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CN200941703Y - 用于电子镇流器的脉冲发生器 - Google Patents

用于电子镇流器的脉冲发生器 Download PDF

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CN200941703Y
CN200941703Y CNU2005200381635U CN200520038163U CN200941703Y CN 200941703 Y CN200941703 Y CN 200941703Y CN U2005200381635 U CNU2005200381635 U CN U2005200381635U CN 200520038163 U CN200520038163 U CN 200520038163U CN 200941703 Y CN200941703 Y CN 200941703Y
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pulse generator
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李冬黎
陈忠
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Philips China Investment Co Ltd
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Philips China Investment Co Ltd
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Abstract

本实用新型提出一种用于气体放电灯电子镇流器的脉冲发生器及包括该脉冲发生器的电子镇流器，所述电子镇流器包括谐振电路，其特征在于，该脉冲发生器包括：一个微控制器，用于产生一个时钟频率信号，一个逻辑时序控制信号和一个控制电压信号；一个压控振荡器，用于接收所述逻辑时序控制信号和所述控制电压信号以产生振荡，并输出一个压控振荡频率信号；一个相位比较器，用于接收所述时钟频率信号和所述压控振荡频率信号，进行逻辑异或运算并输出相应频率的一个脉冲信号，以驱动所谐振点火电路产生谐振电压。另外，本实用新型还提出一种在用于上述电子镇流器得过压保护电路。

Description

用于电子镇流器的脉冲发生器
技术领域
本实用新型涉及UHP(超高压汞灯)或HID(高强度气体放电灯)，所使用的电子镇流器以及用于该电子镇流器的脉冲发生器。
背景技术
附图1a是现有技术的UHP或HID灯电子镇流器的功能框图，附图1b是现有技术的所述电子镇流器的电路原理图。结合附图1a和附图1b，将现有技术的电子镇流器电路说明如下。
该电路的主电路拓扑由全桥变换器(包括MOSFBT即金属氧化物场效应晶体管Q3、Q4、Q5和Q6)和LC串联谐振电路(包括电感L1和高压串联电容C6、C7、C8)组成。工作时在桥式电路两端【4】、【5】两端输入直流母线电压，Q3(Q6)和Q5(Q4)交替导通，将直流母线电压转换成交变的方波。串联谐振产生的高压加在灯管T1两端【9】和【10】以点燃灯。全桥驱动电路的时钟信号由基于集成电路芯片TS555的压控振荡器(VCO)提供。如图1b所示，由芯片U1的OUT脚输出时钟信号送到全桥驱动电路，经分频后分四路输出到全桥电路。
现有的555脉冲发生器电路如附图1b中虚线框图所示。集成定时器芯片U1和周围的RCD元件(包括R2、R3、R4、C1、C2、C3、C10和D2)组成典型的555自激多谐振荡器，作为全桥驱动的脉冲时钟源。+5V电源经过R4、D2给C2充电，C2经过R3和U1的芯片内置放电管放电。C1可视为由微控制器U4的DAC控制的电压源，该幅值可控电压源通过R2、D2与+5V电源一起给C2充电。通过DAC控制C1两端电压幅值即可实现对555 VCO时钟脉冲频率的控制，这就是555脉冲发生器的基本工作原理。C3接在控制电压端5(CV)和地之间，以消除高频干扰，保证该点电压稳定。C10为解耦电容。
比较器U3和电阻R14、R15和R13组成谐振电压检测电路。R14和R15提供参考电压，调节该参考电压可设定谐振电压。高压电容(C6、C7和C8)两端【9】和【10】的谐振电压经谐振电压采样电路得到采样信号，采样信号送至比较器U3和U2的反相输入端【8】(U3和U2的反相输入端直接连在一起)。C5对采样信号起滤波作用。
微控制器U4内置的DAC 从+5V逐渐降低，端点【3】脉冲时钟的频率随之逐渐从高降低(称为扫频过程)。此时，如果灯管T1没有被击穿(相当于空载)，灯管T1两端【9】和【10】的谐振电压随着时钟频率的降低而逐渐升高。当谐振电压增至设定值时，比较器U3输出端【1】输出低电平。微控制器U4检测到低电平跳变信号后，DAC输出电平保持恒定，端点【3】脉冲时钟频率随之恒定(扫频过程过程结束)，此时LC串联谐振电路在恒定的频率下振荡，从理论上而言，在空载情况下，此时谐振电路产生的谐振电压也应该恒定。
但是，由于现有的555脉冲发生器输出脉冲时钟频率稳定性差，直接导致了谐振电路所产生的谐振电压不稳定。现由谐振电压的波形如图2所示。在图2中，曲线1是灯管T1两端【9】和【10】之间的谐振电压，曲线2是其放大后的谐振电压波形。
还存在其他各种类型或型号的集成电路芯片，例如MC1046是一种集成锁相环的芯片，目前市场这种的芯片的牌子很多。例如，安森美(ON Semiconductor)公司生产的MC14046系列(MC14046B和MC14046BDWR2G)和摩托罗拉(MOTOROLA)公司生产的MC14046系列。它们结构相似，功能完全相同。现以MC14046B为例进行介绍，其功能原理框图如图5所示。
芯片各引出端功能说明如下：LD-相位比较器2输出端的相位差信号输出端，在环路入锁时为高电平，在环路失锁时为低电平，上升沿触发。PC2out-相位比较器2输出端，为三态相位差信号，上升沿触发。VCOin-压控振荡器的输入信号。VCOout-压控振荡器输出。PCAin、PCBin-两个相位比较器输入信号。INH-禁止端，高电平时禁止，低电平时允许压控振荡器工作。C1A、C1B脚外接振荡电容。R1、R2脚外接振荡电阻。VDD-正电源；Vss-地。ZENER脚接内部独立的齐纳稳压管负极。SFout-源极跟随器输出。
MC14046的最典型的应用就是锁相。附图6a和6b分别为MC14046作为锁相环的传统功能框图和应用波形图(以相位比较器1的应用为例)。输入信号经放大整形后加到相位比较器1的输入端PCAin。相位比较器1的输出信号PC1out(数字相位误差信号)是输入信号PCAin和PCBin的异或逻辑运算的结果。PC1out经外接低通滤波器作用后得到一电压控制信号VCOin，该电压信号加至压控振荡器VCO的输入端，以调整VCO的输出频率VCOout。VCOout经外部分频器分频后接至相位比较器1的输入端PCBin经过一定的调整时间后，PCBin逼近PCAin，脉冲时钟PC1out相位被锁定。
在上述现有技术中，普遍存在VCO输出频率不稳定的问题。VCO输出频率的不稳定直接导致谐振电压的不稳定，从而导致UHP或HID灯点火稳定性差，容易熄火，严重影响灯的启动和使用效果。。另外，因VCO频率漂移而过低的脉冲时钟会使得全桥变换器进入容性工作模式，影响本谐振电路工作的可靠性。
实用新型内容
本实用新型的一个目的是提供一种用于UHP及HID灯电子镇流器的脉冲发生器以及包括该脉冲发生器的电子镇流器，其中该脉冲发生器可以提供稳定的脉冲输出。
基于上述目的，本实用新型提出：一种用于气体放电灯电子镇流器的脉冲发生器，所述电子镇流器包括谐振电路，其特征在于，该脉冲发生器包括：
一个微控制器，用于产生一个时钟频率信号，一个逻辑时序控制信号和一个控制电压信号；
一个压控振荡器，与该微控制器相耦合，用于接收所述逻辑时序控制信号和所述控制电压信号以产生，并输出一个压控振荡频率信号；
一个相位比较器，与该压控振荡器相耦合，用于接收所述时钟频率信号和所述压控振荡频率信号，进行逻辑异或运算并输出相应频率的一个脉冲信号，以驱动所述谐振点火电路产生谐振电压。
根据本实用新型的另外一个方面，本实用新型提出一种电子镇流器，该电子镇流器包括上述脉冲发生器。
根据本实用新型的另外一个方面，本实用新型提出一种电子镇流器，该电子镇流器包括上述脉冲发生器，并且包括
一个全桥驱动电路，与该脉冲发生器相耦合，以便根据所述脉冲时钟信号而输出驱动信号；
一个全桥变换器，与该全桥驱动电路相耦合，以便根据所述驱动信号将直流母线电压变换成正负交替的方波电压输出；
一个LC串联谐振电路，与该全桥变换器相耦合，以便根据所述交变方波电压利用高频谐振产生用于施加到负载(T1)上的谐振电压；
一个谐振电压采样电路，与该LC串联谐振电路相耦合，用于对所述谐振电压进行采样；
一个过压保护电路，与该谐振电压采样电路和该脉冲发生器相耦合，用于对谐振电压提供过压保护；
一个谐振电压检测电路，与该谐振电路采样电路、过压保护电路、和脉冲发生器相耦合，用于在所述脉冲时钟信号的扫频过程中检测所述谐振电压是否达到设定值；
其特征在于，所述过压保护电路包括：
一个电压比较器，其正相输入端连接一个具有特定值的参考电压，反相输入端连接一个采样电压，该采样电压与所谐振电压采样点路相连接并与电路谐振电压成正比例变化，输出一个参考信号，用于根据该参考信号对谐振电压进行调节；
一个二极管，该二极管正极与所述电压比较器的正极相连接，负极与所述电压比较器的输出端通过一个电阻器相接，用于对所述电压比较器形成正反馈作用。
一般情况下，锁相环集成电路芯片(例如MC14046B)被用作为锁相环IC。它的内部相位比较器1通常用于产生数字相位误差信号。然而，在本实用新型中该内部VCO电路和相位比较器是被独立地使用的。一方面，内部VCO被用来提供谐振频率；另一方面，相位比较器1被用来执行不同阶段的频率转变。
本实用新型的脉冲发生器在用于电子镇流器时，第一是能提供一个输出频率稳定的压控振荡器，以提高点火电压的稳定性；第二是能提供一个快速且具有自锁功能的过电压保护装置。同时，在性能大幅度提高的同时，本实用新型提供的脉冲发生器和基于该脉冲发生器的电子镇流器结构简单，硬件成本低廉，工程实用性强。
因此，本实用新型提供了一种结构简单、成本低而性能优越的电子镇流器。与现有电子镇流器方案相比，本实用新型提供的技术方案其点火电压稳定性显著改善，并且实现快速和带自锁过点火电压保护功能。本实用新型的新颖特点主要体现在：一、将传统的集成锁相环电路芯片内部硬件资源以新颖方式充分利用，不增加任何额外的外部逻辑门就实现不同阶段全桥驱动时钟信号的频率过渡；二、通过巧妙地设计用于比较器的大回滞电压，实现高点火电压保护状态的自锁。
附图说明
图1a是现有技术的电子镇流器的功能框图。
图1b是现有技术的电子镇流器的电路原理图。
图2是基于现有技术的电子镇流器的的不稳定的点火电压波形图。
图3是现技术的过电压保护时的相关电压波形图。
图4是现有技术的在无自锁过电压保护下反复出现的过高点火电压波形图。
图5是MC14046芯片的功能框图。
图6a是MC14046的传统锁相环应用功能框图。
图6b是MC14046的传统锁相环应用波形图。
图7a是基于本实用新型的脉冲发生器的电子镇流器的原理框图。
图7b是本实用新型的脉冲发生器的相关逻辑波形图。
图8是使用本实用新型的脉冲发生器的电子镇流器的电路原理图。
图9是本实用新型的稳定的点火电压波形图。
图10是本实用新型的过电压保护动作时的点火电压波形图。
图11是本实用新型的过电压保护动作时的相关电压波形图。
具体实施方式
本实用新型是对锁相环集成电路芯片(例如MC14046)开发出的新应用，其功能原理框图如图7a所示，具体电路如图8所示。图9是本实用新型的稳定的点火电压波形图，其中，波形1是稳定的点火电压，波形2是其放大结果。比较附图2和附图9可知，改进后的谐振点火装置使得点火电压波形的稳定性有显著的提高。
如图7a和8所示，电子镇流器包括以下部分：
1)全桥变换器(包括Q3、Q4、Q5和Q6)，用于将直流母线电压转换成交变方波；
2)全桥驱动电路，用于提供MOSFET管Q3、Q4、Q5和Q6的栅极驱动信号；
3)LC串联谐振电路(包括L1、C6、C7、C8)，利用高频谐振技术通过产生高点火电压；
4)谐振电压采样电路，用于对灯管T1两端的谐振电压进行采样；
5)谐振电压检测电路(包括U3、电阻R13、R14、R15和R16)，用于在扫频过程中检测谐振电压是否到达设定值。其中R16用于构成从U3输出端到输入端的正反馈，以产生U3正相输入端的参考电压回滞窗口。
6)谐振电压过压保护电路(包括U2、R4、R5、R7、R8、R9、R10、R11、R12、C4、D1、Q1、Q2)，用于提供快速且自锁的过压保护功能；
7)4046压控振荡器(包括集成锁相环芯片U1以及一个由r2、R3、C2、C3构成的电阻、电容网络)，用于提供全桥驱动所需的脉冲时钟；
8)微控制器U4，用于提供压控振荡器电路所需的逻辑时序控制；
9)正相跟随器U5，与微控制器的模数转换器输出端口DAC0相合，并直接(或者通过一个低通滤波器)与集成锁相环芯片的压控振荡器输入端口VCOin相耦合，用于向其提供增强驱动能力的微控制器信号。
所述低通滤波器包括R1、C1，用于滤除信号的高频噪声。
其中微控制器U4、正相跟随器U5、低通滤波器和4046压控振荡器(其中包括集成锁相环芯片U1及电阻、电容网络)组成脉冲发生器。
在图7b中，INH是芯片U1的端口INH的电压波形(受微控制器U4的输入/输出端口P0.1控制)，PCBin是U1的相位比较器1输入电压波形(即VOC单元的输出VCOout信号)，PCAin是U1的相位比较器1输入电压波形(即微控制器U4的定时器1的输出时钟信号)，PC1out是U1的相位比较器1的输出电压波形。时间阶段A表示谐振点火装置处于待机状态(即全桥变换器的四个MOSFET管Q3、Q4、Q5、Q6的栅极无驱动时钟阶段)，时间阶段B表示谐振点火阶段(即全桥变换器的四个MOSFET管Q3、Q4、Q5、Q6的栅极驱动时钟信号受微控制器U4的DAC控制阶段)，时间阶段C表示软件时钟同步阶段(即全桥变换器的四个MOSFET管Q3、Q4、Q5、Q6的栅极驱动时钟信号受微控制器U4的定时器1控制阶段)。
根据图8，将本实用新型中的谐振电路主要部分进一步介绍如下。
微控制器U4是单片机。单片机的数模转换器DAC的输出端口(例如2脚DAC0)输出一电压控制信号，该电压控制信号经电容C9滤波后，送至一个起正相跟随器作用的运算放大器U5的正相输入端【11】。运算放大器U5的输出端【12】直接和反相输入端相连，构成正相跟随器。【12】端的电压信号经过RC低通滤波器作用后送至芯片U1(MC10406)的输入端VCOin(锁相环芯片9脚)。r1和C1构成所述RC低通滤波器。r2接在芯片U1端口R1(11脚)和地之间，R3接在芯片U1端口R2(12脚)和地之间，r2、R3作为时钟电阻。时钟电容C2接在芯片U1端口6和7之间。芯片U1的3脚和4脚直接相连。电容C3接在芯片U1的16脚和地之间，作为解耦电容用。微控制器U4芯片内部集成的定时器Timer1的时钟输出端口【4】直接接至芯片U1的端口PCAin(U1的14脚)。
谐振电压采样电路A和全桥驱动电路B在图8中是以框图形式示意表示的。这是因为该电路在本领域是公知的，不必在本申请中专门说明其细节(正如在介绍现有技术的电子镇流器的电路原理图即图1中它们也是框图表示一样)。
结合图7和图8，MC14046VCO基本工作原理描述如下：
(1)A阶段
微控制器U4的I/O端口(例如P0.1)置高，即INH为高电平，芯片U1的VCO单元的压控振荡器功能被禁止，VCOout无脉冲输出(恒为低电平)。此时Timer1亦恒为低电平。信号VCOout(PCBin)和信号Timer1(PCAin)的异或逻辑运算结果(即PC1out)恒为低电平。因此附图8中的全桥驱动电路无时钟信号输入，MOSFET管Q3～Q6关断，整个谐振电路不工作。
(2)B阶段
微控制器U4的I/O端口(例如P0.1)置低，U1的INH端口为低电平以使能芯片U1的VCO单元的压控振荡器功能。微控制器U4的DAC(例如端口DACO)开始从+5V往下递减，相应地U1的VCO输出端口VCOout的输出脉冲频率从高往低变化，扫频过程开始，整个谐振电路开始工作。在B阶段，Timer1(PCAin)继续保持低电平。在U1的PCAin恒为低的情况下，【3】端的PC1out脉冲信号跟随【6】端PCBin脉冲时钟，此时PC1out脉冲时钟受微控制器U4的DAC输出控制。在此B阶段，VCO单元起传统的压控振荡器的功能。
(3)C阶段
微控制器U4的I/O端口(P0.1)置高，即U1的INH端口为高电平，芯片U1的VCO单元的压控振荡器功能被禁止，VCOout无脉冲输出，恒为低电平。微控制器U4的内部定时器1(Timer1)开始输出脉冲时钟。在此C阶段，VCO单元没有起传统的压控振荡器的功能，而是对芯片U1的输入端口5的信号INH起非门的逻辑运算功能。具体地讲，VCO单元把INH的高电平信号转换为VCOout的低电平信号以控制相位比较器1的异或逻辑运算。换而言之，在PCBin(即VCOout)恒为低的情况下，【3】端的PC1out脉冲信号才能跟随【4】端PCAin脉冲时钟。
由上述A-B-C过程可知，与传统的锁相环作用相比，本实用新型开发的锁相环芯片U1的新应用特征总结如下：
①相位误差比较器1输出的数字相位误差信号(即【13】端的PC1out脉冲)直接作为谐振电路工作所需要的时钟信号，而不是象表示现有技术的图6a中所示的那样经过低通滤波器作为VCO单元的控制电压，即用于锁相。
②基于相位误差比较器1的异或逻辑运算作用，并通过巧妙控制芯片U1的5脚INH信号和14脚的PCAin信号，实现B阶段向C阶段不同频率脉冲时钟的过渡。因此，本实用新型另辟蹊径地利用锁相环芯片U1内部硬件资源来实现输出频率转变，而不需添加任何外加的硬件(例如异或逻辑门)和专用的微控制器U4的I/O口(在本实用新型的微控制器U4已没有多余的I/O端口可用)。这大大简化了电路结构，降低产品成本。
③芯片MC14046内置的VCO单元在B阶段起压控振荡器的作用；在C阶段，VCO单对芯片5脚的INH信号起非门的作用。
图9是显示本实用新型的稳定点火电压波形图，其中曲线1是灯管T1两端【9】和【10】的点火电压波形，曲线2是其放大波形图。
另外，通过本发明还可以解决现有技术中存在的电路过压保护不足的问题。以下对过电压保护电路进行说明。
如图2所示，比较器U2和电阻R12、R7、R8、R10、R6、C4及Q1组成谐振电压过压保护电路。当谐振电压过高时，比较器U2输出端【2】翻转至低电平。晶体管Q1导通，电容C1两端的电压升高(升高的幅度主要取决于R1和R6的电阻值)，这导致555脉冲发生器输出脉冲时钟频率增加，结果谐振电压降低，从而达到过压保护目的。R10和R12提供参考电压，调节该参考电压可设定谐振电压保护阈值。
但是，现有谐振点火装置中上述过压保护动作既慢且不稳定。晶体管Q1导通后，+5V电源经过电阻R6对C1进行缓慢地充电，缓慢的充电过程导致产生一个很大的相位延迟。图3中1是比较器U2输出端【2】电压；2是端点【8】的谐振电压采样信号；3是端点【7】的参考信号；4是电容C1两端电压。从图3可以清楚地看出，从比较器U2输出端【2】电压的低电平跳变到端点【8】的谐振电压采样信号2下降过程存在大概几十微秒数量级的时间滞后。因此，过压保护响应速度不够快。其结果是，谐振电压过高时电路不能得到快速有效的保护，谐振电路容易损坏。
另外，由于对比较器U2并未设计有任何回滞电压。因此比较器U2输出端【2】的电平容易发生振荡(如图3中的曲线1所示)，这会导致点火电压漂移。此外，U2输出端【2】的低电平跳变时无自锁功能，这导致下列过程会反复地出现：检测到谐振电压过高->U2输出端【2】低电平跳变->C1两端电压升高->VCO输出脉冲时钟频率升高->谐振电压下降->U2输出端【2】高电平跳变->C1电压降低->VCO脉冲时钟频率下降->谐振电压升高->…。最终结果是，失控的高点火电压峰将不断地出现(如图4所示)，影响电子镇流器工作的安全性。图4的曲线1是现有技术的在无自锁过电压保护下反复出现的过高点火电压的波形图，曲线2是其放大后的波形。
如图8所示，电阻R10和R12串联在+5V电源和地之间，其中间串接点【7】与比较器U2的正相输入端相接。调节R10或R12可以调节过电压保护动作的阈值电压。
C4和R11串联在端点【7】和地之间，R11用于限制D1倒通瞬间的电流峰值。串联的D1和R9提供比较器U2的正反馈支路，以产生回滞电压。R7接在端点【2】和Q1的基极之间。R8接在+5V电源和Q1的基极之间。R6接在Q1的发射极和Q2的基极之间。R4接在Q2的集电极和芯片U1的12脚之间。
过电压保护电路的工作原理介绍如下。
当点火电压过高时，端点【8】的采样电压大于端点【7】的参考电压，比较器U2的输出电平下跳，晶体管Q1和Q2相继导通，电阻R4通过Q2并联在R3两端。结果VCO输出脉冲的频率迅速升高，谐振电压迅速下降，实现过电压保护，如图10所示。在图10中，波形1是过电压保护时灯管T1两端【9】和【10】的点火电压波形，2是其放大波形图。
发生过电压保护时的比较器U2的相关波形如图11所示。图11是本实用新型的过电压保护动作时的相关电压波形图，其中1是比较器U2输出端(端点【2】)的信号；2是比较器U2正相输入端(端点【7】)参考信号；3是比较器U2反相输入端(端点【8】)的采样信号。
在本实用新型中，电阻R9特意设计成比R10和R12小得多，例如，优选地，R9的阻值为22-220欧范围，R10和R12的阻值为1K欧-10K欧范围。因此，当比较器U2输出端下跳变时，二极管D1迅速导通，小电阻R9将端点【7】的参考电位很快拉低，即形成正反馈。参考电位因正反馈下降的幅度很大(例如2.7V)。这样一来，即使高电压保护电路动作后点火电压下降，结果采样电压仍然高于参考电压，比较器U2输出端下跳的电平被自锁住，即实现了过电压保护状态的自锁。因此，谐振电路在过电压情况下的安全性提高。这种自锁的技术方案不需要设计专门自锁电路，只需增加一个二级管(D1)和一个电阻(R9)就实现电压保护状态的自锁，电路结构简单，成本低。当检测到实际谐振电压低于保护阈值电压时，U2输出端为高电平时，D1反向阻断，以防止Q1误导通而误触发高电压保护动作。
由图11可知，比较器U2输出端(端点【2】)的电平信号下跳后，比较器U2反相输入端(端点【8】)的采样信号很快下降。与现有技术555VCO相比，在过电压保护动作过程中，本实用新型不存在电容缓慢充电过程。因此，过电保护动作比现有技术快得多。
简而言之，本实用新型的新颖特点就在于，巧妙地设计电路，充分利用现有硬件资源，只需要最少的硬件资源(最少的电子元器件和微控制器I/O口)，即实现不同阶段频率过渡控制和过电压保护动作自锁功能。在性能(主要包括谐振电压稳定性和过电压保护)大幅度地提高同时，硬件成本几乎没有增加。
本实用新型可广泛用于UHP、HID电子镇流器以及例如UHP、HID的气体放电灯。
对本实用新型而言，以上描述的实施例仅仅是说明性而非限定性的。尽管结合上述实施例队本实用新型进行了详细地描述，本行业的一般技术人员应当理解，根据本实用新型的精神和范围所进行的修改或等同置换，仍将落入本实用新型的保护范围。
在本实用新型的权利要求中，使用“包含”一次及其等同词不表示排除其他部件；在部件使用“一”不表示排除多个这种部件的存在。

Claims (10)

1.一种用于电子镇流器的脉冲发生器，所述电子镇流器包括谐振点火电路，其特征在于，所述脉冲发生器包括：
一个微控制器，用于产生一个时钟频率信号，一个逻辑时序控制信号和一个控制电压信号；
一个压控振荡器，与该微控制器相耦合，用于接收所述逻辑时序控制信号和所述控制电压信号以产生振荡，并输出一个压控振荡频率信号；
一个相位比较器，与该压控振荡器相耦合，用于接收所述时钟频率信号和所述压控振荡频率信号，进行逻辑异或运算并输出相应频率的一个脉冲信号，以驱动所述谐振点火电路产生谐振电压。
2.如权利要求1所述的脉冲发生器，其特征在于，该脉冲发生器还包括一个正相跟随器，与所述微控制器相耦合，用于增强所述控制电压信号。
3.如权利要求2所述的脉冲发生器，其特征在于，该脉冲发生器还包括一个耦合在该正相跟随器和该压控振荡器之间的低通滤波器，用于滤除所述控制电压信号中高频分量对所述压控振荡器的干扰。
4.如权利要求1所述的脉冲发生器，所述压控振荡器和所述相位比较器分别属于同一集成锁相环芯片中的不同功能单元。
5.如权利要求1所述的用于电子镇流器的脉冲发生器，其特征在于，所述压控振荡器的压控振荡器输出脚与所述相位比较器一个输入脚直接连接；所述相位比较器的另一个输入脚与所述微控制器的定时器时钟输出端口直接连接；所述脉冲信号从所述该相位比较器输出脚输出。
6.一个电子镇流器，包括如权利要求1-5之一所述的脉冲发生器。
7.如权利要求6所述的电子镇流器，该电子镇流器包括：
一个全桥驱动电路，与该脉冲发生器相耦合，以便根据所述脉冲时钟信号而输出驱动信号；
一个全桥变换器，与该全桥驱动电路相耦合，以便根据所述驱动信号将直流母线电压变换成正负交替的方波电压输出；
一个LC串联谐振电路，与该全桥变换器相耦合，以便根据所述交变方波电压利用高频谐振产生用于施加到负载上的谐振电压；
一个谐振电压采样电路，与该LC串联谐振电路相耦合，用于对所述谐振电压进行采样；
一个过压保护电路，与该谐振电压采样电路和该脉冲发生器相耦合，用于对谐振电压提供过压保护；
一个谐振电压检测电路，与该谐振电路采样电路、过压保护电路、和脉冲发生器相耦合，用于在所述脉冲时钟信号的扫频过程中检测所述谐振电压是否达到设定值。
8.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于，所述过压保护电路包括：
一个电压比较器，其正相输入端连接一个具有特定值的参考电压，反相输入端连接一个采样电压，该采样电压与所谐振电压采样电路相连接并与电路谐振电压成正比例变化，输出一个参考信号，用于根据该参考信号对谐振电压进行调节；
一个二极管，该二极管正极与所述电压比较器的正极相连接，二极管负极则通过一个电阻器与所述电压比较器的输出端相接，用于对所述电压比较器形成正反馈作用。
9.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于，所述过压保护电路包括：电压比较器，串联在该电压比较器的正相输入端与输出端之间的一个二极管和一个第一电阻器以及分别连接在该电压比较器的正相输入端与电源电压端及地之间的一个第二电阻器和一个第三电阻器，其中该二极管的正极连接在该电压比较器的正向输入端上，该二极管和该第一电阻器的位置可以互换。
10.一种气体放电灯，包括如权利要求6所述的电子镇流器。
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