DE10108131A1

DE10108131A1 - Halbleiterschaltung und Schaltnetzteil

Info

Publication number: DE10108131A1
Application number: DE10108131A
Authority: DE
Inventors: Gerald Deboy; Gerald Muendel; Harald Zoellinger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2001-02-21
Filing date: 2001-02-21
Publication date: 2002-09-05
Also published as: US6577509B2; US20020159276A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Halbleiterschaltung mit einer Ansteuerschaltung, mit einer zwischen einer Versorgungsspannung angeordneten Last und mit einem steuerbaren, getakteten Halbleiterschaltelement zum getakteten Schalten der Last. Ferner betrifft die Erfindung ein Schaltnetzteil mit einer solchen Halbleiterschaltung.

Description

Die Erfindung betrifft eine Halbleiterschaltung mit einer An steuerschaltung, mit einer zwischen einer Versorgungsspannung angeordneten Last und mit einem steuerbaren Halbleiterschal telement zum Schalten der Last. Ferner betrifft die Erfindung ein Schaltnetzteil mit einer solchen Halbleiterschaltung.

Unter einem steuerbaren Halbleiterschaltelement ist ein steu erbarer (Last-)Schalter zu verstehen, der neben seiner ei gentlichen Funktionalität - nämlich dem Schalten von Strömen und Spannungen - Zusatzfunktionalitäten, wie zum Beispiel Temperaturschutz, Freilaufschutz, aufweist. Ein steuerbares Halbleiterschaltelement kann beispielsweise ein Lei stungstransistor - beispielsweise ein MOSFET - oder einen IGBT enthalten.

Steuerbare Halbleiterschaltelemente weisen einen Lastkreis sowie einen Steueranschluss zur Ansteuerung des Halbleiter schaltelementes auf. Für die Steuerung dieser Halbleiter schaltelemente ist in der Regel neben einer Versorgungsspan nung für den Lastkreis eine zusätzliche Versorgungsspannung nötig, von der das Steuersignal abgeleitet wird. Dies gilt insbesondere bei solchen Schaltungsanwendungen, bei denen ei ne gegenüber der Steuerspannung sehr viel größere Lastspan nung verwendet wird. Solche Schaltungsanwendungen, wie zum Beispiel Schaltnetzteile, Stromversorgungen, Schaltregler und dergleichen werden häufig direkt aus der Netzspannung betrie ben.

Ein Schaltnetzteil ist eine geregelte Stromversorgungsein heit, die ganz ohne Netztransformator auskommt. Bei einem Schaltnetzteil wird die Netzspannung direkt gleichgerichtet und in einem Ladekondensator geglättet, so dass eine hohe Gleichspannung zur Verfügung steht. Ein steuerbarer Schalter "zerhackt" diese Gleichspannung, so dass eine periodische Rechteckimpulsfolge entsteht, die in einem Übertrager ent sprechend dem gewünschten Übersetzungsverhältnis der Trans formatorwicklungen transformiert und anschließend wieder gleichgerichtet und gesiebt wird. Der Aufbau und die Funkti onsweise eines solchen Schaltnetzteils ist beispielsweise in CoolSET, TDA 16822, "Off-Line current mode controller with CoolMOS on board", Datasheet, Version 1.0, April 2000 der Firma Infineon Technologies AG, insbesondere dort auf Seite 4, beschrieben.

Bei Schaltnetzteilen kann die Versorgungsspannung für die den Lastschalter ansteuernde Ansteuerschaltung beispielsweise mittels einer zusätzlichen, primärseitigen Transformatorwick lung erzeugt werden. Das aus der zusätzlichen primärseitigen Transformatorwicklung gewonnene Versorgungspotential wird dann direkt in die Ansteuerschaltung eingekoppelt. Im nicht eingeschalteten Zustand ist jedoch kein Versorgungspotential an dieser zusätzlichen primärseitigen Transformatorwicklung abgreifbar. So muss beim Einschalten eines Schaltnetzteiles sichergestellt werden, dass die Ansteuerschaltung sofort mit Energie versorgt wird, um den Lastschalter entsprechend an steuern zu können. Hierzu wird eine Anlaufschaltung verwen det, die einen von der Lastspannung abgeleiteten Anlauflade strom erzeugt, der die Versorgungsspannung zunächst an einem Pufferkondensator aufbaut. Aus dem Pufferkondensator wird dann die Energie für die ersten Schaltvorgänge des Lastschal ters entnommen, bis über die zusätzliche primärseitige Trans formatorwicklung die Versorgungsspannung für die Ansteuer schaltung des Schaltnetzteiles bereitgestellt wird.

Für die Anlaufschaltung kommt typischerweise entweder ein so genannter Start-Up-Widerstand oder eine als Depletion-MOSFET ausgebildete Stromquelle zum Einsatz. Eine solche diskrete Ausführung einer Anlaufschaltung ist jedoch insbesondere auf grund des zusätzlichen Platzbedarfes der Anlaufschaltung und der zusätzlichen Bauelemente keine besonders kostengünstige Lösung. Zudem erzeugt die Anlaufschaltung im Betrieb des Schaltnetzteiles für den Fall, dass der Anlaufstrom nach dem Anlauf nicht abschaltbar ist, eine unerwünschte Verlustlei stung.

Neben der soeben beschriebenen diskreten Ausführung einer An laufschaltung existiert unter Verwendung vergleichsweise auf wendiger Hochvolttechnologien auch eine integrierte Lösung. Bei dieser integrierten Ausführung ist die Anlaufschaltung, die Ansteuerschaltung und der Lastschalter auf einem einzigen Chip in monolithischer Form realisiert. Eine derartige Schal tungsanordnung ist beispielsweise in der EP 0 585 788 B1 be schrieben. Die entsprechenden Halbleiterschaltungen werden . unter der Bezeichnung TOPSwitch und TinySwitch von der Firma Power Integrations vertrieben. Aufgrund der monolithischen Integration der Ansteuerschaltung und des Lastschalters kön nen diese jedoch nicht unabhängig voneinander optimiert wer den, was häufig zu einer Überdimensionierung der einzelnen Schaltungselemente und damit typischerweise zu einem sehr großen Flächenbedarf des Lastschalters bezogen auf seinen Einschaltwiderstand führt.

Bei vielen Schaltnetzteilen und getakteten Stromversorgungen ist es ferner erforderlich, den über den Lastschalter flie ßenden Laststrom sowie dessen Verlauf genau zu kennen. Bei spielsweise wird bei quasi resonanten Schaltnetzteilen, die als Sperrwandler ausgebildet sind, der Zeitpunkt des Ein schaltens des Laststromes und somit des Stromes durch die Primärwicklung des Transformators vom Nulldurchgang des Last stromes in der Sekundärwicklung des Transformators her abge leitet. Dies erfolgt in bekannter Weise durch das Erfassen des Nulldurchganges der Drain-Source-Spannung, aus der die Versorgungsspannung für die Ansteuerschaltung gewonnen wird. Neben dem Aufwand für die dadurch erforderliche zusätzliche Transformatorwicklung benötigt die Ansteuerschaltung einen entsprechenden zusätzlichen Detektoreingang für eine externe Zusatzbeschaltung, die die genannte Auswertung des Nulldurchgangs vornimmt. Ein quasi resonantes Schaltnetzteil nach dem Stand der Technik wird beispielsweise mit der Produktbezeich nung TDA 4605 bei der Firma Infineon Technologies AG, München vertrieben.

Eine weitere Anforderung ergibt sich insbesondere bei sicher heitsrelevanten Anwendungen solcher Halbleiterschaltelemente. Bei derartigen Anwendungen muss die am Lastschalter anliegen de Spannung ausgewertet werden. Im gesperrten Zustand des Lastschalters kann daraus die Lastkreisspannung bzw. eine Überspannung am Lastschalter oder auch eine Abweichung der Lastkreisspannung, die beispielsweise durch Schwingen oder Lastabriss verursacht wird, abgeleitet werden. Bei einge schaltetem Lastschalter kann durch eine Auswertung der am Lastschalter anliegenden Spannung dieser auf seine ordnungs gemäße Funktion überprüft werden. Zur Ermittlung der am Last schalter anliegenden Spannung ist bislang eine eigens für diese Abfrage bereitgestellte, externe oder auch integrierte Schaltung vorgesehen, die die entsprechende Statusinformation der Lastkreisspannung liefert. Der Lastschalter selbst ist bislang nicht dazu ausgelegt, Statusinformationen der über seine Laststrecke anliegenden Spannung bzw. den Laststrom zu liefern.

Die Bereitstellung einer eigens für den Anlauf einer gat tungsgemäßen Halbleiterschaltung vorgesehenen Anlaufschal tung, einer eigens für die Erfassung des Nulldurchgangs des Laststromes vorgesehene Zusatzbeschaltung und einer eigens für die Auswertung der am Lastschalter abfallenden Last kreisspannung vorgesehene Auswerteschaltung ist überaus auf wendig und macht die gesamte Schaltungsanordnung somit sehr teuer.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Halbleiterschaltung sowie ein Schaltnetzteil mit einer solchen Halbleiterschaltung bereitzustellen, die die genann ten Anforderungen zumindest teilweise erfüllen und die darüber hinaus schaltungstechnisch sehr viel einfacher reali sierbar ist.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Halbleiter schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 sowie durch ein Schaltnetzteil mit den Merkmalen des Patentanspruchs 19 gelöst.

Die erfindungsgemäße Halbleiterschaltung weist ein steuerba res, vorzugsweise getaktetes Halbleiterschaltelement mit ei nem Lastschalter und einer diesen Lastschalter ansteuernden Ansteuerschaltung auf. Das Halbleiterschaltelement weist ne ben seinen Standardanschlüssen für die Steuerung des Last schalters (Gate) und seinen beiden Lastanschlüssen (Drain, Source) zusätzlich noch weitere Anschlüsse auf, die das Halb leiterschaltelement gewissermaßen zu einem "intelligenten" Halbleiterschalter ausbauen, der einige Zusatzfunktionen für den Betrieb der Halbleiterschaltung zur Verfügung stellt. Diese zusätzlichen Anschlüsse umfassen einen Anschluss für den Anlauf der Halbleiterschaltung, einen Anschluss zur Steuerung des Anlaufes sowie einen Anschluss zur Bereitstel lung von Statusinformationen, wie zum Beispiel über den Last strom und die Lastkreisspannung. Mit einer entsprechenden Be schaltung wird dieses Halbleiterschaltelement erfindungsgemäß zu einem getakteten, sich selbst ein- und ausschaltenden Halbleiterschalter erweitert.

Das erfindungsgemäße Halbleiterschaltelement weist neben sei ner bekannten Funktionalität noch zumindest eine Anlaufein richtung und/oder eine Überwachungseinrichtung auf. Über die Anlaufeinrichtung ist die Ansteuerschaltung und somit auch das Halbleiterschaltelement einschaltbar, während sie über die Überwachungseinrichtung ausschaltbar sind oder in einem eingeschalteten Zustand gehalten werden können. Die Überwa chungseinrichtung dient je nach Konfiguration der Kurz schlusserkennung und/oder der Überspannungsein- oder aus schaltung. Solchermaßen lässt sich eine optimale Entkopplung des Lastkreises und des Versorgungskreises, das heißt des Kreises mit hoher und des Kreises mit niedriger Spannung, realisieren.

Die in dem erfindungsgemäßen Halbleiterschaltelement enthal tenen Funktionalitäten können nun derart konfiguriert sein, dass sie für die Selbsteinschaltung der Halbleiterschaltung, für die getaktete Regelung der Versorgungsspannung der An steuerschaltung, für die Verhinderung des Selbsteinschaltung der Ansteuerschaltung, für die Abschaltung der Ansteuerschal tung bzw. des Lastschalters in Störfällen und für die Auswer tung der am Lastschalter anliegenden Spannung und der daraus abgeleiteten Steuersignale genutzt werden können.

In völliger Abkehr zu Schaltungsanordnungen nach dem Stand der Technik, bei denen zumindest ein Teil dieser Funktionali täten durch eine eigens dafür vorgesehene Schaltungsanord nung, die von außen an das Halbleiterschaltelement angekop pelt werden muss und die somit sehr aufwendig und teuer ist, vorgenommen wird, lässt sich die erfindungsgemäße Halbleiter schaltung durch die Integration all der genannten Funktiona litäten mittels eines einzigen Halbleiterschaltelementes und einer eigens dafür vorgesehenen und optimierten Ansteuer schaltung bereitstellen.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmbar.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert.

Es zeigt dabei:

Fig. 1 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines erfin dungsgemäßen Halbleiterschaltelementes;

Fig. 2 ein allgemeines Ausführungsbeispiel einer erfin dungsgemäßen Halbleiterschaltung mit darin ent haltenem Halbleiterschaltelement entsprechend Fig. 1;

Fig. 3 in einem Detailschaltbild eine Ausgestaltung der Anlaufeinrichtung;

Fig. 4 ein erstes Anwendungsbeispiel der erfindungsgemä ßen Halbleiterschaltung in einem Sperrwandler schaltnetzteil;

Fig. 5 ein zweites Anwendungsbeispiel der erfindungsge mäßen Halbleiterschaltung in einem quasi resonan ten Schaltnetzteil;

Fig. 6 ein Detailschaltbild für die Ausgestaltung einer Überwachungseinrichtung zur Erkennung von Über spannungen;

Fig. 7 das Signal-Zeit-Diagramm für die Schaltungsanord nung entsprechend Fig. 6 im Falle einer temporär zu niedrigen Netzspannung;

Fig. 8 ein Detailschaltbild für die Ausgestaltung der Überwachungseinrichtung zur Erkennung eines se kundärseitigen Kurzschlusses;

Fig. 9 das Signal-Zeit-Diagramm für die Schaltungsanord nung entsprechend Fig. 8 für eine Abschaltung bei Überlast.

In allen Figuren der Zeichnung sind gleiche bzw. funktions gleiche Elemente und Signale - sofern nichts anderes angege ben ist - mit gleichen Bezugszeichen versehen worden.

Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild des erfin dungsgemäßen Halbleiterschaltelementes.

In Fig. 1 ist mit 1 das Halbleiterschaltelement bezeichnet. Das Halbleiterschaltelement 1 weist einen Lastschalter 2 auf. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Lastschalter 2 als n-Kanal-MOSFET ausgebildet und weist somit einen Steuer anschluss G (Gate) und zwei Lastanschlüsse D, 5 (Drain, Sour ce) auf, die gleichermaßen einige Außenanschlüsse des Halb leiterschaltelementes 1 darstellen. An dem Drain-Anschluss D liegt ein Drain-Potential VD und an dem Source-Anschluss 5 ein Source-Potential VS an, so dass zwischen diesen Anschlüs sen und somit über der Laststrecke des Halbleiterschaltele mentes 1 eine Drain-Source-Spannung VDS abfällt und ein Last strom IDS fließt. Der Steueranschluss G des Lastschalters 2 ist mit einem Steuerpotential VG beaufschlagbar.

Neben dem genannten Steueranschluss G und Lastanschlüssen D, S weist das Halbleiterschaltelement 1 noch vier zusätzliche Anschlüsse SU, GD, SD, CS auf. Über diese Anschlüsse sind je weils Signale über den Betriebszustand des Halbleiterschalte lementes 1 bzw. zur Ansteuerung einer in Fig. 1 nicht darge stellten Ansteuerschaltung aus-/einkoppelbar. Dazu im Einzel nen:
Neben dem nachfolgend auch als Haupttransistor bezeichneten Lastschalter 2 weist das Halbleiterschaltelement 1 ferner ei nen weiteren n-Kanal-MOSFET 3 auf, der mit seinem Drain- Anschluss mit dem Drain-Anschluss D des Lastschalters 2 ver bunden ist und der mit seinem Source-Anschluss mit dem ersten zusätzlichen Ausgangsanschluss SU verbunden ist. Im vorlie genden Ausführungsbeispiel ist dieser n-Kanal-MOSFET 3 als steuerbare Stromquelle ausgebildet. Das Halbleiterschaltele ment 1 weist darüber hinaus einen typischerweise in Dioden struktur angeordneten Transistor 4 auf, dessen Laststrecke zwischen dem Drain-Anschluss D des Halbleiterschaltelementes 1 und dem zweiten zusätzlichen Ausgangsanschluss GD angeordnet ist. Der Transistor 4 dient der Ansteuerung des Transi stors 3. Zu diesem Zweck ist sein Steueranschluss sowie der Eingangsanschluss GD mit dem Steueranschluss des MOSFET 3 kurzgeschlossen. Ein weiterer, in Zener-Diodenanordnung ge schalteter Transistor 5 ist zwischen dem Drain-Anschluss D und dem dritten zusätzlichen Anschluss SD angeordnet.

Im vorliegenden Ausführungsbeispiel weist das zellenartig aufgebaute Halbleiterschaltelement 1 eine Vielzahl von Zel len, die ein Zellenfeld definieren, auf. Der größte Teil die ser Zellen bilden den als MOSFET ausgebildeten Haupttransi stor 2 und sind zu diesem Zweck über deren Laststrecken par allel geschaltet. Die weiteren Transistoren 3, 4, 5 sind je weils aus einer oder einigen wenigen Zellen aufgebaut, jedoch nicht mit deren Laststrecke parallel zu den jeweiligen Last strecken der den Haupttransistor 2 bildenden Zellen geschal tet. Nachfolgend werden die die Transistoren 3, 4, 5 enthal tenden Teile auch als Zellen bezeichnet.

Optional können beispielsweise die Source-Kontakte 6 einzel ner Source-Zellen parallel geschaltet sein und mit einem wei teren Ausgangsanschluss CS einen Messkreis zur Messung des Laststromes IDS bilden.

Das Halbleiterschaltelement 1 muss nicht notwendigerweise als MOSFET ausgebildet sein, sondern kann sehr vorteilhaft auch als IGBT ausgestaltet sein. Besonders vorteilhaft ist es je doch, wenn das Halbleiterschaltelement ein sogenanntes Kom pensations-Halbleiterbauelement ist. Der Aufbau und die Funk tionsweise von solchen Kompensations-Halbleiterbauelementen ist vielfach bekannt und beispielsweise in den US-Patenten 5,216,275 und 4,754,310 wie auch in der WO 97/29518 und in der DE 43 09 764 C2 beschrieben. Ein besonders vorteilhafter Aufbau der Halbleiterstruktur für ein Halbleiterschaltelement 35 l ist in der DE 199 18 028 beschrieben. Der Gegenstand dieser Druckschrift wird vollinhaltlich in die vorliegende Patentan meldung mit einbezogen.

Fig. 2 zeigt ein allgemeines Ausführungsbeispiel einer er findungsgemäßen Halbleiterschaltung mit darin enthaltenem Halbleiterschaltelement entsprechend Fig. 1.

Das Halbleiterschaltelement 1 ist mit seiner Laststrecke in Reihe mit einer Last RL und zwischen den Anschlüssen 7, 8 ei ner in Fig. 2 nicht dargestellten Versorgungsspannungsquelle geschaltet. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel weist der er ste Versorgungsanschluss 7 ein positives Potential VDD, bei spielsweise ein Batteriepotential, und der zweite Versor gungsanschluss 8 das Potential der Bezugsmasse GND auf.

Der in Fig. 2 als Stromquelle ausgebildete Transistor 5 ist Teil einer Statusermittlungseinrichtung 10. Die Stromquelle 5 erzeugt ein Stromsignal ISD, wenn die Drain-Source-Spannung VDS des Lastschalters 2 den durch seine Dotierungsverhältnis se eingestellten Durchbruchsspannungswert des Transistors 5 überschreitet. Dieses Stromsignal ISD ist am Statusausgang SD des Halbleiterschaltelementes 1 abgreifbar. Zum Schutz der Zellen des Transistors 5 ist ein extern an das Halbleiter schaltelement 1 angekoppelter Widerstand R1 vorgesehen, der zwischen dem Statusausgang SD und dem Anschluss mit dem Po tential der Bezugsmasse GND angeordnet ist. Der Widerstand R1 ist derart dimensioniert, dass bei einer maximalen Stromtrag fähigkeit der Zellen des Transistors 5 das Drain-Potential VD die Durchbruchspannung des Lastschalters 2 übersteigt.

Der Strommessausgang CS ist mit den jeweiligen Source- Anschlüssen der für die Strommessung vorgesehenen Zellen 6 verbunden. Der Ausgang CS liefert entsprechend dem Verhältnis der Anzahl der Strommesszellen zu den Hauptzellen des Last schalters 1 ein Strommesssignal ICS in den Widerstand R2. Der Widerstand R2 ist so dimensioniert, dass der durch den maxi malen Messstrom ICS resultierende Spannungsabfall am Wider stand R2 das Stromverhältnis von Messstrom ICS zu dem durch den Lastschalter 2 fließenden Laststrom IDS nicht verfälscht.

Fig. 2 zeigt ferner eine Ansteuerschaltung 14. Die Ansteuer schaltung 14 weist einen Versorgungseingang 15, über den ein Versorgungspotential VCC einkoppelbar ist, und einen Steuer eingang 16, über den ein externes Steuersignal VCRL einkop pelbar ist, auf. Ferner weist die Ansteuerschaltung 14 einen Ausgang 17, der mit dem Steuereingang G des Halbleiterschal telementes 1 verbunden ist und an dem ein Steuersignal VG ab greifbar ist, auf. Die Ansteuerschaltung 14 weist einen Os zillator 18, eine Logikschaltung 19 sowie eine Treiberschal tung 20, die jeweils über den Versorgungseingang 15 mit dem Versorgungspotential VCC versorgt werden, auf. Die eingangs seitig mit dem Steuereingang 16 verbundene Logikschaltung 19 sowie der Oszillator 18 sind ausgangsseitig mit zwei Eingän gen der Treiberschaltung 20 verbunden.

Der in Fig. 2 als steuerbare Stromquelle ausgebildete Tran sistor 3 ist Bestandteil einer Anlaufeinrichtung 11. Die An laufeinrichtung 11 weist neben der steuerbaren Stromquelle 3 eine Diode D1 und einen Ladekondensator C2 auf, die in Reihe zueinander und zwischen dem Potential der Bezugsmasse GND und dem Ausgang SU angeordnet sind. Der Mittelabgriff 21 der Rei henschaltung bestehend aus Diode D1 und Ladekondensator C2 ist mit dem Versorgungseingang 15 der Ansteuerschaltung 14 verbunden. Ferner ist ein weiterer Kondensator C1 vorgesehen, der extern zwischen dem Potential der Bezugsmasse GND und dem Ausgang 56 geschaltet ist und der als kapazitive Last für die Auslösung eines Anlaufladestromes ISU dient.

Nachfolgend wird die Funktionsweise der Anlaufeinrichtung 11 kurz erläutert:
Die Anlaufeinrichtung 11 ist derart ausgestaltet, dass die steuerbare Stromquelle 3 nur dann einen Anlaufladestrom ISU am Ausgang SU bereitstellt, wenn der Lastschalter 2 gesperrt ist. Die steuerbare Stromquelle 3 und somit auch der Anlauf ladestrom ISU werden somit jeweils mit der Schaltfrequenz des steuerbaren Lastschalters 2 getaktet, wobei die beiden Tran sistoren 2, 3 im Normalbetrieb und beim Anlaufen der Schal tungsanordnung typischerweise nie gleichzeitig durchgeschal tet sind.

Im ausgeschalteten Zustand der in Fig. 2 dargestellten An steuerschaltung 14, beispielsweise während eines Power-Down- Modus oder Stand-By-Modus, wird die Ansteuerschaltung 14 ex tern nicht mit Energie versorgt. Damit sie dennoch beim An laufen sofort mit Energie versorgbar ist, lädt der am Ausgang SU bereitgestellte Anlaufladestrom ISU über die Entkopplungs diode D1 den Pufferkondensator C2 auf die Versorgungsspannung VCC auf. Im Falle eines Anlaufes ist somit der Pufferkonden sator C2 bereits auf die Versorgungsspannung VCC aufgeladen und versorgt die Ansteuerschaltung 14 solange, bis die An steuerschaltung 14 wieder von extern mit Energie versorgt wird.

Über eine Zener-Diode 22, die parallel zum Ladekondensator C2 angeordnet ist, lässt sich die vom Ladekondensator C2 aufge nommene Energie und somit das von diesem am Versorgungsein gang 15 zur Verfügung gestellte Versorgungspotential VCC auf einen für die Ansteuerschaltung zulässigen Wert begrenzen. Wenn der Haupttransistor 2 eingeschaltet ist, verhindert die Entkopplungsdiode D1 die Entladung des Ladekondensators C2, so dass das vom Ladekondensator C2 bereitgestellte Versor gungspotential VCC beim Anlaufen nicht sofort beim ersten Takt wieder entladen wird, sondern vielmehr über eine gewisse Zeitdauer die Ansteuerschaltung 14 mit Energie versorgt.

In Fig. 2 ist ferner eine Gate-Steuereinrichtung 12, die den Transistor 4 aufweist, vorgesehen. Über die Gate- Steuereinrichtung 12 bzw. über den Gate-Steuereingang GD ist der Anlaufladestrom ISU wieder abschaltbar. Zu diesem Zweck wird die steuerbare Stromquelle 3 ausgeschaltet. Dies ge schieht, indem der Gate-Steuereingang GD mit dem Ausgang SU kurzgeschlossen wird oder der Gate-Steuereingang GD auf das Source-Potential VS des Halbleiterschaltelementes 1 geschal tet wird. Die Gate-Steuereinrichtung 12 weist hierzu zwei Schalter 51, 52 auf, über die die steuerbare Stromquelle 3 abgeschaltet werden kann. Ein geschlossener Schalter 51 und/oder 52 verhindert somit, dass die steuerbare Stromquelle 3 einen Anlaufladestrom ISU liefert. Eine zwischen dem Gate- Steuereingang GD und dem Ausgang SU angeordnete Zener-Diode 21 begrenzt die Spannung zwischen diesen Anschlüssen auf den für ein Gate-Oxid der jeweiligen Zellen des Transistors 3 zu lässigen Wert.

Zum erneuten Einschalten der jeweiligen Zellen des Transi stors 3 muss die vergrabene Ladung unterhalb der Wanne der jeweiligen Zellen des Transistors 4 erneuert werden. Das Ein schalten des Transistors 3 über die Gate-Steuereinrichtung 12 und den Kondensator C1 mittels Injektion von Ladungsträgern aus dem Source-Gebiet des Haupttransistors 2 ist in der vor her genannten Druckschrift DE 199 18 028 A1 ausführlich be schrieben.

Fig. 3 zeigt die Verwendung einer Anlaufeinrichtung 11, die neben dem Ausgang SU einen zusätzlichen Ausgang zur Ermitt lung der Drain-Source-Spannung VDS aufweist. Das Halbleiter schaltelement 1 ist hier nunmehr als Block dargestellt, ent spricht aber im wesentlichen der Anordnung entsprechend Fig. 1. Unterschreitet die Drain-Source-Spannung VDS eine Span nung, die der Durchbruchsspannung der Zener-Diode 23 plus der Einsatzspannung der jeweiligen Zellen des Transistors 3 ent spricht, so leitet die Zener-Diode 23 und der Transistor 3 wird in den gesperrten Zustand gesteuert, wodurch der von der Anlaufeinrichtung 11 erzeugte Strom ISU erlischt. An dem Wi derstand R3 kann somit der Wert der Drain-Source-Spannung VDS des Haupttransistors 2 detektiert werden. Im gesperrten Zu stand des Haupttransistors 2 kann mit dieser Überwachungsein richtung 13 beispielsweise ein Schwingen des Drain-Potentials VD gegenüber dem Source-Potential VS sowie ein Kurzschluss über der Laststrecke des Haupttransistors 2 erkannt werden.

Mit der prinzipiellen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 und der Ausgestaltung entsprechend Fig. 3 lässt sich mithin eine Halbleiterschaltung mit einem intelligenten, getakteten Halb leiterschaltelement realisieren, welches bei Bedarf sich selbst einschalten kann, unter bestimmten Bedingungen nicht einschaltet bzw. sich ausschaltet. Insbesondere bei Schalt netzteilen, getakteten Stromversorgungen, Stromreglern und dergleichen ergeben sich damit vorteilhafte Anwendungen, die eine signifikante Reduzierung der für diese zusätzlichen Funktionalitäten erforderliche externe Beschaltung ermöglicht und die aufgrund der Minimierung der Verlustleistung sehr ko stenattraktiv ist. Eine Anwendung der Überwachungseinrichtung 13 entsprechend Fig. 3 in Verbindung mit der Anlaufeinrich tung 11 entsprechend Fig. 2 wird nachfolgend (siehe Fig. 5) noch dargelegt.

In den nachstehenden Ausführungsbeispielen wurde die erfin dungsgemäße Halbleiterschaltung als Schaltnetzteil ausgestal tet. Anhand dieser Schaltnetzteilanwendungen werden weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfin dung erläutert.

Fig. 4 zeigt die Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Halb leiterschaltung als Schaltnetzteil. Das Schaltnetzteil, das in Fig. 4 mit Bezugszeichen 30 bezeichnet ist, ist als Sperrwandler ausgebildet. Das Schaltnetzteil 30 weist das Halbleiterschaltelement 1 und eine dieses ansteuernde Ansteu erschaltung 14 auf. Das Halbleiterschaltelement 1, welches zum Anlegen einer gleichgerichteten Versorgungsspannung V an eine Primärspule W1 eines Transformators 31 vorgesehen ist, ist zu diesem Zweck in Reihe zu der Primärspule W1 geschal tet. Die Versorgungsspannung V wird durch Gleichrichten mit tels eines Brückengleichrichters 32 und durch Glätten mittels eines Kondensators C5 aus einer Netzwechselspannung VIN, die über die Eingangsklemmen 33, 34 in das Schaltnetzteil 30 ein koppelbar ist, erzeugt. Die so gleichgerichtete Versorgungsspannung V ist am Glättungskondensator C5, der parallel zur Reihenschaltung aus der Primärspule W1 und dem Halbleiter schaltelement 1 und zwischen den beiden Zwischenkreisan schlüssen 35, 36 angeordnet ist, abgreifbar.

Bei geschlossenem Halbleiterschaltelement 1 nimmt die Primär spule W1 Energie auf, die unmittelbar nach dem Öffnen des Halbleiterschaltelementes 1 von der Primärspule W1 über eine Sekundärspule W3 des Transformators 31 und eine Gleichrich teranordnung D3, C3 an die Last RL abgegeben wird. Die Gleichrichteranordnung D3, C3 besteht in Fig. 4 aus einer in Reihe zur Last RL geschalteten Diode D3 und einem parallel zur Last RL angeordneten Kondensator C3. Der Glättungskonden sator C5 am Eingang des Schaltnetzteiles 30 wie auch der Kon densator C3 am Ausgang des Schaltnetzteiles 30 sind typi scherweise als Elektrolytkondensatoren ausgebildet. In der Sperrphase des Halbleiterschaltelementes 1, das heißt bei ge schlossener Stellung des Lastschalters 2, wird durch Umpolung der an der Sekundärwicklung W3 anliegenden Spannung der Kon densator C3 über die Diode D3 aufgeladen. Die über der Last RL abfallende Ausgangsspannung Vout wird über einen Rückkopp lungszweig einem Optokoppler 37 zugeführt, der ausgangsseitig ein von der Ausgangsspannung Vout abhängiges Potential Vreg erzeugt.

Zur Ansteuerung des Halbleiterschaltelementes 1 ist die An steuerschaltung 14 vorgesehen. Die Ansteuerschaltung 14 be steht aus einem Fehlerverstärker (error amplifier) 38 und ei nem Oszillator 18, die ausgangsseitig die Eingänge einer Treiberschaltung 20 ansteuern. Die Treiberschaltung 20 ist bei dem Schaltnetzteil in Fig. 4 als PWM-Treiber ausgebil det. Der Oszillator 18, der Fehlerverstärker 38 und der PWM- Treiber 20 werden jeweils über das Versorgungspotential VB versorgt. Die Ansteuerung des Halbleiterschaltelementes 1 mit einem Gate-Steuersignal VG erfolgt nach Maßgabe des von dem Optokoppler 37 bereitgestellten Potentials Vreg. Dieses Po tential Vreg wird in einen ersten Eingang 16 des Fehlerverstärkers 38 eingekoppelt und mit einem Referenzpotential V3, das in den zweiten Eingang des Fehlerverstärkers 38 eingekop pelt wird, verglichen. Der Fehlerverstärker 38 erzeugt abhän gig von dem Vergleich ein Ausgangssignal EA, welches in dem PWM-Treiber 20 eingekoppelt wird. Die als Pulsweitenmodulator ausgestaltete Treiberschaltung 20 erzeugt daraus in bekannter Art und Weise die Ansteuerimpulse VG in vorzugsweise periodi schen Zeitabständen, deren jeweilige Zeitdauern abhängig von dem lastabhängigen Regelsignal Vreg, einem Oszillatorsignal OSC und einem im Fig. 4 nicht dargestellten Messsignal des Laststromes IDS variieren, so dass bei wechselnden Lasten RL und/oder bei wechselnder Zwischenkreisspannung V eine über der Last RL anliegende Gleichspannung Vout weitestgehend kon stant gehalten werden kann. Die an die Last RL abgegebene Energie ist von der Frequenz und der Dauer der Ansteuerimpul se VG abhängig.

Die Ansteuerschaltung 14 wird - wie bereits erwähnt - über das Versorgungspotential VB versorgt. Zur Bereitstellung die ses Versorgungspotentials VB ist eine gegen Masse geschaltete zusätzliche primärseitigen Wicklung W2 vorgesehen, über die der Anlaufladestrom ISU in bekannter Art und Weise den Kon densator C2 auflädt. An dem Kondensator C2 liegt dann die Versorgungsspannung VCC an, über die das Versorgungspotential VB der Ansteuerschaltung 14 gewonnen werden kann. Für die Ge winnung des Versorgungspotentials VB ist eine Schaltung zur Unterspannungserkennung (Under Voltage Lockout) 39 vorgese hen. Diese Schaltung 39 vergleicht die Versorgungsspannung VCC mit einer Referenzspannung V1. Wenn die für die Gate Ansteuerung erforderliche Mindestspannung V1 überschritten ist, erzeugt die Schaltung 39 an ihrem Ausgang das Versor gungspotential VB zur Versorgung der Ansteuerschaltung 14.

Die Ansteuerschaltung 14 weist typischerweise eine in Fig. 4 nicht dargestellte Power-Management-Einrichtung auf, die ei nen energiesparenden Betriebsmodus - zum Beispiel den ein gangs genannten Power-Down-Modus und/oder den Stand-By-Modus - umfasst. Im Power-Down-Modus und Stand-By-Modus sind wei testgehend alle Funktionselemente des Schaltnetzteiles 30 mit Ausnahme der Ansteuerschaltung 14 abgeschaltet. Der Energie verbrauch des Schaltnetzteiles 30 ist im ausgeschalteten Zu stand damit praktisch vernachlässigbar gering, jedoch kann die Ansteuerschaltung 14 in diesem Betriebsmodus nicht über die zusätzliche Primärwicklung W2 mit Energie versorgt wer den.

Hierzu weist das Schaltnetzteil 30 eine Anlaufeinrichtung 11 (siehe Fig. 2 und 3) auf, welche über das Halbleiterschal telement 1 auch im ausgeschalteten Zustand einen Anlauflade strom ISU bereitstellt. Die Anlaufeinrichtung 11 und somit auch das Schaltnetzteil 30 lassen sich mit diesem Anlauflade strom ISU vom Stand-By-Betrieb wieder "aufwecken" und in den normalen Betriebsmodus steuern.

Die Ausgestaltung der Anlaufeinrichtung 11 sowie der Gate- Steuereinrichtung 12, das heißt die Diodenelemente D1, 21, 22 und die kapazitiven Elemente C1, C2, erfüllen hier die Funk tion wie im Beispiel der Fig. 2.

Der Anlauf des Schaltnetzteiles 30 erfolgt mit dem Anlegen der gleichgerichteten Versorgungsspannung V. Das noch ge sperrte Halbleiterschaltelement 1 liefert an seinem Ausgangs anschluss SU über die Diode D1 den Anlaufladestrom ISU, über den der Ladekondensator C2 aufgeladen wird. Ist die für die Gate-Ansteuerung des Halbleiterschaltelementes 1 erforderli che Mindestspannung V1 für das Anlaufen des Schaltnetzteiles 30 überschritten, dann schaltet die Schaltung 39 das Versor gungspotential VB auf die einzelnen Funktionseinheiten 18, 20, 38 der Ansteuerschaltung 14. Das Schaltnetzteil 30 wird somit über das Gate-Ansteuersignal VG getaktet. Auf diese Weise wird über die zusätzliche Primärwicklung W2 und die Diode D2 der Kondensator C1 zusätzlich aufgeladen.

Das Schaltnetzteil 30 weist ferner eine Gate-Steuerein richtung 12 zur Steuerung der Anlaufeinrichtung 11 auf. Die Gate-Steuereinrichtung 12 weist eine Vergleichereinrichtung 40, die typischerweise als Komparator ausgebildet ist, auf. Die Vergleichereinrichtung 40 ist eingangsseitig mit einem Referenzpotential V2 und einem Anschluss 15 verbunden. Die Zener-Diode 22, die eine Durchbruchspannung größer als das Referenzpotential V2 aufweist, begrenzt das Versorgungspoten tial VCC. Ausgangsseitig ist die Vergleichereinrichtung 40 mit dem Eingangsanschluss GD der Gate-Steuereinrichtung 12 gekoppelt. Wird der für den Betrieb des Schaltnetzteiles 30 erforderliche Spannungsbereich mit VCC = V2 überschritten, dann schaltet die Vergleichereinrichtung 40 den Eingangsan schluss GD auf das Potential des Source-Anschlusses S und steuert so die Anlaufeinrichtung 11 in einen gesperrten Zu stand. Auf diese Weise wird der von der Anlaufeinrichtung 11 erzeugte periodische Ladestrom ISU abgeschaltet.

In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung des Schalt netzteiles in Fig. 4 kann sogar auf die zusätzliche Primär wicklung W2 verzichtet werden. In diesem Falle muss der An laufladestrom ISU derart groß gewählt werden, dass die mitt lere Stromaufnahme der aus den Versorgungsspannungen VCC bzw. VB gespeisten Funktionseinheiten 18, 20, 38 der Ansteuer schaltung 14 kleiner ist als der in den Ladenkondensator C2 eingeprägte Anlaufladestrom ISU.

Vorteilhafterweise weist die Vergleichereinrichtung 40 sowie die Schaltung 39 eine Schalthysterese 41 auf. Dadurch kann sichergestellt werden, dass der Anlaufladestrom ISU nach dem Anlaufen des Schaltnetzteiles 30 nur dann aktiviert wird, wenn die Versorgungsspannung VCC das durch die Hysterese 41 der Vergleichereinrichtung 40 vorgegebene Fenster für das Versorgungspotential VCC verlässt. Auf diese Weise passt sich der mittlere von der Anlaufeinrichtung 11 gelieferte Anlauf ladestrom ISU automatisch an die von den Funktionseinheiten 18, 20, 38 der Ansteuerschaltung 14 und den Funktionseinheiten 39, 40 benötigten Stromaufnahme an. Die Reaktivierung des Anlaufladestromes ISU, das heißt das Wiedereinschalten der Anlaufeinrichtung 11, erfolgt durch einen Ausgangspegel des von der Vergleichereinrichtung 40 erzeugten Ausgangssignals VGD. Der Wert dieses Steuerpotentials VGD muss mindestens so groß sein wie eine Spannung, die sich aus der Einsatzspannung der jeweiligen Zellen des Transistors 3 plus dem Versorgungs potential VCC plus der Durchlassspannung der Diode D1 ergibt. Diese Spannungserhöhung, die typischerweise im Bereich von 5 bis 10 Volt liegt, wird von der Vergleichereinrichtung 40 beispielsweise über eine Ladungspumpe erzeugt.

Die Vergleichereinrichtung 40 wird von dem Versorgungspoten tial VCC versorgt. Die Vergleichereinrichtung 40 weist vor teilhafterweise einen Tristate-Ausgang auf, bei dem sein Aus gang neben den beiden Signalen High und Low auch in einen hochohmigen Zustand versetzt werden kann.

In einer alternativen Ausführung kann die Vergleichereinrich tung 40 mit dem Referenzpotential V2 auch entfallen. Ein von der Anlaufeinrichtung 11 erzeugter Überschussstrom kann dann beispielsweise über die Zener-Diode 22 abgeleitet werden. Das Versorgungspotential VCC stellt sich in diesem Fall auf den Wert der Durchbruchspannung der Zener-Diode 22 ein. Aller dings weist die letztgenannte Alternative gegenüber einem mit einem Komparator 40 ausgestatteten Schaltnetzteil 30 einen schlechteren Wirkungsgrad auf.

Fig. 5 zeigt die Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Halb leiterschaltung als quasi resonantes Schaltnetzteil. Der Auf bau eines Schaltnetzteiles im Allgemeinen und eines quasi re sonanten Schaltnetzteiles im Besonderen ist bereits anhand des vorhergehenden Ausführungsbeispiels in Fig. 4 sowie in dem eingangs genannten Stand der Technik beschrieben worden. Nachfolgend wird daher lediglich auf die Merkmale eines quasi resonanten Schaltnetzteiles eingegangen, die sich von dem eingangs genannten Stand der Technik bzw. dem Schaltnetzteil entsprechend Fig. 4 unterscheiden.

Bei quasi resonanten Schaltnetzteilen muss bei einer zu klei nen Zwischenkreisspannung V das Einschalten des Lastschalters 2 verhindert werden, da sonst der Laststrom IDS durch die in Reihe zur Laststrecke des Lastschalters 2 liegende Primär wicklung W1 unzulässig hohe Werte erreicht, wodurch der Kern des Transformators 31 in die Sättigung getrieben wird. Die Induktivität der Primärwicklung W1 würde dann derart kleine Werte annehmen, dass der daraus resultierende Kurzschluss strom den Lastschalter 2 überlastet bzw. zerstört.

Um dies zu verhindern ist nach dem Stand der Technik typi scherweise eine Auswerteschaltung vorgesehen, die die Zwi schenkreisspannung an einem Widerstandsteiler überwacht, wo bei die Spannung am Spannungsteilerabgriff mittels eines Kom parators mit einem Minimalwert verglichen wird. Eine derarti ge Auswerteschaltung nach dem Stand der Technik ist jedoch schaltungstechnisch überaus aufwendig.

Fig. 7 zeigt ein Signal-Zeit-Diagramm für eine Schaltungsan ordnung entsprechend Fig. 6 zur Detektion einer temporär zu niedrigen Zwischenkreisspannung. In Fig. 7 bezeichnet der Zeitraum zwischen den Zeitpunkten t0 bis t3 den Normalbetrieb I und der Zeitraum zwischen den Zeitpunkten t3 bis t6 den Fall einer temporär zu niedrigen Zwischenkreisspannung, dass heißt den Unterspannungsbetrieb II.

Im Unterspannungsbetrieb II ist die Drain-Source-Spannung VDS - zumindest im Plateaubereich 57 - kleiner als die minimal zulässige Drain-Source-Spannung VDSmin, das heißt die minima le Zwischenkreisspannung V wird unterschritten. Mit der Über wachungseinrichtung 52 entsprechend Fig. 6 wird das Gate- Ansteuersignal VG dann nicht mit der fallenden Flanke des Os zillatorausgangssignals OSC zum Zeitpunkt t5 eingeschaltet, sondern erst zum Zeitpunkt t7, das heißt erst wenn die Drain- Source-Spannung VDS wieder über die minimal zulässige Drain- Source-Spannung VDSmin angestiegen ist. Reicht das Zeitinter vall t4 bis t6 nicht nur über eine Taktperiode des Oszilla tors 18, sondern über mehrere Taktperioden, dann werden die entsprechenden Taktpulse des Gate-Ansteuersignals VG ausge blendet. Sinkt infolge dessen die Versorgungsspannung VCC un ter den Minimalwert V2 (siehe Fig. 4), dann bleibt das Schaltnetzteil ausgeschaltet und kann erst wieder durch ein Aus-/Einschalten der Zwischenkreisspannung V neu gestartet werden.

Mit einer Statusermittlungseinrichtung 10 sowie einer dieser nachgeschalteten Überwachungseinrichtung 52 kann vorteilhaf terweise auf eine Schaltungsanordnung zur Unterspannungser kennung verzichtet werden. Die Überwachungseinrichtung 52 in Kombination mit der Statusermittlungseinrichtung 10 ist somit in der Lage, eine Unterspannung bzw. einen Spannungseinbruch der Drain-Source-Spannung VDS und somit der Zwischen kreisspannung V zu detektieren, auszuwerten und das Halblei terschaltelement 1 je nach Bedarf bzw. Konfiguration selb ständig abzuschalten. Der besondere Vorteil besteht darin, dass hierfür keinerlei Zeitkonstante bedingt durch die Zeit konstante des Ladekondensators C2 zu berücksichtigen ist. Die Überwachungseinrichtung weist somit vorteilhafterweise eine erhöhte Sicherheit, insbesondere aufgrund der größeren Frei heitsgrade beim Transformatordesign, auf.

Bei quasi resonanten Schaltnetzteilen muss sichergestellt werden, dass der Lastschalter 2 möglichst immer zu einem Zeitpunkt eingeschaltet wird, bei dem der Strom durch die Se kundärwicklung W3 einen Nulldurchgang aufweist. Wird der Lastschalter 2 im Idealfall jeweils bei einem Nulldurchgang des Sekundärstromes Iout eingeschaltet, dann weist das quasi resonante Schaltnetzteil eine minimale schaltungsbedingte Verlustleistung auf.

Das erfindungsgemäße quasi resonante Schaltnetzteil 50 ent sprechend Fig. 5 verwendet zur Detektion und Auswertung des Nulldurchgangs eine Anlaufeinrichtung 11 mit zwei Ausgängen SU, SU1. Über den ersten Ausgangsanschluss SU wird entspre chend den Fig. 2 und 4 der Ladekondensator C2 mit einem Anlaufladestrom ISU aufgeladen. Die Anlaufeinrichtung 11 weist zudem eine entsprechend Fig. 3 ausgestaltete Detek toreinrichtung 13 auf. An dem weiteren Ausgangsanschluss SU1 der Anlaufeinrichtung 11 ist ein Signal VSU1 abgreifbar, wel ches Auskunft über die Drain-Source-Spannung VDS des Halblei terschaltelementes 1 gibt.

Zum Zeitpunkt des Nulldurchganges des durch die Sekundärwick lung W3 fließenden Sekundärstromes beginnt ein mit dem Ab schaltvorgang beginnender Spannungseinbruch. Dieser Span nungseinbruch kann über die Anlaufeinrichtung 11 durch Be reitstellung des Statussignales VSU1 detektiert werden. Das an dem weiteren Ausgangsanschluss SU1 abgreifbare Sta tussignal VSU1 liefert einen Strom ISU1 in den Widerstand R3. Die Durchbruchspannung der Zener-Diode 23 wird hier so ge wählt, dass als Folge des detektierten Spannungseinbruchs der aus dem weiteren Ausgangsanschluss SU1 fließende Strom ISU1 und damit der Spannungsabfall VSU1 an dem Widerstand R3 den Wert 0 annimmt. Das daraus resultierende Signal kann mit ei nem Referenzsignal in einem Komparator 51 verglichen werden. Das Komparatorausgangssignal wird in die Ansteuerschaltung 14 eingekoppelt. Über die Ansteuerschaltung 14 bzw. über eine in der Ansteuerschaltung 14 vorgesehene Logikeinrichtung ist es sodann möglich, den Lastschalter 2 bzw. das Halbleiterschal telement 1 jeweils bei einem Nulldurchgang des Sekundärstro mes einzuschalten. Vorteilhafterweise ist hierfür im Gegen satz zu quasi resonanten Schaltnetzteilen nach dem Stand der Technik keinerlei zusätzliche Primärwicklung und Auswerte schaltung erforderlich.

Fig. 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine Überwachungs schaltung zur Überwachung der Zwischenkreisspannung V mittels eines erfindungsgemäßen Halbleiterschaltelementes 1.

Die Überwachungseinrichtung 52 ist in Fig. 6 mit Bezugszei chen 52 bezeichnet. Ein am Statusausgang SD abgreifbares Sta tussignal VSD, das Auskunft über die gemessene Drain-Source- Spannung VDS des gesperrten Halbleiterschaltelementes 1 und somit auch indirekt über die Zwischenkreisspannung V gibt, liefert einen Statusstrom ISD in den Widerstand R1. Die Über wachungseinrichtung 52 weist ein Flipflop 58 auf. Der Strom ISD wird in den Reset-Eingang RE des Flipflops 58 eingekop pelt. Ferner wird das Statussignal ISD zusammen mit einem in vertierten Ausgangssignal des Pulsweitenmodulators VDR in ein UND-Gatter 53 eingekoppelt, dessen Ausgangssignal dem Set- Eingang SE des Flipflops 58 zugeführt wird. Das Flipflop 58 erzeugt ein Ausgangssignal 54, welches in invertierter Form zusammen mit dem Ausgangssignal 55 des Pulsweitenmodulators in ein weiteres UND-Gatter 56 eingekoppelt wird. Das UND- Gatter 56 erzeugt an seinem Ausgang das Gate-Ansteuersignal VG, welches dem Gate-Anschluss G des Halbleiterschaltelemen tes 1 zugeführt wird.

Das Flipflop 58 wird mit der steigenden Flanke des am Ausgang SD abgreifbaren Statussignals ISD auf einen niedrigen logi schen Pegel (= Low) rückgesetzt und mit der fallenden Flanke des Statussignals ISD auf einen hohen logischen Pegel (= High) gesetzt. Das Setzen des High-Pegels erfolgt jedoch nur dann, wenn das Ansteuerpotential VDR des Pulsweitenmodulators 20 einen Low-Pegel aufweist. Der Transistor der Statusermitt lungseinrichtung 10 überprüft bei ausgeschaltetem Halbleiter schaltelement 1 den in Fig. 7 mit 57 bezeichneten Plateaube reich der Drain-Source-Spannung VDS hinsichtlich einer mini mal zulässigen Drain-Source-Spannung VDSmin. Ist die Drain- Source-Spannung VDS größer als die minimal zulässige Drain- Source-Spannung VDSmin - wie zum Beispiel im Normalbetrieb I - dann wird der Lastschalter 2 bei der nächsten Taktpause des Oszillatorsignals OSC mit einem Gate-Steuersignal VG in den eingeschalteten Zustand gesteuert. Durch die Laststrecke des Lastschalters 2 und damit auch durch die Primärwicklung W1 fließt sodann ein dreieckförmig ansteigender Laststrom IDS.

Mittels einer Schaltungsanordnung entsprechend Fig. 6 lässt sich auch die Ausgangsspannung Vout bezüglich einer Überlast oder eines Kurzschlusses des Schaltnetzteiles überwachen.

Fig. 8 zeigt ein schaltungstechnisches Ausführungsbeispiel zur Detektion einer sekundärseitigen Überlast oder eines se kundärseitigen Kurzschlusses mittels einer Überwachungsein richtung 60. Die Überwachungseinrichtung 60 ist hier wieder der Statusermittlungseinrichtung 10 nachgeschaltet und weist einen Widerstand R1 zur Erzeugung des Statusstromes ISD auf. Die Überwachungseinrichtung 60 weist ferner ein Flipflop 61 auf, in dessen Set-Eingang SE das Statussignal ISD und in dessen Reset-Eingang RE das vom Pulsweitenmodulator 20 gelie ferte Ausgangssignal 62 eingekoppelt wird. Zwischen dem Set- Eingang SE und dem Statusausgang SD ist typischerweise eine Verzögerungseinrichtung 63 mit einer Zeitkonstanten tv vorge sehen, mittels der Überschwingungen zu Beginn der Messung der Drain-Source-Spannung VDS nicht berücksichtigt werden. Das Ausgangssignal 64 des Flipflops 61 wird zusammen mit dem Aus gangssignal 61 des Pulsweitenmodulators in ein UND-Gatter 65 eingekoppelt, wobei am Ausgang des UND-Gatters 65 das Gate- Ansteuersignal VG anliegt.

Nachfolgend wird die Funktionsweise der Überwachungseinrich tung 60 entsprechend Fig. 8 anhand des Signal-Zeit-Diagramms entsprechend Fig. 9 näher erläutert. In Fig. 9 bezeichnet wiederum der Zeitbereich I den Normalbetrieb und der Zeitbe reich II den Überlastfall bzw. einen Kurzschlussfall.

In Fig. 9 bezeichnet VDSmin die minimale Drain-Source- Spannung und VDSmax die maximale Drain-Source-Spannung be zeichnet. Im Nennbetrieb ist VDSmax = VDSmin + VRN, wobei mit VRN die nominale Reflexionsspannung VR bezeichnet ist. Im Nennbetrieb gilt typischerweise VRN = Vout × W1/W3. Der Wert der nominalen Reflexionsspannung VRN liefert somit eine Information über die Spannung Vout am Ausgang. Bei einer Überlast bzw. bei einem Kurzschluss der sekundärseitigen Aus gangsspannung Vout ist die Reflexionsspannung VR kleiner als die nominale Reflexionsspannung VRN.

Erfindungsgemäß wird die Durchbruchspannung VSD des Transi stors der Statusermittlungseinrichtung 10 in einen Spannungs bereich zwischen VDSmax und VDSmin gelegt. Über die Statuser mittlungseinrichtung 10 und dieser nachgeschalteten Überwa chungseinrichtung 60 kann die Reflexionsspannung VR ermittelt werden. Die nominales Reflexionsspannung VRN beträgt typi scherweise etwa 100 V. Unterschreitet die Reflexionsspannung VR den Wert der durch die Zellen des Transistors 5 der Sta tusermittlungseinrichtung 10 vorgegebenen Durchbruchspannung VSD, so liegt die sekundärseitige Ausgangsspannung Vout un terhalb des im Nennbetrieb erforderlichen Sollwertes. Die Überwachungseinrichtung 60 erkennt dadurch eine sekundärsei tige Überlast bzw. Kurzschluss. Der Ausgang SD der Statuser mittlungseinrichtung 10 liefert dann keinen Statusstrom ISD. Über die Überwachungseinrichtung 60 wird dies detektiert und über die logische Verknüpfung des Flipflops 61 und des UND- Gatters 65 wird das Halbleiterschaltelement 1 und somit das Schaltnetzteil in den abgeschalteten Zustand gesteuert. Das Flipflop 61 wird hier mit der fallenden Flanke des Ausgangs signals 62 des Pulsweitenmodulators 20 zurückgesetzt und mit der steigenden Flanke des Statusstromes ISD - unter Berück sichtigung einer Verzögerungszeit tv - gesetzt. Der Ausgang des Flipflops 61 bestimmt über das UND-Gatter 65 und das Aus gangssignal 62 die Freigabe bzw. das Sperren des Gate- Anschlusses G des Halbleiterschaltelementes 1.

Der steuerbare Lastschalter 2 ist zum Schalten hoher Spannun gen und/oder Ströme vorgesehen und ist zu diesem Zweck als Leistungs-MOSFET, insbesondere als Enhancement-MOSFET. Jedoch wäre hier selbstverständlich auch jeder andere steuerbare Schalter, der zum Schalten der entsprechenden Spannungen und/oder Ströme geeignet ist, denkbar.

In den vorstehenden Ausführungsbeispielen wurde die erfin dungsgemäße Halbleiterschaltung anhand eines quasi resonanten Schaltnetzteiles bzw. anhand eines als Sperrwandler ausge stalteten Schaltnetzteiles erläutert. Jedoch sei die Erfin dung nicht ausschließlich auf diese Anwendungen beschränkt, sondern kann sinngemäß auf andere Wandlertypen, zum Beispiel Flusswandler, Resonanzwandler und dergleichen übertragen wer den. Darüber hinaus ist die Erfindung nicht ausschließlich auf Schaltnetzteile beschränkt, sondern kann sehr vorteilhaft auch für andere Halbleiterschaltungen bzw. Halbleitertopolo gien, wie zum Beispiel Halbbrückenschaltungen, Brückenschal tungen und dergleichen, erweitert werden.

Der besondere Vorteil der Erfindung besteht darin, dass das Halbleiterschaltelement nicht erst für alle Schaltnetzteile, Schaltregler, Stromversorgungen ausgelegt und optimiert wer den muss. Die erfindungsgemäße Halbleiterschaltung bzw. das darin enthaltenen Halbleiterschaltelement ist bei allen sol chen Schaltungsanordnungen verwendbar, die einen getakteten Halbleiterschalter mit eben den vorstehend beschriebenen Funktionalitäten benötigen. Zusätzlicher externer Schaltungs aufwand ist hier nur minimal erforderlich. Besonders vorteil haft ist es, wenn das Halbleiterschaltelement sowie die An steuerschaltung in einem einzigen Halbleiterchip monolithisch integriert sind. Ferner ist es von Vorteil, wenn die Sta tusermittlungseinrichtung und/oder die Anlaufeinrichtung und/oder die Gate-Steuereinrichtung und/oder eine Überwa chungseinrichtung im Halbleiterschaltelement und/oder in der Ansteuerschaltung mitintegriert sind.

Zusammenfassend kann festgestellt werden, dass außer den Schaltnetzteilanwendungen, wie sie entsprechend der vorste henden Ausführungsbeispiele beschrieben wurden, eine Realisierung eines "intelligenten" steuerbaren Schalters ermög licht wird, der zumindest teilweise einige der nachfolgenden Funktionalitäten aufweist:

Anlaufsteuerung

Über eine Anlaufeinrichtung 11 ist ein Anlaufladestrom ISU erzeugbar. Damit lässt sich ein Versorgungspotential VCC, VB zur Versorgung einer Ansteuerschaltung 14 bei getakte tem Halbleiterschaltelement 1 bereitstellen. Die Anlauf einrichtung 11 muss nicht notwendigerweise lediglich für den Anlauf einer Ansteuerschaltung 14 bzw. eines Schalt netzteiles verwendet werden, sondern kann bei entsprechen der Dimensionierung auch für die Dauerversorgung der An steuerschaltung 14 mit einem Versorgungspotential dienen.

Überwachung der Drain-Source-Spannung

Bei einem getaktetem und statisch betriebenem Halbleiter schaltelement 1 lässt sich die Drain-Source-Spannung VDS mittels einer Anlaufeinrichtung 11 oder einer Überwa chungseinrichtung 13 überwachen. Über einen diesen Ein richtungen 13, 11 nachgeschalteten Inverter und ein UND- Gatter kann die Gate-Ansteuerung verhindert werden, wenn die Drain-Source-Spannung VDS im gesperrten Zustand des Halbleiterschaltelementes 1 einen durch den jeweiligen Ausgang SU bzw. SUl festgelegten maximalen Wert der Drain- Source-Spannung VDSmax überschreitet. Durch diese Maßnahme kann vorteilhafterweise ein Einschalten des Laststromes IDS ab einer Überspannung VDSmax verhindert werden bzw. der Laststrom IDS kann bei getaktetem Lastschalter 2 abge schaltet werden. Statt der Verwendung eines Inverters kann diese Funktionalität auch über eine mit Flipflop ausge staltete Halteschaltung erreicht werden.

Überspannungseinschaltung

Mittels einer Überwachungseinrichtung, die ohne Inverter und mit einem UND-Gatter in dem Gate-Ansteuerpfad ausge stattet ist, kann das Halbleiterschaltelement 1 im Falle einer Überspannung, d. h. bei VDS < VDSmax, zwangsweise eingeschaltet werden. Auf diese Weise lassen sich auf sehr einfache und elegante Weise Schutzschaltungen zum Abbau von Überspannungen realisieren, wobei eine detektierte Überspannung einen beliebigen definierten Wert annehmen kann. Es ist hier lediglich notwendig, dass die maximal zu detektierende Überspannung größer als die maximale Last kreisspannung VDmax ist.

Überlast-/Kurzschlusserkennung und -abschaltung

Bei entsprechender Dimensionierung der jeweiligen Ausgänge SU bzw. SD für die Zwecke einer Überwachung der Drain- Source-Spannung VDS liefern diese im gesperrten Zustand des Halbleiterschaltelementes 1 dann kein Ausgangssignal, wenn die Drain-Source-Spannung VDS einen minimal zulässi gen Wert VDSmin unterschreitet. Dies wird als Überlast bzw. als Kurzschluss der Laststrecke zwischen Drain- Anschluss D und Source-Anschluss S interpretiert. Es muss hier lediglich sichergestellt werden, dass die minimal zu lässige Drain-Source-Spannung VDSmin kleiner als die Ver sorgungsspannung V ist. In diesem Falle kann mittels der Überwachung der Drain-Source-Spannung VDS ein Kurzschluss im gesperrten Zustand des Halbleiterschaltelementes 1 er kannt werden. Über ein Fehler- oder Abschaltsignal einer Überwachungseinrichtung 52, 60 kann sodann das Halbleiter schaltelement 1 gesperrt oder abgeschaltet werden, und so mit vor Beschädigung bzw. Zerstörung geschützt werden. In einer alternativen Ausgestaltung kann die Überwachungsein richtung 52, 60 auch als eine ein Flipflop enthaltende Hal teschaltung ausgestaltet sein.

Übertemperaturabschaltung

Das erfindungsgemäße Halbleiterschaltelement 1 kann mit tels einer Zener-Diode 21, die zwischen dem Ausgangsan schluss SU und dem Gate-Steuereingang GD angeordnet ist, als selbsteinschaltender, getakteter Schalter mit Übertem peraturabschaltung eingesetzt werden. Der Anlaufladestrom ISU wird bekanntlich ausgeschaltet, indem die Gate- Steuereinrichtung 12 und somit das Gate-Potential des Transistors 3 auf das Potential des Source-Anschlusses 5 bzw. auf das Potential des Ausganges SU geschaltet wird. Verwendet man zwischen den Anschlüssen GD, SU eine Zener- Diode 21, eine Begrenzerschaltung oder eine integrierte Schaltung, die bei hoher Temperatur einen ausreichend gro ßen Sperrstrom liefert bzw. einen niedrigen Innenwider stand aufweist, so kann dies zum Abschalten des Anlaufla destromes ISU bei einer Übertemperatur genutzt werden. In folge dieser Abschaltung sinkt die Versorgungsspannung VCC unter den Schwellenwert für das Gate-Steuerpotential VG, welches zum Einschalten des Halbleiterschaltelementes 1 erforderlich ist, ab. Das Halbleiterschaltelement 1 wird somit vor einer thermisch bedingten Beschädigung bzw. Zer störung geschützt.

Zusammenfassend kann festgestellt werden, dass bei der wie beschrieben aufgebauten erfindungsgemäßen Halbleiterschaltung mit darin enthaltenem intelligenten, selbst ein- und aus schaltbaren Halbleiterschaltelement ein im Vergleich zum Stand der Technik schaltungstechnisch geringerer konstrukti ver Aufwand erforderlich ist, aber nichts desto trotz eine deutlich höhere Flexibilität bei der Verwendung des Halblei terschaltelementes für unterschiedlichste Schaltungsvarianten erzielbar ist, ohne dass gleichzeitig die Nachteile von Halb leiterschaltungen nach dem Stand der Technik in Kauf genommen werden müssen.

Die vorliegenden erfindungsgemäße Halbleiterschaltung wurde anhand der vorstehenden Beschreibung so dargelegt, um das Prinzip der Erfindung und dessen praktische Anwendung best möglichst zu erläutern. Selbstverständlich lässt sich die er findungsgemäße Halbleiterschaltung im Rahmen des fachmänni schen Handelns in mannigfaltiger Art und Weise abwandeln.

Bezugszeichenliste

1

Halbleiterschaltelement

2

(steuerbarer) Lastschalter, Haupttransistor

3

,

4

,

5

weitere Transistoren

6

Messzellen

7

,

8

Versorgungsanschlüsse

10

Statusermittlungseinrichtung

11

Anlaufeinrichtung

12

Gate-Steuereinrichtung

13

Überwachungseinrichtung

14

Ansteuerschaltung

15

Versorgungseingang

16

Steuereingang

17

Ausgang

18

Oszillatorschaltung

19

Logikschaltung

20

Treiberschaltung, Pulsweitenmodulator

21

Mittelabgriff

30

(Sperrwandler-)Schaltnetzteil

31

Transformator

32

Brückengleichrichter

33

,

34

Eingangsklemmen

35

,

36

Zwischenkreisanschlüsse

37

Optokoppler

38

Fehlerverstärker

39

Schaltung zur Unterspannungserkennung

40

Vergleichereinrichtung, Komparator

41

Hysterese

50

(quasi resonantes) Schaltnetzteil

51

Komparator

52

Überwachungseinrichtung

53

,

56

UND-Gatter

54

,

55

Ausgangssignale

57

Plateau der Drain-Source-Spannung

58

Flipflop

60

Überwachungseinrichtung

61

Flipflop

62

,

64

Ausgangssignale

63

Verzögerungseinrichtung

65

UND-Gatter
I Normalbetrieb
II Überlastbetrieb
C1, C3, C5 Pufferkondensator
C2 Ladekondensator
CS Ausgangs-Anschluss
D Drain-Anschluss
D1-D3 Dioden
EA Ausgangssignal
G Gate-Anschluss
GD Gate-Steuereingang
GND Potential der Bezugsmasse
OSC Oszillatortaktsignal
R1-R3 Widerstände
RL Last(-Widerstand)
S Source-Anschluss
S1, S2 Schalter
SD Ausgangs-Anschluss
SU, SUl Ausgangs-Anschlüsse
t0-t7 Zeitpunkte
W1, W2 primärseitige Wicklung
W3 Sekundärwicklung
Z1-Z3 Zener-Dioden
ICS Strommesssignal
IDS Laststrom
Iout (sekundärseitiger) Ausgangsstrom
ISD Stromsignal
ISU Anlaufladestrom
V Versorgungsspannung
V1, V2, V3 Referenzpotential
VB, VCC Versorgungspotential
VD Drain-Potential
VDD positives Versorgungspotential
VDR Ausgangssignal
VDS Drain-Source-Spannung
VDSmin/VDSmax minimale/maximale Drain-Source-Spannung
VG Steuerpotential
VGD Steuersignal
VIN Netzwechselspannung
Vout (sekundärseitige) Ausgangsspannung
VR Reflexionsspannung
Vreg Regelsignal
VRN nominale Reflexionsspannung
VS Source-Potential
VSUl Statussignal
VCRL Steuersignal

Claims

1. Halbleiterschaltung
mit einer Ansteuerschaltung (14), an dessen Ausgang ein Steu ersignal (VG) anliegt,
mit einem steuerbaren, integrierten, selbst ein- und aus schaltbaren Halbleiterschaltelement,
mit einem Lastschalter (2) zum getakteten Schalten einer Last (RL), der einen ersten und einen zweiten Last streckenanschluss (D, S) aufweist und der einen über das Steuersignal (VG) steuerbaren Steueranschluss (G) aufweist,
mit einer ersten Stromquelle (3), die mit einem ersten Laststreckenanschluss (D) verbunden ist und die an einem ersten Ausgang (SU) einen Anlaufladestrom (ISU) bereitstellt, wenn der Lastschalter (2) ausgeschaltet ist,
mit mindestens einer zweiten Stromquelle (5), die an ei nem zweiten Ausgang (SD) ein Statussignal (ISD) be reitstellt,
mit einer Anlaufladeeinrichtung (11), die mittels des Anlauf stromes (ISU) die Ansteuerschaltung (14) mit Energie ver sorgt,
mit einer die zweite Stromquelle (5) enthaltenden Überwa chungseinrichtung (52, 60), die eine Spannung (UDS) zwi schen den Laststreckenanschlüssen (D, S) und/oder ein an einem Laststreckenanschluss (D, S) anliegendes Potential (VS, VD) misst und das davon abgeleitete Statussignal (ISD) erzeugt.

2. Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Anlaufladeeinrichtung (11) die erste Stromquelle (3) und einen von dem Anlaufladestrom (ISU) aufladbaren Ladekon densator ((2) aufweist, der im aufgeladenen Zustand die An steuerschaltung (14) mit einem Versorgungspotential (VCC) versorgt.

3. Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass in Reihe zwischen der ersten Stromquelle (3) und dem La dekondensator ((2) eine Entkopplungsdiode (D1) angeordnet ist und dass parallel zum Ladekondensator ((2) ein Spannungsbe grenzer (Z2) angeordnet ist.

4. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Stromquelle (3) als steuerbare Stromquelle, insbesondere als steuerbarer Halbleiterschalter, ausgebildet ist.

5. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Anlaufladeeinrichtung (11) eine Abschalteinrichtung (12) zum Abschalten der Anlaufeinrichtung (11) aufweist, die einen auf einem floatenden Potential liegenden Eingang (GD) und einen mit einem Steueranschluss der ersten Stromquel le (3) verbundenen Ausgang aufweist, die die Anlaufladeein richtung (11) immer dann in einen abgeschalteten Zustand steuert, wenn Potential (VGD)an dessen Eingang dem Potential an dem ersten Ausgang und/oder dem Potential (VS) des zweiten Laststreckenanschlusses (S) entspricht.

6. Halbleiterschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem ersten Ausgang (SU) und dem Eingang der Ab schalteinrichtung (12) ein steuerbarer Schalter (51, 52) und/oder eine Begrenzerschaltung (21) angeordnet ist.

7. Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem ersten Ausgang (SU) und dem Eingang der Ab schalteinrichtung (12) eine Zener-Diode (21) und/oder eine Begrenzerschaltung und/oder eine integrierte Schaltung vorge sehen ist, die bei zunehmenden Temperaturen einen steigenden Sperrstrom und/oder einen sich verringernden Innenwiderstand aufweisen.

8. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Anlaufladeeinrichtung (11) eine Detektoreinrichtung (13) und einen weiteren Ausgang (SU1) aufweist, wobei die De tektoreinrichtung (13) im Falle eines Nulldurchganges einer am Lastschalter (2) abfallenden Spannung (VDS) und/oder einem an einem Laststreckenanschluss anliegenden Potential (VS, VG) ein Statussignal (VSU1) am weiteren Ausgang (SUl) bereit stellt, über welches der Lastschalter (2) jeweils bei einem Nulldurchgang in einen eingeschalteten Zustand gesteuert wird.

9. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Überwachungseinrichtung (52, 60) eine Überspannungs einschaltung aufweist, die eine am Lastschalter (2) anliegen de Überspannungen erkennt und im Falle einer Überspannung den Lastschalter (2) einschaltet.

10. Halbleiterschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Überwachungseinrichtung (52, 60) im Falle einer Über spannungseinschaltung ein Einschaltsignal erzeugt, welches in ein dem Steuereingang (G) des Lastschalters (2) vorgeschalte tes UND-Gatter eingekoppelt wird und den Lastschalter (2) einschaltet.

11. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Überwachungseinrichtung (52, 60) eine Unterspannungs abschaltung aufweist, die eine am Lastschalter (2) anliegende Unterspannungen erkennt und im Falle einer Unterspannung den Lastschalter (2) abschaltet oder nicht einschaltet.

12. Halbleiterschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Überwachungseinrichtung (52, 60) im Falle einer Un terspannungsabschaltung eine Halteschaltung aufweist, die ei nen zwischen dem Statusausgang (SD) und dem Steuereingang (G) des Lastschalters angeordneten Inverter und dem Inverter nachgeschaltetes UND-Gatter aufweist, die solange eine Unter spannung am Lastschalter (2) anliegt, diesen sperren.

13. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass das Halbleiterschaltelement (1) über ein getaktetes An steuersignal (VG) gesteuert ist.

14. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass der Lastschalter (2) ein Leistungshalbleiterbauelement, insbesondere einen Leistungshalbleiterbauelement nach dem Kompensationsprinzip, ist.

15. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass der Lastschalter (2) als Leistungs-MOSFET oder als IGBT ausgebildet ist.

16. Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Halbleiterschaltelement zellenartig aufgebaut ist und aus einer Vielzahl von Zellen besteht, wobei der Großteil der Zellen bezüglich derer Laststrecken parallel geschaltet sind und den Lastschalter (2) bildet und der restliche Teil der Zellen die Transistoren (3, 4, 5) der Anlaufeinrichtung (11) und/oder der Überwachungseinrichtung (52, 60) bildet.

17. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass das Halbleiterschaltelement (1) eine oder einige Zellen des Leistungshalbleiterbauelement enthaltende Strommessein richtung (6) aufweist, die den Laststrom (ISD) durch den Lastschalter (2) entsprechend dem Verhältnis von Messzellen zu Hauptzellen misst.

18. Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (14) einen Oszillator (18), eine Logikschaltung (19)und eine Treiberschaltung (20) aufweist, die jeweils von einem Versorgungspotential (VB) versorgt wer den, wobei der Oszillator (18) und die Logikschaltung (19) ausgangsseitig mit jeweils einem Eingang der nachgeschalte ten, Treiberschaltung (20) verbunden sind, der wiederum mit dem Steueranschluss (G) des Lastschalters (2) verbunden ist, wobei die Treiberschaltung (20) nach Maßgabe eines Regelsi gnals (Vreg) und/oder einem Oszillatorsignal (OSC) und/oder einem von dem Laststrom (ISD)abgeleiteten Signal angesteuert wird.

19. Schaltnetzteil mit einer Halbleiterschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet dass das Halbleiterschaltelement (1) zum getakteten Anlegen einer weitgehend gleichgerichteten Spannung (V) an eine Pri märwicklung (W1) eines Transformators (31) ausgelegt ist, mit einer Sekundärwicklung (W3) des Transformators (31), über die von der Primärwicklung (W1) bereitgestellte Energie an einem Ausgang einer Last (RL) zuführbar ist, und mit einem Rück kopplungszweig (37), über den eine am Ausgang anliegende Spannung (Vout) oder ein Strom (Iout) am Ausgang der Ansteu erschaltung (14) als Regelsignal zuführbar ist.

20. Schaltnetzteil nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (14) und die nicht in dem Halblei terschaltelement (1) enthaltenen Teile der Anlaufeinrichtung (11) zusammen auf einem einzigen Halbleiterchip integriert sind.

21. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 19 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass das Halbleiterschaltelement (1) auf einem ersten Halb leiterchip und die Ansteuerschaltung (14) auf einem zweiten Halbleiterchip integriert sind und die beiden Halbleiterchips zusammen in einem einzigen Gehäuse für ein Halbleiterbauele ment eingebettet sind.

22. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltnetzteil (30) als Sperrwandler oder als Durch flusswandler ausgebildet ist.

23. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltnetzteil (50) als quasi resonnantes Schalt netzteil ausgebildet ist.