhergehenden Quadrierung durch 2 geteilt werden muss. Der Costa Loop würde in diesem Fall das auch entsprechend hoch-gemischte Eingangssignal (nämlich auf 41 MHz hoch-gemischt) eingangsseitig zugeführt werden und entsprechend mit der Frequenz von ca. 41 MHz vorgesetzt werden.
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Das in dem Speicher 54 gespeicherte Signal erfordert nur eine relativ geringe Synchronisationszeit, die beispielsweise bei ca. 10 Mikrosekunden liegt. Üblicherweise in Paketstrukturen verwendete Header dauern insgesamt 160 Mikrosekunden, so dass der Eingangsbereich des Headers von 10 Mikrosekunden geopfert werden kann. Ähnliches ist auch bei einer Framestruktur mit vorangehender Frameinfo und anschließendem Datenabschnitt möglich; derartige Framestrukturen werden beispielsweise noch bei Fernsehsignalen verwendet.
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Bezugszeichenliste
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- f0
- Trägersignalfrequenz
- f0'
- Demodulationssignalfrequenz
- fn'
- Nachmischer-Frequenz
- fv
- Mischfrequenz
- fT
- Frequenz
- F(jω)
- Frequenzbereich
- ω
- Frequenz
- φ'
- Phase
- 1
- Nutzsignal
- 1', 1''
- Seitenbänder
- 2
- Mischer
- 3
- up-convertion
- 4
- Übertragungssignal
- 5
- Funkübertragungsstrecke
- 6
- Sender
- 7
- Empfänger
- 10
- empfangenes Nutzsignal
- 11
- Bandpass
- 12
- down-conversion
- 14
- Mischer
- 15
- Eingang
- 20
- Mischer
- 22
- IF-Level
- 21
- Bandpass
- 23
- Analog-Digital-Wandelung
- 24
- Heruntermischung
- 25
- Frequenzmischers
- 30
- Generator
- 31
- Ausgangssignal
- 32
- Mischer
- 33
- Phasenschieber
- 34
- Mischer
- 36, 37
- Bandpass
- 38
- Mischer
- 39
- Ausgangssignal
- 40
- Tiefpass
- 49
- Bandpass
- 50
- Mischer- oder Demodulationsstufe
- 51
- VCO
- 52
- AD-Wandler
- 53
- Signal
- 54
- Speicher
- 55
- Bandpass
- 56
- Quadrierer
- 57
- Bandpass
- 58
- Signal
- 59
- Frequenzdetektor