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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Demodulator sowie eine Sensorvorrichtung,
die einen Demodulator enthält.
Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere einen Demodulator
für einen Chopperverstärker.
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Sensoren,
beispielsweise Magnetfeldsensoren, benötigen für eine genaue Auswertung der
zu messenden Größe üblicherweise
eine Offset-Fehlerkorrektur. Bei als Magnetfeldsensoren arbeitenden, integrierten
Hall-Elementen kann ein Offset-Fehler beispielsweise durch ein fertigungsbedingtes
Verbiegen des Silizium-Plättchens
(mechanical stress) oder durch Ungenauigkeiten in der Lithographie
beim Herstellungsprozeß entstehen.
Weitere Offset-Fehler können
durch die äußere Beschaltung
des Hall-Sensors,
beispielsweise durch Offset-Spannungen in den dem Hall-Sensor nachgeschalteten
Verstärkern,
bedingt sein.
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In
dem Dokument
US 5,621,319 ist
ein Verfahren zur Kompensation der bei Hall-Sensoren üblicherweise
auftretenden Offset-Spannung angegeben. Dabei sind am Hall-Sensor
zwei orthogonal zueinander angeordnete Klemmenpaare vorgesehen, wobei
jeweils einem Klemmenpaar der Erregerstrom zugeführt wird, und am anderen Klemmenpaar
die Hall-Spannung zur Verfügung
steht. Im sogenannten Chopping-Takt wird zwischen den Klemmenpaaren umgeschaltet,
wodurch das Fehlersignal in eine Wechselspannung moduliert wird
und somit herausgefiltert werden kann.
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Weiterhin
wird in dem Dokument
US 5,621,319 ein
Demodulationsverfahren für
einen Chopperverstärker
beschrieben, das durch wechselseitiges Tracken und Sampeln ein kontinuierliches und
ein gesampeltes Signal summiert. Dadurch kann bei DC-Signalen die
Offset-Wechselspannung stark verkleinert werden, jedoch treten Signalsprünge am Ausgang
bei sich ändernden
Eingangssignalen auf. Dies führt
zu einer geringeren zeitlichen Auflösung des Signals (Jitter).
Außerdem
führen
Mismatches der Summationswiderstände
und Offsets zwischen den sogenannten „Track- und Hold-Verstärkern” zu verbleibenden
DC-Offset-Fehlern.
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Allgemein
ergibt sich das Problem, daß sogenannte „Chopperverstärker” am Ausgang
ein zerhacktes Rechtecksignal zeigen, dessen Mittelwert dem gewünschten
Nutzsignal und dessen Wechselanteil dem Offset-Signal entspricht.
Bisher wurden in der Regel Filter am Ausgang des Chopperverstärkers benutzt,
um das Wechsel-Offset-Signal zu unterdrücken. Eine derartige Lösung ist
beispielsweise in dem Dokument
US
5,334,944 gezeigt. Eine weitere Lösung, welches das Problem mit
Hilfe von einer Kombination aus Chopperverstärker und Bandpaß löst, ist
in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 32, NO. 7, July 1997,
S. 968ff Christian Menolfi u. a.: ”A Low-Noise CMOS Instrumentation
Amplifier for Thermoelectric Infrared Detectors” beschrieben. Bei dieser Lösung tritt
jedoch das Problem einer nicht ausreichend genauen Verstärkung des
Bandpasses bei der Chopperfrequenz auf.
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In
IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. SC-16, NO. 6, DECEMBER
1981 S. 745ff, MICHAEL C. W. COLN: ”Chopper Stabilization of MOS
Operational Amplifiers Using Feed-Forward Techniques”, wird
eine Lösung
angegeben, die zwar kontinuierlich den Wechselanteil im Ausgangssignal herausregelt,
sie jedoch durch die verwendete Feed-Forward-Technik zusätzliches Rauschen und Intermodulationsverzerrungen
erzeugt.
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Die
DE 41 28 284 A1 offenbart
eine Detektorschaltung, bei der ein von einem Sensor stammendes
Signal über
zwei Schalter an ein Filter weitergegeben wird. In einem Zweig des
Filters liegt ein passives RC-Glied. Der invertierende Eingang eines
aktiven Filterglieds ist über
ein RC-Glied rückgekoppelt.
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Aufgabe
der Erfindung ist es daher, einen Demodulator und eine Sensorvorrichtung
anzugeben, die die genannten Probleme vermindern bzw. ganz vermeiden.
Aufgabe der Erfindung ist es insbesondere, einen Demodulator anzugeben,
der das Ausgangssignal eines Chopper- Verstärkers von dem unvermeidlich
erzeugten Wechsel-Offset-Signal
und von dynamischen Fehlern weitgehend befreien kann.
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Nach
einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein Demodulator gemäß Patentanspruch
1 bereitgestellt. Nach einem zweiten Aspekt der Erfindung wird eine
Sensorvorrichtung gemäß Patentanspruch
6 bereitgestellt. Weitere vorteilhafte Ausführungsformen, Ausgestaltungen
und Aspekte der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen, der
Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen.
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Erfindungsgemäß wird ein
Demodulator bereitgestellt, der zumindest zwei Schalter, über die
der Demodulator mit zumindest einem Eingangssignal verbunden ist,
und zumindest einen Tiefpaßfilter
aufweist, welches ein gefiltertes Ausgangssignal erzeugt. Dabei
weist das Tiefpaßfilter
zumindest eine aktive Filtereinheit und zumindest eine passive Filtereinheit
auf und die passive Filtereinheit ist mit zumindest zwei Schaltern
verbunden.
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Der
erfindungsgemäße Demodulator
besitzt somit ein Tiefpaßfilter,
das durch eine Aufsplittung der Filtereingänge gekennzeichnet ist. Dabei
erfolgt die Aufsplittung der Filtereingänge jeweils nur im Rahmen des
passiven Teils der gesamten Filterschaltung (passive Filtereinheit)
während
der aktive Teil der gesamten Filterschaltung (aktive Filtereinheit)
nicht aufgeteilt wird. Dementsprechend steht der aktive Teil der
gesamten Filterschaltung, der in der Regel durch eine großen Platzbedarf
sowie einen relativ großen
Stromverbrauch gekennzeichnet ist, mehreren Schaltern zur Verfügung. Auf
diese Weise kann der Flächenbedarf
und die Leistungsaufnahme des erfindungsgemäßen Demodulators deutlich reduziert
werden.
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Der
erfindungsgemäße Demodulator
besitzt darüber
hinaus den Vorteil, daß keine
sogenannte „Sample-and-Hold
Schaltung” im
Demodulator und keine sogenannte „Feed-Forward-Schaltung” im Chopperverstärker notwendig
sind. Dementsprechend findet bei der Demodulation kein Sampling-Prozeß statt,
der in der Regel sogenannte „Aliasverzerrungen” und zusätzliches
Alias-Rauschen hervorrufen
würden.
Die kontinuierliche Signalverarbeitung des erfindungsgemäßen Demodulators
ermöglicht
hohe zeitliche Auflösungen,
wobei Einflüsse
des Chopper-Takts sehr gut gefiltert werden können.
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In
einer bevorzugten Ausführung
ist das Tiefpaßfilter
ein Tiefpaßfilter
mit einer Ordnung n ≥ 3. Weiterhin
ist es bevorzugt, wenn der Anschluß für das Ausgangssignal vor der
aktiven Filtereinheit angeordnet ist. Durch die Auskopplung des
Ausgangssignals vor der aktiven Filtereinheit können zusätzliche Offset-Fehler, wie
sie in der Regel in aktiven Schaltungseinheiten entstehen, vermieden
werden. Dementsprechend werden nur die für Rückkopplung notwendigen Schaltungsteile
des Filters am Ausgang der aktiven Filtereinheit angeschlossen.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausführung sind
zumindest zwei Tiefpaßfilter
vorgesehen, die in einer Differentialtechnik verschaltet sind. Der
durch die Differentialtechnik bedingte Ladungsausgleich in den Kapazitäten der
Tiefpaßfilter
verringert nochmals dynamische Fehler und ermöglicht somit eine sehr gute
zeitliche Auflösung
des kontinuierlichen Nutzsignals. Der erfindungsgemäße Demodulator
in Differentialtechnik verringert außerdem Schalter-Offset-Probleme,
da sich die parasitären
Schalter-Kapazitäten
im wesentlichen kompensieren. Darüber hinaus wird das Differenzsignal
besonders gut und mit geringer Chipfläche gefiltert, da zumindest
einige Filterkapazitäten
zwischen den beiden Differenzsignalen geschaltet werden können.
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Weiterhin
ist es bevorzugt, wenn die Schaltungsteile der passiven Filtereinheit,
die jeweils nur mit einem Schalter verbunden sind, jeweils zumindest
zwei Widerstände
und einen Kondensator in einer T-Konfiguration aufweisen.
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Weiterhin
wird erfindungsgemäß eine Sensorvorrichtung
bereitgestellt, die zumindest eine Sensoreinheit zur Umwandlung
zumindest einer Meßgröße in zumindest
ein elektrisches Signal, zumindest einen Chopperverstärker zur
Modulation und zur Verstärkung
des elektrischen Signals und zumindest einen Demodulator zur Demodulation
des von dem Chopperverstärker
erzeugten elektrischen Signals aufweist. Die erfindungsgemäße Sensorvorrichtung ist
dadurch gekennzeichnet, daß als
Demodulator ein erfindungsgemäßer Demodulator
vorgesehen ist.
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In
einer bevorzugten Ausführung
erzeugt die Sensoreinheit zur Umwandlung zumindest einer Meßgröße in zumindest
ein elektrisches Signal in einer ersten Taktphase ein erstes Meßsignal
und in einer zweiten Taktphase ein zweites Meßsignal. Dabei ist es insbesondere
bevorzugt, wenn die Meßsignale in
einer Differenzpfadtechnik geführt
sind. Hierdurch werden insbesondere Gleichtaktstörungen wirksam unterdrückt.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausführung weist
der Chopperverstärker
zumindest einen Modulator, der Mittel zum Verpolen der Meßsignale
aufweist, und zumindest einen Verstärker auf. Dabei ist es insbesondere
bevorzugt, wenn zumindest ein Fehlersignal-Demodulator vorgesehen
ist, dessen Eingang an den Ausgang des Chopperverstärkers angeschlossen
ist und dessen Ausgang an einem Eingang des Verstärkers des
Chopperverstärkers
zur Zuführung
einer Offset-Komponente in einer Gegenkopplung angeschlossen ist.
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Mit
Hilfe des Fehlersignal-Demodulators wird das Fehlersignal demoduliert
und anschließend
wird das demodulierte Fehlersignal auf den Eingang des Verstärkers gegengekoppelt.
Hierdurch wird das Fehlersignal beziehungsweise die Offset-Komponente
der Meßsignale
bereits am Verstärkereingang
des Chopperverstärkers
eliminiert, so daß der
Aussteuerungsbereich des Verstärkers
nur noch der Nutzkomponente der Meßsignale anzupassen ist. Folglich kann
der Aussteuerbereich des Verstärkers
deutlich reduziert werden. Außerdem
muß der
Demodulator nur noch die verbleibenden dynamischen Fehlersignale
filtern. Dies ermöglicht
eine höhere
Grenzfrequenz des Tiefpasses im Demodulator, was bevorzugt durch
kleinere Kapazitäten
erzielt wird. Es ergibt sich somit eine Ersparnis von Chipfläche bei
höherer Genauigkeit
der Schaltung. Dabei ist es insbesondere bevorzugt, wenn der Fehlersignal-Demodulator zumindest
ein Tiefpaßfilter
und zumindest einen Verstärker
aufweist.
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In
einer weiteren bevorzugten Ausführung weist
die Sensoreinheit zumindest einen Magnetfeldsensor, insbesondere
ein Hall-Element, auf.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren der Zeichnung näher dargestellt.
Es zeigen:
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1 eine
Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen Demodulators,
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2 eine
Ausführungsform
einer erfindungsgemäßen Sensorvorrichtung
mit einem erfindungsgemäßen Demodulator,
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3a–3d eine Meßgröße, die von der erfindungsgemäßen Sensorvorrichtung
erzeugten Signale sowie den entsprechenden Signalfehler,
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4 eine
Sensorvorrichtung nach dem Stand der Technik,
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5a–5d eine Meßgröße, die von der herkömmlichen
Sensorvorrichtung erzeugten Signale sowie den entsprechenden Signalfehler,
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1 zeigt
eine Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen Demodulators 1.
Der Demodulator 1 besitzt zwei Schalter 11 und 12, über die
der Demodulator 1 mit den Eingangssignalen verbunden ist. Weiterhin
besitzt der Demodulator 1 einen Tiefpaßfilter 14, welches
ein gefiltertes Ausgangssignal erzeugt. Dabei weist das Tiefpaßfilter 14 eine
aktive Filtereinheit 15, die im vorliegende Beispiel von
einem Operationsverstärker
OP1 gebildet wird. Weiterhin weist das Tiefpaßfilter 14 eine passive
Filtereinheit 16 auf, die von den Widerständen R1
bis R5 und den Kondensatoren C1 bis C4 gebildet wird. Dabei ist
die passive Filtereinheit 16 mit beiden Schaltern 11 und 12 verbunden.
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Wie
aus 1 ersichtlich weisen die Schaltungsteile der passiven
Filtereinheit 16, die jeweils nur mit einem Schalter verbunden
sind, jeweils zwei Widerstände
und einen Kondensator in einer T-Konfiguration auf. Im vorliegenden
Beispiel sind dies die Widerstände
R1 und R2 sowie der Kondensator C1 für den Schalter 11 und
die Widerstände
R3 und R4 sowie der Kondensator C2 für den Schalter 12.
Dabei bilden die Widerstände
R1, R2 und R5 sowie die Kondensatoren C1, C3 und C4 zusammen mit
der aktiven Filtereinheit 15 ein Tiefpaßfilter dritter Ordnung. Entsprechend
bilden die Widerstände
R3, R4 und R5 sowie die Kondensatoren C2, C3 und C4 zusammen mit
der aktiven Filtereinheit 15 ein Tiefpaßfilter dritter Ordnung.
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Der
erfindungsgemäße Demodulator
besitzt somit ein Tiefpaßfilter 14,
das durch eine Aufsplittung der Filtereingänge gekennzeichnet ist. Dabei
erfolgt die Aufsplittung der Filtereingänge jeweils nur im Rahmen des
passiven Teils der gesamten Filterschaltung (passive Filtereinheit 16)
während
der aktive Teil der gesamten Filterschaltung (aktive Filtereinheit 15)
nicht aufgeteilt wird. Dementsprechend steht der aktive Teil der
gesamten Filterschaltung, der in der Regel durch eine großen Platzbedarf
sowie einen relativ großen
Stromverbrauch gekennzeichnet ist, mehreren Schaltern zur Verfügung. Auf
diese Weise kann der Flächenbedarf
und die Leistungsaufnahme des erfindungsgemäßen Demodulators deutlich reduziert
werden.
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2 zeigt
eine Ausführungsform
einer erfindungsgemäßen Sensorvorrichtung
mit einem erfindungsgemäßen Demodulator.
Die in 1 gezeigte Sensorvorrichtung umfaßt eine
Sensoreinheit 3, die im vorliegenden Beispiel von einem
Hall-Element HS gebildet wird. Weiterhin weist die Sensorvorrichtung
einen Chopperverstärker 4 auf,
der zur Modulation des von der Sensoreinheit 3 erzeugten
Signals die Schalter 41 bis 44 und zur Verstärkung des
von der Sensoreinheit 3 erzeugten Signals einen Verstärker OP3
umfaßt.
Die vom Chopperverstärker 4 erzeugten
Signale werden zu dem Demodulator 1 geführt, der im vorliegenden Beispiel
die Schalter 11, 12, 21 und 22 sowie
zwei Tiefpaßfilter 14 und 24 umfaßt. Der
Demodulator 1 erzeugt ein Ausgangssignal, das bis auf kleine
Abweichungen der zu messenden Größe entspricht.
Weiterhin ist zur Steuerung der Schalter 11, 12, 21, 22, 41, 42, 43 und 44 eine
Takteinheit (nicht gezeigt) und ein Fehlersignal-Demodulator 5 vorgesehen.
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Die
von der Sensoreinheit 3 erzeugten Meßsignale werden in der Sensorvorrichtung
in einer Differenzpfadtechnik geführt. Hierdurch werden insbesondere
Gleichtaktstörungen
wirksam unterdrückt. Dementsprechend
weist auch der Demodulator 1 zwei Tiefpaßfilter 14 und 24 auf,
die in einer Differentialtechnik verschaltet sind. Der durch die
Differentialtechnik bedingte Ladungsausgleich in den Kapazitäten C1,
C2 und C4 der Tiefpaßfilter 14 und 24 verringert
nochmals dynamische Fehler und ermöglicht somit eine sehr gute
zeitliche Auflösung
des kontinuierlichen Nutzsignals. Außerdem werden auf diese Weise
Schalter-Offset-Probleme
bereinigt, da sich die parasitären
Schalter-Kapazitäten der
Schalter 11, 12, 21, und 22 im
wesentlichen kompensieren.
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Das
Hall-Element HS mißt
ein magnetisches Feld, indem ein sogenannter „Hall-Strom” durch
das Hall-Element HS geführt
wird, was in Abhängigkeit von
der Stärke
des magnetischen Feldes eine sogenannte „Hall-Spannung” zur Folge
hat. Dabei sind am Hall-Element HS zwei orthogonal zueinander angeordnete
Klemmenpaare K1, K2 sowie K3, K4 vorgesehen, wobei jeweils einem
Klemmenpaar der Hall-Strom zugeführt
wird, und am anderen Klemmenpaar die Hall-Spannung zur Verfügung steht.
Im sogenannten Chopping-Takt wird zwischen den Klemmenpaaren umgeschaltet,
wodurch das Wechselspannungsfehlersignal verringert wird (Spinning-Hall-Prinzip).
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Das
von dem Hall-Element HS erzeugte Signal durchläuft nun den Chopperverstärker 4,
in dem das Nutzsignal zwischen 2 aufeinanderfolgenden Phasen invertiert
wird. Anschließend
schalten die Schalter 11, 12, 21 und 22 des
Demodulators das Nutzsignal phasenrichtig auf die Tiefpaßfilter 14 und 24,
d. h. das Nutzsignal wird immer mit dem gleichen Vorzeichen, das
Offsetsignal mit unterschiedlichen Vorzeichen in aufeinanderfolgenden
Phasen in die Tiefpaßfilter 14 und 24 geführt. Da
Phase 1 und 3 bzw. Phase 2 und 4 fast gleich große Signale enthalten, ist nur
eine Aufsplittung der Tiefpaßfilter
in 2 Zweige erforderlich. Die geringen – in der Regel durch JFET-Effekte
auftretende – Signalunterschiede können leicht
gefiltert werden. Dementsprechend kann der Demodulator 1 von
einem 4-Phasen-System auf ein 2-Phasensystem
reduziert werden.
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Weiterhin
werden bevorzugt die einzelnen Filterzeitkonstanten der Tiefpaßfilter 14 und 24 so ausgelegt,
daß einerseits
ein teilweises Einschwingen auf den Kapazitäten stattfindet, andererseits eine
teilweise Filterung der Chopperfrequenz in den aufgesplitteten Zweigen
der Tiefpaßfilter 14 und 24 stattfindet.
Dieser Fall stellt einen optimalen Punkt zwischen erforderlicher
Delay-Zeit und Filterwirkung dar, so daß die dynamischen Fehler (Jitter)
sehr gut unterdrückt
werden.
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Das
Ausgangs-Differenzsignal der Tiefpaßfilter 14 und 24 wird
im vorliegenden Beispiel von den Eingängen der aktiven Filtereinheiten 15 und 25 (Buffer-OPV's) abgeleitet. Der
Offset der aktiven Filtereinheiten 15 und 25 liegt
somit nicht im Signalzweig, was die Genauigkeit gegenüber Lösungen mit
Sample und Hold-Verstärkern
verbessert. Die aktiven Filtereinheiten dienen somit nur der aktiven
Rückkopplung
für die
Tiefpaßfilter
und erzeugen somit keine Offset-Signale.
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Die
Unterdrückung
von Offset-Fehlern ist besonders wirkungsvoll, wenn in dem Chopperverstärker 4 eine
Fehlerrückkopplung
erfolgt, so daß am Ausgang
nur kleine Offset-Wechselsignale erscheinen. Dementsprechend ist
Fehlersignal-Demodulator 5 vorgesehen, dessen Eingang an
den Ausgang des Chopperverstärkers 4 angeschlossen
ist und dessen Ausgang an einem Eingang des Verstärkers OP3
des Chopperverstärkers 4 zur
Zuführung
einer Offset-Komponente in einer Gegenkopplung angeschlossen ist.
Mit Hilfe des Fehlersignal-Demodulators 5 wird das Fehlersignal
demoduliert und anschließend
wird das demodulierte Fehlersignal auf den Eingang des Verstärkers OP3
gegengekoppelt. Hierdurch wird das Fehlersignal beziehungsweise die
Offset-Komponente der Meßsignale
bereits am Verstärkereingang
des Chopperverstärkers 4 eliminiert,
so daß der
Aussteuerungsbereich des Verstärkers
nur noch der Nutzkomponente der Meßsignale anzupassen ist. Folglich
kann der Aussteuerbereich des Verstärkers deutlich reduziert werden.
Es ergibt sich somit eine Ersparnis von Chipfläche bei höherer Genauigkeit der Schaltung.
Dabei ist es insbesondere bevorzugt, wenn der Fehlersignal-Demodulator zumindest
ein Tiefpaßfilter
(nicht gezeigt) und zumindest einen Verstärker (nicht gezeigt) aufweist.
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Die 3a–3d zeigen den zeitlichen Verlauf eines
Magnetfeldes (Meßgröße), die
von der erfindungsgemäßen Sensorvorrichtung
erzeugten Signale sowie den entsprechenden Signalfehler. Am Signalverlauf
erkennt man, daß eine
zeitliche Änderung des
Signals an allen Punkten der Sensorvorrichtung stattfindet. Insbesondere
findet kein sogenanntes „Sampeln” des Signals
im Demodulator statt. Das Signal wird nur gefiltert. Durch das Vermeiden
eines Sampling-Prozesses werden Alias-Effekte (Noise und Fehlsignale
durch Faltung) vermieden. Außerdem
kann die notwendige analoge Bandbreite drastisch reduziert werden,
was zu weiterer Reduzierung des Rauschens führt. Die kontinuierliche Signalverarbeitung
des erfindungsgemäßen Demodulators
ermöglicht
eine hohe zeitliche Auflösungen,
wodurch sich eine sehr schnelle Signalverarbeitung ergibt.
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Zum
Vergleich zeigt
4 eine Sensorvorrichtung nach
dem Stand der Technik wie sie in dem bereits erwähnten
US Patent 5,621,319 beschrieben ist.
Die Signale von einem Hall-Element
H werden von einem Operationsverstärker V verstärkt und über Schalter
auf Kondensatoren geführt.
Anschließend werden
die Signale über
die Treiberstufen V1, V2, V3 und V4 zu einem Addierer geführt, der
die Widerstände
R1 und den Verstärker
K umfaßt.
Zum Ausgleich einer sich in dem Hall-Element H bildenden Offset-Spannung
wird die Richtung des Hall-Stroms I
H durch
das Hall-Element H periodisch verändert, was durch die Phasen ϕ1
und nϕ1 angedeutet ist.
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Die
5a–
5d zeigen wiederum den zeitlichen Verlauf
des Magnetfeldes (Meßgröße), die
von der Sensorvorrichtung gemäß
US Patent 5,621,319 erzeugten
Signale sowie den entsprechenden Signalfehler. Man erkennt, daß sich bei
dem herkömmlichen
System deutlich größere Fehler
bei der Signalauswertung als der erfindungsgemäßen Sensorvorrichtung ergeben.