CN1784881B - 信号环路测试的方法和布置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及借助于收发器(1)对环路(2、3)进行的单端测试，其中产生环路的输入阻抗(Z_in(f))。收发器(1)具有数字部件(41)、编解码器(42)和模拟部件(43)并连接到环路。借助于发送的和反射的宽带信号(vin、vout)产生回波传递函数H_echo(f)＝V(f)_out/V_in(f)，还可用公式(I)表示该函数。这里，Z_ho(f)、Z_hyb(f)和H_ε(f)是收发器(1)的模型值。在校准过程中，与收发器(1)硬件类型相同的测试收发器连接到替代环路(2、3)的已知阻抗上。为已知阻抗产生H_echo(f)＝V(f)_out/V_in(f)、产生模型值并将其存储在收发器(1)的存储器(11)中。然后，在执行宽带信号(V_in、V_out)的测量之后，当产生环路(2、3)的输入阻抗(Z_in(f))时，使用存储的模型值。

Description

信号环路测试的方法和布置

发明技术领域

本发明涉及单端测试信号线路的领域中的方法和布置。

相关技术描述

在如今的电信中，从经济的观点看，有必要使用现有的铜线用于宽带传输。从宽带观点来看，通常称为双绞线铜环路或铜接入线路的这些铜线相互之间具有非常不同的属性。电信运营商因此很有兴趣测试线路的属性以能够充分利用它们的传输容量。在WalterGoralski的论文“xDSL环路技术指标和测试”(″xDSL LoopQualification and Testing″，IEEE Communications Magazine，1999年5月，79-83页)中讨论了上面提到的内容。该论文还讨论了测试可能性和测试设备。

在JoséE.Schutt-Ainé的论文“双绞线电缆的高频特性”(″High-Frequency Characterization of Twisted-Pair Cables″，IEEE Transactionson Communications，Vol.49，No.4，2001年4月)中更详细地讨论了铜线路的传输属性。高位速率数字用户双绞线电缆的传播参数由波传播方法模型选取。研究了传输线属性中的频率相关性和趋肤效应对这些传输线属性的影响。

测试线路的传输属性可通过从线路的一端发送测试信号并在另一端测量该信号来执行，即通常所说的双端测试。该方法是劳动密集且昂贵的。更常用的方法是从线路的一端发送测试信号并测量反射的脉冲，即通常所说的单端环路测试SELT。在Stefano Galli和DavidL Waring的论文“经由单端测试实现环路组成识别：除了仅有的环路技术指标”(“Loop Makeup Identification Via Single Ended Testing：Beyond Mere Loop Qualification″，IEEE Journal on Selected Areas inCommunications，Vol.20，No.5，2002年6月)中讨论了与单端测试有关的不同类型的线路不连续性和产生的回波的影响。提出用于处理回波的数学方法以及对该方法的试验验证。

在单端测试中，使用收发器作为接受测试的环路的测量装置的一部分是有利的。宽带通信收发器不是理想的电压发生器，在测量中引入了失真。在Thierry Pollet的标准化论文“G.selt如何规定S₁₁(校准测量)？”(″How is G.selt to specify S₁₁(calibrated measurements)？″，ITU Telecommunication Standardization Sector，Temporary DocumentOJ-091；Osaka，Japan 21-25，2002年10月)中讨论了如何除去该失真。基于单端口散射参数S₁₁提出校准方法，该参数S₁₁包括在校准期间产生的收发器参数。而且在Thierry Pollet的标准化论文“测量和解释单元之间要传递的最少信息”(″Minimal information to be passedbetween measurement and interpretation unit″，ITU TelecommunicationStandardization Sector，Temporary Document OC-049；Ottawa，Canada5-9，2002年8月)中讨论了单端口散射参数S₁₁。

发明简述

本发明涉及如何补偿收发器对单端测试铜接入线路的影响的问题。

另一问题是如何产生并存储用于补偿的收发器值。

另外的问题是产生接入线路的可靠输入阻抗。

通过校准测试收发器(其为典型的宽带通信收发器)并产生收发器模型值来解决这些问题。存储这些值并在连接到环路的用于通信目的的发送器中使用。在通信收发器测量环路反射的测试信号，给出环路测试结果。借助于存储的收发器模型值来补偿通信收发器本身对该结果的影响。

采用下面的方式在某种程度上更详细地解决这些问题。将均具有已知值的至少三个测试阻抗连接到测试收发器。发送测试信号通过收发器和测试阻抗，并测量反射的收发器测试信号。产生并存储测试收发器本身的收发器模型值。利用通信收发器执行具有真实、未知线路的环路测试，并借助于存储的收发器模型值进行补偿。

本发明的目的是补偿收发器对单端测试铜接入线路的影响。

另一个目的是产生并存储用于补偿的收发器值。

另外的目的是产生可靠的接入线路输入阻抗。

本发明的优点是可以补偿收发器对单端测试铜接入线路的影响。

另一个优点是可产生并存储用于补偿的收发器值，并且该值可应用于基于与所测试的收发器硬件相同的所有标准的宽带收发器。因此，将消除昂贵的校准实际收发器的过程

又一个优点是产生的收发器值有易于理解的含义。

另外的优点是可产生可靠的接入线路输入阻抗。

还有另一个优点是测试收发器可以是用于通信目的的收发器的任一个。

现在将借助于实施例并参照公开的图更详细地描述本发明。

附图说明

图1示出收发器和传输线的简单示意框图；

图2示出收发器和线路的一部分的在某种程度上更详细的框图；

图3示出连接到值已知的阻抗的收发器的示意框图；

图4示出用于产生收发器特征值的流程图；以及

图5示出用于产生线路的阻抗值的流程图。

实施例的详细描述

图1示出在中心局的收发器1的简单示意框图，收发器1经由数字用户线路2(DSL)连接到在客户前端的远程装置3。收发器包括数字部件41、编解码器42和模拟部件43，模拟部件43即通常所说的模拟前端AFE。数字部件又包括数字信号发生器13和与存储器装置12互连的计算装置11。收发器1还包括输入63和输出64。连接到计算装置11的发生器经由编解码器42、模拟部件43和线路2向远程装置3发送宽带输入环路测试信号v_in。从线路2经由模拟部件和编解码器在计算装置中接收反射的宽带环路测试信号v_out。线路2是长度为L的常规铜线路，其具有某些属性，例如在不同频率范围内的信号衰减

如上所述，网络运营商能够利用已经存在的用于宽带传输的铜线路2是有必要的。运营商因此必须知道线路属性，例如线路长度L、信号衰减和传输容量。通常必须在测量之后确定这些属性，有利的是从线路的收发器端执行测量，这通常称作单端环路测试SELT。参数涉及线路输入阻抗Z_in(f)，使用发送的和反射的测试信号可估计Z_in(f)。为这样的测量目的而发送的宽带环路测试信号v_in在线路2上被反射回来，并被标记为环路测试信号v_out。如将在下面描述的，信号v_in和v_out用于确定线路2的属性。

运营商事实上需要知道的是包括远程装置3的线路2的输入阻抗X_in(f)，输入阻抗Z_in(f)是从收发器接口5测量的并独立于收发器1本身。得到所需线路属性的第一步是为实际线路2产生回波传递函数H_echo(f)。这是通过执行宽带信号v_in和v_out的频率变换(frequencytranslation)来计算的，导致频域中的信号V_in(f)和V_out(f)。通过关系式

H_echo(f)＝v_out(f)/v_in(f)  (1)

来产生传递函数，其中由f指示频率。

自然地，函数H_echo(f)包括收发器1的属性。下面将通过实例描述借助于频率相关回波传递函数H_echo(f)如何可获得线路2的需要的线路属性。首先，将结合图2在某种程度上更详细地描述收发器模拟部件43。这是以简单方式阐明表征收发器1中的难点。

图2是图1的模拟收发器部件43和线路2的简化框图，然而在某种程度上该图比图1更详细。模拟部件43包括放大器块6、混合块7、读出电阻器RS和线路变压器8。放大器块6包含驱动器61，其输入经由编解码器42连接到数字发生器13，未示出。放大器块6还包含接收器62，其接收来自线路2的信号并且将其输出连接到收发器数字部件41，未示出。驱动器输出连接到读出电阻器RS，RS的端子连接到混合块7。混合块7包含4个电阻器R1、R2、R3和R4并且连接到接收器62的输入。线路变压器8包含初级绕组L1和由电容器C1互连的两个次级绕组L2和L3。初级绕组L1连接到读出电阻器RS而次级绕组L2和L3连接到线路2。在接口5的频率相关线路输入阻抗指示为Z_in(f)，而在变压器初级侧的输入阻抗指示为ZL。线路2的远端终端即远程装置3由阻抗ZA表示。

信号v_in(来自编解码器42、现在采用模拟形式)在驱动器块61中放大。驱动器的输出阻抗由来自读出电阻器RS的反馈环路合成。线路变压器8具有从驱动器到环路的电压递升。电容器C1具有隔直流功能。变压器和电容器担当驱动器61/接收器62和环路2、3之间的高通滤波器，截止频率大约30kHz。在这种情况下，有可能没有电通向环路。

在本说明书中，回波传递函数H_echo(f)的频域模型用来计算环路2和3的频率相关输入阻抗Z_in(f)，如收发器1在接口5看到的。输入阻抗则可用于计算若干环路技术指标参数。回波传递函数H_echo(f)的该频域模型包括涉及收发器1的三个参数Z_h0(f)、Z_hyb(f)和H_∞(f)。从该观点上，这些参数即收发器模型值充分描述了收发器。

最初从收发器的电路分析推导出参数Z_h0(f)、Z_hyb(f)和H_∞(f)。在分析中进行了一些较小的简化，但是已经证明模型是很准确的。在公开的附录1“针对DAFE 708的回波传递函数的仿真”中示出如何推导回波传递函数H_echo(f)的模型。

通常，不直接从收发器的元件参数计算参数值，而是从校准过程中的测量中产生，下面将对其进行描述。

在较早提到的标准化论文″How is G.selt to specify S₁₁(calibratedmeasurements)？″中，利用收发器的三个参数C1、C2和C3表示散射参数S₁₁。不应当将这些参数与本说明书的收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)和H_∞(f)混淆。虽然参数C1、C2和C3成功地用于为收发器建模，但它们是无量纲量并且没有被赋予任何具体含义。在分析中认可本说明书的收发器模型值并可将其直接解释为：

值H_∞(f)是与线路2的连接开路即当线路阻抗的幅值是无穷时收发器1的频率相关回波传递函数。

值Z_hyb(f)是收发器阻抗，该阻抗是在与线路2的连接处测量的，即从线路侧看到的接口5处的收发器阻抗。

值Z_h0(f)可表示为Z_h0(f)＝H₀(f)·Z_hyb(f)，其中值H₀(f)是与线路2的连接被短接(shortcut)时收发器1的频率相关回波传递函数，并且值Z_hyb(f)如上定义。

可以观察到，不直接测量收发器模型值，而是在将如下描述的过程中产生。

等式(1)的回波传递函数H_echo(f)可表示为：

$H_{\mathrm{echo}}\left(f\right)=\frac{H_{\∞}\left(f\right)Z_{\mathrm{in}}\left(f\right)+Z_{h0}\left(f\right)}{Z_{\mathrm{in}}\left(f\right)+Z_{\mathrm{hyb}}\left(f\right)}---\left(2\right)$

其中，Z_in(f)是较早提到的、作为频率f的函数的、线路2的输入阻抗；而Z_h0(f)、Z_hyb(f)和H_∞(f)是复向量并且是上面提到的收发器模型值。

在校准测量某一型式的收发器之后，可确定其向量。然后将这些向量即收发器模型值预存储在例如所测量型式的收发器的软件中，例如收发器1的存储器12中。然后将模型值用于属性最初未知的线路2的环路测试。

结合图3将论及如何执行校准测量。图示出测试收发器31，在用于线路2的接口5将不同预定值的测试阻抗9连接到测试收发器31。带有存储器33的测量装置32连接到测试收发器的输入63和输出64。测量装置32向测试收发器31发送控制信号VC1并且使测试收发器31产生宽带收发器测试信号vt_in’对于测试阻抗9的每一个值产生一个。在测试收发器中接收反射的输出收发器测试信号vt_out，测试收发器向测量装置发送相应的控制信号VC2。完整的测量需要测量三个选定阻抗值。然后根据关系式(1)产生回波传递函数H_echo(f)。

使用用于校准的三个阻抗值足够产生收发器值。为得到更精确的值，可使用多于三个阻抗。这产生超定方程系统。关于用于校准的测试阻抗9的一组标准值的实例是开路、短接电路和对应于环路预期值的阻抗值、例如100欧姆。应当注意，纯电阻元件的值通常只在有限的频率内是有效的，例如1MHz。对于更高频率，推荐测量“电阻”元件的阻抗值。

以下面的方式执行所测量的收发器31的三个复向量Z_h0(f)、Z_hyb(f)和H_∞(f)的产生。在关系式(2)中的回波传递函数模型可表示为：

$\left(\begin{array}{ccc}1& -H_{\mathrm{echo}}\left(f\right)& Z_{\mathrm{in}}\left(f\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{Z}_{\mathrm{ho}}\left(f\right)\\ Z_{\mathrm{hyb}}\left(f\right)\\ H_{\∞}\left(f\right)\end{array}\right)=H_{\mathrm{echo}}\left(f\right)Z_{\mathrm{in}}\left(f\right)---\left(3\right)$

或者等效Ax＝b，其中

A＝(1-H_echo(f)Z_in(f))， $x=\left(\begin{array}{c}{Z}_{\mathrm{ho}}\left(f\right)\\ Z_{\mathrm{hyb}}\left(f\right)\\ H_{\∞}\left(f\right)\end{array}\right)$ 和b＝H_echo(f)Z_in(f)

系统Ax＝b的通解是

x＝(A^TA)^-1A^Tb

通过使用如上所述用不同类型的输入终端9测量的传递函数H_echo(f)的值，可求出向量x。这样产生的向量x的校准值存储在例如测量装置32的存储器33或所测量型式的收发器的存储器12中。注意到，A、x和b通常是复值且频率相关。

在为实际未知线路2测量回波传递函数H_echo(f)之后，收发器1在接口5看到的线路2的输入阻抗可产生为：

$Z_{\mathrm{in}}\left(f\right)=\frac{Z_{h0}\left(f\right)-Z_{\mathrm{hyb}}\left(f\right)H_{\mathrm{echo}}\left(f\right)}{H_{\mathrm{echo}}\left(f\right)-H_{\∞}\left(f\right)}---\left(4\right)$

概括来说，首先校准收发器(像收发器1)的某一硬件。这是借助于阻抗9和收发器测试信号vt_in和vt_out对测试收发器31执行的。计算向量x，并将向量x的值存储并使其可用于具有相同硬件的任何收发器。然后借助于环路测试信号v_in和v_out由收发器1为属性未知的线路2测量回波传递函数H_echo(f)。然后产生线路2的频率相关输入阻抗Z_in(f)，如从收发器接口5看到的。

在上面描述的实施例中，收发器测试信号vt_in、vt_out和环路测试信号v_in、v_out都是宽带信号。使用具有任何希望的频宽的信号用于校准和测量线路是可能的。校准和环路测试将当然仅对于选定的频率范围有效。已经提到，收发器模型值存储在收发器1的存储器12中。显然的备选是将值存储在存储器33或某一中央计算机的存储器中，并且当需要它们以产生例如线路2的输入阻抗Z_in(f)时，将它们传送到收发器1。而且，在说明书中已提到用于通信目的的测试收发器31和收发器1。测试收发器31可以是基于相同硬件的一组收发器中的任一个。显然，测试收发器可用于通信目的。

结合图4和5的流程图将简短描述上面的收发器模型值的产生和线路2的阻抗值的产生。

图4示出产生并存储收发器模型值。在步骤601，方法开始于选择用于测试目的的收发器31。在步骤602，选择具有预定值的阻抗9，而在步骤603，将阻抗连接到测试收发器31的线路连接。在步骤604，通过收发器31将收发器测试信号vt_in发送到线路2。为得到可用于宽范围应用的收发器模型值，测试信号是宽带信号。由远程装置3反射信号并通过收发器31之后，在步骤605反射信号作为收发器测试信号vt_out被接收。在首先将信号vt_in和vt_out转化到频域内之后，在步骤606，在计算装置32中为实际阻抗9产生回波传递函数H_echo(f)。在步骤607，调查是否已经对足够数量的阻抗9进行了测量，使得能够产生收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)和H_∞(f)。在选择“否1”中，在步骤602另外选择阻抗9。对于选择“是1”，在步骤608产生收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)和H_∞(f)。在步骤609，将向量x即收发器模型值存储在存储器33中。接着，在步骤610选择用于通信目的的收发器1。在步骤611将Z_h0(f)、Z_hyb(f)和H_∞(f)传送到选定的收发器1并存储在存储器12中。

图5示出在到线路2的收发器接口5处的频率相关线路输入阻抗Z_in(f)的产生。在步骤701，将用于通信目的的收发器1连接到带远程装置3的线路2。在步骤702，发送环路测试信号v_in。在步骤703，收发器接收由线路2反射的环路测试信号v_out并对其测量。在步骤704，在计算装置11中产生频率相关回波传递函数H_echo(f)。在步骤705，借助于存储的收发器模型值和回波传递函数，在装置11中产生线路2的频率相关阻抗值Z_in(f)。依照关系式(4)执行该产生。

附录1

针对DAFE 708的回波传递函数的仿真

摘要

目的

应用

内容

1引言........................................................................11

2用于符号分析的仿真模型......................................................11

2.1用户电缆..................................................................11

2.2线路变压器................................................................12

2.3带外滤波器................................................................15

2.4线路驱动器/接收器.........................................................18

3回波传递函数和环路阻抗......................................................24

4回波冲激响应................................................................28

5附录A-仿真模型的验证........................................................33

6参考........................................................................40

1引言

DAFE 708单元包含Broadcom BladeRunner芯片组(DSP和编解码器)和10个模拟线路接口。在lnfineon线路驱动器/接收器PBM 39714周围设计线路接口。为了测试单端环路测试(SELT)算法并研究制造测试特征，包括模拟前端的仿真模型可能有所帮助。使用该模型易于检查改变连接到线路接口的外部负载或环路以及PCB上内部元件的影响。

在下面，为DAFE 708的模拟部件开发基于符号表达式的这种模型。主要目的是推导可用于估算回波传递函数H_echo的表达式。

图1：DAFE 708的模拟部件的框图

图1示出所考虑的电路。模拟部件分为三块-PBM 39714驱动器/接收器/回波消除器、带外噪声抑制滤波器和线路变压器。假设编解码器输出为恒压电源e_in。两个串联电容器插入在编解码器输出和线路驱动器之间。回波传递函数定义为H_echo＝v_out/e_in，其中v_out是在编解码器输入端接收的输出电压。编解码器输入有24kΩ的差分负载阻抗。插入所示的电容器C4、C5和C6以便对接收器输出执行一些低通和高通滤波。

下面分析每个块并且用公式表示符号表达式。最后将这些表达式进行组合以产生回波传递函数。在可以估算H_echo之前，必须计算用户环路的输入阻抗Z_IN。这需要知道电缆的基本常数、环路长度和远端终端。

2用于符号分析的仿真模型

2.1用户电缆

通过使用参考[1]的附录A中的ETSI环路基本常数的表达式计算用户环路的输入阻抗。得到基本常数后，二次常数由下列表达式给出

$Z_0=\sqrt{\frac{R+\mathrm{j\ωL}}{G+\mathrm{j\ωC}}}$ 和 $\mathrm{\γ}=\sqrt{(R+\mathrm{j\ωL})(G+\mathrm{j\ωC})}$

长度为d的环路的链接(chain)矩阵则由下列表达式给出

$\left\{\begin{array}{c}{V}_1\\ i_1\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{cc}\cosh \left(\mathrm{\γd}\right)& Z_0\sinh \left(\mathrm{\γd}\right)\\ \frac{\sinh \left(\mathrm{\γd}\right)}{Z_o}& \cosh \left(\mathrm{\γd}\right)\end{array}\right\}\left\{\begin{array}{c}{V}_2\\ I_2\end{array}\right\}$

根据给定的远端终端Z_T，可使用下列表达式计算输入阻抗Z_IN

$Z_{\mathrm{IN}}=\frac{Z_T\cosh \left(\mathrm{\γd}\right)+Z_0\sinh \left(\mathrm{\γd}\right)}{\frac{Z_T}{Z_0}\sinh \left(\mathrm{\γd}\right)+\cosh \left(\mathrm{\γd}\right)}$

2.2线路变压器

图2：DAFE 708的线路变压器

图2示出线路变压器以及串联电容器C1。全部的四个绕组L1、L2、L3和L4放置在同一磁心上并且紧密地耦合在一起。假定L1和L2的匝数相等并且L3和L4的匝数也相等。

当仅考虑差分、平衡的端口信号时，可以简化变压器的示意图以便更容易地推导特征。

图3：线路变压器的简化模型

如图3所示，4绕组对称变压器被分为两个单独的变压器。每个变压器由等效电路替换，该等效电路由理想变压器和两个电感线圈L1(L2)和L1s(L2s)组成。理想变压器的匝数比N与原始变压器相等。如图3所示，理想变压器在变压器的终端电压和电流上施加了一些约束。

电感线圈L1(L2)表示在线路侧的主电感并且该电感实际上是在线路侧测量的开路电感的一半。L1s(L2s)表示漏电感并且是在线路侧测量的短路电感的一半(两种情况下C1均被短路)。

为了得到线路变压器的链接矩阵，考虑在图3中示出的端口电压和电流。该电路的等式是

$\frac{V_3}{N}+\frac{V_4}{N}=V_1$ $s{L}_{1s}{i}_2+v_3+\frac{i_2}{s{C}_1}+v_4+s{L}_{2s}{i}_2=v_2$

v₃＝sL₁i₃ v₄＝sL₂i₄ $i_3=\frac{i_1}{N}+i_2$ $i_4=\frac{i_1}{N}+i_2$

如果我们假定两个单独的变压器是相等的(L1＝L2)，我们有i₄＝i₃和v₄＝v₃。这以及等式3到6可用于从等式1和2中消去v₃、v₄、i₃、i₄。

代入后，第二等式为

$i_1=\frac{N}{2L_{1}s}{v}_2-N\frac{(2L_1+L_{2s})C_1{s}^2+1}{2L_1{C}_1{s}^2}{i}_2$

在第一个等式中引入该表达式以及替代项。重新整理后，结果为

$v_1=\frac{1}{N}{v}_2-\frac{2L_{1s}{C}_1{s}^2+1}{N{C}_{1}s}{i}_2$

链接矩阵定义为

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1\\ i_1\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{cc}{A}_T& B_T\\ C_T& D_T\end{array}\right\}\left\{\begin{array}{c}{v}_2\\ -i_2\end{array}\right\}$

与后两个表达式比较，我们得到线路变压器的链参数：

$A_T=\frac{1}{N}$ $B_T=\frac{L_1{C}_1{S}^2+1}{N{C}_{1}s}$

$C_T=\frac{N}{L_{m}s}$ $D_T=N\frac{(L_m+L_1)C_1{s}^2+1}{L_m{C}_1{s}^2}$

其中，我们引入L_m＝L₁+L₂和L₁＝L_1s+L_2s，作为在线路侧分别测量的总的主电感和总的漏电感(其中C1被短路)。

版本R1.1的实际元件值是

L_m＝2.1mH，L₁＝2μH，C₁＝33nF，N＝2.0。

四个具有这些值的链参数的数值在图4中表示。

图4：线路变压器的链参数A、B、C和D

2.3带外滤波器

为了抑制高于ADSL频带的噪声和谐波失真，有必要在线路驱动器和线路变压器之间引入带外滤波器。OOB滤波器具有图5所示的下列结构。

图5：针对带外噪声的滤波器

假定L_F1＝L_F2，串联分支的阻抗是Z₁＝Z₂＝sL_F1。分路分支的阻抗是

$Z_3=s{L}_{F3}+\frac{1}{s{C}_{F3}}=\frac{L_{F3}{C}_{F3}{s}^2+1}{s{C}_{F3}}$

利用i₂＝0和施加的电压v₁，我们有

$v_2=\frac{Z_3}{Z_3+2Z_1}{v}_1$ 或 $v_1=\frac{Z_3+2Z_1}{Z_3}{v}_2$

如果把阻抗的表达式代入等式，则结果为

$v_1=\frac{(L_{F3}+2L_{F1})C_{F3}{s}^2+1}{L_{F3}{C}_{F3}{s}^2+1}{v}_2$

利用i₂＝0和施加的电流i₁，我们有v₂＝Z₃i₁或i₁＝v₂/Z₃

$i_1=\frac{C_{F3}s}{L_{F3}{C}_{F3}{s}^2+1}{v}_2$

利用v₂＝0和施加的电压v₁，我们有i₂＝v₁/2L_F1s或

v₁＝2L_F1s·i₂

利用i₂＝0和施加的电流i₁我们有i₂＝i₁或i₁＝i₂。

链接矩阵定义为

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1\\ i_1\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{cc}{A}_F& B_F\\ C_F& D_F\end{array}\right\}\left\{\begin{array}{c}{v}_2\\ i_2\end{array}\right\}$

比较上文推导出的表达式，我们有OOB滤波器的链参数：

$A_F=\frac{(L_{F3}+2L_{F1})C_{F3}{s}^2+1}{L_{F3}{C}_{F3}{s}^2+1}$ B_F＝2L_F1s

$C_F=\frac{C_{F3}s}{L_{F3}{C}_{F3}{s}^2+1}$ D_F＝1

R1.1版本的实际元件值是：

L_F1＝L_F2＝680μH，L_F3＝270μH，C_F3＝4.7nF。

四个具有这些值的链参数的幅值在图6中表示。

图6：OOB滤波器的电路参数A、B、C和D

如果用户环路Z_IN的输入阻抗已知，则图1中所示的AFE的驱动器负载阻抗Z_L可从下式得到

$Z_L=\frac{A_L{Z}_{\mathrm{IN}}+B_L}{C_L{Z}_{\mathrm{IN}}+D_L}$

通过带外滤波器的链接矩阵和线路变压器的链接矩阵相乘得到四个系数

$\left\{\begin{array}{cc}{A}_L& B_L\\ C_L& D_L\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{cc}{A}_F& B_F\\ C_F& D_F\end{array}\right\}\left\{\begin{array}{cc}{A}_T& B_T\\ C_T& D_T\end{array}\right\}$

如果由100Ω的电阻器替代用户环路，则负载阻抗Z_L变为如图7所示

图7：线路接口端接到100Ω的驱动器负载阻抗Z_L

在理想情况下，Z_L应当由100Ω/N²＝25Ω给出，这只大约在100kHz到1MHz之间的情况下见到。低频的峰值由线路变压器和线路侧的串联电容器引起。OOB滤波器的串联谐振电路能响应的最小值为2MHz。

2.4线路驱动器/接收器

图8：具有PBM 39714线路驱动器/接收器的AFE示意图

模拟前端(AFE)除了包括线路变压器和带外滤波器之外，还包括PBM 39714线路驱动器/接收器和一些外部元件。PBM 39714是包括回波消除器电桥的差模线路驱动器和接收器。图8中示出该装置的适合模型。输入端子是具有输入电阻器RA6和RB6的TVP和TVN。放大的发送信号出现在驱动器输出端子DR1和DR2之间。由RSA、CSA和RSHA(RSB、CSB和RSHB)组成的读出阻抗网络Z_s与驱动器输出串联放置。读出阻抗网络端子处的电压转换成通过端子SA1和SB1(SA2和SB2)处的两个3kΩ的电阻器的电流。将这些电流从两个电流控制电流源FA1和FA2(FB1和FB2)中减去。差电流表示读出阻抗网络两端的电压或驱动器输出电流乘以Z_s。反馈该电流以控制驱动器输出电压。结果是驱动器输出阻抗等于Z_s乘以实比例因子K。通过受控源FA3(FB3)的第二反馈通路用于设置驱动器输出级的发送增益。

回波消除器由电阻器电桥RA7、RA8、RB7和RB8组成。如果负载阻抗Z_L与读出阻抗K*Z_s相匹配，则在电桥的选定电阻器比例的情况下，输出端子RP和RN之间的回波信号将理想地为0。

接收通路是完全无源的。通过电桥电阻器RA8和RB8读出通过线路变压器的接收信号，该信号出现在端子RP和RN之间的。然而，回波消除器还影响所接收的信号。并联电容器CR和两个串联电容器CRP和CRN以及接收器输出阻抗和编解码器输入阻抗组成输出滤波器。

为了推导回波传递函数的符号表达式，使用图9中的线路驱动器/接收器的简化、非平衡模型。电路的详细分析在参考[2]中介绍。

图9：线路驱动器/接收器的用于推导回波传递函数的简化、非平衡模型

回波传递函数H_echo(f)由H_echo＝v_out/e_in给出。该式还可写为

$H_{\mathrm{echo}}=\frac{v_{\mathrm{out}}}{e_{\mathrm{in}}}=\frac{v_{\mathrm{out}}}{{v^{\′}}_{\mathrm{out}}}\frac{{v^{\′}}_{\mathrm{out}}}{e_{\mathrm{in}}}$

其中，v_out/v′_out是输出滤波器的传递函数。

下面的等式应用于图9中的电路(还可参见参考[2]的2.3节)

${v^{\′}}_{\mathrm{out}}=v_5-v_4=\frac{R_7}{R_7+R_5}{v}_2-\frac{R_8}{R_8+R_6}{v}_3$

$i_5=\frac{v_2}{R}$ $i_6=\frac{v_3}{R}$ v₁＝Z_Ai₃ v₂＝μv₁ v₃＝Z_L1i₄ v₂-v₃＝Z_Si₄

$i_3=i_1+i_2=\frac{a_{\mathrm{in}}}{Z_1}{e}_{\mathrm{in}}-a_1{i}_5+a_1{i}_6-a_2{i}_6$

通过代入可能推导出

$v_2=(1+\frac{Z_S}{Z_{L1}})v_3$ 和

$v_2=\mathrm{\μH}(\frac{a_{\mathrm{in}}}{Z_1}{e}_{\mathrm{in}}-\frac{a_1}{R}{v}_2+\frac{a_1}{R}{v}_3-\frac{a_2}{R}{v}_3)$

现在可能消去v₂并得到由该等式表示的v₃。

$v_3+\frac{Z_S}{Z_{L1}}{v}_3+\mathrm{\μ}{Z}_A\frac{a_2}{R}{V}_3+\mathrm{\μ}{Z}_A\frac{a_1}{R}\frac{Z_S}{Z_{L1}}{v}_3=\mathrm{\μ}{Z}_A\frac{a_{\mathrm{in}}}{Z_{L1}}{e}_{\mathrm{in}}$ 或

$v_3=\frac{R{Z}_{L1}\mathrm{\μ}{Z}_A{a}_{\mathrm{in}}}{Z_1(R(Z_{L1}+Z_S)+\mathrm{\μ}{Z}_A(a_2{Z}_{L1}+a_1{Z}_S))}{e}_{\mathrm{in}}$

使用v₂和v₃之间的第一关系式，可能将v₂表示为

$v_2=\frac{R(Z_{L1}+Z_S)\mathrm{\μ}{Z}_A{a}_{\mathrm{in}}}{Z_1(R(Z_{L1}+Z_S)+\mathrm{\μ}{Z}_A(a_2{Z}_{L1}+a_1{Z}_S))}{e}_{\mathrm{in}}$

现在将最后两个表达式代入v′_out，的等式得到

${v^{\′}}_{\mathrm{out}}=\frac{\mathrm{R\μ}{Z}_A{a}_{\mathrm{in}}}{Z_1(R(Z_{L1}+Z_S)+\mathrm{\μ}{Z}_A(a_2{Z}_{L1}+a_1{Z}_S))}[\frac{R_7}{R_7+R_5}(Z_{L1}+Z_S)-\frac{R_8}{R_8+R_6}{Z}_{L1}]$

如果我们假定R₅＝R₈并且R₇＝R₆，则该式可重新整理为

$\frac{{v^{\′}}_{\mathrm{out}}}{e_{\mathrm{in}}}=\frac{\mathrm{\μ}{Z}_{A}R{a}_{\mathrm{in}}}{Z_1(R_6+R_8)}\frac{(R_6-R_8)Z_{L1}+R_6{Z}_S}{(R+\mathrm{\μ}{Z}_A{a}_2)Z_{L1}+(R+\mathrm{\μ}{Z}_A{a}_1)Z_S}$

如果R₈/R₆＝1+Z_s/Z_L1，则看到v′_out＝0(回波消除)传递函数v′_out/e_in还可表示为

$\frac{{v^{\′}}_{\mathrm{out}}}{e_{\mathrm{in}}}=G_1\frac{A_1{Z}_{L1}+A_0}{B_1{Z}_{L1}+B_0}$

通过比较最后两个表达式，现在系数可以相等。则我们有

$G_1=\frac{\mathrm{\μ}{Z}_{A}R{a}_{\mathrm{in}}}{Z_1(R_6+R_8)}$ A₁＝R₆-R₈         A₀＝R₆Z_S

B₁＝R+μZ_Aa₂  B₀＝(R+μZ_Aa₁)Z_S

为了得到回波传递函数，我们需要推导输出滤波器的传递函数H_out＝v_out/V′_out。通过考虑图9中的滤波电路可能计算出传递函数

$H_{\mathrm{out}}=\frac{R_{R2}{C}_{\mathrm{RP}}s}{R_{R1}{R}_{R2}{C}_{\mathrm{RP}}{C}_R{s}^2+(R_{R1}{C}_{\mathrm{RP}}+R_{R1}{C}_R+R_{R2}{C}_{\mathrm{RP}})s+1}$

如果我们把回波传递函数H_echo写为

$H_{\mathrm{echo}}=\frac{v_{\mathrm{out}}}{e_{\mathrm{in}}}=G\frac{A_1{Z}_{L1}+A_0}{B_1{Z}_{L1}+B_0}$

我们看到乘数是G＝G₁*H_out而其它系数保持不变时，。

为了利用用于H_echo的表达式进行计算，我们需要频率相关量Z₁、Z_s和μ。

Z₁由下式给出

$Z_1=R_1+\frac{1}{s{C}_1}=\frac{s{R}_1{C}_1+1}{s{C}_1}$

读出阻抗Z_s由下式给出

$Z_S=\frac{1}{\frac{1}{R_{S1}}+\frac{s{C}_{S2}}{s{R}_{S2}{C}_{S2}+1}}=\frac{R_{S1}(s{R}_{S2}{C}_{S2}+1)}{s(R_{S1}+R_{S2})C_{S2}+1}$

开环增益μ由直流增益μ₀和电阻器R_μ和电容器C_μ给出的转折频率确定。

$\mathrm{\μ}=\frac{{\mathrm{\μ}}_0}{s{R}_{\mathrm{\μ}}{C}_{\mathrm{\μ}}+1}$

考虑到这些修改，H_echo的系数最终可如下确定：

$G=\frac{\mathrm{\μ}{Z}_{A}R{a}_{\mathrm{in}}}{Z_1(R_6+R_8)}{H}_{\mathrm{out}}$

A₁＝R₆-R₈       A₀＝R₆Z_S

B₁＝R+μZ_Aa₂    B₀＝(R+μZ_Aa₁)Z_S

其中 $Z_1=\frac{s{R}_1{C}_1+1}{s{C}_1}$ $Z_S=\frac{R_{S1}(s{R}_{S2}{C}_{S2}+1)}{s(R_{S1}+R_{S2})C_{S2}+1}$

$\mathrm{\μ}=\frac{{\mathrm{\μ}}_0}{s{R}_{\mathrm{\μ}}{C}_{\mathrm{\μ}}+1}$ 和

$H_{\mathrm{out}}=\frac{R_{R2}{C}_{\mathrm{RP}}s}{R_{R1}{R}_{R2}{C}_{\mathrm{RP}}{C}_R{s}^2+(R_{R1}{C}_{\mathrm{RP}}+R_{R1}{C}_R+R_{R2}{C}_{\mathrm{RP}})s+1}$

版本R1.1的实际元件值是：。

R₁＝2.2kΩ，C₁＝2.2nF，a_in＝-4.0，Z_A＝1，R_μ＝1kΩ，C_u＝15nF，μ₀＝10⁺⁶

a₁＝2.84，a₂＝0.5，R＝3kΩ

R_S1＝15Ω，R_S2＝2.7Ω，C_S2＝680nF，R₆＝1.27kΩ，R₈＝1.5kΩ，

R_R1＝R₆//R₈＝687.7Ω，R_R2＝12kΩ，C_R＝2＊680pF＝1.36nF，C_RP＝1.5nF.如果负载阻抗Z_L1是已知，则可从下式计算回波传递函数

$H_{\mathrm{echo}}=G\frac{A_1{Z}_{L1}+A_0}{B_1{Z}_{L1}+B_0}$

注意在该表达式中的Z_L1应当仅是2.3节中计算的阻抗Z_L的一半！这是因为H_echo的表达式是基于AFE电路的不平衡型式。

对于由100Ω的电阻器替换用户环路的情况，相应的回波传递函数在下面示出。

图10：线路接口端接到100Ω的回波传递函数

计算回波传递函数的过程现在可叙述如下：

1.得到选定类型电缆的基本电缆参数(R、L、G、C)、电缆长度(d)和远端终端阻抗(Z_T)。计算环路的输入阻抗Z_IN。

2.通过使用线路变压器和带外滤波器部件的组合链接矩阵和环路阻抗Z_IN计算驱动器负载阻抗Z_L。

3.利用负载阻抗Z_L1＝Z_L/2，通过使用线路驱动器/接收器PBM39714的H_echo的表达式可计算回波传递函数。

3回波传递函数和环路阻抗

回波传递函数在前述2.4节中得到为

$H_{\mathrm{echo}}=G\frac{A_1\frac{Z_L}{2}+A_0}{B_1\frac{Z_L}{2}+B_0}$

并且负载阻抗Z_L涉及如2.3节所示的用户环路的输入阻抗Z_IN

$Z_L=\frac{A_L{Z}_{\mathrm{IN}}+B_L}{C_L{Z}_{\mathrm{IN}}+D_L}$

如果将该表达式代入H_echo的表达式，在一些重新整理之后我们有

$H_{\mathrm{echo}}=G\frac{(\frac{A_1}{2}{A}_L+A_0{C}_L)Z_{\mathrm{IN}}+(\frac{A_1}{2}{B}_L+A_0{D}_L)}{(\frac{B_1}{2}{A}_L+B_0{C}_L)Z_{\mathrm{IN}}+(\frac{B_1}{2}{B}_L+B_0{D}_L)}$

如果我们将H_echo写为

$H_{\mathrm{echo}}=\frac{Y_1{Z}_{\mathrm{IN}}+M_1}{Y_2{Z}_{\mathrm{IN}}+M_2}$

则我们有下列标识

$Y_1=G(\frac{A_1}{2}{A}_L+A_0{C}_L)$ $M_1=G(\frac{A_1}{2}{B}_L+A_0{D}_L)$

$Y_2=\frac{B_1}{2}{A}_L+B_0{C}_L$ $M_2=\frac{B_1}{2}{B}_L+B_0{D}_L$

如果

这是在用户环路被开路所替换情况下的回波传递函数。

如果

这是在用户环路被短路所替换情况下的回波传递函数。

除以Y₂，H_echo还可写为

$H_{\mathrm{echo}}=\frac{\frac{Y_1}{Y_2}{Z}_{\mathrm{IN}}+\frac{M_1}{Y_2}}{Z_{\mathrm{IN}}+\frac{M_2}{Y_2}}=\frac{H_{\∞}{Z}_{\mathrm{IN}}+Z_{h0}}{Z_{\mathrm{IN}}+Z_{\mathrm{hyb}}}$

其中Z_hyb＝M₂/Y₂和Z_h0＝M₁/Y₂。

使用实际元件值可计算这四个突出显示的函数。结果在下面示出。

H_echo的最后表达式还可写为

H_echoZ_IN+H_echoZ_hyb-H_∞Z_IN-Z_h0＝0

如果利用一组适当的终端Z_IN测量回波传递函数H_echo，则将该表达式看作一组等式有可能求出未知系数Z_hyb、Z_h0和H_∞。这在参考[3]中详细描述。利用Z_IN→∞从一个单次测量可直接确定系数H_∞。利用两个不同的电阻终端，应当可能得到其余的系数Z_hyb和Z_h0。由于H_echo总是Z_IN的双线性函数，这些参数完全表征包括线路变压器的模拟前端。

利用连接到ADSL调制解调器上的实际用户环路现在可能推导环路的输入阻抗Z_IN。这是通过转化H_echo的表达式实现的

$Z_{\mathrm{IN}}=\frac{Z_{h0}-H_{\mathrm{echo}}{Z}_{\mathrm{hyb}}}{H_{\mathrm{echo}}-H_{\∞}}$

该方法在参考[3]中进一步描述。

该过程可如下描述：

1.测量线路端子开路时的回波传递函数并将结果保存为H_∞。

2.测量至少两个电阻终端的回波传递函数(更多的测量可提高精确度)。

3.求出参数Z_hyb和Z_h0并保存结果。这完成校准过程。

4.测量实际环路连接到ADSL调制解调器时的回波响应并计算输入阻抗Z_IN。

5.输入阻抗Z_IN可接下来用于识别用户环路。

4回波冲激响应

所测量的回波传递函数可用于推导相应的回波冲激响应。通常仅在有限数目的离散频率处测量回波传递函数。如果假定H_echo在Nyquist频率以上是频带受限的，则可将其认为是时间离散系统的回波传递函数的周期。在2^N频率点对H_eco采样以给出H_echo(kF)，其中F是样本之间的距离。如果在f＝0周围利用复共轭对称扩展H_echo(kF)，则在其上执行的IFFT将产生相应的时间离散回波冲激响应H_echo(kT)。

对于典型的用户环路，h_echo有脉冲般波形，在接近于0的时间t有大的峰值。跟随在该脉冲之后的是主要由线路变压器部件引起的阻尼振荡。在该曲线的某处可见到另一小的脉冲般波形。这表示来自环路远端的初始脉冲波形的反射。

通过测量发生第一脉冲和第二脉冲之间的时间间隔，可得到在实际用户环路中的往返延迟时间。如果电缆的传播速度已知，则可计算实际电缆长度d。

第一和第二脉冲中的能量之间的比率可用于估计电缆损耗，因为该比率应当近似为exp(-2αd)。利用回波响应的带通滤波型式非常便利地实现该部分，以估算在某一频率的电缆损耗。更多的细节参见参考[4]。

然而，AFE中的模拟回波消除器的存在往往使本方法有如下所述问题。

在确定电缆长度和电缆损耗时需要的是在用户环路输入处时间上的入射和反射脉冲波形。然而，可用的信息是在接收器输出端子测量的回波冲激响应。因此有必要将所测量的冲激响应从接收器输出“转换”到线路端子或到线路变压器输入也一样。这在下面的图11和图12中说明。

图11：入射波的回波通路

图12：反射波的接收通路

从参考[2]、2.3节或2.4节中的等式，我们有从AFE输出电压v₃′到编解码器输入电压v_out′的传递函数，e_line＝0和e_in≠0。

${v^{\′}}_{\mathrm{out}}=v_5-v_4=\frac{R_6}{R_6+R_8}(1+\frac{Z_S}{Z_{L1}}){v^{\′}}_3-\frac{R_8}{R_8+R_6}{v^{\′}}_3$

其可重新整理为

$H_{\mathrm{inc}}=\frac{{v^{\′}}_{\mathrm{out}}}{{v^{\′}}_3}=\frac{R_6{Z}_S+(R_6-R_8)Z_{L1}}{(R_6+R_8)Z_{L1}}$

e_line≠0和e_in＝0时的编解码器输入电压v_out″可写为(也可见参考[2]、2.4节)

${v^{\′\′}}_{\mathrm{out}}=v_5-v_4=\frac{R_6}{R_6+R_8}{v}_2-\frac{R_8}{R_8+R_6}{v}_3$

e_in＝0时，我们有

$v_2=\mathrm{\μ}{Z}_A(-\frac{a_1}{R}{v}_2+\frac{a_1}{R}{v}_3-\frac{a_2}{R}{v}_3)$

使用该表达式可消去v₂并且传递函数现在变为

$H_{\mathrm{rfl}}=\frac{{v^{\′\′}}_{\mathrm{out}}}{{v^{\′\′}}_3}=\frac{(a_1-a_2)\mathrm{\μ}{Z}_A{R}_6-(A_1\mathrm{\μ}{Z}_A+R)R_8}{(R_6+R_8)(a_1\mathrm{\μ}{Z}_A+R)}\≅\frac{(a_1-a_2)R_6-a_1{R}_8}{a_1(R_6+R_8)}$

两个函数H_inc和H_rfl均应乘以输出滤波器的传递函数H_out。因为我们仅对函数之间的比率感兴趣，所以这可省略。

可注意到，当H_rfl独立于负载阻抗Z_L1时，入射信号H_inc的传递函数取决于Z_L1或用户环路的阻抗。两个函数都是频率相关的。

如果我们考虑经过带通滤波的脉冲的包络，这发生在h_echo(t)中，假设可如下得到在线路变压器处的包络

入射波形：

反射波形：

计算估计的电缆损耗为

$A=\frac{1}{2}10{\log }_{10}\left(\frac{\mathrm{Env}\left(v_{3,\mathrm{inc}}\right)}{\mathrm{Env}\left(v_{3,\mathrm{rfl}}\right)}\right)=\frac{1}{2}{10\log }_{10}\left(\frac{\mathrm{Env}\left(v_{\mathrm{out},\mathrm{inc}}\right)}{\mathrm{Env}\left(v_{\mathrm{out},\mathrm{rfl}}\right)}\right)+{10\log }_{10}\left|\frac{H_{\mathrm{rfl}}}{H_{\mathrm{inc}}}\right|\mathrm{dB}$

最后一项是比例因子|H_rfl/H_inc|的对数。使用实际元件值可计算用户环路是0.4mm和0.5mm的PE电缆情况时的比例因子。结果在下面示出。该图示出比例因子是频率相关的，而且取决于用户环路的特征阻抗。因此不可能找到一个比例因子是适用所有情况的。

分析表明，相对于反射波，回波消除器减少了入射波的能量，这实际上是回波消除器的原理。优点是当抑制近端回波时改善了检索弱回波的动态范围。缺点是不能直接从测量的回波响应中得找到入射波的能量。

图13：入射包络的比例因子

参考[4]表明在不考虑比例因子的校正项的情况下电缆损耗的估计是如何变错的。

使用仿真模型来估计不同长度的0.4mm的PE电缆在300KHZ下的电缆损耗，再次说明比例因子的重要性。在此应用在参考[4]中描述的过程。在图14中，包络损耗是基于入射波和反射波的包络之间的比率的损耗。在图13中，0.4mm的PE电缆在300KHz的比例因子接近12.5或10.9dB。如果该幅值的比例因子项添加到包络损耗上，就产生电缆损耗。最后还在图14中示出电缆的标称电缆损耗以供比较。

图14：04PE环路在300KHZ的估计电缆损耗(回波消除器启用)

在仿真模型中有可能禁用回波消除器。如果禁用，则对于估计电缆损耗会出现下面的结果。这清晰地说明回波消除器对包络的影响。

图15：04PE环路在300KHZ的估计电缆损耗(禁用回波消除器)

附录A-仿真模型的验证

为了验证仿真模型，已经对DAFE 708单元进行了测量。在编解码器侧断开在编解码器和线路驱动器/接收器之间的串联电容器。发送信号e_in通过50/100Ω平衡变压器施加到电容器。在接收侧的串联电容器通过两个12kΩ的电阻器端接到地以仿真编解码器的输入阻抗。利用高阻抗差分探针放大器测量输出电压v_out。电缆仿真器连接到线路接口以仿真不同的环路。

在测量过程中用到了下列设备：

EDA R1.1IP DSLAM    BFB40102/A1P1B，008037AC4EE9

                    DAFE 708-ROA 119 708

和

网络分析仪4395A     Agilent            FAA21372

成套S参数配件       Agilent            FAA21741

差分探针放大器      Hewlett-Packard    FAA

电缆仿真器DLS400E   Spirent            FAA

利用网络分析仪测量回波传递函数。利用附到网络分析仪上的成套S参数配件测量仿真环路的输入阻抗。

首先将电缆仿真器的输入阻抗Z_IN与传输线公式计算的输入阻抗进行比较。长500米的末端开路(open ended)的0.5mm的PE电缆(ETSI环路#2)的结果在下面的图16中示出。在几乎高达1MHZ(相位角只能达500kHZ)的范围内，测量结果和计算结果之间有合理的一致性。对于其它环路长度观察到类似的结果。

在接下来的图17中，通过使用线路变压器和带外滤波器的组合链接矩阵的表达式来仿真驱动器负载阻抗Z_L。比较两种情况1)从Z_IN的传输线型式计算的Z_L和2)从测量的输入阻抗Z_IN计算的Z_L。两组结果彼此又非常接近。

图16：ETSI环路#2、d＝500m、Z_T＝∞时的输入阻抗Z_IN

图17：在ETSI环路#2、d＝500m、Z_T＝∞条件下的DAFE 708的驱动器负载阻抗Z_L

现在通过使用在2.4节推导出的表达式来仿真回波传递函数H_echo。上面提到的驱动器负载阻抗Z_L的两个结果用于H_echo的计算。将H_echo的仿真型式与利用网络分析仪测量的回波传递函数相比较。结果可在图18中得到。这三条曲线直到1MHZ时彼此接近。在用线性标度描绘H_echo的图19中这可能变得更明显。

图18：在ETSI环路#2、d＝500m、Z_T＝∞条件下的DAFE 708的回波传递函数。

图19：如图18中的H_echo，只是按线性标度

这些结果好像表明仿真模型提供了回波传递函数，其合理地接近于可在DAFE 708单元上所测量的。然而，如果增加环路长度，则H_echo的测量型式和仿真型式之间的一致性变得如图19和图20中显示的不尽如人意。没有完全阐明该差异的实际原因。一个解释是当环路长度增加时，负载阻抗Z_L接近标度的读出阻抗K*Z_s，导致回波损耗增加。由于高的回波损耗，H_echo变的甚至对线路驱动器/接收器的参数值的小变化非常灵敏。PBM 39714的仿真模型仅是宏观模型，其或许不能完全表征装置。

图20：在ETSI环路#2、d＝500m、Z_T＝∞条件下的DAFE708的回波传递函数

图21：在ETSI环路#2、d＝3000m、Z_T＝∞条件下的DAFE 708的回波传递函数

6参考

[1]ETSI TS 101388传输和复用(TM)；金属接入电缆上的接入传输系统；非对称数字用户线路(ADSL)-欧洲特定要求，2002-05。

(Transmission and Multiplexing(TM)；Accesstransmission systems on metallic access cables；Asymmetric Digital Subscriber Line(ADSL)-European specific requirements，2002-05.)

[2]ANA2812B具有PBM 39714的ADSL的模拟前端。(Analogue Front End for ADSL with PBM39714.)

[3]4/0363-FCP105581在2002-03-21环路测试和技术指标学术会议上导出的等式

(Derived equations during Loop Test andQualification workshop 2002-03-21.)

[4]ANA3255A利用回波冲激响应的SELT。(SELT using theEcho Impulse Response.).

Claims (10)

1.信号线路(2)的单端测试方法，所述方法包括：

-选择测试收发器(31)；

-将各自具有预定值的阻抗(9)连接到所述测试收发器(31)的线路连接(5)；

-在校准过程中，借助于所述阻抗(9)和测试信号vt_in、vt_out为所述测试收发器产生校准值，其中所述vt_in是所述测试收发器(31)发送的测试信号，所述vt_out是由所述测试收发器(31)接收的对应于所发送的测试信号vt_in经所述线路连接(5)反射回来的信号，

特征在于当连接至少三个所述阻抗(9)时，所述产生校准值包括：

-利用所述至少三个阻抗(9)为所述测试收发器(31)产生频率相关回波传递函数H_echo(f)；以及

-根据

并借助于为所述测试收发器(31)产生的频率相关回波传递函数H_echo(f)和相应的阻抗(9)的值Z_in(f)产生收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)、H_∞(f)作为所述校准值，所述模型值包括线路连接(5)开路时所述测试收发器(31)的回波传递函数H_∞(f)、从所述线路(2)侧看到的线路连接(5)处的收发器阻抗值Z_hyb(f)以及所述收发器阻抗值Z_hyb(f)与线路连接(5)短接时所述测试收发器(31)的回波传递函数H₀(f)的乘积Z_h0(f)。

2.如权利要求1所述的方法，包括存储所述收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)、H_∞(f)。

3.如权利要求1所述的方法，包括：

-选择与所述测试收发器(31)硬件类型相同的用于通信目的的收发器(1)；以及

-将所述收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)、H_∞(f)存储在用于通信目的的所述收发器(1)中。

4.如权利要求3所述的方法，包括：

-将包括所述信号线路(2)和远程装置(3)的环路连接到用于通信目的的所述收发器(1)；

-经由所连接的用于通信目的的所述收发器(1)向所述线路(2)发送环路测试信号v_in；

-经由用于通信目的的所述收发器(1)测量反射的环路测试信号v_out；

-为所述环路(2、3)产生回波传递函数H_echo(f)；

-根据并借助于所存储的收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)、H_∞(f)和为所述环路(2、3)产生的回波传递函数H_echo(f)，为所述线路(2)和所述远程装置(3)产生阻抗值Z_in(f)。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述环路(2、3)的测试是频率宽带测试。

6.一种信号线路(2)的单端测试系统，所述系统包括：

-测试收发器(31)；

-要连接到所述测试收发器(31)的线路连接(5)的各自具有预定值的阻抗(9)；

-测量装置(32)，借助于所述阻抗(9)和测试信号vt_in、vt_out在校准过程中为所述测试收发器产生校准值，其中所述vt_in是所述测试收发器(31)发送的测试信号，所述vt_out是由所述测试收发器(31)接收的对应于所发送的测试信号vt_in经所述线路连接(5)反射回来的信号；

特征在于

-设置所述测量装置(32)以利用至少三个所述阻抗(9)为所述测试收发器产生频率相关回波传递函数H_echo(f)；以及

-设置所述测量装置(32)以根据并借助于为所述测试收发器产生的频率相关回波传递函数H_echo(f)和相应的阻抗(9)的值Z_in(f)产生收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)、H_∞(f)作为所述校准值，所述模型值包括线路连接(5)开路时所述测试收发器(31)的回波传递函数H_∞(f)、从所述线路(2)侧看到的线路连接(5)处的收发器阻抗值Z_hyb(f)以及所述收发器阻抗值Z_hyb(f)与线路连接(5)短接时所述测试收发器(31)的回波传递函数H₀(f)的乘积Z_h0(f)。

7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述测量装置(32)具有用于存储所述收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)、H_∞(f)的存储器(33)。

8.如权利要求6所述的系统，其特征在于，它包括与所述测试收发器(31)硬件类型相同的用于通信目的的收发器(1)，并且用于通信目的的所述收发器(1)具有用于存储所述收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)、H_∞(f)的存储器(12)。

9.如权利要求8所述的系统，其特征在于，它包括：

-环路，包括所述线路(2)和远程装置(3)，所述环路连接到用于通信目的的所述收发器的收发器线路连接(5)；

-计算装置(11)；

-用于经由用于通信目的的所述收发器向所述线路(2)发送环路测试信号(v_in)并经由用于通信目的的所述收发器测量相应的反射信号v_out的装置，

设置所述计算装置(11)以为所述环路产生回波传递函数H_echo(f)，并根据

且借助于所存储的收发器模型值Z_h0(f)、Z_hyb(f)、H_∞(f)和为所述环路产生的回波传递函数H_echo(f)来为所述远程装置(3)和所述线路(2)产生阻抗值Z_in(f)。

10.如权利要求9所述的系统，其特征在于，设置用于经由用于通信目的的所述收发器向所述线路(2)发送所述环路测试信号v_in并经由用于通信目的的所述收发器测量相应的反射信号v_out的所述装置以发送频率宽带信号。

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