CN1852281B - 一种用于正交频分多址系统的同步方法 - Google Patents

Abstract

一种用于正交频分多址系统的同步方法，包括：在正交频分多址系统的可用子载波数等于反离散傅立叶变换的长度时，直接采用戈尔德码作为同步序列；在正交频分多址系统的可用子载波数不等于反离散傅立叶变换的长度时，将等于反离散傅立叶变换的长度一半的戈尔德码插入到反离散傅立叶变换中心频点两侧的对称频点上，并且在零频点和其他未被插入戈尔德码的频点处插零，将序列转换到时域后用作同步序列；将同步序列从发送端传送到接收端，使接收端与发送端建立同步；将叠加后的正交频分多址系统数据与同步序列发送到接收端，或者直接将正交频分多址系统数据发送到接收端；在接收端采用二分法搜索同步序列相关峰值，利用估计出的载波偏移对接收信号进行相位补偿，从而得到所发送的正交频分多址系统数据。

Description

一种用于正交频分多址系统的同步方法

技术领域

本发明涉及一种适用于正交频分多址(OFDMA)系统的同步方法。

背景技术

可以预见，音频、视频、图像以及Internet等多媒体业务将成为未来移动通信的主导业务，而这些业务对于无线链路传输能力的要求明显提高(峰值业务速率大于20Mbps)，在此情况下正交频分复用(OFDM)技术逐渐崭露头角。OFDM技术将高速的数据流调制为频谱交叠的多个并行低速数据流发送。由于OFDM符号周期显著增长，因此提高了OFDM符号抗多径时延的能力，更进一步地通过在OFDM符号的前端加大于最大多径时延的保护间隔(GI)，则可以完全消除由多径时延引起的符号间干扰(ISI)，简化了接收端均衡器的负担。目前OFDM技术已经成为欧洲数字音频广播，陆地数字视频广播的调制技术。OFDMA逐渐成为了无线局域网标准(欧洲的宽带无线局域网标准Hiperlan/2，IEEE的无线局域网标准IEEE802.11和多媒体移动接入通信系统MMAC)，而且已基本被公认为B3G的物理层基本技术之一。将不同子载波分配给不同用户，OFDM技术则自然而然地通过FDMA方式区分了用户，也就是OFDMA系统。OFDMA系统通过将正交相邻的子载波灵活地分配给不同的用户，降低了小区内干扰，提高了系统容量；而且OFDMA通过用户子载波数目的变化，易于提供变速率的信息传输，因此OFDMA是B3G系统极有可能采用的多址方案之一。

为了得到比传统的频分复用(FDM)更高的频谱效率，OFDM的不同子载波在频域上是互相重叠的。由发射机和接收机的晶振的不同形成的载波频率偏移造成了载波干扰，而且，OFDM系统对载波频率偏移是非常敏感的，因此从受噪声干扰的数据中估计和补偿载波频率偏移是一个非常重要的任务。

目前OFDMA系统最常用的载波频率偏移估计的方法是基于帧头的训练序列。但是由于训练序列的长度给定后就限制了帧的长度和载波频率偏移估计的精度，同时也牺牲了一定的频谱利用率。此外，有些学者提出使用基于循环前缀，虚子载波或者子空间的方法来进行多用户的载波频率偏移估计，但是这些算法大都复杂度很高。

发明内容

针对上述技术中存在的问题，本发明提出一种用于正交频分多址系统的同步方法，为多用户提供载波频率偏移精确估计。

根据本发明，提供了一种用于正交频分多址系统的同步方法，包括步骤：

(1)在所述正交频分多址系统的可用子载波数等于反离散傅立叶变换的长度时，直接采用戈尔德(Gold)码作为同步序列；在所述正交频分多址系统的可用子载波数不等于反离散傅立叶变换的长度时，将等于所述反离散傅立叶变换的长度一半的戈尔德码插入到反离散傅立叶变换中心频点两侧的对称频点上，并且在零频点和其他未被插入戈尔德码的频点处插零，将所述序列转换到时域后用作同步序列；

(2)将所述同步序列从发送端传送到接收端，使所述接收端与所述发送端建立同步；

(3)在所述接收端与所述发送端直接建立粗同步时，根据接收机的信噪比，自适应地调整正交频分多址系统数据与所述同步序列的发射功率的比值σ_D ²/σ_A ²，并且将叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列发送到所述接收端；

(4)在所述接收端与所述发送端直接建立细同步时，直接将正交频分多址系统数据发送到所述接收端；

(5)在接收端采用二分法搜索同步序列相关峰值，利用估计出的载波偏移对接收信号进行相位补偿，从而得到所发送的正交频分多址系统数据；

在步骤(3)中利用以下公式来调整正交频分多址系统数据与同步序列的发射功率的比值：

$({\mathrm{\σ}}_D^2/{\mathrm{\σ}}_A^2)\mathrm{dB}=\mathrm{SNR}+10\log N-C\left(\mathrm{dB}\right)$

其中SNR是接收端反馈的接收信号噪声比，N是离散傅立叶变换的长度，C是由信道决定的常数，取值在8～16dB。

优选地，同步序列在发送过程中需要重复多个周期长度。

优选地，在步骤(5)中，在给定代价函数的搜索精度的情况下，二分法的迭代次数为其中B_U和B_L分别为搜索的上下界，δ为搜索精度。

优选地，步骤(3)还包括步骤：

(31)在所述接收端与所述发送端直接建立粗同步时，发送叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列；

(32)如果所述接收端与所述发送端失去细同步，仅发送正交频分多址系统数据；

(33)如果所述接收端与所述发送端不仅失去细同步而且失去粗同步，所述发送端通过重新发送同步序列建立与所述接收端的同步。

优选地，在步骤(33)中，

如果所述发送端通过重新发送同步序列而与所述接收端建立的同步是粗同步，则叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列发送到所述接收端；

如果所述发送端通过重新发送同步序列而与所述接收端建立的同步是细同步，则仅发送正交频分多址系统数据。

优选地，步骤(4)还包括步骤：

(41)在所述接收端与所述发送端建立细同步时，仅发送正交频分多址系统数据；

(42)如果所述接收端与所述发送端失去细同步而进入粗同步状态，则发送叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列，并且利用以下公式来调整正交频分多址系统数据与同步序列的发射功率的比值：

$({\mathrm{\σ}}_D^2/{\mathrm{\σ}}_A^2)\mathrm{dB}=\mathrm{SNR}+10\log N-C\left(\mathrm{dB}\right)$

其中SNR是接收端反馈的接收信号噪声比，N是离散傅立叶变换的长度，C是由信道决定的常数，取值在8～16dB；

(43)如果所述接收端与所述发送端不仅失去细同步而且失去粗同步，所述发送端通过重新发送同步序列建立与所述接收端的同步。

优选地，步骤(43)还包括步骤：

如果所述发送端通过重新发送同步序列而与所述接收端建立的同步是粗同步，则叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列发送到所述接收端；

如果所述发送端通过重新发送同步序列而与所述接收端建立的同步是细同步，则仅发送正交频分多址系统数据。

优选地，在步骤(2)中以全部发射功率来发送同步序列，在步骤(3)中正交频分多址系统数据的发射功率与所述同步序列的发射功率之和等于所述全部发射功率，在步骤(4)中以所述全部发射功率来发送正交频分多址系统数据。

优选地，在步骤(2)中以全部发射功率来发送同步序列，在步骤(3)中正交频分多址系统数据的发射功率与所述同步序列的发射功率之和等于所述全部发射功率，并且正交频分多址系统数据的发射功率为恒定发射功率；在步骤(4)中以所述恒定发射功率来发送正交频分多址系统数据。

根据本发明的同步序列的产生方法，能够自适应的调整数据和同步序列的功率分配，并且提出了使用同步序列进行同步的帧结构。本发明同步方法适用于时延要求不高的业务，与传统的串行同步方案相比，具有复杂度低，频谱利用率高，载波频率偏移估计精确等特点。

附图说明

下面参照附图并结合实例来进一步描述本发明。其中：

图1示出了根据本发明的同步序列的产生原理图。当OFDMA系统的可用子载波数等于IDFT的长度，K3向上闭合，当OFDMA系统的可用子载波数不等于IDFT的长度，K3向下闭合。

图2示出了根据本发明的OFDMA系统的基带发射机与接收机框图，通过K1和K2开关来控制发射的信号，而且K1和K2闭合或者开启的四种状态都存在，W1与W2是分别用于调节OFDM数据和同步序列幅度的权值。

图3示出了采用图2结构的OFDMA系统的状态转移图。

图4示出了帧格式的11种示例。

图5示出了采用图2结构的OFDMA系统的系统流程图。

图6示出了在同步序列的一维搜索时所使用的二分法算法的原理图。

图7示出了接收机的频偏估计模块第n次迭代的流程图，其中的精度指的是相关检测搜索峰值所用的代价函数的最大允许误差。

具体实施方式

在本发明的优选实施例中，同步序列是以加性时域训练序列(ATTS)形式描述的。图1示出了根据本发明的ATTS序列的产生原理图。在OFDMA系统的可用子载波数不等于IDFT的长度的情况下，在频域特定频点插入戈尔德(Gold)码，一种建议的方式是先产生IDFT调制器阶数一半的Gold码，然后将这些Gold码依次插入到IDFT中心频点两侧的对称频点上，其中零频点和其他未被插入Gold码值的频点处插零，将该序列用IDFT转换为时域信号，加权后作为ATTS序列，而当OFDM系统的可用子载波数等于IDFT的长度的情况下，ATTS序列直接采用加权的Gold码。这样产生了同步序列的一个周期，其长度等于一个OFDMA符号长度。而且，在发送过程中，ATTS序列需要重复多个周期长度。

在多用户的情况下，为了便于在实际系统中实现，每个用户的Gold码采用相同的产生多项式，只是初状态不同。

在IDFT调制器的后面加了两个开关K1，K2来控制OFDM数据与同步序列是否传输，如图2所示，在无数据传输时，K1，K2都开启；当需要同步捕获或者只用同步序列进行细同步时，K1开启，K2闭合；当需要采用OFDM数据和同步序列的叠加信号进行细同步时，K1，K2都闭合；当只传输OFDM数据时，K1闭合，K2开启。W1与W2是分别用于调节OFDM数据和同步序列幅度的权值。

状态转移图如图3所示，存在无数据发送的起始状态、只发送同步序列状态、OFDM发送数据和同步序列叠加状态以及只发送OFDM数据状态等四种状态。具体地说，在数据传输开始前，收发信机处于“起始状态”。当需要与移动用户建立通信“开始”时，发射机处于发送同步信号“只发同步序列”。如果接收机与发射机达到粗同步，表明接收信号与发射信号“捕获完成”，可以进行数据信号和同步信号同时发送，即进入“叠加发送”状态。如果接收机与发射机直接达到细同步，表明接收信号准确跟踪发射信号“粗细同步都完成”，可以只发送数据信号，即进入“只发数据”状态。

如果在“叠加发送”过程中，完成了接收机与发射机达到细同步，表明接收信号准确跟踪发射信号“细同步完成”，可以单独传输数据信号，进入“只发数据”状态。如果在“叠加发送”过程中，接收机与发射机又失去粗同步，就“需要捕获”，重新进入“只发同步序列”状态。如果在“叠加发送”时通信传输完成，表明通信已“结束”，收发信机又会进入“起始状态”。

如果在“只发数据”过程中，接收机与发射机又失去细同步，接收信号需要进一步跟踪发送信号“需要细同步”，重新进入“叠加发送”状态。如果在“只发数据”时接收机与发射机又失去粗同步，就“需要捕获”，重新进入同步捕获的“只发同步序列”状态。如果在“只发数据”时数据传输完成，表明通信已“结束”，收发信机又会进入“起始状态”。

根据状态转移图和功率分配方案，本发明建议的帧结构示例如图4所示。在这11种帧结构中，ATTS序列与OFDM数据的功率分配可以根据接收机反馈进行自适应调整。

当发射总功率保持恒定时，示例1中在帧头全部发送功率用于只发送ATTS序列，然后按同步信号与数据信号功率比发送ATTS序列和OFDM数据的叠加序列(参见公式(1)，其中两者功率之和为全部发送功率)。示例2中在帧头全部功率用于只发送ATTS序列，然后发送叠加序列，最后只发OFDM数据。示例3中在帧头全部功率用于只发送ATTS序列，然后全部功率用于只发OFDM数据，再按同步信号与数据信号功率比发送叠加序列，最后全部功率用于只发OFDM数据。示例4中在帧头全部功率用于只发送ATTS序列，然后全部功率用于只发OFDM数据，最后按同步信号与数据信号功率比发送叠加序列。示例5中在帧头全部功率用于只发送ATTS序列，然后发送叠加序列，再全部功率用于只发OFDM数据，最后发送叠加序列。示例6中在帧头全部功率用于只发送ATTS序列，然后全部功率用于只发OFDM数据。

当OFDM数据的发射功率保持恒定(其功率始终低于全部发送功率)时，示例7中在帧头全部功率用于只发送ATTS序列，然后只发OFDM数据，再发送叠加序列，最后只发OFDM数据。示例8中在帧头只发送ATTS序列，然后发送叠加序列，最后只发OFDM数据。示例9中在帧头全部功率用于只发送ATTS序列，然后发送叠加序列，再只发OFDM数据，最后发送叠加序列。示例10中在帧头全部功率用于只发送ATTS序列，然后只发OFDM数据，最后发送叠加序列。示例11中在帧头全部功率用于只发送ATTS序列，然后只发OFDM数据。

图5示出了采用图2结构的OFDMA系统的系统流程图。如图5所示，数据发送的流程如下：(1)只发送同步序列；(2)达到粗同步后，判断是否继续用同步序列细同步，如果是，则继续发送，否则发送同步序列和OFDM数据的叠加信号进行细同步；(3)达到细同步后，判断是否选择只发OFDM数据的状态，如果是，则发送该状态，否则继续发送叠加信号，直到数据结束；(4)如果该期间内判断出需要同步捕获，则转到(1)进行重捕获，如果需要细同步，则转到(2)进行细同步，完成后转到(3)直到数据结束。

当OFDM数据与同步序列叠加后传输的情况下，假设数据的发射功率是σ_D ²，数据与同步序列的功率比σ_D ²/σ_A ²由接收机反馈的信噪比(SNR)调节，通过自适应的改变权值W1和W2使OFDM数据与同步序列的功率比满足

$({\mathrm{\σ}}_D^2/{\mathrm{\σ}}_A^2)\mathrm{dB}=\mathrm{SNR}+10\log N-C\left(\mathrm{dB}\right)---\left(1\right)$

其中N是离散傅立叶变换的阶数，C是由信道决定的常数，取值在8～16dB。

需要指出的是，在本发明中，无论是在系统的初始状态下通过发送同步序列而直接建立粗同步时，还是在同步过程中，发送端和接收端的同步状态从细同步转换到粗同步状态，或者从失去粗同步状态转换到粗同步状态，只要发送叠加的OFDM数据与同步序列，OFDM数据与同步序列的发射功率比都遵照上述公式(1)进行调整。

归一化频偏是指绝对频率偏移量与子载波宽度的比值。归一化频偏的初始上下界可以根据晶振稳定度，载波频率和子载波宽度来设定，例如对载波频率为f_c＝2GHz，晶帧稳定度为Δ＝10ppm，子载波带宽是B_S＝10kHz，则归一化频偏的初始下界和上界可以分别定为-f_cΔ/B_S到f_cΔ/B_S即-2到2。

接收机对数据和同步序列的叠加信号利用二分法进行相关检测，二分法搜索的原理图如图6所示。在给定搜索峰值代价函数的精度情况下，二分法的迭代次数服从对数阶。假设搜索的上下界分别为B_U＝2和B_L＝-2，搜索精度为δ＝10^-12，则迭代次数为

图7示出了接收机的频偏估计模块第n次迭代的流程图，其中的精度指的是相关检测搜索峰值所用的代价函数的最大允许误差。从该流程图可以看出，在第m用户接收端的l时刻，接收机所接收信号rm(l)分别与共轭同步序列的上频偏信号下频偏信号

和两者的平均频偏信号相乘.其各支路输出与其各支路前一时刻的值相加，形成上支路，下支路和中支路三路信号。上支路信号与下支路信号绝对值与所设精度比较，如其大于精度，表明迭代结束，此时上下频偏的平均值输出作为信号实际频偏，否则，继续进行频偏迭代计算。如果上支路输出信号与中支路输出信号绝对值与中支路信号与下支路信号绝对值的差大于零，用平均频偏值作为上频偏值输出，并进行下一循环迭代。如果上支路输出信号与中支路输出信号绝对值小于或等于中支路信号与下支路信号绝对值，用平均频偏值作为下频偏值输出，并进行下一循环迭代。

与现有技术的基于帧头的训练序列比较时，在本发明中，大于T个符号的数据和同步序列叠加信号所得的频率偏移精度高于1个帧头训练序列，根据信道的不同，门限值T取值在6～15。

Claims (9)

1.一种用于正交频分多址系统的同步方法，包括步骤：

(1)在所述正交频分多址系统的可用子载波数等于反离散傅立叶变换的长度时，直接采用戈尔德码作为同步序列；在所述正交频分多址系统的可用子载波数不等于反离散傅立叶变换的长度时，将等于所述反离散傅立叶变换的长度一半的戈尔德码插入到反离散傅立叶变换中心频点两侧的对称频点上，并且在零频点和其他未被插入戈尔德码的频点处插零，将所述序列转换到时域后用作同步序列；

(2)将所述同步序列从发送端传送到接收端，使所述接收端与所述发送端建立同步；

(3)在所述接收端与所述发送端直接建立粗同步时，根据接收机的信噪比，自适应地调整正交频分多址系统数据与所述同步序列的发射功率的比值σ_D ²/σ_A ²，并且将叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列发送到所述接收端；

(4)在所述接收端与所述发送端直接建立细同步时，直接将正交频分多址系统数据发送到所述接收端；

(5)在接收端采用二分法搜索同步序列相关峰值，利用估计出的载波偏移对接收信号进行相位补偿，从而得到所发送的正交频分多址系统数据；

在步骤(3)中利用以下公式来调整正交频分多址系统数据与同步序列的发射功率的比值：

$({\mathrm{\σ}}_D^2/{\mathrm{\σ}}_A^2)\mathrm{dB}=\mathrm{SNR}+10\log N-C\left(\mathrm{dB}\right)$

其中SNR是接收端反馈的接收信号噪声比，N是离散傅立叶变换的长度，C是由信道决定的常数，取值在8～16dB。

2.根据权利要求1所述的方法，其中同步序列在发送过程中需要重复多个周期长度。

3.根据权利要求1所述的方法，其中在步骤(5)中，在给定代价函数的搜索精度的情况下，二分法的迭代次数为其中B_U和B_L分别为搜索的上下界，δ为搜索精度。

4.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(3)还包括步骤：

(31)在所述接收端与所述发送端直接建立粗同步后，发送叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列；

(32)如果所述接收端与所述发送端从粗同步变换到细同步状态，则仅发送正交频分多址系统数据；

(33)如果所述接收端与所述发送端失去粗同步，则所述发送端通过重新发送同步序列建立与所述接收端的同步。

5.根据权利要求4所述的方法，其中在步骤(33)中，

如果所述发送端通过重新发送同步序列而与所述接收端建立的同步是粗同步，则叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列发送到所述接收端；

如果所述发送端通过重新发送同步序列而与所述接收端建立的同步是细同步，则仅发送正交频分多址系统数据。

6.根据权利要求1所述的方法，其中步骤(4)还包括步骤：

(41)在所述接收端与所述发送端建立细同步后，仅发送正交频分多址系统数据；

(42)如果所述接收端与所述发送端失去细同步而进入粗同步状态，则发送叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列；

(43)如果所述接收端与所述发送端不仅失去细同步而且失去粗同步，所述发送端通过重新发送同步序列建立与所述接收端的同步。

7.根据权利要求6所述的方法，其中步骤(43)还包括步骤：

如果所述发送端通过重新发送同步序列而与所述接收端建立的同步是粗同步，则叠加后的正交频分多址系统数据与所述同步序列发送到所述接收端；

如果所述发送端通过重新发送同步序列而与所述接收端建立的同步是细同步，则仅发送正交频分多址系统数据。

8.根据权利要求1所述的方法，其中

在步骤(2)中以全部发射功率来发送同步序列，

在步骤(3)中正交频分多址系统数据的发射功率与所述同步序列的发射功率之和等于所述全部发射功率；

在步骤(4)中以所述全部发射功率来发送正交频分多址系统数据。

9.根据权利要求1所述的方法，其中

在步骤(2)中以全部发射功率来发送同步序列，

在步骤(3)中正交频分多址系统数据的发射功率与所述同步序列的发射功率之和等于所述全部发射功率，并且正交频分多址系统数据的发射功率为恒定发射功率；

在步骤(4)中以所述恒定发射功率来发送正交频分多址系统数据。

Images