DE10021085C1 - Refresh-Ansteuerschaltung für einen DRAM - Google Patents

Abstract

Eine Refresh-Ansteuerschaltung zum Zuführen von Refresh-Signalen an eine Speichereinrichtung weist einen Refresh-Signalgenerator zum Erzeugen einer kontinuierlichen Abfolge von Refresh-Signalen mit einer Frequenz auf, die mit sinkender Temperatur abnimmt.

Description

Die Erfindung betrifft eine Refresh-Ansteuerschaltung zum Zu­ führen von Refresh-Signalen an eine Speichervorrichtung mit einem Refresh-Signalgenerator zum Erzeugen einer kontinuier­ lichen Abfolge von Refresh-Signalen mit einer vorbestimmten Frequenz.

Bei dynamischen Schreib/Lesespeichern mit wahlfreiem Zugriff (DRAM) ist es erforderlich, die in den Speicherzellen abge­ legten Informationen in zyklischen Abständen aufzufrischen. Da in den DRAM-Speicherzellen die Informationen als Kondensa­ torladungen gespeichert werden und sich die Kondensatoren je­ doch durch Leckageströme, insbesondere bei hohen Temperatu­ ren, selber entladen, müssen die Speicherladungen der Konden­ satoren immer wieder erneuert werden.

Das Wiederauffrischen der Speicherinhalte der Zellenmatrix im DRAM wird durch eine interne Refresh-Ansteuerung im allgemei­ nen zeilenweise durchgeführt. Dazu wird mit Hilfe eines Re­ fresh-Signalgenerators eine kontinuierliche Abfolge von Re­ fresh-Signalen mit einer vorbestimmten Frequenz erzeugt, die an die Speicherzellen angelegt werden. Bei modernen Speicher­ bausteinen sind dabei Refresh-Zyklen von mindestens 4.096 Re­ fresh-Operationen pro 64 ms (Refresh-Rate 4 k/64 ms) üblich. Die Anzahl der Refresh-Operationen muss so gewählt werden, dass auch bei der hohen Betriebstemperatur des den DRAM ent­ haltenden Computer und den sich damit ergebenden großen Lec­ kageströmen der Kondensatoren, diese Kondensatoren im DRAM regelmäßig nachgeladen werden. Die Refresh-Vorgänge führen deshalb zu einer hohen Stromaufnahme der Speicherbausteine und verkürzen so insbesondere die Betriebsdauer von akku- bzw. batteriebetriebenen Computern.

Aus der US 5278796 ist eine Refresh-Ansteuerschaltung mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1 bekannt. Bei die­ ser Ansteuerschaltung wird die Refresh-Frequenz in diskreten Schritten an die jeweilige Betriebstemperatur im DRAM ange­ passt, um insbesondere den Stromverbrauch im Stand-by-Betrieb zu senken. Aus der US 5539703 ist ein weiterer Refresh- Signalgenerator für einen DRAM bekannt, bei dem die Refresh- Frequenz abhängig von der jeweiligen Betriebsspannung einge­ stellt wird, um den Stromverbrauch im DRAM im Stand-by- Betrieb zu senken.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, den Stromverbrauch von dynamischen Schreib/Lesespeichern mit wahlfreiem Zugriff zu vermindern.

Diese Aufgabe wird durch eine Refresh-Ansteuerschaltung nach An­ spruch 1 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen sind in den ab­ hängigen Ansprüchen angegeben.

Bei der erfindungsgemäßen Refresh-Ansteuerschaltung zum Zuführen von Refresh-Signalen an eine Speichervorrichtung wird ein Re­ fresh-Signalgenerator zum Erzeugen einer kontinuierlichen Ab­ folge von Refresh-Signalen so ausgelegt, dass die Frequenz der erzeugten Refresh-Signale mit abnehmender Temperatur ab­ nimmt.

Durch diese Auslegung der Refresh-Ansteuerschaltung wird die Anzahl der Refresh-Zyklen bei abnehmender Temperatur in den Speicherbausteinen, d. h. dann, wenn die Speicherbausteine im Computer vom Vollast-Betrieb in den Standby-Betrieb überge­ hen, vermindert. Die Reduzierung der Refresh-Zyklen wiederum sorgt für eine wesentliche Reduzierung des Stromverbrauchs der DRAMs. Dies ist insbesondere vorteilhaft bei akku- bzw. batteriebetriebenen Computern mit DRAMs, bei denen die ver­ minderte Leistungsaufnahme der DRAMs im Standby-Betrieb durch Reduzieren der Refresh-Zyklenzahl der Kondensatoren der DRAMs eine wesentliche Verlängerung der maximalen Betriebsdauer der Computer ermöglicht.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist der Refresh- Signalgenerator dabei so ausgelegt, dass bei einer Tempera­ turabsenkung von ca. 100°C die Frequenz der Refresh-Signale halbiert wird. Hierdurch wird sowohl ein zuverlässiges Nach­ laden der Kondensatoren in den DRAM-Speicherzellen gewährlei­ stet und zugleich für eine optimale Reduzierung des Stromver­ brauchs der Zellenmatrix gesorgt.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist der Re­ fresh-Signalgenerator ein spannungsgesteuerter Oszillator, wobei als Steuerspannung die Anodenspannung einer Diode ein­ gesetzt wird, die mit zunehmender Temperatur der Diode ab­ nimmt. Diese Ausführung der Refresh-Ansteuerschaltung ermög­ licht es, einen optimalen Temperaturgang der Frequenz des Re­ fresh-Zyklus der Kondensatoren im DRAM einzustellen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 eine Blockdarstellung der Struktur eines dynamischen Schreib-Lesespeichers mit wahlfreiem Zugriff und integrierter Refresh-Logik;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines erfin­ dungsgemäßen Refresh-Signalgenerators;

Fig. 3 ein Schaltbild eines Teils einer temperaturabhängigen Spannungsquelle für einen spannungsgesteuerten Oszillators; und

Fig. 4 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines spannungs­ gesteuerten Oszillators zum Erzeugen von Refresh-Signalen.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines DRAMs, wobei Bezugs­ zeichen 1 eine im DRAM integrierte Refresh-Ansteuerung, Be­ zugszeichen 2 einen Zeilendecodierer zum Decodieren von Adressleitung A₀-A₄, Bezugszeichen 3 eine Datensteuerung, Be­ zugszeichen 4 einen Spalten-Ein/Ausgangskreis, Bezugszeichen 5 einen Spaltendecodierer zum Decodieren der über Adresslei­ ten A₅-A₉ zugeführten Signale und Bezugszeichen 6 eine Zel­ lenmatrix wiedergibt. Bezugszeichen 7 bezeichnet einen Schreib/Lesebus, der in Verbindung mit den an der Datensteue­ rung 3 anliegenden Daten in Abhängigkeit von einem Schreib/Lesesignal R/W und einem Baustein-Auswahlsignal CS ein Schreiben in eine bzw. über den Spalten-Ein/Ausgangskreis ein Lesen aus der Zellenmatrix 6 durchführt. Diese Zellenma­ trix 6 besteht in der dargestellten Ausführungsform aus 32 Zeilen und 32 Spalten, was einem dynamischen Speicher mit ei­ ner Kapazität von einem kBit (1.024 × 1 Bit) entspricht.

Das Wiederauffrischen der Speicherinhalte der Zellenmatrix 6 wird von der internen Refresh-Ansteuerung 1 zeilenweise durchgeführt. Dazu wird von einem Signalgenerator 11 in der Refresh-Ansteuerung 1 ein Refresh-Taktsignal über ein UND- Glied 12 an eine Refresh-Steuerschaltung 13 angelegt, wobei ein Wiederauffrischen nur dann ausgeführt wird, wenn die Zel­ lenmatrix 6 nicht angesprochen wird und damit am UND-Glied 12 zusätzlich ein invertiertes Baustein-Auswahlsignal (CS = 1) anliegt. Die Refresh-Zyklen müssen somit immer in den Be­ fehlstrom an die Bausteine der Zellenmatrix 6 eingefügt wer­ den, wobei im allgemeinen eine Refresh-Rate von 4 k/64 ms verwendet wird.

Eine solche hohe Zyklusrate ist erforderlich, um zu verhin­ dern, dass die in den Bausteinen der Zellenmatrix 6 gespei­ cherten Informationen, die als Kondensatorladungen vorliegen, aufgrund von Leckageströmen verloren gehen. Diese Leckage­ ströme treten insbesondere dann auf, wenn der Computer, in dem das Speichermodul eingesetzt wird, sich im Volllastbe­ trieb befindet. Die vielen Datenoperationen im Computer, ins­ besondere auch die Schreib- und Lesevorgänge in bzw. aus der Zellenmatrix 6 sorgen nämlich durch die dabei auftretenden elektrischen Ströme für eine hohe Temperatur im Computer und damit im Speichermodul, was zu erhöhten Leckageströmen und damit einer schnelleren Entladung der Kondensatoren führt. Die Refresh-Rate des DRAMs muss deshalb so eingestellt sein, dass auch bei der maximalen Betriebstemperatur im Computer eine rechtzeitige Auffrischung der Kondensatoren im DRAM er­ folgt, so dass keine Speicherinhalte verlorengehen.

Im Standby-Betrieb des Computers dagegen, also dann, wenn der Computer weitgehend abgeschalten ist und keine Datenoperatio­ nen mehr ausgeführt werden, sinkt die Temperatur im Computer und damit im Speichermodul ab. Bei dieser gegenüber der Voll­ last-Betriebstemperatur verringerten Standby- Betriebstemperatur nehmen auch die Leckageströme der Konden­ satoren im DRAM ab, so dass die Zeit zum Nachladen der Kon­ densatoren, um die Speicherinformationen zu erhalten, verlän­ gert werden kann.

Gemäß der Erfindung weist deshalb der Refresh-Signalgenerator 11 im DRAM einen Temperaturgang auf, bei dem mit abnehmender Temperatur die Taktrate der Refresh-Signale kleiner wird. Der Refresh-Signalgenerator 11 ist vorzugsweise so ausgelegt, dass die Frequenz der Refresh-Signale, die über das UND-Glied 12 an die Refresh-Steuerschaltung 13 angelegt werden, bei einer Temperaturabnahme von 100°C hal­ biert wird. Der Temperaturgang des Refresh-Signalgenerators 11 wird dabei vorzugsweise so gewählt, dass die Refresh- Signalfrequenz stärker als linear mit der Temperatur abnimmt, da auch die Leckageströme im Kondensator stärker als linear mit abnehmender Temperatur fallen. Durch die Reduzierung der Refresh-Zyklen im Standby-Betrieb, also dann, wenn die Tempe­ ratur im Computer absinkt, wird der Stromverbrauch für die Refresh-Vorgänge im DRAM wesentlich reduziert. Dieser vermin­ derte Stromverbrauch wiederum ermöglicht eine deutlich ver­ längerte Betriebsdauer von akku- oder batteriegesteuerten Computern, also insbesondere von transportablen Geräten.

Fig. 2 zeigt eine mögliche Ausführungsform des Refresh- Signalgenerators 11 mit Temperaturgang. Der Refresh- Signalgenerator 11 weist einen spannungsgesteuerten Oszilla­ tor 110 auf, der eine Komparatorschaltung z. B. in Form einer Schmitt-Triggerschaltung umfasst. Der spannungsgesteuerte Os­ zillator 110 wird mit einer positiven Steuerspannung +U_b und einer negativen Steuerspannung -U_b geschaltet. Am spannungs­ gesteuerten Oszillator 110 liegt eine Eingangsspannung U_e an, die durch Rückkopplung vorzugsweise der Ausgangsspannung U_a des spannungsgesteuerten Oszillators 110 entspricht. Diese Eingangsspannung U_e wird von einer Integratorschaltung im spannungsgesteuerten Oszillator 110 aufintegriert. Erreicht die aufintegrierte Spannung dann einen positiven bzw. negati­ ven Triggerpegel des spannungsgesteuerten Oszillators 110 ab­ hängig davon, in welche Richtung die aufintegrierte Spannung läuft, wechselt die Ausgangsspannung U_a des spannungsgesteu­ erten Oszillators 110 augenblicklich ihre Vorzeichen. Dadurch läuft dann die auf den Eingang rückgekoppelte und im Integra­ tor aufintegrierte Spannung in die umgekehrte Richtung bis, der andere Triggerpegel erreicht ist. Am Ausgang des span­ nungsgesteuerten Oszillators ergibt sich so eine Rechteck­ spannung, wobei die Frequenz der Rechteckschwingung von der Anstiegszeit des Integrators im spannungsgesteuerten Oszilla­ tors 110, die von den Steuerspannungswerten +U_b bzw. -U_b ab­ hängt, bestimmt wird.

Diese Steuerspannungswerte werden von einer Spannungsquelle 111 geliefert, wobei die am spannungsgesteuerten Oszillator 110 angelegten Spannungswerte temperaturabhängig sind. Be­ zugszeichen 113 und 114 bezeichnen einen ersten und einen zweiten Operationsverstärker der Spannungsquelle 111. Bezugs­ zeichen 115, 116 und 117 entsprechen ersten, zweiten und dritten Widerständen in der Spannungsquelle und Bezugszeichen 118 einer Diode. Der erste Operationsverstärker 113 der Span­ nungsquelle 111 liefert dem spannungsgesteuerten Oszillator 110 die positive Steuerspannung +U_b. Hierzu steht am nicht- invertierten Eingang des ersten Operationsverstärkers 113 ei­ ne durch den ersten Widerstand 115 und die Diode 118 bestimm­ te Spannung an. Am invertierten Eingang des Operationsver­ stärkers 113 dagegen ist eine durch den zweiten Widerstand 116 und dem dritten Widerstand 117 bestimmte Referenzspannung angelegt.

Damit der zweite Operationsverstärker 114 die negative Steu­ erspannung -U_b an den spannungsgesteuerten Oszillator 111 liefert, ist am nicht-invertierten Eingang des zweiten Operationsverstärkers 114 die aus dem ersten Widerstand 115 und der Diode 118 bestimmte Spannung und am invertierten Eingang die durch den zweiten Widerstand 116 und den dritten Wider­ stand 117 bestimmte Referenzspannung angelegt. Die beiden O­ perationsverstärker 113, 114 verstärken die Differenz zwi­ schen der durch den ersten Widerstand 115 und die Diode 118 vorgegebenen Spannung und der Referenzspannung, die durch die beiden Widerstände 116 und 117 festgelegt ist. Der Verstär­ kungsfaktor kann dabei auf die für den spannungsgesteuerten Oszillator 110 erforderlichen Triggerspannungswerten einge­ stellt werden.

Die von den beiden Operationsverstärkern 113, 114 gelieferten Ausgangsspannungen, die als Steuerspannungen für den span­ nungsgesteuerten Oszillator 111 dienen, werden von der Ano­ denspannung der Diode 118 bestimmt. Die von der Diode 118 ge­ lieferte Anodenspannung ist jedoch temperaturabhängig, wobei die Anodenspannung mit steigender Temperatur absinkt. Die Temperatur in der Diode 118 hängt wiederum wesentlich von der Temperatur im Speichermodul und damit im Computer ab, so dass die Anodenspannung der Diode 118 beim Übergang von der Voll­ last-Betriebstemperatur zur Standby-Betriebstemperatur an­ steigt. Damit nehmen die von den Operationsverstärkern 113, 114 gelieferten Spannungspegel an den spannungsgesteuerten Oszillator 110, die die Anstiegszeit des Integrators bestim­ men, zu. Dies führt wiederum dazu, dass die Frequenz, mit der der spannungsgesteuerte Oszillator 101 umschaltet, kleiner wird und damit die Refresh-Zyklen der Speichermatrix, die durch diese Frequenz bestimmt werden, verlängert werden.

Fig. 3 zeigt im Detail eine mögliche Ausführungsform einer temperaturabhängigen Spannungsquelle. Bei dieser temperatur­ abhängigen Spannungsquelle entsprechen Bezugszeichen 201 bis 205 ersten bis fünften Widerständen, Bezugszeichen 206 und 207 ersten und zweiten selbstsperrenden p-Mosfets, Bezugszei­ chen 208 bis 210 ersten bis dritten selbstsperrenden n-Mosfets und Bezugszeichen 211 eine Diode. Die Verstärker­ schaltung in der Spannungsquelle setzt sich aus zwei Strom­ zweigen zusammen, wobei der erste Stromzweig eine Reihen­ schaltung aus dem ersten p-Mosfet 206 und dem ersten n-Mosfet 208 aufweist und der zweite Stromkreis eine Reihenschaltung aus dem zweiten p-Mosfet 207 und dem zweiten n-Mosfet 209 aufweist. Diese Stromzweige sind wiederum mit dem dritten n- Mosfet 210 in Reihe geschaltet.

Am Gate des ersten n-Mosfets 208 liegt eine temperaturabhän­ gige Eingangsspannung U_e an. Diese temperaturabhängige Ein­ gangsspannung U_e wird durch einen Spannungsteiler bestehend aus dem ersten Widerstand 201 und der Diode 211 bestimmt, wo­ bei sich die Temperaturabhängigkeit der Eingangsspannung aus der Temperaturabhängigkeit der Anodenspannung der Diode 211 ergibt. In der dargestellten Ausführungsform ist die Diode 211 eine n-Kanal-Fetdiode.

Am Gate des zweiten n-Mosfets 209 liegt die Referenzspannung U_r an, die durch einen Spannungsteiler bestimmt wird, der sich aus dem vierten und fünften Widerstand 204, 205 zusam­ mensetzt. Die Referenzspannung U_r liegt weiterhin auch an den beiden Gates des ersten p-Mosfets 206 und des zweiten p- Mosfets 207 an. Diese beiden p-Mosfets 206, 207 bilden so ei­ ne Spiegelstromquelle, die für einen konstanten Strom in den beiden Stromzweigen der Verstärkerschaltung sorgen. Am drit­ ten n-Mosfet 210 liegt eine weitere Steuerspannung U_s an, die den Arbeitspunkt und die Anstiegszeit der Verstärkerschaltung festlegt.

Die Ausgangsspannung U_a der Verstärkerschaltung wird am er­ sten Stromzweig zwischen dem ersten p-Mosfet 206 und dem er­ sten n-Mosfet 208 abgegriffen. Diese Ausgangsspannung U_a ent­ spricht der Differenz zwischen der Eingangsspannung U_e und der Referenzspannung U_r, wobei eine Spannungsverstärkung auf­ tritt, die im wesentlichen durch den zweiten Widerstand 202 und dem dritten Widerstand 203 festgelegt werden. Der zweite Widerstand 202 bestimmt dabei die auf den Eingang des ersten n-Mosfets 208 rückgekoppelte Spannung und der dritte Wider­ stand 203 die in den zweiten Stromzweig zwischen dem zweiten p-Mosfet 207 und dem zweiten n-Mosfet 209 eingekoppelte Span­ nung. Mit der gezeigten Schaltung lässt sich durch geeignete Wahl insbesondere des zweiten und dritten Widerstandes 202, 203 eine Spannungsverstärkung über einen weiten Bereich ein­ stellen. Die in Fig. 3 gezeigte Spannungsquelle stellt eine n-Source mit einer niedrigen Ausgangsspannung dar, wobei mit einem Anstieg der Temperatur in der Diode 211 auch die Aus­ gangsspannung ansteigt, d. h. ein positiver Temperaturgang gegeben ist. Dieser Spannungsanstieg mit der Temperatur wird wiederum in einem spannungsgesteuertem Oszillator, wie er in Fig. 4 gezeigt ist, in eine kleinere Frequenz eines Refresh- Signals umgesetzt.

Bei der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform des spannungsge­ steuerten Oszillators handelt es sich um einen Ringoszillator der mit einer hohen Spannung (p-Source) und einer niedrigen Spannung (n-Source) gesteuert wird. Die niedrige Spannung kann dabei von einer temperaturabhängigen Spannungsquelle mit einem positiven Temperaturgang geliefert werden, wie sie in Fig. 3 gezeigt ist. Die hohe Spannung kann durch eine Span­ nungsquelle vorgegeben werden, die im wesentlichen einen ähn­ lichen Aufbau wie die in Fig. 3 gezeigte Spannungsquelle be­ sitzt, wobei jedoch hier die Referenzspannung U_r an den er­ sten n-Mosfet 208 im ersten Stromzweig der Verstärkerschal­ tung und die temperaturabhängige Eingangsspannung U_e an den zweiten n-Mosfet 209 im zweiten Stromzweig der Verstärker­ schaltung angelegt wird. Hierdurch wird ein negativer Tempe­ raturgang der Ausgangsspannung erzielt.

Der in Fig. 4 gezeigte Ringoszillator ist eine Kaskaden­ schaltung mit sieben in Reihe geschalteten Oszillatorzweigen, wobei Bezugszeichen 301 bis 307 selbstsperrenden p-Mosfets entspricht, die durch die hohe Spannung, die an den Gates dieser Schalt-Mosfets angelegt werden, geschaltet werden. Analog werden von der an den Ringoszillator angelegte niedri­ ge Spannung mit Bezugszeichen 308 bis 315 gekennzeichnete selbstsperrende n-Mosfets geschaltet. Jeder p-Schalt-Mosfet ist mit einem weiteren selbstsperrendem p-Mosfet in Reihe ge­ schaltet, die durch Bezugszeichen 316 bis 322 gekennzeichnet sind. Entsprechend ist jeder n-Schalt-Mosfet 308 bis 314 mit einem weiteren selbstsperrenden n-Mosfet in Reihe geschaltet, die durch Bezugszeichen 323 bis 329 in Fig. 4 gekennzeichnet sind. Jeder Oszillatorzweig besteht so aus einer Reihenschal­ tung aus einem p-Schalt-Mosfet einem p-Schwingkreis-Mosfet einem n-Schwingkreis-Mosfet und einem n-Schalt-Mosfet. Die Gates des p-Schalt-Mosfet und des n-Schalt-Mosfet sind dabei immer zusammengekoppelt, wobei parallel zu den Gates jeweils Kondensatoren angeordnet sind, die in Fig. 4 mit Bezugszei­ chen 330 bis 335 gekennzeichnet sind.

Die einzelnen Oszillatorzweige sind weiterhin miteinander verkoppelt, wobei die Sources der p-Schalt-Mosfets 301 bis 307 sowie die Sources der n-Schalt-Mosfets 308 bis 315 mit­ einander verbunden sind. Am Gate des ersten p-Schwingkreis- Mosfet 316 bzw. des ersten n-Schwingkreis-Mosfets 323 liegt weiterhin als Eingangsspannung U_e zusätzlich die Ausgangs­ spannung U_a des Ringoszillators an, die zwischen den Drains des siebten p-Schaltkreis-Mosfets 322 und des siebten n-Schaltkreis-Mosfets 329 abgegriffen wird. Die Drains des ersten p-Schaltkreis-Mosfets 316 und des ersten n-Schalt­ kreis-Mosfets 321 sind wiederum mit den Gates der Schalt­ kreis-Mosfets im zweiten Oszillatorkreis und diese wiederum rät denen im dritten usw. bis zum siebten in Reihe geschal­ tet.

Mit der in Fig. 4 dargestellte Oszillatorschaltung wird, ei­ ne Rechteckschwingung der Ausgangsspannung erzeugt, bei der die Frequenz durch die angelegte hohe Spannung und die ange­ legte niedrige Spannung bestimmt werden. Diese Spannungen be­ stimmen dem Stromfluss über die p-Schalt-Mosfets 301 bis 307 bzw. n-Schalt-Mosfets 308 bis 315 und damit die Anstiegszeit der Kondensatoren 330 bis 335. Diese Anstiegszeit wiederum legt die Zeit fest, die benötigt wird, bis einer der Trig­ gerpegel erreicht wird, wodurch sich das Vorzeichen der Aus­ gangsspannung umkehrt. Dadurch entsteht eine rechteckförmige Schwingung, die zwischen den Triggerpegeln hin und her läuft und deren Frequenz durch die hohe bzw. niedrige Steuerspan­ nung bestimmt wird.

Claims (3)

1. Refresh-Ansteuerschaltung zum Zuführen von Refresh-Signalen an eine Speichervorrichtung (6) mit einem Refresh- Signalgenerator (11) zum Erzeugen einer kontinuierlichen Abfolge von Refresh-Signalen mit einer vorbestimmten Frequenz, wobei der Refresh-Signalgenerator (11) so aus­ gelegt ist, dass die Frequenz der erzeugten Refresh- Signale mit sinkender Temperatur in der Speichervorrich­ tung (6) abnimmt, dadurch gekennzeichnet, dass der Refresh-Signalgenerator (11) ein spannungsgesteuer­ ter Oszillator ist, wobei die angelegten Steuerspannun­ gen durch die temperaturabhängige Anodenspannung einer Diode (118) bestimmt werden.

2. Refresh-Ansteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, dass die temperaturabhängige Anodenspannung der Diode (118) mit Hilfe von Differenzverstärkern (103, 104) um einen Faktor 2-10 verstärkt wird.

3. Refresh-Ansteuerung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge­ kennzeichnet, dass der Refresh-Signalgenerator (11) so ausgelegt ist, dass sich bei einer Temperaturabnahme von ca. 100°C die Frequenz der Refresh-Signale mindestens halbieren.