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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung und insbesondere
betrifft die vorliegende Erfindung eine elektronische Verstärkerschaltung
mit einem Transistor und einem Übertrager.
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In
der modernen mobilen Telekommunikation werden LNAs (LNA = low noise
amplifier = rauscharmer Verstärker)
im Front-End eines Empfängers eingesetzt.
Solche LNAs sollten im Allgemeinen mehreren Anforderungen genügen. Zunächst sollen sie
eine niedrige Rauschzahl und eine vom Kunden vorgeschriebene Verstärkung (meistens
zwischen 15 dB und 18 dB) haben. Weitere Anforderungen wären beispielsweise
ein geringer Stromverbrauch bei einem möglichst hohen Kompressionspunkt
P1dB und einer hohen Intermodulation dritter Ordnung IP3, damit
eine hohe Empfindlichkeit im Empfänger erreicht werden kann.
Um eine niedrige Rauschzahl zu schaffen, wird in der Regel für diesen
Zweck meist eine einstufige Emitter-Grundschaltung aus npn-Bipolartransistoren
(npn-BJTs) eingesetzt. Derartige npn-Bipolartransistoren in Emitter-Grundschaltung
weisen jedoch oft keine ausreichende Verstärkung auf, wenn man beim Entwurf
eines LNAs alle Parameter berücksichtigt.
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Um
die Verstärkung
von solchen LNAs zu erhöhen,
werden oftmals mehrstufige Verstärker
verwendet. Dadurch wird aber die Rauschzahl um einige zehnte dB
verschlechtert, so dass diese zum Teil unakzeptabel hohe Werte annimmt.
Weiterhin ist ein deutlich höherer
Stromverbrauch zu verzeichnen als bei LNAs mit einer einstufigen
Emitter-Grundschaltung eines npn-Bipolartransistors.
Außerdem
werden die Intermodulation dritter Ordnung IP3 und der durch solche
mehrstufige Verstärker
erreichbare Kompressionspunkt P1dB oftmals negativ beeinflusst,
wenn die Verstärkung
erhöht
wird. Um diese Nachteile zu kompensieren, besteht eine Möglichkeit
darin, den npn- Bipolartransistor
(npn-BJT) zu verkleinern. Diese Methode weist jedoch ähnliche
Probleme auf, wie sie bei mehrstufigen Verstärkern auftreten.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen rauscharmen
Verstärker
zu schaffen, der eine verbesserte Charakteristik aufweist und zudem
leicht herstellbar ist.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Verstärkerschaltung
gemäß Anspruch
1 gelöst.
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Die
vorliegende Erfindung schafft eine Verstärkerschaltung mit folgenden
Merkmalen:
einem Transistor mit einem Steueranschluss, einem ersten
und einem zweiten Anschluss;
einem Signaleingangsanschluss,
der mit dem Steueranschluss des Transistors gekoppelt ist;
einem Übertrager
mit einer Primär-
und einer Sekundärseite,
dessen Primärseite
mit dem ersten oder zweiten Anschluss des Transistors gekoppelt
ist; und
einem Signalausgangsanschluss, der mit der Sekundärseite des Übertragers
gekoppelt ist.
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Die
vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass durch das
Schalten eines Übertragers zwischen
den entsprechenden Anschluss des Transistors und dem Signalausgangsanschluss
der Verstärkerschaltung
eine Vielzahl von Vorteilen erreichbar ist, indem die primärseitigen
und sekundärseitigen
Eigenschaften des Übertragers
ausgenutzt werden. Insbesondere ist erfindungsgemäß ein verlustbehafteter
On-Chip-Übertrager
zwischen dem Transistor und dem Signalausgangsanschluss vorteilhaft einsetzbar.
Somit kann erfindungsgemäß eine Verstärkerschaltung
mit einer verbesserten Charakteristik geschaffen werden.
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Vorzugsweise
ist eine primärseitige
Impedanz zwischen einem ersten und einem zweiten primärseitigen
Anschluss größer als
eine sekundärseitige
Impedanz zwischen einem ersten und zweiten sekundärseitigen
Anschluss. Hierdurch wirkt der Übertrager
als Impedanztransformator und erhöht die vom Transistor aus gesehene
Ausgangsimpedanz auf einen höheren
Wert als bei einem direkten Koppeln des Signalausgangsanschluss
es mit dem ersten oder zweiten Anschluss des Transistors. Durch
diese Erhöhung
der vom Transistor gesehenen Ausgangsimpedanz kann der Transistor
eine höhere
Leistung an den Signalausgangsanschluss liefern. Dies wirkt sich
insbesondere dann vorteilhaft aus, wenn die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung
am Signaleingangsanschluss mit einem hochfrequenten Signal beaufschlagt
wird, welches durch die Verstärkerschaltung
zu verstärken
ist.
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Ein
Vorteil des erfindungsgemäßen Ansatzes
besteht somit in der Möglichkeit,
die Verstärkung (d.
h. den Verstärkungsfaktor)
der Verstärkerschaltung
gegenüber
einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
zu erhöhen.
Weiterhin lässt
sich gegenüber
einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
bei einer vorgegebenen Verstärkung
ein niedrigerer Strom zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss des
Transistors realisieren. Da insbesondere in praktischen Anwendungen
ein nichtlineares Verhalten des Transistors in einer Verzerrung
des Stroms zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss des Transistors
resultiert, lässt
sich durch den erfindungsgemäßen Ansatz
weiterhin ein höherer
Kompressionspunkt P1dB und eine höhere Intermodulation dritter
Ordnung IP3 als in einer herkömmlichen Verstärkerschaltung
realisieren.
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Weiterhin
ist anzumerken, dass bei einem herkömmlichen schmalbandigen rauscharmen
Verstärker
der Frequenzgang der Verstärkung
oft nicht zufriedenstellend einstellbar ist, um ein Übersprechen
zwischen einzelnen Frequenzbändern
zu unterdrücken.
Vorzugsweise kann der im erfindungsgemäßen Ansatz verwendete Übertrager
ein Bandpassverhalten aufweisen. Ein derartiges Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen Ansatzes
bietet den weiteren Vorteil, dass sich eine verbesserte Einstellbarkeit
des Frequenzgangs der Verstärkung
der Verstärkerschaltung
gegenüber
herkömmlichen
rauscharmen Verstärkern
realisieren lässt.
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Die
primärseitige
Induktivität
des Übertragers
kann bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
zwischen einen Versorgungsspannungsanschluss der Verstärkerschaltung
sowie den ersten oder zweiten Anschluss des Transistors gekoppelt werden.
Als weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Ansatzes ist somit zu nennen,
dass sich durch ein derartiges Koppeln der Primärseite des Übertragers somit unter Ausnutzung
der Induktivität
der Primärseite
des Übertragers
verhindern lässt,
dass beispielsweise ein hochfrequentes Signal von dem ersten oder
zweiten Anschluss des Transistors zum Versorgungsspannungsanschluss überkoppeln
kann. Eine Spule zur Spannungsversorgung, wie sie bei herkönmmlichen
Verstärkern
verwendet wird, ist im erfindungsgemäßen Ansatz nicht notwendig.
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Ferner
bietet der erfindungsgemäße Ansatz den
weiteren Vorteil, die Verstärkerschaltung
bei höheren
Frequenzen einzusetzen als dies beispielsweise bei herkömmlichen
einstufigen Verstärkerschaltungen
möglich
ist. Dies resultiert insbesondere daraus, dass die Verstärkung der
Verstärkerschaltung des
erfindungsgemäßen Ansatzes
insbesondere bei hohen Frequenzen durch den Einsatz des Übertragers
verbessert werden kann.
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Als
weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Ansatzes ist zu nennen,
dass sich durch das Verwenden eines vorzugsweise verlustbehaftet Übertragers die
Stabilität
der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung
sicherstellen lässt.
Insbesondere dadurch, dass der Übertrager
primärseitig
sowie sekundärseitig
einen ohmschen Widerstand bietet, kann die Stabilität der Verstärkerschaltung
des erfindungsgemäßen Ansatzes
gegenüber
einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
weiter optimiert werden.
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Vorzugsweise
weist die Primärseite
des Übertragers
eine hohe Impedanz auf, während
die Sekundärseite
des Übertragers
eine niedrige Impedanz aufweist. Hieraus resultiert ein weiterer
Vorteil, dass eine Rückwärtsisolation
der Verstärkerschaltung
gegenüber
einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
verbessert werden kann. Durch die niedrige Impedanz der Sekundärseite des Übertragers werden
störende
Einflüsse
vom Signalausgang in die Verstärkerschaltung,
wie beispielsweise Reflexionen von Signalen am Signalausgang, gedämpft. Eine herkömmliche
Verstärkerschaltung
bietet demgegenüber
eine deutlich geringere Rückwärtsisolation.
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Ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend anhand der beiliegenden
Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 ein
Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung;
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2 ein
Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung;
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3 ein
mögliches
Ersatzschaltbild des in 2 verwendeten Übertragers;
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4 ein
Diagramm, das eine Übertragungsfunktion
des in 3 dargestellten Übertragers wiedergibt; und
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5 eine
Tabelle, die einen Vergleich von simulierten Parametern des in 1 dargestellten Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung
gegenüber
einer herkömmlichen Verstärkerschaltung
wiedergibt.
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1 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 100.
Die Verstärkerschaltung 100 umfasst
einen Transistor 102. Der Transistor 102 kann
ein npn-Bipolartransistor sein,
wie in 1 dargestellt ist. Alternativ lässt sich für den Transistor 102 jedoch
auch ein pnp-Bipolartransistor
oder ein MOS-Transistor verwenden.
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Der
Transistor 102 umfasst einen Steueranschluss 104 (Basisanschluss).
Ferner umfasst der Transistor 102 einen ersten Anschluss 106 (Kollektoranschluss)
sowie einen zweiten Anschluss 108 (Emitteranschluss). Weiterhin
umfasst die in 1 dargestellte Verstärkerschaltung 100 einen
Hochfrequenzeingang RFin, an dem ein zu verstärkendes Hochfrequenzsignal
angelegt werden kann. Der Hochfrequenzeingang RFin ist mit dem Basisanschluss 104 des
Transistors 102 verbunden. Der Emitteranschluss 108 des
Transistors 102 ist mit einem Masseanschluss GND1 leitfähig verbunden.
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Weiterhin
umfasst die Verstärkerschaltung 100 einen Übertrager 112 mit
einer Primärseite 114 und
einer Sekundärseite 116.
Die Primärseite 114 umfasst
einen ersten primärseitigen
Anschluss P1, einen zweiten primärseitigen
Anschluss P2 und eine Primärinduktivität zwischen
dem ersten primärseitigen
Anschluss P1 und dem zweiten primärseitigen Anschluss P2. Die
Sekundärseite 116 des Übertragers 112 umfasst
einen ersten sekundärseitigen
Anschluss S1, einen zweiten sekundärseitigen Anschluss S2 und
eine Sekundärinduktivität zwischen dem
ersten sekundärseitigen
Anschluss S1 und dem zweiten sekundärseitigen Anschluss S2. Der
zweite primärseitige
Anschluss P2 des Übertragers 112 ist mit
dem Kollektoranschluss 106 des Transistors verbunden. Der
erste primärseitige
Anschluss P1 des Übertragers 112 ist
mit einem Versorgungsspannungsanschluss VCC leitfähig verbunden.
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Der
erste sekundärseitige
Anschluss S1 des Übertragers 112 ist
ferner über
eine Kapazität
C1 mit einem Hochfrequenzaus gang RFout gekoppelt. Der zweite sekundärseitige
Anschluss S2 ist weiterhin mit einem weiteren Masseanschluss GND2
leitfähig
verbunden. Vorzugsweise sind das Massepotential des Masseanschlusses
GND1 sowie das Massepotential des weiteren Masseanschlusses GND2
beispielsweise voneinander getrennt.
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Weiterhin
ist der erste primärseitige
Anschluss P1 des Übertragers 112 über einen
Widerstand 124 mit dem Basisanschluss 104 des
Transistors 102 verbunden.
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Um
die Verstärkerschaltung 100 in
Betrieb zu nehmen, kann an den Versorgungsspannungsanschluss VCC
beispielsweise eine positive Versorgungsspannung +2,75 Volt in Bezug
auf das Massepotential des Masseanschlusses GND1 angelegt werden.
Wird nun an den Hochfrequenzeingang RFin ein hochfrequentes Signal
angelegt, wird durch den Transistor 102 das an dem Hochfrequenzeingang RFin
angelegte Signal mit einem durch den Transistor 102 vorgegebenen
Verstärkungsfaktor
verstärkt. Hieraus
resultiert ein hochfrequenter Strom zwischen dem ersten Anschluss 106 des
Transistors 102 sowie dem zweiten Anschluss 108 des
Transistors 102. Durch die Wahl des Transistors 102 als
Bipolartransistor und mit der in 1 dargestellten
Emitter-Grundschaltung des Transistors 102 resultiert somit
in Abhängigkeit
von dem am Hochfrequenzeingang RFin anliegenden Hochfrequenzsignal
ein hochfrequenter Kollektor-Emitter-Strom durch den Transistor 102.
Durch die Verschaltung der Primärseite 114 des Übertragers 112 zwischen
den Kollektoranschluss 106 des Transistors 102 sowie
den Versorgungsspannungsanschluss VCC lässt sich das verstärkte Signal
somit von der Primärseite 114 des Übertragers 112 an
die Sekundärseite 116 des Übertragers 112 übertragen.
Durch die Kapazität
C1, die zwischen den ersten sekundärseitigen Anschluss S1 und
den Hochfrequenzausgang RFout geschaltet ist, wird hierbei eine
Entkopplung sichergestellt, sodass lediglich ein hochfrequenter
Anteil des verstärkten
Signals an den Hochfrequenzausgang RFout übertragen wird. Ferner kann
durch die geeignete Wahl des Kapazitätswertes der Kapazität C1 eine
optionale Anpassung der Übertragungseigenschaften
der Verstärkerschaltung
erreicht werden. Wird nun der Übertrager 112 vorzugsweise
derart ausgelegt, dass die Primärseite 114 eine
hohe Impedanz und die Sekundärseite 116 eine
niedrigere Impedanz aufweisen, lässt
sich somit eine höhere
Verstärkung
der Verstärkerschaltung 100 erreichen,
als dies lediglich bei einer herkömmlichen Kopplung des Hochfrequenzausganges
RFout an den Kollektoranschluss 106 des Transistors 102 realisierbar
wäre. Der Übertrager 112 wirkt
somit als Impedanztransformator und erhöht die vom als Verstärker wirkenden
Transistor 102 gesehene Ausgangsimpedanz, wie z. B. von
10 Ohm auf 50 Ohm oder von 50 Ohm auf einen Wert größer als
50 Ohm. Der Kollektoranschluss 106 des Transistors 102,
der wie in 1 dargestellt ist, als npn-Bipolartransistor
in Emitter-Grundschaltung
geschaltet ist, wirkt somit nahezu als ideale Stromquelle und kann somit über den Übertrager 112 mehr
Hochfrequenzleistung an den Hochfrequenzausgang RFout abgeben, als
dies in einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
möglich
ist.
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Um
eine exakte Einstellung eines Arbeitspunktes des Transistors 102 zu
ermöglichen,
lässt sich
durch den Widerstand 124 ein vordefiniertes Potential an
den Basisanschluss 104 des Transistors 102 anlegen.
Hierzu wird der Widerstand 124 zwischen den Versorgungsspannungsanschluss
VCC und den Basisanschluss 104 des Transistors 102 geschaltet.
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Weiterhin
weist die Verstärkerschaltung 100 bei
vorgegebener Verstärkung
aufgrund der hohen Impedanz der Primärseite 114 des Übertragers 112 einen
niedrigeren Hochfrequenzkollektorstrom auf als ein herkömmlicher
rauscharmer Verstärker.
Da das nichtlineare Verhalten eines Bipolartransistors in den praktischen
Anwendungen durch eine Verzerrung des Hochfrequenzkollektorstroms
hervorgerufen wird, lassen sich durch den erfindungsgemäßen Ansatz
somit ein höherer
Kompressionspunkt P1dB und eine höhere Intermodulation dritter
Ordnung IP3 als bei herkömmlichen
einstufigen Verstärkern
realisieren.
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2 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel der
erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung.
Im Unterschied zu dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel
umfasst die in 2 dargestellte Verstärkerschaltung 200 eine
Steuerschaltung 140 mit einem ersten Steuerschaltungsanschluss 142,
einen zweiten Steuerschaltungsanschluss 144, einem dritten Steuerschaltungsanschluss 146 sowie
einem vierten Steuerschaltungsanschluss 148. Der erste
Steuerschaltungsanschluss 142 ist mit dem ersten primärseitigen
Anschluss P1 des Übertragers 112 leitfähig verbunden.
Der zweite Steuerschaltungsanschluss 144 ist leitfähig mit
dem Basisanschluss 104 des Transistors 102 verbunden.
Der dritte Steuerschaltungsanschluss 146 ist leitfähig über das
weitere Massepotential mit dem zweiten sekundärseitigen Anschluss S2 des Übertragers 112 verbunden.
Der vierte Steuerschaltungsanschluss 148 ist leitfähig mit einem
weiteren Versorgungsspannungsanschluss VGS verbunden.
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Gegenüber der
in 1 dargestellten Verstärkerschaltung 100 bietet
die in 2 dargestellte Verstärkerschaltung 200 den
Vorteil einer aktiven DC-Stromversorgung für den Transistor 102.
Diese umfasst die Steuerschaltung 140, mit deren Hilfe
eine, von der am Versorgungsspannungsanschluss VCC anliegenden Spannung
unabhängige
Spannung an den Basisanschluss des Arbeitspunktes des Transistors 102 angelegt
werden kann.
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3 zeigt
ein Ersatzschaltbild 300 des in 1 und 2 verwendeten Übertragers 112. Durch
das Ersatzschaltbild 300 werden zwei mit dem Kopplungsfaktor
K12 gekoppelte Spulen charakterisiert, die beispielsweise in integrierter
Technik realisiert sind. Spezieller sind die Spulen als Metallisierungen
auf der Passivierungsschicht eines Substrates implantiert, das auf
seiner Unterseite mit einer Massemetallisierung versehen ist. Die
primärseitige Spule
wird durch eine primärseitige
Induktivität
L1P und durch einen primärseitigen ohmschen
Widerstand R20 dargestellt und ist zwischen den ersten primärseitigen
Anschluss P1 und den zweiten primärseitigen Anschluss P2 geschaltet.
Die sekundärseitige
Spule ist die durch eine sekundärseitige
Induktivität
L1S und einen sekundärseitigen
ohmschen Widerstand R23 dargestellt. Die Elemente zwischen den Anschlüssen P2
und S2 und einem Masselagenpotential VSS (in der Regel 0 V) und
zwischen den Anschlüssen
P1 und S1 dem Masselagenpotential VSS resultieren aus zu berücksichtigenden
parasitären
Effekten zwischen den Spulenleitern auf der Passivierungsschicht
des Substrats und der Massemetallisierung auf der Unterseite des
Substrats.
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Aus
den verwendeten simulierten Bauelementwerten des Ersatzschaltbildes 300 lässt sich
erkennen, dass eine primärseitige
Impedanz zwischen dem ersten primärseitigen Anschluss P1 und
dem zweiten primärseitigen
Anschluss P2 höher
ist als eine sekundärseitige
Impedanz zwischen dem ersten sekundärseitigen Anschluss 51 und
dem zweiten sekundärseitigen
Anschluss S2. Dies lässt
sich insbesondere an dem Wert des primärseitigen ohmschen Widerstandswert
R20 der primärseitigen
Impedanz gegenüber
dem sekundärseitigen
ohmschen Widerstandswert R23 der sekundärseitigen Impedanz erkennen,
wobei der primärseitige
ohmsche Widerstandswert R20 größer als
der sekundärseitige
ohmsche Widerstandswert R23 ist. Weiterhin lässt sich durch die primärseitige
Induktivität
L1P gegenüber der
sekundärseitigen
Induktivität
L1S der höhere
Impedanzwert der Primärseite 114 gegenüber dem
Impedanzwert der Sekundärseite 116 erkennen.
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Aus 3 wird
ferner ersichtlich, dass direkt zwischen den ersten primärseitigen
Anschluss P1 sowie den zweiten primärseitigen Anschluss P2 die primärseitige
Induktivität
L1P geschaltet ist. Die Verwendung eines derart ausgebildeten Übertragers 112 ermöglicht somit
das oben genannte direkte Anschließen der Versorgungsspannung
an die Primärseite 114 des Übertragers 112.
Eine Trennung eines hochfrequenten Signals vom in 1 dargestellten Versorgungsspannungsan schluss
VCC erfordert hierdurch keine externe Spule zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss
VCC und dem Kollektoranschluss des Transistors. Hierdurch lässt sich
eine Kostenreduktion für
eine hochfrequente Verstärkerschaltung
gegenüber
einem herkömmlichen
rauscharmen Verstärker
realisieren.
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In
herkömmlichen
Verstärkern
wird oft ein zusätzlicher
ohmscher Widerstand zwischen dem Versorgungsspannungsanschluss und
dem Kollektor in Reihe geschaltet, um die Stabilität des Verstärkers, d.h.
des Transistors in Emitter-Grundschaltung, zu erhöhen. Durch
die Verwendung eines gemäß 3 aufgebauten Übertragers 112 mit
dem primärseitigen ohmschen
Widerstand R20 ist bereits ein ohmscher Widerstand in Reihenschaltung
zwischen dem in 1 oder 2 dargestellten
Versorgungsspannungsanschluss VCC und dem Kollektoranschluss 106 des
Transistors 102 realisiert, wodurch sich die Stabilität der in 1 oder 2 dargestellten
Verstärkerschaltung
sicherstellen lässt.
Zusätzlich
ist jedoch der sekundärseitige
ohmsche Widerstand R23 zu berücksichtigen,
der durch das Kopplungsverhalten mit dem Kopplungsfaktor K12 des Übertragers 112 weiter
stabilisierend auf die Verstärkerschaltung wirkt.
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Wie
bereits ausgeführt
wurde, ist die erste Impedanz (d. h. die Impedanz der Primärseite 114) größer als
die zweite Impedanz (d. h. die Impedanz der Sekundärseite 116).
Hierdurch lässt
sich eine Verstärkerschaltung
realisieren, die eine kleinere Impedanz zwischen dem in 1 oder 2 dargestellten
Hochfrequenzausgang RFout und dem weiteren Masseanschluss GND2 (Ausgangssignalimpedanz)
aufweist als eine herkömmliche
Verstärkerschaltung.
Durch eine solche kleinere Ausgangssignalimpedanz der Verstärkerschaltung
sowie den ohmschen Verlust des Übertragers
(d. h. den ohmschen Verlust durch den sekundärseitigen ohmschen Widerstand
R23 sowie den mit dem Kopplungsfaktor K12 zu berücksichtigenden primärseitigen
ohmschen Widerstand R20) lässt
sich eine Rückwirkung
eines Signals von dem Hochfrequenzausgang RFout auf den Hochfrequenzeingang
RFin gegenüber
herkömmlichen
Verstärkerschaltungen
reduzieren. Aus diesem Grund lässt
sich sagen, dass die Rückwärtsisolation
der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung gegenüber einer
herkömmlichen
Verstärkerschaltung verbessert
ist.
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4 zeigt
ein Diagramm eines Simulationsergebnisses einer Übertragungsfunktion des Übertragers
unter Verwendung des Ersatzschaltbildes gemäß 3. Aus der
Darstellung des Simulationsergebnisses in 4 wird ersichtlich,
dass der Übertrager
eine Bandpassübertragungsfunktion
aufweist. In einer Verschaltung gemäß 1 oder 2 wirkt
er in niedrigen Frequenzen über
den auf das weitere Massepotential GND2 gelegten zweiten sekundärseitigen
Anschluss S2 wie ein Kurzschluss, während sein Verlust bei hohen
Frequenzen wegen parasitären
Effekten (höherer
Widerstand wegen des Skin-Effekts,
parasitäre
Kapazitäten
gegen Masse usw.) zunimmt. Demgegenüber weist ein herkömmlicher
einfacher Verstärker
aus einem npn-Bipolartransistor lediglich eine hohe Verstärkung bei
niedrigen Frequenzen auf, weist aber zugleich eine starke Abnahme
der Verstärkung
bei hohen Frequenzen auf. Wird ein schmalbandiger rauscharmer Verstärker gewünscht, ist
der Frequenzgang der Verstärkung
in herkömmlichen
Verstärkern
oft nicht zufriedenstellend gelöst,
um ein Übersprechen
zwischen einzelnen Frequenzbändern
zu unterdrücken.
Durch die Wahl des Übertragers
kann deshalb die Verstärkung bei
für eine
Anwendung interessanten Frequenzen auf ein Maximum gesetzt und bei
anderen Frequenzen stärker
gedämpft
werden als bei herkömmlichen Lösungen.
Insbesondere kann durch eine geeignete Wahl der primär- und sekundärseitigen
ohmschen Widerstände
sowie Induktivitäten
das Übertragungsverhalten
des Übertragers
beeinflusst werden.
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Da
die Verstärkung
der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung
bei hohen Frequenzen durch die Wahl bzw. die Auslegung des Übertragers
verbessert werden kann, lässt
sich ebenfalls eine Erhöhung
der Frequenzen, bei denen die Verstärkerschaltung eingesetzt werden
soll, gegenüber
beispielsweise einem einstufigen rauscharmen Verstärker aus
einem npn-Bipolartransistor,
realisieren.
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Weiterhin
lässt sich
der Übertrager
herstellungstechnisch einfach realisieren, indem beispielsweise
bei der Herstellung des in 1 oder 2 dargestellten
Transistors 102 in einem Substrat zugleich der Übertrager 112 in
das Substrat integriert wird. Hierdurch lässt sich neben dem Transistor 102 zugleich
der, vorzugsweise verlustbehaftete, Übertrager als ein integrierter
Schaltkreis mit dem Transistor 102 ausbilden, wodurch sich
die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung
kostengünstig
herstellen lässt.
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5 zeigt
eine tabellarische Gegenüberstellung
von simulierten Parameterwerten einer Verstärkerschaltung gemäß 2 unter
Verwendung eines Übertragers
gemäß 3 gegenüber einem
herkömmlichen
rauscharmen Verstärker
mit einer On-Chip-Spule.
In der Tabelle sind diejenigen Parameterwerte der simulierten Verstärkerschaltung
gemäß 2 mit
den Worten „höher" und „besser" gekennzeichnet,
die eine verbesserte Charakteristik der Verstärkerschaltung gegenüber einem
herkömmlichen
rauscharmen Verstärker
darstellen.
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Die
Tabelle aus 5 zeigt somit den Vergleich
zwischen dem in 2 dargestellten Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung
und einem herkömmlichen
rauscharmen Verstärker
mit einer gleichen Konfiguration ohne den Übertrager, sondern mit einer
On-Chip-Spule für
das Front-End von UMTS-Empfängern
im Frequenzbereich von 2,11 GHz bis 2,17 GHz. Es ist aus der Tabelle
in 5 deutlich ersichtlich, dass die Simulation des
Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung
deutlich bessere Ergebnisse sowohl in der Verstärkung als auch in der Linearität ergibt,
als eine Simulation des herkömmlichen
rauscharmen Verstärkers.
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Zusammenfassend
lässt sich
feststellen, dass durch den Einsatz eines vorzugsweise verlustbehafteten Übertragers
am Ausgang eines rauscharmen Verstärkers in Emitter-Grundschaltung aus
einem npn-Bipolartransistor eine höhere Verstärkung bei höheren Frequenzen, ein schmalerer
Frequenzgang der Verstärkung
und gleichzeitig ein höherer Kompressionspunkt,
eine höhere
Intermodulation dritter Ordnung sowie eine höhere Stabilität erreichbar
ist.
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Eine
solche Verbesserung wurde am Beispiel einer Verstärkerschaltung
für das
Front-End von UMTS-Empfängern
im Frequenzbereich von 2,11 GHz bis 2,17 GHz gezeigt. Ein herkömmlicher rauscharmer
Verstärker
kann eine Verstärkung
von etwa 14 dB erreichen, wogegen durch die hier vorgeschlagene
Lösung
etwa 16 dB erreichbar sind, wobei andere Parameter wie der 1-dB-Kompressionspunkt und
die Intermodulation dritter Ordnung auch um eine dB verbesserbar
sind.
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- 100
- Verstärkerschaltung
- 102
- Transistor
- 104
- Basisanschluss
- 106
- Kollektoranschluss
- 108
- Emitteranschluss
- GND1
- Massepotentialanschluss
- RFin
- Hochfrequenzeingang
- 112
- Übertrager
- 114
- Primärseite des Übertragers 112
- 116
- Sekundärseite des Übertragers 112
- P1
- erster
primärseitiger
Anschluss des Übertragers 112
- P2
- zweiter
primärseitiger
Anschluss des Übertragers
-
-
112
- S1
- erster
sekundärseitiger
Anschluss des Übertragers
-
-
112
- S2
- zweiter
sekundärseitiger
Anschluss des Übertragers
-
-
112
- VCC
- Versorgungsspannungsanschluss
- 124
- Widerstand
- C1
- Kapazität
- RFout
- Hochfrequenzausgang
- GND2
- weiterer
Massepotentialanschluss
- 140
- Steuerschaltung
- 142
- erster
Steuerschaltungsanschluss
- 144
- zweiter
Steuerschaltungsanschluss
- 146
- dritter
Steuerschaltungsanschluss
- 148
- vierter
Steuerschaltungsanschluss
- 150
- Anschluss
einer weiteren Versorgungsspannung VGS
- R20
- primärseitiger
ohmscher Widerstand
- L1P
- primärseitige
Induktivität
- R23
- sekundärseitiger
ohmscher Widerstand
- L1S
- sekundärseitige
Induktivität