DE10014395A1

DE10014395A1 - Method for signal noise ratio determination for a signal received over a radio interface of a mobile telecommunications system by determination of initial received signal power level and level after signal is processed

Info

Publication number: DE10014395A1
Application number: DE10014395A
Authority: DE
Inventors: Christina Breining; Markus Ali-Hackl
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 2000-03-23
Filing date: 2000-03-23
Publication date: 2001-10-04

Abstract

A transmitted signal is received and the power level (PV1) of the received signal (SRX) is measured by a first power measurement device (PM1). At this stage the signal comprises both noise and signal components. The signal is processed (DSP) and a second power level (PV2) corresponding to the resultant signal (SRES) is measured (PM2). From the two power level measurements a signal to noise ratio (SIR) is calculated.

Description

Ein Schlüsselproblem bei der Signalübertragung mittels Band spreiztechnik in Funk-Kommunikationssystemen besteht in der Leistungsregelung von Teilnehmerstationen. Die Bandspreiz technik wurde entwickelt, um die für die Datenübertragung vorhandenen Übertragungsfrequenzen effizienter auszunutzen. Weitere Motive sind eine Erhöhung der Datenübertragungsraten sowie eine Verbesserung der Störsicherheit und der Signalqua lität.A key problem with signal transmission using tape spreading technology in radio communication systems exists in the Power control of subscriber stations. The band spread technology was developed to be used for data transmission use existing transmission frequencies more efficiently. Another motive is an increase in data transfer rates as well as an improvement in interference immunity and signal quality lity.

Durch die Bandspreiztechnik werden zu übertragene Signale senderseitig mittels eines Codes hinsichtlich ihres Signal spektrums gespreizt und verschlüsselt. Charakteristisch für die Bandspreiztechnik ist, daß zur Signalübertragung eine we sentlich größere Bandbreite als bei konventionellen Übertra gungstechniken genutzt wird. Die senderseitige Spreizung der Signale wird im Empfänger wieder rückgängig gemacht. Voraus setzung dafür ist, daß der jeweilige senderseitig verwendete Spreizcode auch im Empfänger bekannt ist, und daß Sender und Empfänger aufeinander synchronisiert sind. Werden mehrere Funkverbindungen mit zueinander unkorrelierten Spreizcodes betrieben, so tritt die Summe der Nutzsignale aller fremden Funkverbindungen als unkorreliertes Störsignal einer imaginä ren Funkverbindung in Erscheinung. Die Obergrenze für die An zahl gleichzeitig betreibbarer Funkverbindungen ist vom zu lässigen Signal-Stör-Verhältnis am Ausgang eines Empfängers abhängig. Aus diesem Grund kommt der Ermittlung des Signal- Stör-Verhältnisses in Funk-Kommunikationssystemen mit codebe zogener Teilnehmerseparierung eine zentrale Bedeutung für die Regelung der Sendeleistungen von Teilnehmerstationen zu. Be reits geringe Ungenauigkeiten bei der Leistungsregelung führen wiederum zu einer nachhaltigen Reduzierung der erzielba ren Übertragungskapazität.The spread spectrum technology allows signals to be transmitted on the transmitter side by means of a code with regard to their signal spectrum spread and encrypted. Characteristic of the spreading technique is that a we for signal transmission considerably wider bandwidth than with conventional transmissions technology is used. The sender spread of the Signals are canceled in the receiver. Advance The reason for this is that the respective transmitter used Spreading code is also known in the receiver, and that sender and Receivers are synchronized with each other. Become several Radio connections with uncorrelated spreading codes operated, the sum of the useful signals of all strangers occurs Radio connections as an uncorrelated interference signal from an imaginary radio connection in appearance. The upper limit for the type The number of radio connections that can be operated at the same time is too casual signal-to-noise ratio at the output of a receiver dependent. For this reason, the determination of the signal Interference in radio communication systems with codebe pulled participant separation a central meaning for the Regulation of the transmission powers of subscriber stations too. Be Already lead to slight inaccuracies in the power control in turn to a sustainable reduction in achievable ren transmission capacity.

In Funk-Kommunikationssystemen mit codebezogener Teilnehmer separierung reguliert jede Teilnehmerstation ihre Sendelei stung in Abhängigkeit der Auslastung der Funkschnittstelle durch andere Teilnehmerstationen. Aus diesem Grund mißt eine Basisstation das Signal-Stör-Verhältnis im Empfangssignal je der Teilnehmerstation und teilt der Teilnehmerstation nach einem Vergleich mit einem Ziel-Signal-Stör-Verhältnis mit, ob ihre Sendeleistung zu hoch oder zu niedrig ist. Dies dient der Sicherstellung einer ausreichend geringen Bitfehlerrate für Funkverbindungen. In entsprechender Weise ist auch die Leistungsregelung für die von der Basisstation ausgestrahlten Sendesignale realisiert.In radio communication systems with code-related participants each subscriber station regulates its transmission depending on the utilization of the radio interface by other subscriber stations. For this reason, one measures Base station the signal-to-interference ratio in the received signal each the subscriber station and afterwards the subscriber station a comparison with a target signal-to-noise ratio with whether their transmission power is too high or too low. This serves ensuring a sufficiently low bit error rate for radio connections. The same is true Power control for those broadcast by the base station Transmitted signals realized.

Bei bisherigen Verfahren zur Ermittlung des Signal-Stör-Ver hältnisses werden vorbekannte Symbole oder vorläufige Deco dierungsergebnisse verwendet (Fumiyuki Adachi et al. "Wide band DS-CDMA for Next-Generation Mobile Communications Sy stems", IEEE Communications Magazine, Sept. 1998, S. 56-69; insbesondere der Abschnitt "FAST TPC (transmit power con trol)"). Da jedoch nur ein Bruchteil der über die Funk schnittstelle übertragenen Symbole Pilotsymbole sind und die Anzahl der für die Signal-Stör-Verhältnisermittlung verwert baren Symbole damit zeitlich gesehen gering ist, weisen die bisher zur Signal-Stör-Verhältnisermittlung genutzten Verfah ren den Nachteil einer großen Schätzvarianz auf. Aufgrund der Zeitvarianz von Übertragungskanälen und der zeitlich variie renden Sendeleistungen von Basis- und Teilnehmerstationen kann die Schätzvarianz jedoch nicht beliebig durch einen län geren Schätzzeitraum ausgeglichen werden.In previous methods for determining the signal interference Ver Relationships become known symbols or provisional deco dation results used (Fumiyuki Adachi et al. "Wide band DS-CDMA for Next-Generation Mobile Communications Sy stems ", IEEE Communications Magazine, Sept. 1998, pp. 56-69; in particular the section "FAST TPC (transmit power con trol) "). However, since only a fraction of the radio Interface symbols are pilot symbols and the Number of used for the signal-to-interference ratio determination symbols are therefore short in time, show the previously used for the signal-to-interference ratio determination ren the disadvantage of a large estimation variance. Due to the Time variance of transmission channels and the temporal variie transmit power from base and subscriber stations However, the estimation variance cannot be arbitrarily determined by a country equal estimation period.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein genaues und möglichst verzögerungsarmes Verfahren zur Ermitt lung des Signal-Stör-Verhältnisses anzugeben. The present invention is based on the object precise and as little delay as possible procedure for the investigation the signal-to-interference ratio.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch ein Verfahren mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst.According to the invention, this object is achieved by a method solved the features specified in claim 1.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den abhängi gen Ansprüchen 2 bis 13 zu entnehmen.Advantageous developments of the invention are dependent gen claims 2 to 13.

Zur Kompensation der Mehrwegeausbreitung von Funksignalen werden beim erfindungsgemäßen Verfahren Signalkomponenten, die zu einem gemeinsamen Originärsignal gehören, zu einem re sultierenden Signal zusammengefaßt. Das Originärsignal ent spricht dabei dem ursprünglichen sendeseitig abgestrahlten Signal, während das resultierende Signal eine Rekonstruktion des ursprünglichen Signals darstellt. Voraussetzung für eine erfolgreiche Zusammenfassung von Signalkomponenten zu einem resultierenden Signal ist eine hinreichende Korrelation zwi schen den einzelnen Signalkomponenten.To compensate for the multipath propagation of radio signals in the method according to the invention, signal components, belonging to a common original signal to a right resulting signal summarized. The original signal ent speaks the original one emitted on the transmission side Signal, while the resulting signal is a reconstruction of the original signal. Prerequisite for one successful combination of signal components into one resulting signal is a sufficient correlation between between the individual signal components.

Ein wesentlicher Aspekt des erfindungsgemäßen Verfahrens ist darin zu sehen, daß eine erste Leistungsmessung vor einem Zu sammenfassen von zu einem Originärsignal gehörigen Signalkom ponenten zu einem resultierenden Signal durchgeführt wird, und daß nach dem Zusammenfassen eine zweite Leistungsmessung erfolgt. Zum einen wird hierdurch die Anzahl der verwertbaren Meßwerte erhöht. Andererseits werden auf diese Weise die Feh ler bei der Ermittlung der Nutz- und der Störsignalleistung voneinander entkoppelt. Die Störsignalleistung wird nämlich in Abhängigkeit eines ersten Leistungswertes berechnet, der bei der ersten Leistungsmessung ermittelt wird. Dies ist mög licht, weil zwischen der Störsignalleistung und dem ersten Leistungswert ein fester, quantifizierbarer funktionaler Zu sammenhang besteht.An essential aspect of the method according to the invention is to see that a first performance measurement before a Zu summarize signal signals belonging to an original signal components to a resulting signal is performed, and that after summarizing a second performance measurement he follows. On the one hand, this makes the number of usable Measured values increased. On the other hand, the mistake ler in determining the useful and interference signal power decoupled from each other. The interference signal power is namely calculated as a function of a first power value, the is determined during the first performance measurement. This is possible light because between the interference signal power and the first Performance value a fixed, quantifiable functional approach connection exists.

Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens werden turbocodierte Symbole mittels des berechne ten Signal-Stör-Verhältnisses vor einer Decodierung normiert. Entsprechend einer weiteren vorteilhaften Weiterbildung wird bei Signalübertragung mittels einer adaptiven Antenneneinrichtung mindestens ein Antennenelement mittels des berechne ten Signal-Stör-Verhältnisses aus einer Vielzahl von Anten nenelementen ausgewählt. Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das be rechnete Signal-Stör-Verhältnis zur Zuweisung von Übertra gungskanälen bei dynamischen Kanalzuteilungsverfahren verwen det.According to an advantageous embodiment of the invention Turbo coded symbols are calculated using the method th signal-to-noise ratio normalized before decoding. According to a further advantageous development for signal transmission using an adaptive antenna device calculate at least one antenna element using the th signal-to-noise ratio from a variety of antennas selected elements. Another advantageous Embodiment of the method according to the invention will be calculated signal-to-noise ratio for the assignment of transmissions channels in dynamic channel allocation procedures det.

Die Erfindung wird nachfolgend an einem Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigtThe invention is described below using an exemplary embodiment explained in more detail with reference to the drawing. It shows

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Anordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Fig. 1 is a schematic representation of an arrangement for performing the method according to the invention.

Gemäß Fig. 1 werden über eine Funkschnittstelle eines Funk- Kommunikationssystems übertragene Signale SI_TX von einer An tenneneinrichtung A empfangen, die entweder einer Basisstati on oder einer Teilnehmerstation zugeordnet ist. Von der An tenneneinrichtung A empfangene Signale SI_RX werden einer er sten Leistungsmeßeinrichtung PM1 zugeführt, in der eine erste Nutz- und Störsignalanteile umfassende Leistungsmessung für die empfangenen Signale SI_RX durchgeführt wird. Durch die er ste Leistungsmessung wird ein erster Leistungswert ermittelt, von dem die Störsignalleistung abhängig ist.Referring to FIG. 1 transmitted signals SI _TX be via a radio interface of a radio communication system antenna means from a receive to A, on which either a Basisstati or is associated with a subscriber station. Signals SI _RX received by antenna device A are fed to a first power measuring device PM1, in which a first power and interference signal component comprising power measurement for the received signals SI _{RX is} carried out. The first power measurement determines the first power value, on which the interference signal power is dependent.

Nach der ersten Leistungsmessung werden die empfangenen Si gnale SI_RX einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung DSP zugeführt. Dort werden zu einem Originärsignal gehörige Si gnalkomponenten zu einem resultierenden Signal SI_RESzusammen gefaßt. Die digitale Signalverarbeitungseinrichtung DSP ist typischerweise ein Bestandteil eines Rake-Empfängers, der zur Kompensation von durch Mehrwegeausbreitung bedingten Störun gen der übertragenen Signale SI_TX dient.After the first power measurement, the received signals SI _{RX are} fed to a digital signal processing device DSP. There, signal components belonging to an original signal are combined to form a resulting signal SI _RES . The digital signal processing device DSP is typically a component of a rake receiver, which serves to compensate for interference caused by multipath propagation of the transmitted signals SI _TX .

Nach dem Zusammenfassen der Signalkomponenten erfolgt in ei ner zweiten Leistungsmeßeinrichtung PM2 eine weitere Lei stungsmessung, aus der ein zweiter Leistungswert PV2 hervorgeht. Aus dem ersten Leistungswert PV1 und dem zweiten Lei stungswert PV2 wird das Signal-Stör-Verhältnis SIR in einer Recheneinrichtung SIRM ermittelt.After the signal components have been combined in ei ner second power meter PM2 another Lei performance measurement, from which a second power value PV2 results. From the first power value PV1 and the second Lei value PV2 is the signal-to-noise ratio SIR in one Computing device SIRM determined.

Wie Fig. 1 zu entnehmen ist, kann das ermittelte Signal- Stör-Verhältnis SIR einer Decodierungseinrichtung DEC zu Nor mierungszwecken zugeführt werden. Im resultierenden Signal SI_RES sind zu codierten Symbolen gehörige Informationen ent halten. Die zu decodierenden Symbole werden mittels des be rechneten Signal-Stör-Verhältnisses SIR zur Bereitstellung eines decodierten Signals SI_DEC normiert. Die Berechnung des Signal-Stör-Verhältnisses SIR wird nachfolgend detailliert erläutert.As can be seen in FIG. 1, the determined signal-to-noise ratio SIR can be supplied to a decoding device DEC for standardization purposes. The resulting signal SI _RES contains information relating to coded symbols. The symbols to be decoded are standardized by means of the calculated signal-to-noise ratio SIR to provide a decoded signal SI _DEC . The calculation of the signal-to-noise ratio SIR is explained in detail below.

Entsprechend einer bevorzugten Ausführungsform des erfin dungsgemäßen Verfahrens werden über die Funkschnittstelle zu übertragenen Signale für eine Teilnehmerseparierung mit einem Bandspreizcode moduliert. Die empfangenen Signale SI_RXwerden in der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung DSP durch ei ne erneute Modulation mit dem Bandspreizcode entspreizt. Dies bewirkt eine Rücktransformation in das ursprüngliche Fre quenzspektrum. Vorzugsweise erfolgen die erste und die zweite Leistungsmessung in Zeitintervallen, die durch eine feste Zeitdauer von zeitkontinuierlichen, einen Bandspreizcode bil denden Elementen vorgegeben sind.According to a preferred embodiment of the method according to the invention, signals to be transmitted via the radio interface are modulated for a subscriber separation with a spread spectrum code. The received signals SI _RX are despread in the digital signal processing device DSP by a new modulation with the spread spectrum code. This causes a backward transformation into the original frequency spectrum. The first and the second power measurement are preferably carried out at time intervals which are predetermined by a fixed period of time-continuous elements forming a band-spreading code.

Bei der ersten Leistungsmessung wird die mittlere Leistung P_r der empfangenen Signale SI_RX vor dem Zusammenfassen der Si gnalkomponenten berechnet. Falls die Antenneneinrichtung A nur ein einziges Antennenelement umfaßt, entspricht die mitt lere Leistung P_rdem ersten Leistungswert PV1. Für Verkehrs- und Signalisierungskanäle werden nachfolgend unterschiedliche Bandspreizcodes verwendet. Die jeweiligen Bandspreizcodes lassen sich durch Spreizfaktoren beschreiben, wobei SF_q den Spreizfaktor für einen Signalisierungskanal und SF_i den Spreizfaktor für einen Verkehrskanal beschreibt. Für die nachfolgenden Betrachtungen wird angenommen, daß die zeitkontinuierlichen, einen Bandspreizcode bildenden Elemente durch Chips realisiert sind. Je Chip ergibt sich wiederum eine fe ste Anzahl von Subchips. Die Anzahl von Subchips pro Chips ist durch einen Oversamplingfaktor OSF (Überabtastfaktor) be stimmt, durch welchen die Abtastintervalle für die Leistungs messung festgelegt sind. Für die weiteren Betrachtungen wird angenommen, daß der Oversamplingfaktor OSF identisch mit der Anzahl der Subchips pro Chip ist. Die Zeitpunkte, zu denen die mittlere Leistung P_rder empfangenen Signale SI_RX abgeta stet wird, ist durch den Ausdruck k.SF_q festgelegt, wobei k ein Zeitargument darstellt. Die mittlere Leistung P_r wird so mit als mittlere Energie der empfangenen Signale SI_RX während der Dauer eines Subchips berechnet.In the first power measurement, the average power P _{r of} the received signals SI _RX is calculated before the signal components are combined. If the antenna device A comprises only a single antenna element, the average power P _r corresponds to the first power value PV1. Different spread spectrum codes are subsequently used for traffic and signaling channels. The respective spread spectrum codes can be described by spreading factors, SF _q describing the spreading factor for a signaling channel and SF _i describing the spreading factor for a traffic channel. For the following considerations it is assumed that the time-continuous elements forming a spreading code are implemented by chips. Each chip in turn results in a fixed number of subchips. The number of subchips per chip is determined by an oversampling factor OSF (oversampling factor), by which the sampling intervals for the power measurement are determined. For further considerations, it is assumed that the oversampling factor OSF is identical to the number of subchips per chip. The times at which the average power P _{r of} the received signals SI _{RX is} sampled is determined by the expression k.SF _q , where k represents a time argument. The average power P _r is thus calculated as the average energy of the received signals SI _RX for the duration of a subchip.

P_r(k.SF_q) gibt somit die auf ein Subchip normierte Energie der empfangenen Signale SI_RX während eines Zeitraums wieder, für den die Energie als ausreichend konstant angesehen werden kann. Vorzugsweise ist in der digitalen Signalverarbeitungs einrichtung DSP eine Tiefpaßfilterung der empfangenen Signale SI_RX vorzunehmen. Das Tiefpaßfilter kann beispielsweise eine Raised-Cosine-Charakteristik aufweisen. Der Übertragungskanal auf der Funkschnittstelle wird für die weiteren Betrachtungen durch ein Filter mit zeitlich begrenzter Impulsantwort (fini te impulse response filter - FIR-Filter) und den Koeffizien ten h_i(k) modelliert. Bei einer Antenneneinrichtung A mit mehreren Antennenelementen, existiert je verwendeter Antenne ein Übertragungskanal. Ferner wird davon ausgegangen, daß so wohl die Nutzsignale als auch die Störsignale statistisch ge sehen weiße Prozesse im betrachteten Frequenzband darstellen. Die Übertragungskanalkoeffizienten h_i(k) werden für die Zeit dauer eines Zeitschlitzes als konstant angenommen. Außerdem wird davon ausgegangen, daß zwei trennbare Verbindungspfade in zeitlicher Hinsicht mehr als eine Chipdauer voneinander entfernt sind. Unter diesen Voraussetzungen können die Ver stärkungen des Übertragungskanals und des Tiefpaßfilters mit einander multipliziert werden. P _r (k.SF _q ) thus represents the energy of the received signals SI _RX standardized to a subchip during a period for which the energy can be regarded as sufficiently constant. Low-pass filtering of the received signals SI _RX is preferably to be carried out in the digital signal processing device DSP. The low-pass filter can have a raised cosine characteristic, for example. For further considerations, the transmission channel on the radio interface is modeled by a filter with a finite impulse response filter (FIR filter) and the coefficients h _i (k). In the case of an antenna device A with a plurality of antenna elements, there is one transmission channel for each antenna used. Furthermore, it is assumed that the useful signals as well as the interference signals represent statistically ge seen white processes in the frequency band under consideration. The transmission channel coefficients h _i (k) are assumed to be constant for the duration of a time slot. In addition, it is assumed that two separable connection paths are more than one chip time apart in terms of time. Under these conditions, the reinforcements of the transmission channel and the low-pass filter can be multiplied with each other.

Zur Vereinfachung der Notation wird die empfängerseitige Störsignalenergie während eines Subchips mit 2σ² _n bezeichnet. Die Nutzsignalenergie während eines Subchips wird für die Verkehrskanal- bzw. die Signalisierungskanalkomponente als σ² _i (Verkehrssignalkomponente) bzw. σ² _q (Signalisierungskanal komponente) notiert. Für die weiteren Überlegungen wird ange nommen, daß auftretende Störungen durch Interferenz anderer Teilnehmerstationen verursacht werden, deren zugehörige Sen designale durch ein einheitlich verwendetes Sendefilter be handelt wird. Aus diesem Grund ist die Annahme berechtigt, daß auf alle weißen Signalanteile eine Spektralformung ent sprechend des in der Signalverarbeitungseinrichtung DSP ver wendeten Tiefpaßfilters wirkt. Unter der Annahme, daß Lei stungsspitzen innerhalb eines Übertragungskanals pro Chipin tervall lediglich einmal auftreten, läßt sich die an einem Antennenelement der Antenneneinrichtung A gemessene Energie pro Subchip nach der nachstehenden Formel notieren, wobei durch ant_no ein Index für die Antennenelemente gegeben ist.To simplify the notation, the receiver-side interference signal energy during a subchip is designated 2σ ² _n . The useful signal energy during a subchip is noted for the traffic channel or signaling channel component as σ ² _i (traffic signal component) or σ ² _q (signaling channel component). For the further considerations it is assumed that occurring disturbances are caused by interference from other subscriber stations whose associated Sen designale is treated by a uniformly used transmission filter. For this reason, the assumption is justified that a spectral shaping corresponding to the low pass filter used in the signal processing device DSP acts on all white signal components. Assuming that power peaks occur only once per chip interval in a transmission channel, the energy per subchip measured on an antenna element of antenna device A can be noted using the following formula, ant_no providing an index for the antenna elements.

wobei h_RC,1 den 1.ten Koeffizienten eines als Tiefpaßfilter verwendeten Raised-Cosine-Filter bezeichnet.where h _{RC, 1} denotes the 1st coefficient of a raised-cosine filter used as a low-pass filter.

Bedingt durch die für Verkehrs- und Signalisierungskanäle un terschiedlichen Spreizfaktoren SF_i und SF_q teilt sich der Da tenstrom ab der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung DSP in einen Datenstrom für die Verkehrskanäle und in einen Da tenstrom für die Signalisierungskanäle auf. Diese Datenströme können zusammen oder einzeln zur zweiten Leistungsmessung in nerhalb der zweiten Leistungsmeßeinrichtung PM2 verwendet werden. Da für die empfangenen Signale SI_RX angenommen werden kann, daß sie hinsichtlich ihrer Phasenlage gleich verteilt sind, wird vor Entspreizen der zuvor bandgespreizten Signale in guter Nährung jeweils die Hälfte der Störsignalenergie im Verkehrssignalkanal und im Signalisierungskanal anfallen. Due to the different spreading factors SF _i and SF _q for traffic and signaling channels, the data stream from the digital signal processing device DSP is divided into a data stream for the traffic channels and a data stream for the signaling channels. These data streams can be used together or individually for the second power measurement within the second power measurement device PM2. Since it can be assumed for the received signals SI _RX that they are equally distributed with regard to their phase position, half of the interference signal energy in the traffic signal channel and in the signaling channel are obtained before de-spreading the previously band-spread signals in good approximation.

In der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung DSP werden zu einem Originärsignal gehörige Signalkomponenten kohärent be züglich Amplitude und Nullphase durch Maximalverhältnis kom binieren (maximum ration combining - MRC) zusammengefaßt. Auf Ergebnisgrundlage der ersten Leistungsmessung werden Störsi gnalleistungen in Signalpfaden der digitalen Signalverarbei tungseinrichtung DSP für eine Auswahl der durch die digitale Signalverarbeitungseinrichtung DSP zu berücksichtigenden Si gnalpfade berechnet. Unter dieser Voraussetzung wird die Sen deleistung im Signalisierungskanal durch den Signalisierungs kanal selbst, durch einen mittleren Koeffizienten des Tief paßfilters und durch zum Maximalverhältniskombinieren verwen dete Filterkoeffizienten verstärkt. Die mittlere Leistung ei nes Signalisierungskanalsymbols während eines Subchips des resultierenden Signals SI_RES nach dem Maximalverhältniskombi nieren (MRC) läßt sich damit wie folgt berechnen:
In the digital signal processing device DSP, signal components belonging to an original signal are combined in a coherent manner with respect to amplitude and zero phase by maximum ratio combining (maximum ration combining - MRC). On the basis of the results of the first power measurement, interference signal powers are calculated in signal paths of the digital signal processing device DSP for a selection of the signal paths to be taken into account by the digital signal processing device DSP. Under this condition, the transmission power in the signaling channel is amplified by the signaling channel itself, by an average coefficient of the low-pass filter and by filter coefficients used for combining maximum ratios. The average power of a signaling channel symbol during a subchip of the resulting signal SI _RES after the maximum ratio combination (MRC) can thus be calculated as follows:

Hierin bezeichnet j∈MRC die Menge der für das Maximalver hältniskombinieren geschätzten Übertragungskanalkoeffizienten h_est,i(k), wobei für einen idealen Schätzer die Beziehung h_i(k) = c.h_est,i(k) gilt. Der Faktor c stellt eine reelle Kon stante dar, die proportional zum Verhältnis aus den Sendelei stungen von Verkehrs- und Kontrollkanal sowie antiproportio nal zur empfangenen Störsignalleistung am entsprechenden An tennenelement ist. Dieser Zusammenhang wird an späterer Stel le noch erläutert. Herein, j∈MRC denotes the set of the transmission channel coefficients h _{est, i} (k) estimated for the maximum ratio combining, whereby the relationship h _i (k) = ch _{est, i} (k) applies to an ideal estimator. The factor c represents a real constant, which is proportional to the ratio of the transmission services from the traffic and control channel and antiproporio nal to the received interference signal power at the corresponding antenna element. This relationship will be explained at a later point.

Nur der Term in der ersten Zeile der obigen Formel enthält einen Nutzsignalleistungsanteil. Durch die zweite Zeile wer den durch variierende Laufzeitverzögerungen bedingte Störun gen von Signalen mit zueinander orthogonalen Codierungen bei der zweiten Leistungsmessung berücksichtigt. Dies ist sinn voll, da sich Verkehrs- und Kontrollkanäle trotz zueinander orthogonaler Codierungen stören, sobald es zu zeitlichen Ver schiebungen infolge von Mehrwegeausbreitung kommt. Der letzte Term in der obigen Formel spiegelt die durch das Maximalver hältniskombinieren verstärkte Störsignalleistung am Eingang der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung DSP wieder.Only the term in the first line of the above formula contains a useful signal power component. Through the second line who the disturbance caused by varying delay times genes of signals with mutually orthogonal coding of the second performance measurement. This makes sense full, because traffic and control channels are in spite of each other orthogonal encodings interfere as soon as time ver shifts due to multipath propagation. The last Term in the above formula reflects the maximum ver ratio combine amplified interference signal power at the input the digital signal processing device DSP again.

In analoger Weise kann die mittlere Leistung eines Verkehrs kanalsymbols für die Zeitdauer eines Subchips nach folgender Formel berechnet werden:
The average power of a traffic channel symbol for the duration of a subchip can be calculated in an analogous manner using the following formula:

Nachfolgend werden zwei Vereinfachungen vorgenommen, um eine gegenseitige Verrechnung unterschiedlicher Meßwerte zu ermög lichen. Unter der Annahme, daß die Phase der geschätzten Übertragungskanalkoeffizienten h_est,i (k) gleichverteilt ist, wird folgende Vereinfachung eingeführt:
In the following, two simplifications are made in order to enable different measured values to be offset against each other. Assuming that the phase of the estimated transmission _channel coefficients h _{est, i} (k) is evenly distributed, the following simplification is introduced:

Des weiteren wird ausgenutzt, daß unterabgetastete Versionen des Tiefpaßfilters zu verschiedenen Subchipphasen annähernd die gleiche Verstärkung haben:
It is also exploited that undersampled versions of the low-pass filter for different subchip phases have approximately the same gain:

Damit ist die Störsignalleistung im Verkehrssignalkanal nach dem Maximalverhältniskombinieren ungefähr proportional zur Störsignalleistung vor einer Behandlung der empfangenen Si gnale SI_RX durch die digitale Signalverarbeitungseinheit DSP. Die bei der zweiten Leistungsmessung im Datenkanal gemessene Gesamtleistung nach dem Maximalverhältniskombinieren steht in folgender Abhängigkeit zu der bei der ersten Leistungsmessung gemessenen Gesamtleistung:
Thus, the interference signal power in the traffic signal channel after the maximum ratio combining is approximately proportional to the interference signal power before treatment of the received signals SI _RX by the digital signal processing unit DSP. The total power measured after the maximum ratio combining in the second power measurement in the data channel is dependent on the total power measured in the first power measurement:

Die Störsignalleistung kann für den Signalisierungskanal in analoger Weise berechnet werden.The interference signal power can be in for the signaling channel can be calculated in an analogous manner.

Durch die Schätzung der Übertragungskanalkoeffizienten wird auch die Sendeleistung berücksichtigt. Um beste Ergebnisse auch bei Mehrwegeausbreitung zu erreichen, sollen die ge schätzten Übertragungskanalkoeffizienten in folgender Weise normiert werden:
The transmission power is also taken into account by estimating the transmission channel coefficients. In order to achieve the best results even with multipath propagation, the estimated transmission channel coefficients should be standardized in the following way:

wobei C_norm eine beliebige Normierungskonstante ist. Wie an hand der obigen Formel ersichtlich ist, sind die geschätzten und die tatsächlichen Übertragungskanalkoeffizienten propor tional zueinander.where C _{norm is} any normalization constant. As can be seen from the above formula, the estimated and actual transmission channel coefficients are proportional to each other.

Bei ausreichend guter Schätzung der Übertragungskanalkoeffi zienten ist folgende Annäherung zulässig:
If the transmission channel coefficients are estimated sufficiently well, the following approximation is permissible:

Um eine minimale Varianz der Schätzung über einen festgeleg ten Zeitraum zu erreichen, empfiehlt es sich sowohl Verkehrs- als auch Signalisierungskanäle zur Schätzung des Signal-Stör- Verhältnisses einzubeziehen. Die Summe der Leistungen beider Kanäle läßt sich folgendermaßen darstellen:
In order to achieve a minimal variance of the estimate over a defined period of time, it is advisable to include both traffic and signaling channels to estimate the signal-to-noise ratio. The sum of the services of both channels can be represented as follows:

wobei durch P_int die Störsignalleistung bezeichnet ist, für die sich folgende Beziehung ergibt:
where P _int denotes the interference signal power for which the following relationship results:

Aus obiger Formel geht hervor, daß die Störsignalleistung P_int in fester Abhängigkeit zu dem bei der ersten Leistungsmessung ermittelten ersten Leistungswert PV1 steht, der durch die Leistungsanteile P_{r,ant_no} wiedergegeben wird. Das geschätzte Signal-Stör-Verhältnis für den Verkehrskanal läßt sich mit den obigen Umformungen wie folgt ermitteln:
The above formula shows that the interference signal power P _{int is} permanently dependent on the first power value PV1 determined during the first power measurement, which is represented by the power _components P _{r, ant_no} . The estimated signal-to-noise ratio for the traffic channel can be determined with the above transformations as follows:

In vielen Anwendungsfällen ist eine besonders schnelle Schät zung des Signal-Stör-Verhältnisses erforderlich, wobei unter Umständen Verkehrskanalsymbole für eine Schätzung noch nicht zur Verfügung stehen. Bei alleiniger Verwendung von Signali sierungskanalsymbolen vereinfacht sich die Formel zur Bestim mung des Signal-Stör-Verhältnisses auf folgende Weise:
In many applications, a particularly fast estimate of the signal-to-interference ratio is required, although traffic channel symbols may not yet be available for an estimate. If signaling channel symbols are used alone, the formula for determining the signal-to-interference ratio is simplified in the following way:

Mit der weiter oben hergeleiteten Vereinfachung für die Über tragungskanalverstärkung und durch eine entsprechende Korrek tur kann die Störsignalleistung aus der bei der ersten Lei stungsmessung ermittelten Gesamtleistung hergeleitet werden:
With the simplification for the transmission channel amplification derived above and with a corresponding correction, the interference signal power can be derived from the total power determined during the first power measurement:

In dieser Formel bezeichnet P_{D,ant_no} die geschätzte Störsi gnalleistung in den Signalpfaden der digitalen Signalverar beitungseinrichtung. Die ermittelte Größe P_{D,ant_no} ist gemäß obiger Beziehung proportional zu σ² _{n,ant_no} die zur Normierung verwendet wird. Effektiv wird die Normierungsgröße σ² _{n,ant_no}, zur Berechnung von P_{D,ant_no} nicht benötigt, da bereits die ge schätzten Übertragungskanalkoeffizienten bereits normiert wa ren und die Normierungsgröße somit aus der obigen Gleichung herausfällt. Aufgrund dessen kann zunächst die Störsignallei stung P_{D,ant_no} bereits berechnet werden, bevor das Maximalver hältniskombinieren durchgeführt wird und die Schätzung des Signal-Stör-Verhältnisses erfolgt.In this formula, P _{D, ant_no denotes} the estimated interference signal power in the signal paths of the digital signal processing device. The determined quantity P _{D, ant_no} is, according to the above relationship, proportional to σ ² _{n, ant_no} which is used for normalization. The standardization _variable σ ² _{n, ant_no is} _effectively not required for the calculation of P _{D, ant_no} , since the estimated transmission _{channel coefficients} had already been standardized and the standardization _{variable thus falls outside} the equation above. Because of this, the Störsignallei stung P _{D, ant_no can} already be calculated before the maximum combining ratio is carried out and the signal-to-noise ratio is estimated.

Ein Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, daß zur Ermittlung des Signal-Stör-Verhältnisses nicht not wendigerweise Signalkomponenten ausgewählt werden müssen, die deterministischen - vorbekannten - Pilotsymbolen zugeordnet sind. Es ist durchaus möglich Signalkomponenten auszuwählen, die stochastischen - nicht vorbekannten - Verkehrs- und Si gnalisierungskanalsymbolen und deterministischen Pilotsymbo len zugeordnet sind. Ausreichend ist bereits, Signalkomponen ten auszuwählen, die stochastischen Signalisierungskanalsym bolen und deterministischen Pilotsymbolen oder ausschließlich stochastischen Signalisierungskanalsymbolen zugeordnet sind.An advantage of the method according to the invention is that that not necessary to determine the signal-to-interference ratio signal components need to be selected which assigned deterministic - previously known - pilot symbols are. It is quite possible to select signal components the stochastic - not previously known - traffic and Si gnalization channel symbols and deterministic pilot symbols len are assigned. Signal components are already sufficient the stochastic signaling channel sym bols and deterministic pilot symbols or exclusively are assigned to stochastic signaling channel symbols.

Außerdem können mittels des berechneten Signal-Stör-Verhält nisses Antennenelemente einer adaptiven Antenneneinrichtung aus einer Vielzahl von Antennenelementen ausgewählt werden. Bei dynamischen Kanalzuteilungsverfahren ist es möglich, mit tels des berechneten Signal-Stör-Verhältnisses einen Übertra gungskanal zuzuweisen.In addition, by means of the calculated signal-to-interference ratio Antenna elements of an adaptive antenna device can be selected from a large number of antenna elements. With dynamic channel allocation methods it is possible to use a calculated transmission-to-interference ratio assignment channel.

Claims

1. Method for determining the signal-to-interference ratio of signals transmitted via a radio interface of a radio communication system, in which
the signals are received by means of an antenna device (A),
To determine a first power value (PV1), a first power measurement for the received signals (SI _RX ) comprising useful and interference signal components is carried out before signal components belonging to an original signal are combined to form a resulting signal (SI _RES ),
a second power measurement for the resulting signal (SI _RES ) is carried out to determine a second power value (PV2), comprising useful and interference signal components,
an interference signal power is calculated as a function of the first power value (PV1),
the signal-to-interference ratio (SIR) is calculated from the second power value (PV2) and the interference signal power.

2. The method according to claim 1, characterized, that for the first performance measurement on traffic and signa User and interference signal components transmitted via the be chosen.

3. The method according to any one of claims 1 or 2, characterized, that in the second performance measurement, a first performance part is determined, for its calculation only via traffic channels transmitted useful and interference signal components selected that, and that in the second power measurement a second Power share is determined, for its calculation only Useful and interference transmitted via signaling channels signal components can be selected.

4. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized, that for the signal-to-interference ratio determination only signal compo selected, the stochastic traffic and Signaling channel symbols and deterministic pilot symbol boles are assigned.

5. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized, that only signal comm for the signal-to-interference ratio determination components are selected, the stochastic signalisie channel symbols and deterministic pilot symbols are arranged.

6. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized, that for the signal-to-interference ratio determination only signal compo selected, the stochastic signaling channel symbols are assigned.

7. The method according to any one of claims 1 to 6, characterized, that in a signal processing device (DSP) to a Signal components belonging to the original signal are coherent with respect Combine amplitude and zero phase by maximum ratio be summarized, and that on the basis of earnings he Most power measurement interference signal powers in signal paths the signal processing device (DSP) for a selection of the by the signal processing device (DSP) current signal paths can be calculated.

8. The method according to any one of claims 1 to 7, characterized, that interference caused by varying delay delays of signals with mutually orthogonal encodings be determined during the second power measurement.

9. The method according to any one of claims 1 to 8, characterized in that in the case of signals transmitted via the radio interface (SI _TX ), which are modulated for a subscriber separation with a band spreading code, a de-spreading of the signals after the first power measurement and before the second power measurement by modulating again with the spread spectrum code.

10. The method according to claim 9, characterized, that the first power measurement and the second power measurement Solution take place in time intervals, through a fixed time duration of continuous time, form a spread spectrum code the elements are specified.

11. The method according to any one of claims 1 to 10, characterized, that symbols to be decoded by means of the calculated signal Interference ratio (SIR) before decoding by a Turbo decoder (DEC) can be standardized.

12. The method according to any one of claims 1 to 11, characterized, that with a signal transmission using an adaptive An tenneneinrichtung at least one antenna element by means of calculated signal-to-noise ratio (SIR) from a lot number of antenna elements is selected.

13. The method according to any one of claims 1 to 11, characterized, that in a dynamic channel allocation process using of the calculated signal-to-noise ratio (SIR) channel is assigned.