CN104168227A - 一种应用于正交频分复用系统的载波同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于正交频分复用系统中载波同步的方法，包括以下步骤：1)OFDM系统的发射模块在有效OFDM符号前发送用于载波频偏估计的训练序列；2)根据接收到的训练序列的第一组移位相关序列的相位信息进行粗载波频偏估计；3)根据接收到的训练序列的第二组移位相关序列的相位信息进行细载波频偏估计；4)根据粗载波频偏估计值与细载波频偏估计值得到总的载波频偏估计值；5)根据总的载波频偏估计值进行载波频偏补偿；本发明提出的载波同步方法不依赖训练序列的特殊结构，能够有较好的估计性能和较低的复杂度,同时本发明的算法拥有较大的估计范围以及较小的估计均方误差，在高斯白噪声信道和多径衰落信道都有良好的性能。

Description

一种应用于正交频分复用系统的载波同步的方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种应用于正交频分复用系统中载波同步的方法。

背景技术

随着移动通信和无线网络需求的不断增加，越来越需要更加先进的无线传输技术。高速无线通信系统设计的一个最直接的挑战是克服无线信道带来的严重的频率选择性衰落。正交频分复用(下文简称：OFDM)技术可以很好地克服无线信道的频率选择性衰落，由于其高效的传输特点，OFDM已成为实现未来高速无线通信的核心技术之一。

由于OFDM技术具有抗频率选择性衰落和窄带干扰、频谱利用率高等优点而深受关注。OFDM已经成功的应用于数字音频广播系统(DAB)、数字视频广播系统(DVB)、无线电局域网(WLAN)等系统中。第四代移动通信技术的核心技术就是采用OFDM技术,其多载波的传输距离和图像信号的流畅性都要优于单载波技术,适用于强调无线语音和无线视频的实时性通信应急通信系统。

然而，OFDM系统对载波频偏的非常敏感。OFDM的优良传输性能得益于子载波间的相互正交特性，而由于发射端和接收端的晶振差异、多普勒效应等等都有可能引起发射端和接收端的载波频率不一致，这必将破坏子载波间的正交性，进而严重影响系统的传输性能。因而需要进行高精度的载波同步。近十几年很多学者对解决载波同步问题作了深入的研究，并提出了一系列载波同步的方法。目前已有的算法有最大似然算法、SC算法、M&M算法。这些算法有的局限于特定的训练序列，有的载波频偏估计范围很小。而且以往算法每次估计都需要大量的乘法和加法运算，硬件开销很大。

发明内容

发明目的：本发明为了克服现有技术中存在的不足，本发明提出一种有效增加载波频偏的估计范围的应用于正交频分复用系统中载波同步的方法

发明内容：为解决上述技术问题，本发明提供了一种应用于正交频分复用系统中载波同步的方法，通过对训练序列移位相关序列相位信息的记录，以及在接收端对接收序列的移位相关序列的运算得到载波频偏的信息，包括以下步骤：

步骤1：在发射端发射训练序列B(k)并对训练序列B(k)循环移位d得到循环后序列B(k+d)；根据公式C(k)＝B^*(k)·B(k+d)，0≤k≤N-d-1，计算得到移位相关序列C(k)，其中，d为循环移位长度，1≤d≤N/4，R^*(k)为R(k)的共轭；

将得到移位相关序列C(k)的相位信息θ(k)存入一组寄存器中；所述移位相关序列C(k)的相位信息θ(k)通过公式θ(k)＝angle(C(k))计算获得，其中，k为序列中元素的序号，0≤k≤N-d-1，式中，N为OFDM的符号长度；

步骤2：选取d'＝N/2，重复步骤1用d'替换d得到训练序列B(k)循环移位d'后的序列B(k+d')，并得到序列B(k+d')的相位信息θ₁(k)同时存入另外一组寄存器；其中，

C'(k)＝B^*(k)·B(k+d')

θ₁(k)＝angle(C'(k)) 0≤k≤N-d'-1

步骤3：在接收端利用一个长度为N的滑动窗口对接收到的信号进行存储，将定时同步后的训练序列循环移位d和接收到的训练序列带入公式V_n(k)＝R^*(k)·R(k+d)中，计算获得接收端的移位相关序列V_n(k)，其中R(k)为训练序列中第k个元素经过信道后在接收端接收到的信号，R*(k)为R(k)的共轭，R(k+d)为训练序列第k+d个元素经过信道后在接收端接收到的信号；

步骤4：根据接收端的移位相关序列V_n(k)的相位信息θ'和已存储的移位相关序列C(k)的相位信息θ(k)结合公式求解出粗载波频偏估计值ε_i'，其中，θ'＝angle(V_n(k))，0≤k≤N-d-1； $F\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}x-2\mathrm{\&pi;}& x>\mathrm{\&pi;}\\ x& -\mathrm{\&pi;}\&le;x\&le;\mathrm{\&pi;}\\ x+2\mathrm{\&pi;}& x<-\mathrm{\&pi;}\end{array}\right.,$ x为θ'(k)-θ(k)；通过这个方法计算出的粗载波频偏估计的范围是(-NΔF/2d,NΔF/2d)，ΔF为子载波间隔；

步骤5：将其中的参数d换为d'后重复步骤3和步骤4，根据公式求解出细载波频偏估计值ε_f；其中，V_n'(k)＝R^*(k)·R(k+d')，0≤k≤N-d'-1，R(k+d')为训练序列第k+d'个元素经过信道后在接收端接收到的信号；通过这个方法计算出的细载波频偏估计的范围是(-1,1)；

步骤6：利用粗载波频偏估计值ε_i'和细载波频偏估计值ε_f得到总的载波频偏估计值ε；

步骤7：根据公式和得到的总载波频偏估计值ε进行载波频偏补偿，其中R'(k)为载波频偏补偿量。

进一步，所述训练序列采用等相位差序列B(k)＝Ae^j2πrk/M,k＝0,1...N-1，其中A为等相位差序列的幅值，N为OFDM符号长度，k为序列元素的序号，j为虚数单位，M为任意正整数，r与M互为质数且小于采用等相位差序列作为训练序列可以使得本发明能够在降低复杂度的同时性能也有所提升。

进一步，所述步骤6中，得到总的载波频偏估计值ε的方法为：

步骤601：首先归一化判断粗载波频偏估计值ε_i'的绝对值是否小于0.5，如果小于0.5那么总的载波频偏估计值就等于细载波频偏估计值；否就进行步骤602-步骤605；

步骤602：对ε_i'进行取整运算，得到整数倍载波频偏估计值ε_i；

步骤603：判断ε_i为奇数还是偶数，奇数则减一，偶数不做操作；

步骤604：判断细载波频偏的符号，大于零不做操作，小于零则加2；

步骤605：将整数倍载波频偏估计值和细载波频偏估计值相加得到总的载波频偏估计值ε。

有益效果：与现有技术相比，本发明提出的载波同步方法不依赖训练序列的特殊结构，对于[A A]结构或者等相位差的训练序列均能得到良好的同步性能，但是对符合特定规律的训练序列能够有较好的估计性能和较低的复杂度,同时与以往的利用训练序列的载波同步算法相比在增加有限的硬件开销的情况下能够有效的增大载波频偏的估计范围为(-NΔF/2d,NΔF/2d)。同时本发明的算法拥有较大的估计范围以及较小的估计均方误差，在高斯白噪声信道和多径衰落信道都有良好的性能。

附图说明

图1为本发明中获得训练序列的相位信息的流程图；

图2为本发明中载波同步的频偏补偿流程图；

图3为本发明利用粗载波频偏估计值与细载波频偏估计值得到总的载波频偏估计值的流程图；

图4为本发明中的算法在不同载波频偏下的估计性能；

图5为本发明和现有的载波同步算法性能仿真比较图；

图6为本发明中利用递推法实现的硬件设计的框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案作进一步解释。

本发明包括生成训练序列以及存储相位信息、粗载波频偏估计、细载波频偏估计，总载波频偏计算，载波频偏补偿五部分。

如图1所示，首先将训练序列B(k)做循环移位d位，然后将循环移位后的序列与原训练序列做相关运算，得到移位相关序列C(k)，并且求取序列C(k)的相位信息θ(k)，将θ(k)中的值存入一个长度为N位的寄存器中，其具体方法为：

1、为减少存储量以及定时误差对本发明中载波同步的影响，采取的训练序列如下：B(k)＝Ae^j2πrk/M,k＝0,1...N-1，其中A为等相位差序列的幅值，N为OFDM符号长度，k为序列元素的序号，j为虚数单位，M为任意正整数，r与M互为质数且小于

2、将训练序列B(k)存取在发射机的存储器中，发射机按一定的次序输出训练序列，在负载数据前发送训练序列。同时将训练序列的移位相关序列C(k)的相位信息θ(k)存取至接收机的存储器中。

3、选取d'＝N/2重复步骤1、2得到移位相关序列C'(k)的相位信息θ₁(k)。

如图2所示，本发明的主要模块可以分为：

1)粗载波频偏估计模块；

(a)在符号定时之后，将得到的训练序列做移位相关运算：

$V_n\left(k\right)\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}{\stackrel{\&OverBar;}{R}}_{(k,N)}\&CenterDot;R_{(k,N)}^{{\mathrm{\&Xi;}}_d}=R^{*}\left(k\right)\&CenterDot;R(k+d),0\&le;k\&le;N-d-1$

其中R_(k,N)为接收到的训练序列，表示对R_(k,N)求共轭，表示对R_(k,N)循环移位d。

(b)对接收信号的移位相关序列求取相位信息θ'＝angle(V_n(k))，angle(V_n(k))表示对(V_n(k))求相位角利用得到的相位序列θ'(k)以及存取在接收机存储器中的相位序列θ(k)得到粗载波频偏估计值ε_i'，；

${{\mathrm{\&epsiv;}}_i}^{\&prime;}=\frac{N\underset{k=0}{\overset{N-d-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}F({\mathrm{\&theta;}}^{\&prime;}\left(k\right)-\mathrm{\&theta;}\left(k\right))}{2\mathrm{\&pi;}(N-d)d}$

其中

$F\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}x-2\mathrm{\&pi;}& x>\mathrm{\&pi;}\\ x& -\mathrm{\&pi;}\&le;x\&le;\mathrm{\&pi;}\\ x+2\mathrm{\&pi;}& x<-\mathrm{\&pi;}\end{array}\right.,$

采用这种方法获得的粗载波频偏估计的范围是(-NΔF/2d,NΔF/2d)。

2)细载波频偏估计模块；

(a)将粗载波补偿以后的训练序列同样做移位相关运算

$V_n^{\&prime;}\left(k\right)\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}{\stackrel{\&OverBar;}{R}}_{(k,N)}\&CenterDot;R_{(k,N)}^{{\mathrm{\&Xi;}}_d},0\&le;k\&le;N-d^{\&prime;}-1$

其中R_(k,N)为接收到的训练序列，表示对R_(k,N)求共轭，表示对R_(k,N)循环移位d'，d'＝N/2。

(b)求取相位信息0≤k≤N-d'-1,结合存取在接收机存储器中的相位序列θ₁(k)得到细载波频偏估计值ε_f。

${\mathrm{\&epsiv;}}_f=\frac{2\underset{k=0}{\overset{d^{\&prime;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}F({{\mathrm{\&theta;}}^{\&prime;}}_1\left(k\right)-{\mathrm{\&theta;}}_1\left(k\right))}{N}$

其中F(x)的运算与粗载波频偏估计中的相同。采用这种方法获得的细载波频偏估计的范围是(-1,1)。

3)总载波频偏估计产生模块

如图3所示，总载波频偏模块首先判断粗载波频偏估计值ε_i'的绝对值是否小于于0.5，如果小于0.5那么总的载波频偏估计值就等于细的载波频偏估计值；否就进行以下步骤；对ε_i'进行取整运算，得到整数倍载波频偏估计值ε_i；判断ε_i为奇数还是偶数，奇数则减一，偶数不做操作；判断细载波频偏的符号，大于零不做操作，小于零则加2；将整数倍载波频偏估计值和细载波频偏估计值相加得到总的载波频偏估计值ε。

在本实施例中，使用子载波数N＝128的OFDM系统，图4为等相位差序列作为训练序列在多径信道加高斯信道下的仿真性能图，其中循环移位长度为N/16。从图中可以看出本发明中提出的算法在载波频偏较大的情况下仍然具有较好的同步性能。

如图5所示，同样使用子载波数N＝128的OFDM系统在多径信道加高斯信道的条件下进行仿真，本发明所使用的训练序列采用B(k)＝Ae^j2πrk/Mr＝0,1...,Mk＝0,1…N-1，可以看出本序列为等相位差序列，其中r＝3。使用该序列可以有效减少定时误差对载波同步的影响，在图中d＝N/8，由图可以明显看出本发明所使用的方法可以大幅度提高载波频偏估计精度，同时可以增大载波频偏估计范围。

如图6所示，以本发明的粗载波频偏估计为例利用递推法实现的硬件设计框图，从框图可以看出当θ₀＝θ₁＝…＝θ_N-d-1时，本发明的粗载波频偏估计的实现仅需要一个长度为(N-d)的寄存器，1个存储相位信息的存储器，一个求相位角模块以及(N-d)个加法器。同理在细载波频偏估计模块需要的硬件消耗为一个长度为(N/2)的寄存器，1个存储相位信息的存储器，一个求相位角模块以及(N/2)个加法器。从而可以有效的减小硬件的开销。

Claims (3)

1.一种应用于正交频分复用系统中载波同步的方法，其特征在于： 

通过对训练序列移位相关序列相位信息的记录，以及在接收端对接收序列的移位相关序列的运算得到载波频偏的信息，包括以下步骤： 

步骤1：在发射端发射训练序列B(k)并对训练序列B(k)循环移位d得到循环后序列B(k+d)；根据公式C(k)＝B^*(k)·B(k+d)，0≤k≤N-d-1，计算得到移位相关序列C(k)，其中，d为循环移位长度，1≤d≤N/4，R^*(k)为R(k)的共轭； 

将得到移位相关序列C(k)的相位信息θ(k)存入一组寄存器中；所述移位相关序列C(k)的相位信息θ(k)通过公式θ(k)＝angle(C(k))计算获得，其中，k为序列中元素的序号，0≤k≤N-d-1，式中，N为OFDM的符号长度； 

步骤2：选取d'＝N/2，重复步骤1用d'替换d得到训练序列B(k)循环移位d'后的序列B(k+d')，并得到序列C'(k)的相位信息θ₁(k)同时存入另外一组寄存器；其中， 

C'(k)＝B^*(k)·B(k+d') 

θ₁(k)＝angle(C'(k)) 0≤k≤N-d'-1 

步骤3：在接收端利用一个长度为N的滑动窗口对接收到的信号进行存储，将定时同步后的训练序列循环移位d和接收到的训练序列带入公式V_n(k)＝R^*(k)·R(k+d)中，计算获得接收端的移位相关序列V_n(k)，其中R(k)为训练序列中第k个元素经过信道后在接收端接收到的信号，R^*(k)为R(k)的共轭，R(k+d)为训练序列第k+d个元素经过信道后在接收端接收到的信号； 

步骤4：根据接收端的移位相关序列V_n(k)的相位信息θ'(k)和已存储的移位相关序列C(k)的相位信息θ(k)结合公式求解出粗载波频偏估计值ε_i'，其中，θ'(k)＝angle(V_n(k))，0≤k≤N-d-1；x为θ'(k)-θ(k)； 

步骤5：将其中的参数d换为d'后重复步骤3和步骤4，根据公式 求解出细载波频偏估计值ε_f；其中，V_n'(k)＝R^*(k)·R(k+d')， 0≤k≤N-d'-1，R(k+d')为训练序列第k+d'个元素经过信道后在接收端接收到的信号； 

步骤6：利用粗载波频偏估计值ε_i'和细载波频偏估计值ε_f得到总的载波频偏估计值ε； 

步骤7：根据公式和得到的总载波频偏估计值ε进行载波频偏补偿，其中R'(k)为载波频偏补偿量。 

2.根据权利要求1所述的应用于正交频分复用系统中载波同步的方法，其特征在于：所述训练序列采用等相位差序列B(k)＝Ae^j2πrk/M,k＝0,1...N-1，其中A为等相位差序列的幅值，N为OFDM符号长度，k为序列元素的序号，j为虚数单位，M为任意正整数，r与M互为质数且小于。 

3.根据权利要求1所述的应用于正交频分复用系统中载波同步的方法，其特征在于：所述步骤6中，得到总的载波频偏估计值ε的方法为： 

步骤601：首先归一化判断粗载波频偏估计值ε_i'的绝对值是否小于0.5，如果小于0.5那么总的载波频偏估计值就等于细载波频偏估计值ε_f；否就进行步骤602-步骤605； 

步骤602：对ε_i'进行取整运算，得到整数倍载波频偏估计值ε_i； 

步骤603：判断ε_i为奇数还是偶数，奇数则减一，偶数不做操作； 

步骤604：判断细载波频偏的符号，大于零不做操作，小于零则加2； 

步骤605：将整数倍载波频偏估计值ε_i和细载波频偏估计值相加得到总的载波频偏估计值ε。