JP5981337B2 - 低コストの電力供給回路及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力供給回路及び方法の分野に関し、より詳細には、照明アプリケーションにおける、複数の発光ダイオード、ＬＥＤを有する負荷への電力の供給に関する。

電力供給の分野においては、ＬＬＣコンバータの使用が知られている。ＬＬＣコンバータは、第１スイッチ及び第１ダイオードの第１並列配置と、第２スイッチ及び第２ダイオードの第２並列配置との直列配置を有する。前記直列配置は、ＤＣ入力電圧を受け取るための第１入力端子と第２入力端子との間に結合される。第１端子における電圧は、第２端子における電圧に対して正である。第１ダイオードの陰極及び第２ダイオードの陰極は、第１端子に向けられる。第１ダイオードは、第１スイッチに固有のものであってもよく、又は外部からのものであってもよい。同様に、第２ダイオードは、第２スイッチに固有のものであってもよく、又は外部からのものであってもよい。第１ダイオード又は第２ダイオードのいずれかと並列に、コンデンサ、第１インダクタ及び第２インダクタの直列配置が結合される。第１インダクタ及び第２インダクタのうちの一方は、変圧器であってもよい。フィルタされたＤＣ出力電圧を供給するために、第１インダクタ又は第２インダクタのいずれかに整流器及びフィルタが結合される。制御回路は、第１スイッチ及び第２スイッチのオン・オフ切り換えの周波数を制御するためのスイッチング制御手段を有する。

ＬＬＣコンバータのトポロジには、低い電磁干渉、ＥＭＩ及び高い効率などの多くの利点がある。ＬＬＣコンバータの出力電圧は、通常、スイッチのスイッチング周波数のフィードバック制御によって制御される。ＬＬＣコンバータは、ハードスイッチングを防止するために共振周波数より上で駆動され得る。この、所謂ソフトスイッチングモードにおいては、オフに切り換えられる第１スイッチを流れる電流は、オフに切り換える瞬間の直前、正である。その結果として、第１及び第２スイッチの間の接続ノードにおける電圧が方向を転換し、第２スイッチに対して平行な第２ダイオードが整流し、第２スイッチに対して並列な第２ダイオードが電流を電導し始める。第２スイッチは、第２ダイオードが導通する瞬間にオンに切り換えられることができ、故に、実質的にスイッチング損失が生じない。このような動作条件においては、スイッチとして、固有ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを用いることが、最も適している。

ＬＬＣコンバータの共振周波数に近い安定制御挙動のためには、制御回路は、動作状態のあらゆる変化に適合されなければならないだろう。しかしながら、ほとんどのアプリケーションの場合、これは、実現可能なソリューションではない。他方、動作周波数が共振周波数に近くない場合には、周波数制御が用いられ得る。しかしながら、この状況においては、全ての入出力電圧変動をカバーするために、必要とされる周波数掃引が大きいだろう。従って、ＬＬＣコンバータを使用する場合、例えば、ＬＬＣコンバータが、１つ以上のカラーチャンネルにおいて、１列以上のＬＥＤなどの複数のＬＥＤを含むＬＥＤ照明モジュールを駆動するための電力供給回路において用いられるだろう場合、所望の性能を得るために、通常、大規模な（それ故、高価な）制御回路が必要である。

低コストで優れた性能を持つ電力供給回路を供給することは望ましいだろう。

これらの問題の１つ以上により良く対処するため、本発明の第１態様においては、安定したＤＣ電流出力を供給するよう構成される電力供給回路が提供される。実施例においては、前記電力供給回路は、ＤＣ電圧入力をＤＣ電圧出力に変換するためのＬＬＣコンバータ段と、前記ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部を持ち、且つＤＣ電流出力部を持つ少なくとも１つのヒステリシスコンバータ段とを有する。前記ＬＬＣコンバータ段には、フィードバック制御がない。

本発明の実施例においては、前記ＬＬＣコンバータ段は、所定の周波数で動作するよう構成される。より詳細には、前記ＬＬＣコンバータ段は、１に等しい電圧利得を持つ前記ＬＬＣコンバータ段の負荷独立点で動作するよう構成される。

本発明の他の態様においては、本発明の電力供給回路を有する照明装置が提供される。前記電力供給回路の各ＤＣ電流出力部は、ＬＥＤ照明モジュールに結合され得る。

本発明の更に他の態様においては、安定したＤＣ電流を少なくとも１つの負荷に供給する方法が提供される。前記方法は、所定の周波数で動作されるＬＬＣコンバータ段によって、ＤＣ電圧入力をＤＣ電圧出力に変換するステップと、対応するヒステリシスコンバータ段によって、前記ＬＬＣコンバータ段の前記ＤＣ電圧出力を少なくとも１つのＤＣ電流出力に変換するステップと、前記少なくとも１つのＤＣ電流出力を前記少なくとも１つの負荷に供給するステップとを有する。

前記ＬＬＣコンバータ段は、負荷独立点で動作され、精巧な制御回路を全く必要としない。各ヒステリシスコンバータ段は、入力電圧に依存しない安定した出力電流を生成し、故に、無制御ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力における電圧変動は、ヒステリシスコンバータ段電流出力に全く影響を及ぼさないだろう。

換言すれば、本発明は、定常状態出力電圧を供給するために、全くフィードバック手段を持たない無制御電圧源（前記ＬＬＣコンバータ段）を、前記ＬＬＣコンバータ段の出力電圧におけるリップル及び公差によって影響を及ぼされない１つ以上の負荷電流ドライバと組み合わせて用いることを提案する。これは、高い効率及び優れた電磁場適合性、ＥＭＣ、挙動を更に供給する、優れた性能を持つ低コストシステムをもたらすだろう。

本発明のこれら及び他の態様は、同じものが、以下の詳細な説明を参照することでより良く理解されるようになり、同様の参照符号は同様のパーツを示す添付の図面に関連して考慮されるようになるので、より容易に理解されるだろう。

負荷に接続される本発明の電力供給回路の実施例のブロック図を図示する。 本発明の電力供給回路のためのＬＬＣコンバータ段の実施例の回路図を図示する。 図２のＬＬＣコンバータ段の様々な負荷に対する或る周波数範囲にわたるＬＬＣコンバータ段ゲインの図を図示する。 本発明の電力供給回路のためのヒステリシスコンバータ段の実施例の回路図を図示する。 図４のヒステリシスコンバータの出力電流のタイミング図を図示する。

図１は、出力端子１０４を通して負荷１０２に接続される電力供給回路１００の実施例の概略図を図示している。電力供給回路１００は、入力端子１０６において供給されるＡＣ電源入力電圧を、端子１１２におけるＤＣ出力電圧（例えば430V）に変換するための第１コンバータ段１１０を有する。第１コンバータ段１１０は、ブーストコンバータであってもよく、整流器回路と、当業者には様々な実施例においてそれ自体は知られているような、力率補正、ＰＦＣ、回路とを有する。ＡＣ電源電圧の代わりに、又はＡＣ電源電圧に加えて、ＤＣ（電源又はバス）電圧が利用可能である場合には、第１コンバータ段１１０は省かれ得る。

第１コンバータ段１１０のＤＣ出力電圧（又はＤＣ電源若しくはバス電圧）は、ＬＬＣコンバータ段１１６とも呼ばれる第２コンバータ段のＤＣ入力電圧端子１１４に供給される。ＬＬＣコンバータ段１１６は、出力端子１１８においてＤＣ電圧を出力する。ＬＬＣコンバータ段１１６の実施例の回路図は、図２に示されており、下でより詳細に記述される。

第２コンバータ段１１６のＤＣ出力電圧は、ヒステリシスコンバータ段１２２とも呼ばれる第３コンバータ段のＤＣ入力電圧端子１２０に供給される。ヒステリシスコンバータ段１２２は、出力端子１０４においてＤＣ電流を出力する。ヒステリシスコンバータ段１２２の実施例の回路図は、図４に示されており、下でより詳細に記述される。

負荷１０２は、１列以上のＬＥＤなどの複数のＬＥＤを有し得る。

電力供給回路１００は、ＬＬＣコンバータ段１１６に対して並列に結合される複数のヒステリシスコンバータ段１２２であって、各ヒステリシスコンバータ段１２２がそれ自身の負荷を持つ複数のヒステリシスコンバータ段１２２を有してもよい。従って、各ヒステリシスコンバータ段１２２は、例えば、ＬＥＤ照明アプリケーションにおける、赤色、緑色、青色（ＲＧＢ）のカラーチャンネルのうちの１つであってもよく、赤色、緑色、青色若しくは白色（ＲＧＢＷ）のカラーチャンネルのうちの１つであってもよい。

電力供給回路１００においてＬＬＣコンバータ段１１６を用いることによって、絶縁供給電流が出力され得る一方で、第１コンバータ段１１０の高いＤＣ出力電圧も、ＬＬＣコンバータ段１１６の変圧器の巻線比によって、低い負荷電圧と整合され得る。

図２は、第１スイッチ２０１及び第２スイッチ２０２の直列配置を有するＬＬＣコンバータ段１１６を示している。スイッチ２０１、２０２は、ＭＯＳＦＥＴとして図示されているが、別のタイプの半導体スイッチとしても実施され得る。ＭＯＳＦＥＴは固有ダイオードを有する。しかしながら、前記固有ダイオードは、外部ダイオードで補われてもよい。別のタイプの半導体スイッチの場合にも、この機能はＬＬＣコンバータ段１１６において必須であるので、外部ダイオードは設けられ得る。第１スイッチ２０１及び第２スイッチ２０２の直列配置は、第１コンバータ段１１０からＤＣ入力電圧を受け取るために、図２においてマスコネクション（mass connection）として及びVbusと記された入力端子１１４間に結合される。Vbusと記された端子１１４における電圧は、他の端子１１４における電圧に対して正である。第１スイッチ２０１に固有の又は外部からのダイオードの陰極、及び第２スイッチ２０２に固有の又は外部からのダイオードの陰極は、Vbusと記された端子１１４に向けられる。コンデンサ２０４、第１インダクタ２０６及び第２インダクタ２０８の直列配置が、第１スイッチ２０１に対して並列に結合されるが、他の例においては、この直列配置は、第２スイッチ２０２に対して並列に結合され得る。第２インダクタ２０８は、コンデンサ２０４と第１インダクタ２０６との間に結合される一次巻線を持ち、且つセンタータップ付き二次巻線を持つ変圧器である。第１インダクタ２０６は、第２インダクタ２０８の固有部であってもよく、第２インダクタ２０８（変圧器）の漏れインダクタンスを表わしていてもよい。これは、このような状況においては、ＬＬＣコンバータ段１１６内には、実際には、磁性素子が１つしかないことを意味する。他方、幾つかのアプリケーションにおいては、（変圧器によって供給されるような）絶縁が必要ではなく、インダクタが変圧器に取って代わり得る。

フィルタコンデンサ２１４と並列に結合されるダイオード２１０及びダイオード２１２の並列配置を有する整流器回路が、図２においてマスコネクションとして及びVoutと記された出力端子１１８において、絶縁され、フィルタされたＤＣ出力電圧を供給するために、第２インダクタ２０８に結合される。制御端子Ｇ１及びＧ２に結合される制御回路２１６は、第１スイッチ２０１及び第２スイッチのオン・オフ切り換えの周波数を制御するために、更に詳細には示されていないスイッチング制御手段を有する。

制御回路２１６は、フィードバック制御手段を全く含まず、第１スイッチ２０１及び第２スイッチ２０２の一定のスイッチング周波数を供給するためにプリセットタイミング装置を用いる。スイッチング周波数の選択は、図３を参照することにより説明される。

図３は、様々な負荷条件に対するＬＬＣコンバータ段ゲイン（電圧利得Ｇ）の図を一例として示しており、線Ａによって表わされている負荷条件は、高い負荷（高い電流、低いインピーダンス）であり、線Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ及びＦによって表わされている負荷条件は、続いて減っている負荷（前記高い電流より低い電流、前記低いインピーダンスより高いインピーダンス）であり、線Ｆによって表わされている負荷条件は、低い負荷（低い電流、高いインピーダンス）である。例えば、第２インダクタ２０８のインダクタンスと第１インダクタ２０６のインダクタンスとの比は、４に等しい。図３に示されている周波数範囲（100krad/s乃至1Mrad/s）においては、負荷独立点は、300krad/sの近くと認識され得る。これは、ＬＬＣコンバータ段１１６がその負荷独立点で動作する周波数である。理想回路素子では、この共振周波数においては、出力電圧は、常に、負荷値に依存しない同じ値を持つだろう、換言すれば、電圧利得Ｇ＝１だろう。実際的な回路においては、例えば、ダイオードの順電圧及び誘導性素子の直列抵抗により、出力電圧の小さな負荷依存性が生じるだろう。第１コンバータ段１１０によってＬＬＣコンバータ段１１６に供給されるＤＣ電圧が、安定しており、制御される場合、入力ＤＣ電圧変動に比例して依存するＬＬＣコンバータ段の出力電圧も安定しているだろう。第１コンバータ段１１０が、例えば、ブーストコンバータＰＦＣ回路である場合、この動作条件は確実にされる。

図４は、第３スイッチ４０２及びダイオード４０４の直列配置を有する、示されている実施例においてはヒステリシスダウンコンバータ段である、ヒステリシスコンバータ段１２２を示している。ダイオード４０４の陰極は、スイッチ４０２に向けられる。スイッチ４０２は、ＭＯＳＦＥＴとして図示されているが、別のタイプの半導体スイッチとしても実施され得る。スイッチ４０２及びダイオード４０４の直列配置は、ＬＬＣコンバータ段１１６からＤＣ入力電圧を受け取るために、VDCと記されたＤＣ入力電圧端子１２０と、接地としてGNDと記されたＤＣ入力電圧端子１２０との間に結合される。第３インダクタ４０６は、ダイオード４０４の陰極に結合される或る端子と、ＤＣ電流出力端子１０４のうちの１つである反対側端子とを持つ。複数の発光ダイオード、ＬＥＤ４０８又は１列以上のＬＥＤ列を有する負荷が、出力端子１０４間に結合され得る。示されている実施例においては、ヒステリシスコンバータ段は、バックコンバータタイプである。しかしながら、本発明は、ブーストコンバータタイプ又はバックブーストコンバータタイプのヒステリシスコンバータ段にも適用され得る。

ヒステリシスコンバータ段１２２は、図４において破線で示されている制御回路４１０を有する。分かりやすくするために、ゲート駆動、保護及びイネーブル論理を供給する構成要素などの、当業者による本発明の理解には必要ない幾つかの構成要素は、省かれている。

抵抗器４１２が、出力端子１０４のうちの一方と、ダイオード４０４の陽極との間に結合される。抵抗器４１４が、出力端子１０４のうちの前記一方と、比較器４１８の第１入力部４１６との間に結合される。抵抗器４２０及び４２２の直列配置が、基準電圧端子４２４（例えば5V）と接地GND端子１２０との間に結合される。抵抗器４２０と抵抗器４２２との間に結合されるノード４２６は、比較器４１８の第２入力部４２８に結合される。抵抗器４３０が、ノード４２６と、ＤＣ電流出力端子１０４のうちの、第３インダクタ４０６に結合される一方との間に結合される。抵抗器４３２が、比較器４１８の第２入力部４２８と、比較器４１８の出力部４３４との間に結合される。出力部４３４は、第３スイッチ４０２の制御端子（ゲート）に結合される。抵抗器４３６が、比較器４１８の第１入力部４１６と、ＤＣ入力電圧端子１２０のうちの、第３スイッチ４０２に結合される一方との間に結合される。

ヒステリシスコンバータ段出力電流は、比較器４１８の第１入力部４１６における電圧を抵抗器４１４を通して供給する抵抗器４１２を用いて測定される。抵抗器４２０及び４２２は、比較器４１８の基準電圧レベルを設定する。抵抗器４３２は、この基準電圧レベルにおいてヒステリシスを引き起こす。

実際には、ヒステリシスコンバータ段１２２の回路素子、とりわけ、その制御回路４１０は、図５に図示されているようなヒステリシスコンバータ段出力電流のシュートスルーをもたらす伝搬遅延を持つ。

図５において、第１（理想）電流レベルＩ_１は、伝搬遅延がないだろう場合の、第３スイッチ４０２を導通状態から非導通状態へ切り換えるときの最大出力電流を示す。第２（理想）電流レベルＩ_２は、伝搬遅延がないだろう場合の、第３スイッチ４０２を非導通状態から導通状態へ切り換えるときの最小出力電流を示す。第３スイッチ４０２を非導通状態から導通状態へ切り換えるとき、出力電流は、第３インダクタ４０６によって実質的に決定されるようにＩ_２からＩ_１へ増加していく。第３スイッチ４０２を導通状態から非導通状態へ切り換えるとき、出力電流は、Ｉ_１からＩ_２へ減少していく。従って、平均出力電流Ｉ_ａｖｇが生成される。説明のためだけに、Ｉ_１は、Ｉ_ａｖｇより２０％まで高くてもよく、Ｉ_２は、Ｉ_ａｖｇより２０％まで低くてもよい。

ヒステリシスコンバータ段出力電流のシュートスルーの作用は、各々、第３スイッチ４０２を導通状態から非導通状態へ切り換えるときの伝搬遅延時間Ｔ_{ｐ，ｏｆｆ}、及び第３スイッチ４０２を非導通状態から導通状態へ切り換えるときの伝搬遅延時間Ｔ_ｐ，ｏｎによって示される。図５に図示されているように、遅延時間Ｔ_{ｐ，ｏｆｆ}は、電流誤差オーバーシュートＩ_{ｅｒｒ，ｏｆｆ}をもたらし、遅延時間Ｔ_ｐ，ｏｎは、電流誤差アンダーシュートＩ_{ｅｒｒ，ｏｎ}をもたらし、それによって、平均出力電流誤差Ｉ_{ｅｒｒ，ａｖｇ}をもたらす。

シュートスルーの量は、部分的に、ヒステリシスコンバータ段入力電圧によって決定される。これは、比較器４１８に対する入力電圧のフィードフォワードのために用いられる抵抗器４３６によって補償される。抵抗器４３０は、出力電流が出力端子１０４における電圧に実質的に影響されないようにするために、比較器４１８の基準電圧レベルに対する出力端子１０４における電圧のフィードフォワードのために用いられる。

従って、ヒステリシスコンバータ段１２２は、フィードバック制御なしにＬＬＣコンバータ段１１６を用いる場合にそうであり得るように入力電圧が変動する場合であっても、安定した出力電流Ｉ_ａｖｇを供給する。従って、相対的に少ない構成要素を有する相対的に単純なコンバータ段（ヒステリシスコンバータ段１２２に結合される、フィードバック制御のないＬＬＣコンバータ段１１６）を用いて、安定した出力電流を供給する電力供給回路が組み立てられ得る。これは、理想的には、例えば、ＬＥＤ負荷又はその（カラー）チャンネルを駆動するのに適している。実際には、ＬＬＣコンバータ段１１６に対して並列に結合される複数のヒステリシスコンバータ段１２２が、様々なＬＥＤカラーチャンネルを駆動してもよい。

例えばＬＥＤ負荷の減光のために、各ヒステリシスコンバータ段は、パルス幅変調、ＰＷＭ、動作において、オン及びオフに切り換えられてもよい。

上記によれば、電力供給回路は、ＤＣ電圧入力をＤＣ電圧出力に変換するためのＬＬＣコンバータ段と、少なくとも１つのヒステリシスコンバータ段とを持つ。各ヒステリシスコンバータ段は、ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部と、ＤＣ電流出力部とを持つ。ＬＬＣコンバータ段には、フィードバック制御がなく、その負荷独立点で動作される。ＬＬＣコンバータのＤＣ電圧出力におけるリップルは、ヒステリシスコンバータ段の出力電流に影響を及ぼさない。ヒステリシスコンバータ段の安定したＤＣ電流出力は、１列以上のＬＥＤ列を持つ負荷に結合される。

本願明細書において、必要に応じて、本発明の詳細な実施例が開示されているが、開示されている実施例は、本発明の単なる例示的なものにすぎず、本発明は、様々な形態で実施され得ることは、理解されるべきである。それ故、本願明細書に開示されている具体的な構造及び機能の詳細は、限定するものとして解釈されるべきではなく、単に、請求項の根拠、及び当業者に、本発明を、ほぼあらゆる適切な詳細構造において様々に用いるよう教示するための代表的な根拠として解釈されるべきである。更に、本願明細書で用いられている用語及び表現は、限定することを目的としておらず、もっと正確に言えば、本発明の分かりやすい説明を与えることを目的としている。

本願明細書で用いられている単数表現は、１つ又は２つ以上のものと定義される。本願明細書で用いられている複数という用語は、２つ又は３つ以上のものと定義される。本願明細書で用いられている別のという用語は、少なくとも第２の又はそれ以上のと定義される。本願明細書で用いられている含む及び持つという用語は、有する（即ち、他の要素又はステップを除外しないオープンランゲージ）と定義される。請求項における如何なる参照符号も、請求項又は本発明の範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。

単に、特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように用いられることができないことを示すものではない。

本願明細書で用いられている結合されるという用語は、必ずしも直接的にではなく、必ずしも機械的にではなく、接続されると定義される。

請求項において列挙されている幾つかのアイテムの機能を単一のプロセッサ又は他のユニットが実現してもよい。

Claims (9)

1. 安定したＤＣ電流出力を供給するための電力供給回路であって、前記電力供給回路が、
   ＤＣ電圧入力をＤＣ電圧出力に変換するためのＬＬＣコンバータ段を有し、
   前記電力供給回路が、
   前記ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合されるＤＣ電圧入力部を持ち、且つＤＣ電流出力部を持つ少なくとも１つのヒステリシスコンバータ段を更に有し、
   前記ＬＬＣコンバータ段には、フィードバック制御がない電力供給回路。
2. 前記ＬＬＣコンバータ段が、所定の周波数で動作するよう構成される請求項１に記載の電力供給回路。
3. 前記ＬＬＣコンバータ段が、前記ＬＬＣコンバータ段の負荷独立点で動作するよう構成される請求項２に記載の電力供給回路。
4. 前記ヒステリシスコンバータ段の前記ＤＣ電流出力部における電圧が、前記ヒステリシスコンバータ段の前記ＤＣ電圧入力部における電圧より低い請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電力供給回路。
5. 前記ヒステリシスコンバータ段が、バックコンバータを有する請求項４に記載の電力供給回路。
6. ＡＣ電源電圧をＤＣ電圧出力に変換するための電源コンバータ段を更に有し、前記ＬＬＣコンバータ段のＤＣ電圧入力部が、前記電源コンバータ段のＤＣ電圧出力部に結合される請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力供給回路。
7. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力供給回路を有し、前記少なくとも１つのヒステリシスコンバータ段の前記ＤＣ電流出力部をＬＥＤ照明モジュールに結合させる照明装置。
8. 安定したＤＣ電流を少なくとも１つの負荷に供給する方法であって、
   所定の周波数で動作されるＬＬＣコンバータ段によって、ＤＣ電圧入力をＤＣ電圧出力に変換するステップと、
   少なくとも１つのヒステリシスコンバータ段によって、前記ＬＬＣコンバータ段の前記ＤＣ電圧出力を少なくとも１つのＤＣ電流出力に変換するステップと、
   前記少なくとも１つのＤＣ電流出力を前記少なくとも１つの負荷に供給するステップとを有する方法。
9. 前記ＬＬＣコンバータ段が、前記ＬＬＣコンバータ段の負荷独立点で動作される請求項８に記載の方法。

Images