DE60019320T2

DE60019320T2 - Verbessertes verfahren zur ermittlung der schleifenkonfiguration eines teilnehmers

Info

Publication number: DE60019320T2
Application number: DE60019320T
Authority: DE
Inventors: Stefano Galli
Original assignee: Telcordia Technologies Inc
Current assignee: Intellectual Ventures II LLC
Priority date: 1999-09-30
Filing date: 2000-09-29
Publication date: 2006-03-09
Anticipated expiration: 2020-09-30
Also published as: CA2378839A1; ES2240237T3; WO2001024491A1; EP1219097A4; DE60019320D1; WO2001024482A1; EP1219097A1; CA2378839C; EP1219097B1

Description

TECHNISCHER BEREICH DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft die Bestimmung des Aufbaus von Kupferleitungen im öffentlichen Telefonnetz und insbesondere die Bestimmung des Aufbaus dieser Leitungen durch die Verarbeitung von an Diskontinuitäten der Leitungen erzeugten Echosignalen.
HINTERGRUND
Das Fundament der lokalen Netze der Telefongesellschaften ist die lokale Teilnehmerleitung. Die große Mehrheit der privaten und viele geschäftliche Teilnehmer werden über Torsionskabel aus Metall bedient, durch die ihre Telefone an eine lokale Schaltstelle angeschlossen sind. Wenn Teilnehmer Dienste, eine Veränderung der Dienste oder eine Kündigung der Dienste beantragen, müssen die Anlagen vor Ort ordnungsgemäß angeschlossen oder eingerichtet werden, was als „Außeneinrichtungen" bezeichnet wird, und die Telefongesellschaften beschäftigen speziell ausgebildete Angestellte, deren gesamte Arbeitszeit dieser Aufgabe gewidmet ist. Offensichtlich muß ein Betreiber über seine Teilnehmerleitungen, einschließlich die Anschlußstellen, und die Anpassungspunkte, wie die Verteilerstellen, etc., betreffende Kenntnisse verfügen. Diese als „Protokolle" bezeichneten Aufzeichnungen wurden in der Vergangenheit auf Papier geführt und in der jüngeren Vergangenheit manuell in eine Computerdatenbank eingegeben. Dennoch treten selbst bei der Eingabe in eine Datenbank nach wie vor Probleme auf, die damit im Zusammenhang stehen, daß die Protokolle zutreffend und aktuell geführt werden müssen.
Genaue Protokolle der Leitungsanlagen sind im Hinblick auf viele Aspekte des Geschäfts einer Telefongesellschaft von entscheidender Bedeutung. Zusätzlich zu der Notwendigkeit genauer Proto kolle zur Bereitstellung herkömmlicher Fernsprechdienste besteht die Notwendigkeit noch genauerer und detaillierterer Protokolle für die Bereitstellung einer völlig neuen Klasse von auf „xDSL" basierenden Diensten einschließlich der auf ISDN- (Integrated Services Digital Network, integriertes digitales Fernmeldenetz), HDSL (High Rate Digital Subscriber Line, digitale Teilnehmerleitung mit hoher Übertragungsgeschwindigkeit) ADSL- (Asymmetrical Digital Subscriber Lines, asymmetrische digitale Teilnehmerleitungen) und VDSL-Technologien (Very High Rate Digital Subscriber Lines, digitale Teilnehmerleitungen mit sehr hoher Übertragungsgeschwindigkeit) basierenden. Diese Technologien wurden so entwickelt, daß sie bei einer Klasse von Teilnehmerleitungen, wie nicht geladenen Leitungen (18.000 Fuß, ca. 5.500 m) oder CSA-Leitungen (Carrier Serving Area Leitungen, Trägerdienstbereichsleitungen) (9.000 bis 12.000 Fuß, ca. 2.750 bis 3.650 m) arbeiten. Tatsächlich ist die Notwendigkeit der Fähigkeit zur „Qualifikation" einer Leitung zur Bereitstellung einer dieser Technologien kritisch, seit diese Technologien entwickelt wurden und ihre Nutzung begann. Die Fähigkeit, Leitungen leicht und zutreffend zu qualifizieren, gestattet den Telefongesellschaften das Anbieten einer ganzen Reihe neuer Dienste, mit der Qualifikation von Leitungen verbundene Probleme und hohe Kosten können eine Nutzung potentiell verhindern und/oder entsprechende neue Einnahmen verringern oder unterbinden. Nicht abgeschirmte, mehrpaarige Kabel im bestehenden Teilnehmerleitungsnetz bilden die Hauptzugriffsverbindung der Telefonbenutzer zum Telefonnetz. In jüngster Zeit hat die Nachfrage nach neuen Diensten, wie Daten, Bildern und Video, enorm zugenommen, und die Telefongesellschaften planen, über lokale Glasfaserkabel Breitband-ISDN-Dienste anzubieten. Die Verlegung von Glasfaserkabeln im Zugangsbereich erfordert jedoch mindestens zwanzig Jahre, so daß es in der Zwischenzeit extrem wichtig ist, das vorhandene Kupferkabelnetz voll zu nutzen.
Obwohl viele unterschiedliche digitale Teilnehmeranschlußdienste, wie beispielsweise ISDN-Basisanschlüsse, HDSL, ADSL, VDSL und SDSL (Synchrones DSL) existieren, sind diese Dienste nicht immer für jeden Teilnehmer verfügbar, da die Kupferkabel mehr Probleme verursachen, als erwartet. Tatsächlich können die Kabellänge und das Vorhandensein von Lastspulen und überbrückten Anzapfungen die Leistung der DSL-Dienste beeinträchtigen. Unglücklicher Weise sind die Leitungsprotokolle unzuverlässig und entsprechen häufig nicht der tatsächlichen Leitungskonfiguration, so daß die vorhandenen Datenbanken nicht voll genutzt werden können.
Die Vorqualifikation der Leitungen ist nicht nur deswegen ein wesentliches Thema, weil sie bei der wirtschaftlichen Nutzung der DSL-Dienste hilfreich sein kann, sondern auch, weil sie Telefongesellschaften bei der Aktualisierung und Korrektur ihrer Leitungsnetzprotokolle helfen kann. Unter diesem Gesichtspunkt hat die Möglichkeit einer genauen Identifikation der Beschaffenheit der Leitungen einen wesentlich höheren wirtschaftlichen Wert, als eine einfache DSL-Qualifikation.
Eine Möglichkeit der Erstellung genauer Leitungsprotokolle ist die manuelle Überprüfung der vorhandenen Protokolle und ihre Aktualisierung, wenn sie lückenhaft oder ungenau sind. Diese Technik ist kostspielig und zeitaufwendig. Überdies machen neue Technologien, wie xDSL, zusätzliche Informationen erforderlich, die zuvor für die Sprachdienste nicht erfaßt wurden, so daß die Möglichkeit besteht, daß neue Informationen zu den vorhandenen Leitungsprotokollen hinzugefügt werden müssen. Die Hersteller von Prüfeinrichtungen bieten Meßgeräte an, die diesen Prozeß erheblich vereinfachen kön nen, jedoch typischer Weise das Aussenden von Außendienstmitarbeitern erfordern.
Eine weitere Methode zur Erlangung genauer Leitungsprotokolle ist die Durchführung einer Vorqualifikationsprüfung an den Leitungen. Es existieren im wesentlichen zwei Verfahren zur Durchführung einer Vorqualifikationsprüfung an den Leitungen: Messungen an einem oder an beiden Enden. Messungen an beiden Enden ermöglichen eine leichte Einschätzung der Impulsantwort einer Leitung mittels geeignet erstellter Prüfsequenzen. Eine Prüfung an beiden Enden erfordert jedoch Geräte an beiden Enden der Leitung. Genauer sind bei einer Prüfung an beiden Enden zusätzlich zur Ausrüstung an der Vermittlungsstelle, d.h. am nahe gelegenen Ende der Leitung, entweder das Vorhandensein einer Prüfvorrichtung (Smart Jack oder MTU) am entfernten Ende der Leitung oder das Entsenden eines Technikers zum Standort des Teilnehmers von Nöten, der ein Modem installiert, das mit dem Bezugsmodem in der Vermittlungsstelle kommuniziert. Ein beispielhaftes beidendiges System und Verfahren, bei dem Sprachbandinformationen extrapoliert werden, um die Eignung einer Teilnehmerleitung für DSL-Dienste festzustellen, ist in dem (an den Abtretungsempfänger der vorliegenden Erfindung abgetretenen) US-Patent 6,091,713 mit dem Titel „Method and System for Estimating the Ability of a Subscriber Loop to Support Broadband Services" von Lechleider et al. beschrieben.
Prüfungen an einem Ende sind dagegen weniger kostspielig und zeitaufwendig als Prüfungen an beiden Enden. Für Prüfungen von einem Ende sind lediglich Prüfgeräte an einem Ort erforderlich, beispielsweise in der Vermittlungsstelle. Tatsächlich besteht nicht die Notwendigkeit, einen Techniker zu entsenden, und die Vermittlungsstelle kann sämtliche Prüfungen im Stapelmodus durchführen, wobei der metallische Zugang über die Teilnehmerleitung mit voll verteilter Kapazität genutzt werden kann. Ein Beispiel eines derartigen Systems zur Prüfung an einem Ende ist das Produkt „MLT" (Mechanised Loop Testing, mechanisiere Leitungsprüfung), das als ein Bestandteil in dem verbreitet verwendeten, ursprünglich von Bell System entwickelten, automatisierten Leitungsprüfsystem enthalten ist. Bei dem MLT-System werden ein metallischer Prüfbus und voll verteilte metallische Zugangsrelais auf Leitungskartenelektronik verwendet. Durch diese Einrichtungen kann eine gegebene Teilnehmerleitung außer Betrieb genommen und metallisch mit einem zentralen Prüfkopf verbunden werden, an dem Messungen an einem Ende der Teilnehmerleitung vorgenommen werden können. Der Prüfkopf führt eine Reihe von Prüfungen durch, die darauf abzielen, den Schmalbandsprachdienst (4 kHz) zu warten und zu diagnostizieren, also beispielsweise durch das Anlegen von Gleich- und Wechselspannungen gültige Endsignaturen zu suchen. Dieses System ist hoch mechanisiert, hoch effizient und annähernd universell einsetzbar. Zudem ist das MLT-System mit einem LMOS-System (Line Monitoring Operating System, Leitungsüberwachungsbetriebssystem) verbunden, wodurch eine Einrichtung für einen Zugang zu und für eine Aktualisierung von Leitungsprotokollen bereitgestellt wird, die für Reaktionen auf Dienstleistungsbegehren oder Beschwerden von Teilnehmern nützlich ist. Da dieses System jedoch ausschließlich auf Schmalbandsprachdienste fokussiert ist, übersieht es wesentliche Merkmale des Aufbaus der Leitungen, die die Unterstützung von Breitbanddiensten vermittels DSL-Technogien unmöglich machen.
Eine weitere, allgemein bekannte Technik für Messungen an einem Ende beruht auf der Untersuchung von durch Mediendiskontinuitäten erzeugten Echos zur vollständigen Charakterisierung der Leitung. Genauer beruhen diese Messungen an einem Ende typischer Weise auf Zeitdomänenrefletometrie (time domain reflectometry, TDR). TDR-Messungen sind hinsichtlich der angewandten physikalischen Prinzipien analog zu Radarmessungen. TDR-Prüfsysteme senden Energieimpulse durch das überprüfte Metallkabel, und wenn die Impulse auf eine Diskontinuität in einem Kabel treffen, wird ein Teil der gesendeten Energie reflektiert oder zu einem Empfänger des Prüfsystems zurückgeworfen. Die bis zum Eintreffen des Echoimpulses verstrichene Zeit bestimmt die Position, während die Form und die Polarität des Echoimpulses (der Echoimpulse) eine Signatur liefern, die die Art der Diskontinuität identifiziert, die die Reflexion bzw. das Echo verursacht hat. Grundsätzlich gilt, daß die Polarität des Echoimpulses positiv ist, wenn die reflektierende Diskontinuität eine Zunahme der Impedanz verursacht, und daß die Polarität des Echoimpulses negativ ist, wenn die reflektierende Diskontinuität eine Abnahme der Impedanz verursacht. Eine überbrückte Anzapfung erzeugt beispielsweise an der Position der Anzapfung ein negatives Echo und am Ende der überbrückten Anzapfung ein positives Echo. Dementsprechend kann ausgebildetes Fachpersonal den Typ eines Fehlers auf der Grundlage der Form, der Polarität und der Reihenfolge der Impulse bestimmen.
Nichtsdestotrotz sind TDR-Verfahren (bzw. Messungen an einem Ende, die auf Echoimpulssignaturen beruhen, im Allgemeinen) ungenau und liefern mehrdeutige Ergebnisse, die selbst die fähigsten Fachleute nicht interpretieren können. Da das Eintreffen der Echos von der Position der Diskontinuitäten (oder Schäden) abhängt, kann ein Echo von einem anderen Echo überdeckt werden, wenn sich die Echos überlagern. Zudem werden bei TDR-Verfahren gemäß dem Stand der Technik die Auswirkungen von Störechos, d.h. von einem von einer Diskontinuität reflektierten Teil des Prüfimpulses erzeugten Echos, nicht berücksichtigt oder können, genauer ausgedrückt, nicht von denen von tatsächlichen Echos, d.h. von Echos, die durch die Reflexion des Prüfimpuls an einer Diskontinuität erzeugt werden, unterschieden werden. Obwohl Störechos mehr als tatsächliche Echos gedämpft werden, kommen sie zu den tatsächlichen Echos hinzu, wodurch die tatsächlichen Echosignale dazwischen verzerrt werden. Dementsprechend steigern Störechos die bei TDR-Messungnen inhärente Mehrdeutigkeit, da die Form des Echos zur Interpretation der Art des Fehlers verwendet wird, der das Echo verursacht hat. Anders ausgedrückt analysiert Fachpersonal, das eine TDR-Messung interpretiert, eine verzerrte Spur, die eine Störechoverzerrung nicht unterscheidet. Noch wesentlicher ist, daß die Auswirkungen von Störechos auf die Impulsform durch die visuelle Überprüfung durch einen Menschen nicht interpretiert werden können. Ferner ist der Wirkungsbereich heutiger, im Handel erhältlicher TDR-Systeme ziemlich begrenzt, da es unmöglich ist, Echos von Diskontinuitäten zu erkennen, die mehr als einige tausend Fuß vom Erfassungspunkt entfernt sind. Schließlich ist uns kein im Handel erhältliches TDR-System bekannt, bei dem Veränderungen des Kabeldurchmessers erfaßt werden können.
In der US-Patentanmeldung Nr. 09/587,459 von Galli et al. (auf die nachstehend unter der Bezeichnung Verfahren bzw. System nach Galli bezug genommen wird) sind ein Verfahren und ein System zur Bestimmung des Aufbaus von Leitungen auf der Grundlage der Echosignaturen offenbart, die durch Diskontinuitäten verursacht werden, wenn ein Impuls eine Leitung passiert. Es wird darauf hingewiesen, daß Galli auch Miterfinder der vorliegenden Erfindung ist. Obwohl durch das Verfahren nach Galli der Leitungsaufbau genauer bestimmt und die vorstehend dargelegten Probleme des Stands der Technik gelöst werden können, hat es einige Nachteile. Zunächst funktioniert das Verfahren nur dann gut, wenn die Leitung kürzer als etwa 8.000 Fuß (ca. 2.500 m) ist. Wird die Länge der Leitung auf wesentlich mehr als 9.000 Fuß (ca. 2.750 m) gesteigert, können Leitungsdiskontinuitäten wegen einer Zunahme des Rauschens aufgrund der Verwendung des Kehrwerts der Einfügungsdämpfung durch das Verfahren nicht ebenso erfolgreich identifiziert werden. Zweitens kann durch das Verfahren nach Galli keine eindeutige Identifikation des Leitungsaufbaus erfolgen, wenn die Topologie der überprüften Leitung nicht zur Gruppe der „artigen" Leitungen, d.h. der Leitungen gehört, die den empfohlenen Konstruktionsvorgaben entsprechen.
Ein Verfahren und ein System, durch die die Nachteile des Stands der Technik im Allgemeinen und insbesondere die Unzulänglichkeiten der im Handel erhältlichen TDR-Systeme und des Verfahrens nach Galli überwunden würden, wären von Nutzen.
In der US 5 461 318 sind eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Verbessern eines Zeitdomänenreflektometers offenbart. Ein Impuls wird durch eine Leitung gesendet, um ein Echo von einer ersten Diskontinuität aufzufangen. Eine Grobschätzung des exponentialen Schwunds der Antwort der Leitung wird unter Verwendung einer Bezugstabelle ermittelt, in der 1/x-Kurven gespeichert sind, wobei die 1/x-Kurve ausgewählt wird, die den Meßdaten am ehesten entspricht. Auf der Grundlage eines Vergleichs der Amplitude eines reflektierten Echos mit vorab gespeicherten Informationen kann eine Bestimmung nur des ersten Abschnitts der Leitung durchgeführt werden, doch das Vorhandensein nur einer überbrückten Anzapfung oder eines toten Kurzschlusses kann erfaßt werden.
ZUSAMMENFASSUNG
Durch die vorliegende Erfindung werden die Grenzen und Unzulänglichkeiten des Stands der Technik überwunden, indem die Reichweite und Auflösung im Handel erhältlicher TDR-Systeme verbessert und eine genaue und eindeutige Bestimmung des Aufbaus einer Teilnehmerleitung ermöglicht werden.
Genauer sind ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Verfahren und ein Schaltkreis zur Verbesserung der Leistung im Handel erhältlicher TDR-Systeme. Genauer wird der induktive Effekt einer Teilnehmerleitung bei der Verarbeitung von Echosignalen berücksichtigt, die das Ergebnis einer Überprüfung der Leitung durch Impulse sind. Gemäß diesem Aspekt unserer Erfindung wird ein durch den induktiven Effekt der Leitung verursachtes, langsam schwindendes Signal aus den Echosignalen entfernt. Dementsprechend werden die Echosignale nicht mehr durch das langsam schwindende Signal überdeckt, wodurch die Genauigkeit und Reichweite eines gemäß der vorliegenden Erfindung konstruierten Meßsystems verbessert werden. Dieser besondere Aspekt der vorliegenden Erfindung ist bei TDR-Messungen von Nutzen, da er ihre Reichweite erhöht und eine Erfassung von Veränderungen des Kabeldurchmessers ermöglicht. Die Reichweite eines gemäß diesem Aspekt der vorliegenden Erfindung konstruierten TDR-Systems hängt nur von der Energie der Prüfimpulse ab, d.h. die Reichweite ist im Prinzip unbegrenzt. Gemäß diesem Aspekt der Erfindung wird ein anderer Prüfschaltkreis offenbart, der die Leistung von TDR-Systemen verbessert. Der Prüfschaltkreis verbessert die Genauigkeit eines TDR-Systems durch Zurückweisen der hinderlichen Effekte einer Gleichtaktausbreitung.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur eindeutigen und präzisen Identifikation des Auf baus von Leitungen geschaffen. Gemäß diesem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Eingangsimpedanz der Leitung als Funktion der Frequenz beim Prozeß der Identifikation von Diskontinuitäten und weiteren, durch die Echosignale repräsentierten Eigenschaften verwendet. Dies geschieht, indem zunächst die Eingangsimpedanz der Leitung als Funktion der Frequenz berechnet wird. Die Eingangsimpedanz der Leitung wird dann in der Frequenzdomäne durch eine Fourier-Transformation des Prüfsignals gefaltet. Schließlich wird durch eine invertierte Fourier-Transformation des Ergebnisses der Faltung eine simulierte Schwingungsform der Diskontinuität in der Zeitdomäne ermittelt. Die simulierte Schwingungsform wird dann mit dem tatsächlichen, von der Diskontinuität verursachten Echosignal verglichen. Wenn der Vergleich beispielsweise innerhalb einer vorgegebenen Fehlertoleranz eine akzeptable Übereinstimmung ergibt, ist die Diskontinuität identifiziert, und das der Diskontinuität entsprechende Signal wird durch Subtraktion der simulierten Schwingungsform aus den erhaltenen Daten entfernt. Dies wird für jede aufgetretene Diskontinuität ausgeführt, bis die letzte Diskontinuität identifiziert ist. Gemäß diesem Aspekt der Erfindung werden sämtliche Unzulänglichkeiten Systems nach Galli überwunden.
Durch die Verwendung sämtlicher vorstehend beschriebener Aspekte der vorliegenden Erfindung kann der Aufbau von Leitungen jeder Länge und Topologie vollständig bestimmt werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt eine Teilnehmerleitung als Netzwerk mit zwei Anschlüssen;
2 zeigt eine zu der in 1 gezeigten äquivalenten Schaltung, bei der der Leitungsabschnitt durch eine äquivalente Thevenin-Schaltung ersetzt wurde;
3 zeigt die tatsächliche Spannung, die über eine unendliche, 8.000 Fuß (ca. 2.500 m) lange Leitung mit dem Kabeldurchmesser 26 gemäß AWG auftritt, wenn eine quadratische Welle an die Leitung angelegt wird;
4 zeigt das Signal gemäß 3 mit besonderer Hervorhebung des langsam schwindenden Teils des Signals;
5 zeigt das von einer unendlichen, 8.000 Fuß (ca. 2.500 m) langen Leitung mit dem Kabeldurchmesser 26 gemäß AWG erzeugte Echo ohne Berücksichtigung des induktiven Verhaltens der Leitung;
6 zeigt die Spannung über eine unendliche, 8.000 Fuß (ca. 2.500 m) lange Leitung mit dem Kabeldurchmesser 26 gemäß AWG, wenn das injizierte Signal eine quadratische Welle mit einer Breite von 5 Mikrosekunden und einer Amplitude von 1 V (über 100 Ω) ist;
7 zeigt das von einem unendlichen, 15.000 Fuß (ca. 4.550 m) langen Kabel mit dem Kabeldurchmesser 26 gemäß AWG erzeugte Echo ohne Berücksichtigung des induktiven Verhaltens der Leitung;
8 zeigt die Antworten einer nicht angeschossenen, 8.000 Fuß (ca. 2.500 m) langen Leitung mit dem Kabeldurchmesser 26 gemäß AWG bei unterschiedlichen Prüfsignalen: einem quadratischen Impuls (durchgehende Linie) und einem halb sinusförmigen Impuls (gestrichelte Linie);
9 zeigt die Signale gemäß 8 mit besonderer Hervorhebung des schwindenden Teils der Signale;
10 zeigt eine zu der in 1 gezeigten äquivalente, zur Berechung der die Echos überlagernden, langsam schwindenden Schwingungsform verwendete Schaltung;
11A zeigt eine beispielhafte Leitung mit einer Veränderung des Kabeldurchmessers;
11B zeigt die Echoreaktion der Leitung gemäß 11A ohne Kompensation des induktiven Verhaltens der Leitung;
11C zeigt die Echoreaktion der Leitung gemäß 11A nach einer Kompensation des induktiven Verhaltens der Leitung;
12A zeigt die von unterschiedlichen Kabelstärken verursachte, langsam schwindende Schwingungsform über eine Zeitspanne von 50 Mikrosekunden;
12B zeigt die Schwingungsform gemäß 12A über eine Zeitspanne von 10 Mikrosekunden;
13 zeigt den absoluten Wert der Eingangsimpedanz in bezug auf die Frequenz für ein unendlich langes Kabel mit dem Kabeldurchmesser 26 gemäß AWG;
14 zeigt den absoluten Wert der Eingangsimpedanz in bezug auf die Frequenz für drei unterschiedliche, unendliche Leitungen;
15 zeigt den absoluten Wert der Eingangsimpedanz in bezug auf die Frequenz für zwei Leitungen mit überbrückten Anzapfungen;
16 zeigt den absoluten Wert der Eingangsimpedanz in bezug auf die Frequenz für zwei Leitungen mit Veränderungen des Kabeldurchmessers;
17A ist ein Ablaufdiagramm höherer Ebene, das die Schritte des erfindungsgemäßen Verfahrens zeigt;
17B ist eine spezielle Ausführungsform des Ablaufdiagramms gemäß 17A;
18 ist eine Schnittansicht eines mehrpaarigen, verdrillten Kabels;
19 zeigt eine äquivalente Schaltung, die das Zusammenwirken der Ausbreitungsmodi in dem Kabel gemäß 18 beschreibt;
20 zeigt die Anwendung herkömmlicher TDR-Verfahren gemäß dem Stand der Technik zur Messung eines Leitungspaars eines mehrpaarigen Kabels;
21 zeigt eine Verbesserung der in 20 gezeigten Schaltkreises gemäß dem Stand der Technik;
22 zeigt ein Blockdiagramm eines Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, das Breitband-Differential-Zeitdomänenmessungen ausführt;
23 zeigt eine Implementierung des Breitband-Differential-Zeitdomänenprüfkopfs gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
24A zeigt die gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung unter Verwendung der Meßanordnung gemäß 22 bei einer Leitung erhaltenen Daten;
24B zeigt die bei der gleichen Leitung unter Verwendung von Schaltkreisen gemäß dem Stand der Technik erhaltenen Daten;
25 zeigt die bei einer tatsächlichen Leitung unter Verwendung eines Prüfimpulses von 3 μs erhaltenen Daten d₁(t);
26 zeigt die bei der gleichen Leitung unter Verwendung eines Prüfimpulses von 5 μm erhaltenen Daten d₂(t);
27 zeigt die tatsächliche Leitung, bei der die Daten gemäß den 25 und 26 erhalten wurden;
28 ist eine Abbildung von d₁(t) und h_j ⁽⁰⁾(t) (j = 1, ..., 4);
29 zeigt die durch die Verfahrensschritte gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung identifizierte Topologie T⁽⁰⁾;
30 ist eine Abbildung von e₁(t) = d₁(t) – h⁽⁰⁾(t) gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung;
31 zeigt die Familien im Schritt i = 1 angenommener Topologien;
32 zeigt die im Schritt i = 1 angenommenen Topologien h_j ⁽¹⁾(t) (j = 1,..., 6);
33 ist eine Abbildung von e₁(t) und [h_j ⁽¹⁾(t) – h⁽⁰⁾(t)] (j = 1, ..., 6);
34 zeigt eine zusätzliche, im Schritt i = 1 angenommene T_a3 ⁽¹⁾;
35 ist eine Abbildung von e₁(t) und h_j ⁽¹⁾(t) (j = A1, A2, A3);
36 zeigt Kreuzkorrelationsfunktionen zwischen e⁽¹⁾(t) und [h⁽¹⁾(t) – h⁽⁰⁾(t)];
37 zeigt die am Ende des Schritts i = 1 angenommene Topologie T⁽¹⁾;
38 zeigt die Kreuzkorrelationsfunktionen zwischen e₁(t) und [h⁽¹⁾(t) – h⁽⁰⁾(t)];
39 zeigt die am Ende des Schritts i = 1 angenommene Topologie T⁽¹⁾;
40 ist eine Abbildung von d₁(t) und h₁(t);
41 ist eine Abbildung von e⁽²⁾(t) zu Beginn des Schritts i = 2;
42 zeigt mögliche Topologien zu Beginn des Schritts i = 2;
43 ist eine Abbildung von e⁽²⁾(t) und [h⁽²⁾(t) – h⁽¹⁾(t)] (j = 1, 2);
44 zeigt Kreuzkorrelationsfunktionen zwischen e⁽²⁾(t) und [h⁽²⁾(t) – h⁽¹⁾(t)] unter Verwendung eines neuen Datenausschnitts d₁(t);
45 zeigt Kreuzkorrelationsfunktionen zwischen e⁽²⁾(t) und [h⁽²⁾(t) – h⁽¹⁾(t)] unter Verwendung eines neuen Datenausschnitts d₂(t);
46 zeigt eine am Ende des Schritts i = 2 gewählte Topologie; und
47 ist eine Abbildung von d₂(t), h⁽²⁾(t) und ihrer Differenz e⁽³⁾(t).
GENAUE BESCHREIBUNG
Die nachfolgende, genaue Beschreibung ist in drei Abschnitte unterteilt. Genauer werden im Abschnitt 1 ein Modell für schwache Echos, die Bedeutung der in der Eingangsimpedanz einer Leitung enthaltenen Informationen und das Verfahren zur eindeutigen Identifikation des Aufbaus von Leitungen besprochen. Im Abschnitt 2 werden eine neuartige, andere Prüfvorrichtung bzw. ein neuartiger, anderer Prüfschaltkreis beschrieben, der die schädlichen Auswirkungen Gleichtaktausbreitung effektiv zurückweist, wodurch klarere Messungen von Echos ermöglicht werden. Im Abschnitt 3 wird der Prozeß der erfindungsgemäßen Identifikation von Leitungen unter Verwendung der Verfahrensschritte gemäß 17 und der Meßanordnung gemäß 22 Schritt für Schritt besprochen.
1. Verfahren zur eindeutigen Identifikation des Aufbaus von Leitungen
a. Schwache Echos: Das zugrundeliegende Modell
Um zu einem Verfahren zur Bestimmung des Aufbaus einer Teilnehmerleitung zu gelangen, ist es erforderlich, mit einem Modell zu beginnen. Das Modell bestimmt dadurch, daß es ein integraler Bestandteil des Verfahrens ist, letztendlich den Erfolg und die Zuverlässigkeit des Verfahrens. Bei der vorliegenden Erfindung ist das zugrundeliegende Modell (wie bei der Erfindung von Galli et al., der (nachstehend als Verfahren bzw. System nach Galli bezeichneten) US-Patentanmeldung Nr. 09/587,459) kritisch für die Erfassung von Diskontinuitäten/Schäden, da das Modell zur Simulation erwarteter Reaktionen verwendet wird, die zur Identifikation eines Schadens und letztendlich zur Bestimmung des Aufbaus der Leitung mit tatsächlichen Reaktionen verglichen werden. Ungenauigkeiten des zugrundeliegenden Modells als solche können mit dem Fortschreiten des Prozesses bzw. Verfahrens verstärkt werden.
Beim Messen schwacher Echos, wie den durch lange Leitungen erzeugten, versagt dementsprechend das von Galli (der Miterfinder der vorliegenden Erfindung ist) vorgeschlagene Modell. Tatsächlich werden bei dem zuvor entwickelten Modell von Galli weder das induktive Verhalten der Leitung noch ihr Verhalten als verteilte Schaltung berücksichtigt. Ist ein Echo sehr stark, d.h. die Amplitude hoch, kann dieses Verhalten vernachlässigt werden, wogegen sich die Vernachlässigung des induktiven Verhaltens von Leitungen bei schwachen Echos als zu grobe Annäherung erweist, was zu einer unzutreffenden Fehlererfassung führt und die Reichweite des Erfassungssystems begrenzt.
Insbesondere wird die in 1 gezeigte Schaltung 100 besprochen, bei der die Leitung durch ein Netzwerk 110 mit zwei Anschlüssen repräsentiert wird. Wird das Thevenin-Theorem auf die Schaltung 100 gemäß 1 angewendet, kann der Block 120 durch eine einzige Impedanz repräsentiert werden, die mit der Eingangsimpedanz des Netzwerks mit zwei Anschlüssen (d.h. der Eingangsimpedanz der Leitung) übereinstimmt:
Die Eingangsimpedanz der Leitung ist eine komplexe Funktion der Frequenz und hängt offensichtlich vom Ende der Leitung, der Anschlußimpedanz Z_L ab. Bei einer unendlichen Leitung (d.h. einer unendlichen Anschlußimpedanz) wird die in Gleichung (1) gezeigte Beziehung auf den folgenden Ausdruck reduziert:
Die Schwingungsform, die tatsächlich in die Leitung gelangt, wie in 2 gezeigt, ist V₁, und V₁ ist wie folgt an die Quellenschwingungsform V_s gebunden:
Als Beispiel wird ein Fall besprochen, in dem V_s ein idealer, quadratischer Impuls mit einer Breite von 1 μm und einer Amplitude von 1 Volt (über 100 Ohm) ist, der in ein unendliches, 8.000 Fuß (ca. 2.500 m) langes Kabel mit dem Kabeldurchmesser 26 gemäß AWG (American Wire Gauge, amerikanisches Drahtmaß) eingeleitet wird. Das Verhalten von V1 in bezug auf die Zeit ist in 3 dargestellt. Aus 3 ist ersichtlich, daß die tatsächliche Schwingungsform, die in die Leitung gelangt, keine quadratische Schwingungsform mehr ist. Genauer wird das Signal bei t = 1 μm nicht null, sondern fällt auf ca. 100 mV ab und schwindet dann langsam zu null. Dieses Phänomen ist aufgrund des induktiven Verhaltens einer Leitung vernachlässigbar, wenn die Amplitude der Echos groß/stark genug ist, muß jedoch bei sehr schwachen Echos (Echos mit geringer Amplitude) berücksichtigt werden. Genauer überlappen das langsam schwindende Signal und eintreffende, von Diskontinuitäten der Leitung verursachte Echosignale einander, wodurch die eintreffenden Echosignale überlagert werden. Dies ist aus 4 ersichtlich, in der eine auseinandergezogene Ansicht der Schwingungsform gemäß 3 von t = 20 μm bis t = 200 μm gezeigt ist. Die Spitze 401, die nach ca. 25 μm auftritt, repräsentiert das von dem unbekannten Ende der Leitung zurückkommende Echo und überlagert das langsam schwindende Signal. Die Bedeutung der mangelnden Berücksichtigung des induktiven Verhaltens der Leitung geht aus 5 genauer hervor, in der, wie in 4, das vom Ende der gleichen Leitung empfangene Echo 501 gezeigt ist, wenn es nicht von dem langsam schwindenden Signal überlagert wird. Wie in 5 gezeigt, ist das von dem unbekannten Ende der 8.000 Fuß (ca. 2.500 m) langen Leitung mit dem Kabeldurchmesser 26 gemäß AWG empfangene Echo 501 hervorstechend und hat eine erheblich höhere Amplitude, als gemäß 4. Wenn die Echoantwort schwach ist, überlagert das induktive Verhalten der Leitung dementsprechend die tatsächlichen Echoantworten, was zu Ungenauigkeiten bei der Identifikation des Leitungsaufbaus führt.
Prinzipiell ist das das schwindende Signal überlappende Echo sichtbar, wenn das Echosignal „ausreichend" stark ist, steil ansteigt und nicht zu breit ist. Aus diesem Grund kann es sehr schwierig sein, Echos zu erfassen, die aus sehr langen Leitungen zurückkommen, da diese Echos sehr schwach und breit sind. Als Beispiel wird die Reaktion einer 15.000 Fuß (ca. 4.600 m) langen Leitung mit dem Kabeldurchmesser 26 nach AWG auf einen quadratischen Impuls mit einer Breite von 5 μm und einer Amplitude von 1 Volt (über 100 Ohm) besprochen. Das basierend auf dem Gallischen Modell vom Ende der Leitung zurückkommende Echo ist in 6 gezeigt, wogegen in 7 die Antwort basierend auf der Gleichung (3) dargestellt ist. Wie aus 7 ersichtlich, ist das am unbekannten Ende erzeugte Echo nicht sichtbar.
Es lohnt sich, auszuführen, daß das Vorhandensein der schwindenden Schwingungsform nicht auf die jeweilige Wahl des Prüfsignals zurückzuführen ist. Tatsächlich würden die empfangenen Echos selbst dann nach wie vor von einer langsam schwindenden Schwingungsform überlagert, wenn ein anderes Prüfsignal als ein quadratischer Impuls verwendet wird, da dies am intrinsischen Induktionsverhalten der Leitung liegt. Als Beispiel wird der quadratische Impuls mit einem halbsinusförmigen Impuls verglichen (siehe 8). Der halbsinusförmige Impuls wird typischer Weise bei hochauflösenden TDR-Systemen verwendet, und es allgemein behauptet, daß er eine höhere Echoauflösung als der quadratische Impuls erzeugt. Die mathematischen Ausdrücke für die beiden Prüfsignale sind:
Wir haben die Reaktionen einer 8.000 Fuß (ca. 2.450 m) langen, unendlichen Leitung mit dem Kabeldurchmesser 26 nach AWG auf die beiden Impulse gemäß Gleichung (3a) simuliert, und es besteht, wie 9 zeigt, kein wesentlicher Unterschied zwischen den beiden Impulstypen gemäß 8. Der halbsinusförmige Impuls wird bei heutigen hochauflösenden TDR-Systemen verbreitet verwendet, erzeugt jedoch keine besseren Ergebnisse, als ein normaler, quadratischer Impuls. Die Verwendung halbsinusförmiger Impulse anstelle quadratischer Impulse hat jedoch praktische Vorteile. Tatsächlich hat der halbsinusförmige Impuls bei niedrigen Frequenzen mehr Energie als ein quadratischer Impuls, und diese Eigenschaft hat einen doppelten Vorteil. Erstens ist er zur Erfassung von Veränderungen des Kabeldurchmessers zweckmäßiger, da der Reflexionskoeffizient einer Veränderung des Kabeldurchmessers durch ein Tiefpaßverhalten gekennzeichnet ist. Zweitens verursacht die Einleitung von niederfrequenten Impulsen in ein zu prüfendes Leitungspaar weniger Kreuzkopplungen in den daneben liegenden Leitungspaaren, die zum Zeitpunkt der Prüfung DSL-Dienste unterstützen könnten. Ein weiterer Vorteil der Verwendung eines halbsinusförmigen Impulses ist, daß es unter dem Gesichtspunkt der Implementierung leichter ist, „klarere" halbsinusförmige Impulse mit hoher Amplitude anstelle von quadratischen Impulsen mit hoher Amplitude zu erzeugen. Neben den vorstehend genannten praktischen Vorteilen besteht jedoch kein konzeptioneller Unterschied zwischen den Echoantworten quadratischer und halbsinusförmiger Impulse.
Da das Vorhandensein des schwindenden Signals unvermeidlich ist, ist die einzige Möglichkeit, seine Auswirkungen zu reduzieren oder zu kompensieren, sie in die Verarbeitung der von einer Reflexion an Diskontinuitäten verursachten Echos einzubeziehen. Glücklicherweise kann der Ausdruck der langsam schwindenden Schwingungsform analytisch berechnet werden. Zur Berechnung dieses Ausdrucks muß berücksichtigt werden, daß das an die Leitung angelegte Signal eine Last „sieht", die der charakteristischen Impedanz des ersten Abschnitts der Leitung entspricht. Dies mag aus dem in den 1 und 2 gezeigten Modell nicht ersichtlich sein, da das Modell die Leitung als Netz mit zwei Anschlüssen beschreibt und die Tatsache vernachlässigt, daß die Leitung tatsächlich eine Übertragungsleitung und kein einfacher Schaltkreis mit diskreten, punktförmig verteilten Komponenten ist. Die Eingangsimpedanz der Leitung gibt eine globale Beschreibung der Reaktion der gesamten Leitung auf ein Prüfsignal. Soll jedoch berücksichtigt werden, daß die Leitung tatsächlich eine Übertragungsleitung ist, muß berücksichtigt werden, daß es der erste Abschnitt der Leitung ist, der die Charakteristika des in die Leitung gelangenden Prüfsignals beeinflußt. Tatsächlich breitet sich das in die Leitung eingeleitete Prüfsignal entlang der Leitung aus, als ob es sich in einer unendlich langen Leitung ausbreiten würde. Da die Eingangsimpedanz einer unendlich langen Leitung mit ihrer charakteristischen Impedanz übereinstimmt, ist das korrekte Modell zur Beschreibung der Spannung über die Leitungspaare das in 10 gezeigte. Dieses Modell bleibt gültig, bis die sich bewegende Schwingung entlang der Leitung auf eine Diskontinuität, beispielsweise eine Veränderung des Kabeldurchmessers, eine überbrückte Anzapfung oder ein nicht abgeschlossenes Ende, trifft. Tatsächlich verursacht das Vorhandensein einer Diskontinuität entlang der Leitung eine abrupte Veränderung der Grenzbedingungen der die sich bewegende Schwingung beschreibenden Gleichung und damit eine Veränderung ihrer Form. Überdies erfolgen die durch Diskontinuitäten verursachten Veränderungen des sich längs der Leitung bewegenden Prüfsignals stets zu einem späteren Zeitpunkt und sollten die Form des Prüfsignals überhaupt nicht beeinflussen, bevor es auf die Diskontinuitäten trifft. Auf der Grundlage der vorstehenden Überlegungen kann die langsam schwindende Schwingungsform wie folgt ausgedrückt werden (siehe 10):
Gleichung (4) ist der exakte Ausdruck für die langsam schwindende Schwingungsform, bis die erste Diskontinuität erreicht ist und ihre Auswirkungen (das Echo) zurück an den Anfang der Leitung gelangt sind.
Wie vorstehend erwähnt, ist die durch die Gleichung (3) gegebene Spannung V₁(f) die bei der Behandlung der Leitung als diskrete, punktförmig verteilte Schaltung erhaltene Schwingungsform (womit sämtliche Diskontinuitäten entlang der Leitung enthalten sind), wogegen die Spannung V₀(f) nach Gleichung (4) die unter Berücksichtigung der tatsächlichen Natur der Leitung als Übertragungsleitung (und damit nur des Vorhandenseins des ersten Abschnitts der Leitung) erhaltene Schwingungsform ist. Auf der Grundlage der vorstehend ausgeführten Überlegungen sollten durch das Subtrahieren von V₀(f) von V₁(f) die auf das induktive Verhalten der Leitung zurückzuführende, langsam schwindende Schwingungsform entfernt und eine leichtere Erfassung schwacher und breiter Echos ermöglicht werden. Daher sollte der Ausdruck V(f) für ein Echosignal unter Berücksichtigung der Auswirkungen des langsam schwindenden Signals (d.h. des induktiven Verhaltens der Leitung) näherungsweise durch die folgende Gleichung gegeben sein
Die Subtraktion der Schwingungsform nach Gleichung (4) von der Schwingungsform nach Gleichung (3), die zur Gleichung (5) führt, ist dadurch eine sehr nützliche Technik, daß sie die Erfassung von Diskontinuitäten gestattet, die weit von der Meßposition entfernt sind. Überdies ist diese Technik auch sehr nützlich zur Erfassung von Veränderungen des Kabeldurchmessers, die nicht erfaßt werden können, wenn die langsam schwindende Schwingungsform nicht entfernt wird, wie durch die Gleichung (5). Als Beispiel wird die Echoantwort der Leitung gemäß 11A betrachtet, die eine Veränderung 1101 des Kabeldurchmessers enthält. Die Echoantwort ohne Berücksichtigung des schwindenden Signals (unter Verwendung der Gleichung (3)) ist in 11B gezeigt. Obwohl die Diskontinuität sehr nahe (nur 1.000 Fuß (ca. 300 m) von den Meßgeräten entfernt) ist, ist nur das von dem unbekannten Ende der Leitung verursachte Echo 1110 klar erkennbar. Unter Verwendung der Gleichung (5) erhält man jedoch die Abbildung gemäß 11C, die deutlich das Vorhandensein eines weiteren, von der Veränderung des Kabeldurchmessers erzeugten Echos 1113 zeigt.
Im Prinzip erfordert die Berechnung der langsam schwindenden Wellenform nach Gleichung (4) die Kenntnis des Kabeldurchmessers des ersten Leitungsabschnitts. Der Kabeldurchmesser des ersten Leitungsabschnitts betrifft das aus der Vermittlungsstelle kommende Kabel, und es ist angemessen, davon auszugehen, daß diese Information bekannt ist. Ist diese Information jedoch à priori nicht verfügbar, ist es noch immer möglich, den Kabeldurchmesser des ersten Leitungsabschnitts durch Versuch und Vergleich zu identifizieren. 12 zeigt das Verhalten der Gleichung (4) bei unterschiedlichen Kabeldurchmessertypen und für ein Prüfsignal in Form eines quadratischen Impulses mit 1 Volt über 100 ns. Wie aus 12 ersichtlich, erzeugen unterschiedliche Arten von Kabeldurchmessern unterschiedliche, langsam schwindende Schwingungsformen. Dies legt die Vermutung nahe, daß es zweckmäßig ist, die Leitung mit sehr kurzen Impulsen zu überprüfen und dann das empfangene Signal mit den durch sämtliche möglichen Kabeldurchmesser verursachten Signalen zu vergleichen. Tatsächlich geht aus 12A hervor, daß die Schwingungsformen dazu tendieren, nach den ersten 20 Mikrose kunden sehr ähnlich zu sein, während sie in den ersten 15 Mikrosekunden ziemlich unterschiedlich sind (siehe 12B). Diese Eigenschaft kann durch Berechnen des Unterschieds zwischen der beobachteten, langsam schwindenden Schwingungsform und den simulierten und anschließendes Bestimmen des Kabeldurchmessertyps mit der kleinsten Signaldifferenz genutzt werden.
Für durchschnittliche Fachleute ist ersichtlich, daß die Schwingungsform bzw. das Signal, die bzw. das V₀(f) nach Gleichung (4) entspricht, bei der Prüfung einer langen Leitung mit einer Länge von beispielsweise 20.000 bis 30.000 Fuß (6.000 – 9.000 m) und der Kennlinie Z₀ erhalten werden kann. In der Praxis kann die lange Leitung unter Verwendung eines TDR-Systems gemäß dem Stand der Technik geprüft werden; d.h. V₀(f) nach Gleichung (4) kann empirisch ermittelt werden. Das Ergebnis der Überprüfung kann in einem Speicher gespeichert und von der der geprüften Leitung entsprechenden Schwingungsform, d.h. den durch die Überprüfung der zu prüfenden Leitung erhaltenen Daten, subtrahiert werden. Die Subtraktion der empirisch ermittelten Schwingungsform von den erhaltenen Daten würde der Subtraktion einer simulierten Schwingungsform von den erhaltenen Daten entsprechen, wie durch Gleichung 5 ausgedrückt.
Es lohnt sich, darauf hinzuweisen, daß diese Technik bei handelsüblichen TDR-Systemen nie verwendet wurde. Die Anbieter behaupten, heutige TDR-Systeme hätten Reichweiten von bis zu 50.000 Fuß (15.000 m) und eine Auflösung von unter einem Fuß (ca. 30 cm). Die Wahrheit ist jedoch, daß keine dieser Behauptung realisierbar ist, ohne daß zuerst die Auswirkungen des langsam schwindenden Signals auf die Messungen eliminiert werden. Unter diesem Gesichtspunkt könnte die vorstehend beschriebene Technik zur Verbesserung der Leistung eines TDR-Systems extrem nützlich sein. Insbe sondere wird durch das Entfernen der Auswirkungen des langsam schwindenden Signals und die Verwendung des im Abschnitt 2 beschriebenen Schaltkreises eine TDR-Systemen gemäß dem Stand der Technik überlegene Leistung erzielt.
b. Die in der Eingangsimpedanz einer Leitung enthaltenen Informationen
Das Entfernen des langsam schwindenden Signals, tatsächlich die Kompensation des induktiven Verhaltens der Leitung, wie vorstehend im Abschnitt 1a beschrieben, ermöglicht den Erhalt wesentlich klarerer Reaktionen, als der bei der Verwendung handelsüblicher TDR-Systeme verfügbaren. Insbesondere ermöglicht diese Technik die Erfassung von Veränderungen des Kabeldurchmessers und von weit vom Detektor entfernten Diskontinuitäten. Ein weiteres, wesentliches Ergebnis des Abschnitts 1a ist, daß die Eingangsimpedanz einer Leitung als Beschreibung der Frequenzdomäne des Echobeobachtungsprozesses betrachtet werden kann. In diesem Abschnitt wird nun das Modell gemäß dem Abschnitt 1a beschrieben, d.h. die Frequenzdomänendarstellung der Eingangsimpedanz der Leitung, die das induktive Verhalten der Leitung einschließt und zur Identifikation des Aufbaus einer Leitung und zur Erfassung weit entfernt angeordneter Diskontinuitäten, einschließlich Veränderungen des Kabeldurchmessers, verwendet werden kann.
Da eine Frequenzdomänenreflexionsmessung eine Zusammensetzung aus sämtlichen, von den Diskontinuitäten über den gemessenen Frequenzbereich reflektierten Signalen ist, enthält die Eingangsimpedanz einer Leitung Informationen, die sowohl die realen als auch die Störechos betreffen, die bei der Überprüfung des Mediums mittels eines Signals erzeugt werden. Tatsächlich haben wir bei unse rer Arbeit festgestellt, daß verschiedene Leitungen oder unterschiedliche Leitungsdiskontinuitäten erkennbare Signaturen in der Eingangsimpedanz der Leitung erzeugen. Das Verhalten des absoluten Werts der Eingangsimpedanz einiger weniger, beispielhafter Leitungen ist in den 13 – 16 in bezug auf die Frequenz dargestellt. Genauer ist in 13 die Eingangsimpedanz eines unendlich langen Kabels mit dem Kabeldurchmesser 26 nach AWG gezeigt. Wie in 13 gezeigt, nimmt |Z_in| bei einer Erhöhung der Frequenz bis zu dem asymptotischen Wert von 100 Ohm monoton ab.
Liegt andererseits entlang der Leitung eine Diskontinuität vor, nimmt das Verhalten von |Z_in| nicht mehr monoton ab, und überdies führen unterschiedliche Diskontinuitäten zu unterschiedlichen Verhalten der Eingangsimpedanz. Insbesondere wird der in 14 gezeigte Fall einer unendlichen Leitung betrachtet. In diesem Fall beginnt |Z_in| anfangs, monoton abzunehmen, und zeigt dann ein gedämpft oszillierendes Verhalten, das bei einigen Zehntel kHz beginnt. Die Amplitude und die Frequenz der Oszillationen sind von der Länge der Leitung abhängig: bei kurzen Leitungen sind die Amplitude höher und die Frequenz niedriger, bei längeren Leitungen verhält es sich umgekehrt. In 14 ist das Verhalten von |Z_in| in bezug auf die Frequenz für drei Typen von nicht abgeschlossenen Leitungen gezeigt: eine 1.000 Fuß (ca. 300 m) lange, nicht abgeschlossene Leitung 1401 mit dem Kabeldurchmesser 24 nach AWG, eine 10.500 Fuß lange, nicht abgeschlossene Leitung 1411 mit dem Kabeldurchmesser 24 nach AWG und eine 15.000 Fuß lange, nicht abgeschlossene Leitung 1421 mit dem Kabeldurchmesser 26 nach AWG.
In 15 ist |Z_in| für eine Leitung mit einer überbrückten Anzapfung gezeigt. Wie in 15 gezeigt, beginnt |Z_in| anfänglich, monoton abzunehmen, und nach einigen Zehntel kHz zeigt die Linie ein wiederkehrendes Muster: eine kleine Spitze, gefolgt von einer größeren Spitze, beide mit gedämpfter Amplitude. Da die Frequenz und die Amplitude dieser Spitzen von der Länge der Leitungsabschnitte abhängen, die die überbrückte Anzapfung bilden, ist es sehr schwierig, ein allgemeines Muster für sämtliche möglichen Konfigurationen einer überbrückten Anzapfung festzulegen. Genauer ist in 15 das Verhalten von |Z_in| in bezug auf die Frequenz für zwei Fälle gezeigt: für eine Leitung mit dem Kabeldurchmesser 24 nach AWG mit einer 980 Fuß (ca. 300 m) langen, überbrückten Anzapfung, die 980 Fuß (ca. 300 m) entfernt auf der Leitung 1501 angeordnet ist, und eine Leitung mit dem Kabeldurchmesser 26 nach AWG mit einer 1.500 (ca. 450 m) Fuß langen, überbrückten Anzapfung, die 6.000 Fuß (ca. 2.000 m) entfernt in der Leitung 1511 angeordnet ist.
Schließlich ist in 16 der Fall einer Veränderung des Kabeldurchmessers gezeigt. Wie in 16 gezeigt, zeigt eine Leitung mit einer Veränderung des Kabeldurchmessers eine Welligkeit, doch diese Welligkeit ist sehr klein und schwer zu erfassen. Dies ist keine Überraschung, da unter sämtlichen berücksichtigten Arten von Diskontinuitäten die Veränderung des Kabeldurchmessers tatsächlich die am schwersten zu erfassende Diskontinuität ist.
Auf der Grundlage der vorstehenden Ausführungen sind die folgenden Merkmale unterschiedlicher Leitungen oder Leitungsdiskontinuitäten festzustellen. Eine sämtlichen Diskontinuitäten gemeinsame Eigenschaft ist, daß das Oszillationsverhalten bei einer nahe gelegenen Diskontinuität erheblich ausgeprägter als bei einer weiter entfernt angeordneten Diskontinuität ist. Dies legt die Vermutung nahe, daß das „Zwiebelschälverfahren" oder „Isolationsverfahren" von Galli auch zur Erfassung/Identifikation von Diskontinuitäten durch die aufeinanderfolgende Entfernung der Echos auf der Grundlage ih rer Position in der Leitung, beginnend mit der am Nächsten an den Meßgeräten angeordneten Diskontinuität und endend mit der am weitesten entfernten Diskontinuität, verwendet werden kann. Noch wesentlicher zeigen die Leitungsimpedanzfrequenzreaktionen der vorstehend beschriebenen, beispielhaften Leitungen, daß die Leitung als deterministischer oder bekannter Kanal in der Frequenzdomäne betrachtet werden kann. Andererseits ähnelt das Verhalten der Eingangsimpedanz einer Leitung, in der sich weit entfernte Diskontinuitäten befinden, dem Verhalten einer unendlich langen Leitung. Diese Eigenschaft legt eine zweifache Interpretation der Schwierigkeit der Erfassung weit entfernter Diskontinuitäten in der Frequenzdomäne nahe. Tatsächlich wird festgestellt, daß in der Zeitdomäne weit vom Erfassungspunkt entfernte Diskontinuitäten sehr schwer zu erfassen sind, da die zurückkommenden Echos sehr klein und breit sind, wogegen in der Frequenzdomäne weit vom Erfassungspunkt entfernte Diskontinuitäten schwer zu erfassen sind, da sie annähernd das gleiche Verhalten zeigen, wie eine unendlich lange Leitung, d.h. eine Leitung ohne Diskontinuitäten.
Die deterministische Natur der Leitung wurde bei dem von Galli vorgeschlagenen Identifikationsverfahren und insbesondere in der Phase der aktiven Identifikation des Aufbaus der Leitung genutzt. Galli schlug die Verwendung des Kehrwerts der Einfügungsdämpfung des identifizierten Echowegs zur Begrenzung der Breite der entfernten Echos vor. Wie vorstehend ausgeführt, ist dieses Verfahren jedoch sehr anfällig für eine Verstärkung des Rauschens, wodurch seine Anwendung auf Leitungen begrenzt wird, die bis zu 8.000 – 9.000 Fuß (ca. 2450 – 2750 m) lang sind. Tatsächlich haben wir die Rauschleistung bei Galli auf ca. –120 dBm/Hz geschätzt, die wirkliche Rauschleistung (einschließlich Kreuzkopplungen und anderer Quellen) kann bei einer Leitung aber sogar höher sein, so daß die tat sächliche Reichweite noch geringer sein kann. Erfindungsgemäß wird das Problem einer Zunahme des Rauschens vermieden, da der Kehrwert der Einfügungsdämpfung nicht zur Bestimmung des Aufbaus der Leitung verwendet wird.
c. Begründung des vorgeschlagenen Ansatzes
Die nach dem Prüfen einer Leitung mit einem Signal am Empfänger beobachtete Schwingungsform ist aus einer unbekannten Anzahl von Echos zusammengesetzt, von denen sich einige überlappen und andere nicht, einige Störechos sind und andere nicht, die unbekannte Amplituden aufweisen und einen unbekannten Ankunftszeitpunkt und unbekannte Formen haben. Dieses Problem ist sehr kompliziert und wurde in der wissenschaftliche Natur selten angesprochen. Aufgrund dieser analytischen Schwierigkeiten wurde zur Lösung des Problems ein anderer Ansatz gewählt.
Ist die Verfügbarkeit eines genauen Modells des physikalischen Phänomens gegeben, ist die einleuchtendste Wahl zur Ausführung des Identifikationsprozesses die Anwendung des Prinzips der höchsten Wahrscheinlichkeit. Das Verfahren der höchsten Wahrscheinlichkeit basiert auf dem Gedanken, daß unterschiedliche Populationen unterschiedliche Proben erzeugen und jede gegebene Probe mit höherer Wahrscheinlichkeit aus einigen Populationen als aus anderen stammt.
Ähnlich wird bei unserem Verfahren eine Gruppe von Leitungstopologien angenommen, und auf der Grundlage des mathematischen Modells werden die Schwingungsformen berechnet, die am Empfänger zu beobachten sein sollten, wenn die angenommenen Topologien zutreffen. Die der Schwingungsform, die dem beobachteten Signal am besten entspricht, entsprechende Topologie wird als „wahrschein lichste" Topologie ausgewählt. Der Index für die „Nähe" zwischen der angenommenen und der beobachteten Schwingungsform kann beispielsweise der statistische Gesamtfehler sein. Im Prinzip könnte durch diese Prozedur eine Leitung exakt und fehlerfrei identifiziert werden, wenn das Modell exakt wäre und keine Form von Rauschen vorläge. Offensichtlich liegt jedoch immer ein Rauschen vor, und das mathematische Modell ist, obwohl präzise, nicht exakt. Daher besteht in der Praxis die Möglichkeit, daß Fehler auftreten. Eine Einschätzung der Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Identifikation erfordert notwendiger Weise einen extensiven Meßeinsatz, insbesondere Feldversuche, bei denen oft ein Impulsrauschen, Kreuzkopplungen und nicht ideale Situationen gegeben sind.
In der Praxis kann das Prinzip der höchsten Wahrscheinlichkeit jedoch, wie vorstehend ausgeführt, nicht exakt angewendet werden. Tatsächlich ist es sehr unpraktisch, eine bestimmte Leitungstopologie anzunehmen, da die Gruppe sämtlicher möglichen Leitungen zu umfangreich ist. Eine Leitung besteht aus mehreren Leitungsabschnitten mit unterschiedlichen Kabeldurchmessern, die auf eine bestimmte Anzahl von Arten miteinander verbunden sind. Es existieren nur vier mögliche Kabeldurchmessertypen (26, 24, 22 und 19 nach AWG) und nur vier Hauptdiskontinuitäten (eine Veränderung des Kabeldurchmessers, eine überbrückte Anzapfung, an der gleichen Stelle angeordnete überbrückte Anzapfungen und das Ende der Leitung). Die Anzahl der Leitungsabschnitte, die eine Leitung bilden, ist auf nicht mehr als 9 oder 10 Abschnitte begrenzt. Die Position jeder Diskontinuität, d.h. ihre Entfernung von der Vermittlungsstelle, ist jedoch ein Parameter, der einen Satz von unzähligen Werten annehmen kann. Daher ist es unmöglich, das vorstehend beschriebene Prinzip der höchsten Wahrscheinlichkeit auf die Gruppe sämtlicher möglichen Topologien anzuwenden.
Eine Methode zur Umgehung dieses Problems ist, einem schrittweisen Ansatz zu folgen und das Prinzip der höchsten Wahrscheinlichkeit auf jeden Schritt anzuwenden. Genauer sollten die Diskontinuitäten einzeln identifiziert werden, beginnend mit der am nächsten gelegenen und endend mit der letzten. Dadurch wird das Prinzip der höchsten Wahrscheinlichkeit auf jeden Schritt angewendet, um eine einzelne Diskontinuität zu identifizieren. Auf diese Weise wird die Topologie der untersuchten Leitung an einem Abschnitt nach dem anderen identifiziert, und die Leitungsabschnitte werden auch einzeln zu der angenommenen Topologie hinzugefügt. Die Identifikation einer Diskontinuität charakterisiert die Topologie jedoch nur bis zur zuletzt identifizierten Topologie, wogegen nichts darüber ausgesagt werden kann, was auf die zuletzt identifizierte Topologie folgt. Dies impliziert, daß der Leitungsabschnitt, der auf die zuletzt identifizierte Diskontinuität folgt, hinsichtlich der Länge bzw. des Kabeldurchmessers nicht identifiziert ist, da dies nur bewerkstelligt werden kann, wenn die auf diesen Abschnitt folgende Diskontinuität beobachtet und identifiziert ist. Dies stellt ein großes Problem dar, da keine Möglichkeit besteht, die nächste Diskontinuität zu identifizieren, wenn hinsichtlich des dieser Diskontinuität vorausgehenden Leitungsabschnitts keine Hypothese aufgestellt wird. Eine einfache Methode, dieses Problem zu lösen, ist jedoch, anzunehmen, daß der auf die zuletzt identifizierte Diskontinuität folgende Leitungsabschnitt eine unendlich lange Leitung ist. Dadurch wird die Identifikation der folgenden Diskontinuität ermöglicht, da sich das Verhalten des Leitungsabschnitts mit Sicherheit von dem Verhalten eines Leitungsabschnitts ohne jedwede Diskontinuität unterscheidet. Überdies ist die Hypothese von einem unendlich langen Leitungsabschnitt auch zur Elimination des stets vorhandenen, langsam schwindenden Signals nützlich.
Dieser schrittweise Ansatz ist aus mindestens zwei Gründen vorteilhaft. Erstens sind die am nächsten gelegenen Diskontinuitäten am leichtesten zu erfassen, da sie stärkere Echos erzeugen, die nicht von anderen Echos überlagert werden. Zweitens können, sowie eine Diskontinuität identifiziert ist, ihre Echos (sowohl die realen als auch die Störechos) von der erhaltenen Schwingungsform subtrahiert werden, so daß die beiden wesentlichen Probleme der überlagerten Echos und des Vorhandenseins von Störechos gleichzeitig gelöst werden können.
Interessanter Weise ähnelt die für unser Verfahren verwendete Prozedur der höchsten Wahrscheinlichkeit im Prinzip der Schätzung der Folge von Zuständen einer Markov-Kette bei sich summierenden Rauschen nach dem Prinzip der höchsten Wahrscheinlichkeit. Wie allgemein bekannt, ist eine rekursive Lösung dieses Problems durch den Viterbi'schen Algorithmus gegeben. Mit dem Viterbi'schen Algorithmus werden sämtliche zulässigen, gesendeten Sequenzen berechnet und die im Euklid'schen Sinne dem beobachteten Signal „nächste" als die gesendete ausgewählt. Der Viterbi'sche Algorithmus ist dahingehend optimal, daß die festgestellte Sequenz die der empfangenen nächste Sequenz ist. Unter diesem Gesichtspunkt ist es angemessen, festzustellen, daß unser Verfahren dahingehend optimal ist, daß die festgestellte Topologie die Topologie ist, die die Schwingungsform erzeugt, die der beobachteten am nächsten kommt. Es lohnt sich, auszuführen, daß dies nicht das gleiche aussagt, wie die Feststellung, daß die festgestellte Topologie die ist, die der tatsächlichen am nächsten kommt. Tatsächlich ist es, um dies formell zu beweisen, erforderlich, eine Metrik in den Bereich der Leitungstopologien einzuführen, und die Definition dieser Metrik ist nicht geradlinig.
d. Verfahrensschritte zur Leitungsidentifikation
In 17A ist ein Ablaufdiagramm höherer Ebene gezeigt, das die wesentlichsten Verfahrensschritte der vorliegenden Erfindung darstellt. Liegt ein Satz in einem Schritt 1701 erfaßter Daten vor, wird unser Verfahren generell mit einem Schritt 1702, in dem Hypothesen bezüglich eines Satzes von Leitungstopologien aufgestellt werden, und einem Schritt 1703 fortgesetzt, in dem auf der Grundlage des mathematischen Modells die Schwingungsformen berechnet werden, die am Empfänger zu beobachten sein sollten, wenn die angenommenen Topologien zutreffen. In einem Schritt 1704 wird die Topologie, die der Schwingungsform entspricht, die am Besten mit dem beobachteten Signal übereinstimmt, als die „wahrscheinlichste" Topologie ausgewählt.
In 17B ist eine spezifische Ausführungsform des Ablaufdiagramms höherer Ebene gemäß 17A gezeigt. Genauer beginnt der Prozeß im Schritt 1701 mit der Erfassung von Daten. Der Prozeß der Erfassung von Daten besteht im wesentlichen im wiederholten Senden von Impulsen mit unterschiedlichen Impulsbreiten in die Leitung und im Empfangen der von Diskontinuitäten in der Leitung erzeugten Echoantworten, d.h. des Signals der Echoantworten, das die erfaßten Daten enthält. In unserer Notation werden die erfaßten Daten durch den Vektor d(t) repräsentiert.
Es ist aus verschiedenen Gründen erforderlich, das Medium mit Prüfsignalen unterschiedlicher Breite zu prüfen. Die Breite der Impulse bestimmt die blinde Zone, d.h. die Zone, in der keine Diskontinuitäten erfaßt werden können. Tatsächlich ist es unmöglich, Echos zu erfassen, solange der Prüfimpuls andauert. Dies impliziert, daß zur Erfassung in der Nähe befindlicher Diskontinuitäten schmale Impulse erforderlich sind. Andererseits sind breite Impulse erforderlich, um weit entfernte Diskontinuitäten zu erfassen, da schmale Impulse nicht genug Energie haben, um das Ende langer Leitungen zu erreichen. Anhand unserer Messungen haben wir festgestellt, daß quadratische Impulse mit unterschiedlichen Breiten ausreichen, um Leitungen innerhalb von 18.000 Fuß (ca. 5.500 m) zu identifizieren. Bei unserer Arbeit haben wir herausgefunden, daß Impulse mit Breiten von 500 ns, 1 µs und 5 µs adäquat sind. Der Impuls mit 500 ns impliziert, daß die erste Diskontinuität, die erfaßt werden kann, ca. 160 Fuß (ca. 50 m) von der Vermittlungsstelle entfernt ist.
Quadratische Impulse lieferten bei unseren Messungen sehr gute Ergebnisse. Ihre Verwendung kann jedoch in der Praxis begrenzt sein, wenn bestimmte Schaltgeräte in der Vermittlungsstelle vorhanden sind. Tatsächlich können einige Schaltgeräte ein Tiefpaßfilterverhalten aufweisen, so daß in diesen Fällen Impulse mit schmalerer Bandbreite verwendet werden sollten.
Wie aus den vorstehenden Ausführungen hervorgeht, werden während der Phase 1701 der Datenerfassung mehrere Schnappschüsse des Mediums aufgenommen. Im allgemeinen werden zuerst die Schnappschüsse analysiert, die den schmaleren Impulsen entsprechen, und die Schnappschüsse, die den breiteren Impulsen entsprechen, werden danach analysiert.
Sind die Daten einmal erfaßt, ist der nächste Schritt 1705 die Datenverarbeitung. Die Datenverarbeitung umfaßt, wie in 17 gezeigt, zahlreiche Schritte. Jeder dieser Schritte wird nun im Einzelnen beschrieben.
Der erste Schritt 1708 der Datenverarbeitung ist die Identifikation des Kabeldurchmessers des ersten Leitungsabschnitts, d.h. des an die Vermittlungsstelle bzw. die Meßgeräte angeschlossenen oder unmittelbar auf diese folgenden Leitungsabschnitts. Bei unserem Verfahren umfaßt die Identifikation des Kabeldurchmessers des ersten Leitungsabschnitts die Unterschritte 1709, 1711 und 1712.
Im Unterschritt 1709 wird von einer unendlich langen Leitung ausgegangen. Dabei werden vier Leitungstopologien angenommen, eine für jeden Kabeldurchmesser, d.h. jeweils eine für die Kabel der Stärke 19, 22, 26 und 26 nach AWG. Im allgemeinen kann jeder Ausschnitt verwendet werden, solange die Metrik lediglich anhand des langsam schwindenden Signals berechnet wird. Die Leitungsimpedanzantwort einer unendlich langen Leitung basiert auf dem vorstehend im Abschnitt 1.a besprochenen Modell, tatsächlich kann hinsichtlich der Leitungsimpedanzreaktion unendlich langer Leitungen auf 14 bezug genommen werden.
Im Schritt 1711 (Block 1711) wird dann die langsam schwindende Schwingungsform für jede der angenommenen, unendlich langen Leitungen berechnet. Die Einzelheiten der Berechnung der langsam schwindenden Schwingungsform einer Leitung wurden im Abschnitt 1.a umfassend behandelt.
Ist im Schritt 1711 die langsam schwindende Schwingungsform für jede angenommene, unendlich lange Leitung einmal berechnet, wird im Schritt 1712 die langsam schwindende Schwingungsform, die am ehesten mit d(t) bzw. dem Datenausschnitt übereinstimmt, als die Schwingungsform ausgewählt, die den ersten Leitungsabschnitt repräsentiert. Tatsächlich wird der Kabeldurchmesser der langsam schwindenden Schwingungsform, die am ehesten mit dem Datensatz übereinstimmt, als Kabeldurchmesser des ersten Leitungsabschnitts ausgewählt.
Ist der Kabeldurchmesser des ersten Leitungsabschnitts im Schritt 1708 identifiziert, wird das Verfahren mit dem Schritt 1713 fortgesetzt. Im Schritt 1713 wird das langsam schwindende Signal bzw. die langsam schwindende Schwingungsform, die den ersten Leitungsabschnitt repräsentiert, von d(t) subtrahiert. Wenn h⁽ⁱ⁾(t) im Schritt i allgemein die simulierte Schwingungsform ist, die der identifizierten Topologie T(t) entspricht, bedeutet dies, daß für die Differenz zwischen der erfaßten Schwingungsform bzw. den tatsächlichen Daten und der der identifizierten Topologie T^(i-1) entsprechenden, simulierten Schwingungsform e⁽ⁱ⁾(t) = d(t) – h^(i-1)(t) gilt. Im Verarbeitungsschritt 1712 entspräche h⁽ⁱ⁾(t) vor der Verarbeitung des der ersten Diskontinuität entsprechenden Echos der am ehesten mit dem Datenausschnitt übereinstimmenden, langsam schwindenden Schwingungsform; genauer gelten i = 1 und e⁽¹⁾(t) = d(t) – h⁽⁰⁾(t), wobei h⁽⁰⁾(t) die ausgewählte, langsam schwindende Schwingungsform repräsentiert. Der Wert e⁽ⁱ⁾(t) als solcher repräsentiert die erfaßte Schwingungsform ohne die langsam schwindende Schwingungsform. In diesem Stadium der Verarbeitung kann e⁽ⁱ⁾(t) als Repräsentation der kompensierten Daten betrachtet werden, d.h. die Daten wurden so eingestellt, daß das induktive Verhalten der Leitung kompensiert wird.
Sind die Auswirkungen der schwindenden Schwingungsform bzw. die Auswirkungen des induktiven Verhaltens der Leitung kompensiert, besteht die restliche Aufgabe im wesentlichen darin, die Echoantworten zu untersuchen, die die übrigen, erfaßten Daten ausmachen, die ermittelten Echoantworten mit den von dem Modell gemäß Abschnitt 1.a vorhergesagten Echoantworten abzugleichen und die das Echo verursachende Diskontinuität nach dem Abgleich der vorhergesagten Echoreaktion mit der tatsächlichen Echoreaktion innerhalb einer Fehlertoleranz zu identifizieren.
Dementsprechend wird die Verarbeitung im Schritt 1714 mit dem Schätzen des Zeitpunkts der Ankunft des ersten Echos fortgesetzt. Das Schätzen des Zeitpunkts der Ankunft eines Echos ist von fundamentaler Wichtigkeit. Da die Geschwindigkeit der Ausbreitung eines elektrischen Signals über ein Torsionskabel bekannt ist (sie beträgt ca. 0,66·c, wobei c die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum ist), ermöglicht die Kenntnis des Zeitpunkts der Ankunft eines Echos die Bestimmung der Position der Diskontinuität. Ist τ der Zeitpunkt der Ankunft des erfaßten Echos, kann die Position der entsprechenden Diskontinuität wie folgt berechnet werden:
wobei ν die Geschwindigkeit der Ausbreitung des Echos ist und durch den Faktor ½ die Tatsache berücksichtigt wird, daß sich das Signal von der Vermittlungsstelle zur Diskontinuität und zurück bewegt hat. Genauer hängt die Geschwindigkeit eines elektrischen Signals in einem Torsionskabel von dem Kabeldurchmessertyp ab, obwohl die Geschwindigkeiten sehr nahe beieinander liegen. Im allgemeinen bewegen sich Signale in dickeren Kabeln schneller als in dünneren. Daher schließt bei der Schätzung der Position einer Diskontinuität eine präzise Schätzung die Berechnung der Übertragungszeitspanne des Echos über jeden weiteren Leitungsabschnitt, d.h. die Berücksichtigung unterschiedlicher Übertragungsgeschwindigkeiten in jedem Leitungsabschnitt, ein.
Wird der Identifikationsprozeß fortgesetzt, können sich einige kleine Fehler bei der Schätzung der Position der ersten Diskontinuitäten summieren und größere Fehler bei der Schätzung der Positionen der folgenden Diskontinuitäten verursachen. Diese Tatsache muß kein ernsthaftes Problem darstellen, da Fehler von einigen Hundert Fuß bei Leitungen mit einer Länge von mehreren tausend Fuß sicher nicht kritisch sind. Wächst der Fehler jedoch zu sehr an, kann er Probleme bei der Auswahl der korrekten Topologie verursachen und eine korrekte Identifikation der Leitung gefährden. Aus diesem Grund ist es wesentlich, den Ankunftszeitpunkt so genau wie möglich zu schätzen. Wir haben bei unserer Arbeit festgestellt, daß der Prozeß genauer ist, wenn die Schätzung des Ankunftszeitpunkts in zwei unterschiedlichen Momenten erfolgt. Zuerst erfolgt im Schritt 1714 eine Grobschätzung, und anschließend wird diese Schätzung im Schritt 1740 verfeinert. Es wird darauf hingewiesen, daß der Schritt 1740 wahlweise ausgeführt wird, da es möglich sein kann, den Zeitpunkt der Ankunft im Schritt 1714 unter Verwendung fortschrittlicherer Datenverarbeitungstechniken genau zu schätzen. Überdies ist Genauigkeit ein relatives Konzept, und wir haben festgestellt, daß eine zusätzliche Genauigkeit hinsichtlich des Zeitpunkts der Ankunft in der überwältigenden Mehrheit der geprüften Fälle nicht zu weniger Fehlern bei der Identifizierung des Aufbaus der Leitungen führte.
Ist der Zeitpunkt der Ankunft geschätzt, wird im Schritt 1715 eine Hypothese hinsichtlich eines repräsentativen Satzes anzunehmender Topologien aufgestellt, die der nächsten Diskontinuität entsprechen könnten. Gemäß unserer Notation wird der Satz sämtlicher angenommener Topologien für das i-te Echo bzw. die i-te Iteration über die Verfahrensschritte durch {T_j ⁽ⁱ⁾} repräsentiert. Es existiert nur eine endliche Anzahl an möglichen Topologien, von denen ausgegangen werden kann, und diese Anzahl ist sogar klein. Dies legt die Vermutung nahe, daß eine einfache, erschöpfende Durchsuchung sämtlicher möglicher Topologien ausgeführt werden könnte, ohne daß ein nicht zu bewältigender Rechenaufwand erforderlich wäre. In einigen Fällen können jedoch mehrere zehn Topologien möglich sein, beispielsweise bei mehreren, an der gleichen Position angeordneten, überbrückten Anzapfungen. In diesem Fall kann es nützlich sein, die Topologien in „Familien" oder Gruppen einzuteilen und die zwei Topo logien (Bezugstopologien) auszuwählen, die die am weitesten „entfernten" Schwingungsformen aufweisen. Auf diese Weise werden nur zwei Topologien pro Gruppe geprüft, wodurch der Rechenaufwand reduziert wird. Ist diese Vorabprüfung einmal ausgeführt, definiert die Bezugstopologie, die am besten zu den Beobachtungen paßt, die Familie von Topologien, die mit der höchsten Wahrscheinlichkeit die beste Topologie enthält. An diesem Punkt wird die Suche nach der besten Topologie auf diese Familie von Topologien begrenzt. Der Satz der angenommenen Topologien hängt vom Vorzeichen des erfaßten Echos und der zuvor identifizierten Diskontinuität ab.
Offensichtlich kann eine effektivere Suche durchgeführt werden, wenn vorab Informationen bezüglich der statistischen Verteilung der Leitungsabschnitte verfügbar sind. Tatsächlich kann zunächst von den am häufigsten wiederkehrenden Topologien ausgegangen werden, so daß die zur Bestimmung des Kabeldurchmessers oder zur Bestimmung der Art der Diskontinuität erforderliche Zeit verringert werden kann. Eine teilweise statistische Charakterisierung des Leitungsnetzes könne durch Analysieren der in der LFACS-Datenbank enthaltenen Leitungsprotokolle der überprüften Vermittlungsstelle erstellt werden.
Auch die Diskontinuitäten, die vor der gerade identifizierten erfaßt wurden, bestimmen die möglichen Topologien, die identifiziert werden können. Insbesondere müssen zwei Fälle berücksichtigt werden: der Fall, in dem eine vorhergehende, überbrückte Anzapfung bereits umfassend identifiziert wurde (sowohl hinsichtlich der Position als auch hinsichtlich der Länge) oder wenn die überbrückten Anzapfungen nur lokalisiert wurden, ihre Länge jedoch noch unbekannt ist. Im Folgenden werden diese beiden Fälle jeweils als der Fall einer „geschlossenen" bzw. einer „offenen" überbrückten Anzapfung bezeich net. Der Grund dafür, daß eine Unterscheidung zwischen den beiden Fällen der offenen und der geschlossenen überbrückten Anzapfung wesentlich ist, ist der Umstand, daß eine überbrückte Anzapfung stets zwei Echos erzeugt, ein negatives Echo gefolgt von einem positiven Echo. Es trifft jedoch nicht notwendiger Weise zu, daß das positive Echo unmittelbar auf das negative folgt. Aus diesem Grund muß, wenn einmal eine überbrückte Anzapfung lokalisiert ist, berücksichtigt werden, daß das nächste erfaßte Echo entweder vom Ende der überbrückten Anzapfung oder von einer weiteren, neuen Diskontinuität erzeugt wird.
Schließlich teilen sämtliche Leitungsabschnitte das Merkmal, daß sie als aus unendlich langen Abschnitten zusammengesetzt betrachtet werden, die eine vorläufig unbekannte Länge aufweisen.
Eine simulierte Schwingungsform, die jede angenommene Topologie repräsentiert, wird dann entsprechend dem mathematischen Modell gemäß dem Abschnitt 1.a im Schritt 1717 erzeugt. Der Prozeß der Simulation einer Schwingungsform für eine Topologie im Schritt 1717 ist durch die Schritte 1718 bis 1720 gegeben. Zunächst wird im Schritt 1718 die Eingangsimpedanz jeder angenommenen Leitungstopologie als Funktion der Frequenz berechnet. Die berechnete Eingangsimpedanz jeder angenommenen Leitungstopologie wird dann im Schritt 1719 durch eine Fourier-Transformation des Prüfsignals in der Frequenzdomäne zusammengerollt, wie in der Gleichung (5) durch den Ausdruck V₁(f) ausgedrückt. Schließlich wird im Schritt 1720 durch eine invertierte Fourier-Transformation des Konvolutionsergebnisses für jede angenommene Leitungstopologie eine simulierte Schwingungsform in der Zeitdomäne ermittelt. Wie vorstehend dargelegt, repräsentiert {h_j ⁽ⁱ⁾(f)} in unserer Notation den Satz sämtli cher simulierter Schwingungsformen Ü = 1, ..., N⁽ⁱ⁾), der der Gruppe sämtlicher möglichen angenommenen Topologien {T_j ⁽ⁱ⁾} entspricht.
Anschließend werden die im Schritt 1717 ermittelten, simulierten Schwingungsformen im Schritt 1731 mit dem restlichen erfaßten bzw. beobachteten Datensignal e⁽ⁱ⁾(t) verglichen und die simulierte Schwingungsform ausgewählt, die e⁽ⁱ⁾(t) am ehesten entspricht. Es existieren viele Methoden zur Bestimmung, worin die „größtmögliche Übereinstimmung" besteht oder wann die geringste Fehlertoleranz gegeben ist. Die der Schwingungsform, die am besten zu dem beobachteten Signal paßt, entsprechende Topologie wird als „wahrscheinlichste" Topologie ausgewählt. Ein Index der „Nähe" zwischen der angenommenen und der beobachteten Schwingungsform kann beispielsweise der statistische Gesamtfehler sein. Wenn das Modell exakt wäre und keine Form von Rauschen vorläge, könnte eine Leitung durch diese Prozedur im Prinzip exakt und fehlerfrei identifiziert werden. Offensichtlich ist stets ein Rauschen vorhanden, und das mathematische Modell ist, obwohl präzise, nicht exakt. Daher besteht in der Praxis die Möglichkeit, daß Fehler auftreten. Bei unserer Arbeit haben wir den statistischen Gesamtfehler als Metrik zum Vergleichen der tatsächlichen Schwingungsformdaten mit den simulierten ausgewählt. Ein Satz von N⁽ⁱ⁾ statistischen Gesamtfehlern zwischen den erfaßten Schwingungsformdaten und den simulierten Schwingungsformdaten, d.h. e⁽ⁱ⁾(t) = (d(t) – h⁽ⁱ⁾(t)) und die N⁽ⁱ⁾ Differenzen ({h_j ⁽ⁱ⁾(t)} – h^(i-1)(t)) zwischen den Schwingungsformen, die für sämtliche Diskontinuitätentopologien im Schritt i und der der im (i – 1)-ten Schritt identifizierten Diskontinuitätentopologie entsprechenden Schwingungsform gelten, werden berechnet.
Die im Schritt 1731 ermittelte Schwingungsform wird dann im Schritt 1750 von den restlichen ermittelten Daten subtrahiert, d.h. es erfolgt eine Isolierung. Daher ist das verbleibende Signal gemäß unserer Notation durch e⁽ⁱ⁾(t) = d(t) – h^(i-1)(t) gegeben.
Der Prozeß wird dann im Schritt 1760 mit einer Überprüfung auf das Vorhandensein eines weiteren Echos fortgesetzt. Zeigt der Signalpegel, daß ein weiteres Echo existiert, wird der Prozeß mit dem Schritt 1714 fortgesetzt, anderenfalls wird im Schritt 1764 ein Leitungsprotokoll erstellt.
Es wird darauf hingewiesen, daß der Grundgedanke des schrittweisen Vorgehens bei der Identifikation von Leitungsdiskontinuitäten und des Entfernens der Auswirkungen nahe gelegener Diskontinuitäten von den entfernten, ähnlich wie bei Galli, nach wie vor gültig ist, doch die Art und Weise, in der die Auswirkungen aus der Überprüfung ausgeschlossen werden, ist anders. Diese „Isolationstechnik" ist effektiver als die von Galli beschriebene, da das Problem einer Verstärkung des Rauschens aufgrund der Verwendung des Kehrwerts der Einfügungsdämpfung nicht auftritt. Da überdies die Beschreibung der Reflexion der Frequenzdomäne eine Kombination sämtlicher über den gemessenen Frequenzbereich von den Diskontinuitäten reflektierter Signale ist, enthält das Signal, das von den ermittelten Daten subtrahiert wird, auch sämtliche Störechos, die bis zur zuletzt identifizierten Diskontinuität erzeugt wurden. Dadurch wird die Anwendung des Zeitdomänenmodells, in dem sämtliche Störechos einzeln erzeugt werden und dann von den erfaßten Daten subtrahiert werden müssen, um entfernt werden zu können, auf die Störechos vermieden.
Im Gegensatz zu dem Verfahren nach Galli wird bei diesem Verfahren, bei dem der Kehrwert der Einfügungsdämpfung verwendet wird, die Breite der empfangenen Echos nicht modifiziert. Dies stellt jedoch kein Problem dar, da wir sicher sind, daß das zur nächsten Diskontinuität gehörende Echo nach der Entfernung sämtlicher vorhergehender Echos das erste ist, das auftaucht, und daß es nicht von den vorhergehenden verborgen wird. Es ist wesentlich, auszuführen, daß die inverse Fourier-Transformation der Eingangsimpedanz sowohl tatsächliche als auch Störechos enthält, da bei diesem Verfahren ein Frequenzdomänenmodell verwendet wird, wodurch die Isolation vervollständigt wird. Schließlich können gemäß diesem Aspekt unserer Erfindung und im Gegensatz zu Galli Leitungen mit jedweder Topologie identifiziert werden.
2. Schaltkreis zur Verbesserung der Erfassung schwacher Echos
Durch das vorstehend im Abschnitt 1 beschriebene Verfahren werden die Reichweite und Genauigkeit metallischer Meßverfahren an einem Ende durch Formulieren eines genaueren Modells des Verhaltens der Signale verbessert, die zur Durchführung der Messung verwendet werden. Genauer werden bei dem Verfahren das induktive Verhalten der Leitung berücksichtigt und seine Auswirkungen auf die Messungen kompensiert. Zudem wird bei dem vorstehend beschriebenen Verfahren die Frequenzdomänendarstellung der Diskontinuitäten verwendet, um die Zunahme des Rauschens in der Zeitdomäne zu bewältigen. Während unserer Arbeit haben wir auch festgestellt, daß die Leistung durch die Verwendung einer Differenzprüfung weiter verbessert werden kann. Im Abschnitt 2 werden nun unser Differenzprüfschaltkreis und ein Beispiel der Verbesserungen beschrieben, die durch die Verwendung unseres Schaltkreises erzielt werden können, wenn er in Kombination mit dem Verfahren gemäß Abschnitt 1 verwendet wird.
Mehrpaarige Torsionskabel zeigen ein komplexeres Verhalten als einfache Kabel, das häufig unter Verwendung der Zeitdomänen reflektometrie charakterisiert wird. 18 zeigt den Querschnitt eines mehrpaarigen Torsionskabels 2100, das ein aus den Drähten 2102 und 2104 bestehendes Prüfpaar, mehrere inaktive Paare 2106 und einen Erdpfad 2108 aufweist. Es ist wünschenswert, daß die inaktiven Paare am Prüfpaar ausgeführten Messungen nicht beeinträchtigen. Die Drähte 2102 und 2104 weisen relativ zur Erde 2108 jeweils Spannungen V_w1 und V_w2 auf. Zum Zwecke der Analyse wird davon ausgegangen, daß die inaktiven Paare 2106 übereinstimmende Potentiale mit einer Spannung von V_w3 aufweisen. Dieses System von Leitern kann drei Übertragungsmodi (niederfrequente oder querelektrische und magnetische Approximation) unterstützen, die durch:
beschrieben werden können. Der Faktor θ beschreibt die durch die inaktiven Paare erzeugte Abschirmung: bei einer vollständigen Abschirmung gilt θ = 0, während bei einem Torsionskabel θ ≈ 0,5 gilt. Es ist sinnvoll, darauf hinzuweisen, daß B^–1 = A^T und A^–1 = B^T gelten. Andere Prüfpaarkombinationen können durch eine Überlagerung behandelt werden.
19 ist eine äquivalente Schaltung, die die Wechselwirkung zwischen den durch die Gleichungen (6a) und (6b) repräsentierten Übertragungsmodi im Kabel 2100 beschriebt. Die dem entfernten Ende des Kabels entsprechenden Anschlüsse werden durch die Knoten 2202, 2204 und 2206 repräsentiert. V_w1 und I_w1 bezeichnen die Spannung und den Strom auf der Leitung 2102 (w1), etc. Der Differentialmodus I_dif repräsentiert den auf die Drähte 2102 (w1) und 2104 (w2) beschränkten Strom und ist im allgemeinen das gewünschte Signal. Der Modus I_pr repräsentiert den zwischen den mehreren inaktiven Paaren 2106 (w3) und den beiden geprüften Drähten 2102 und 2104 fließenden Strom. Die beiden Modi I_dif und I_pr sind gut auf das Kabel begrenzt und weisen dementsprechend eine geringe Dämpfung auf. Die diesen Modi zugeordneten, charakteristischen Impedanzen sind typischer Weise jeweils Z_dif= 100 – 900 Ω und Z_pr 20 – 75 Ω. Der Nettokabelstrom I_cm ist ein weiteres Gleichtaktsignal, das sowohl abgestrahlten Emissionen als auch dem Aufbau des Rauschens zugeordnet ist und hochgradig von der Kabelinstallation abhängt. Die charakteristische Impedanz des Verlustmodus Z_cm ist veränderlich und nicht leicht zu charakterisieren. Die Erregung des Modus zwischen den Paaren und der Gleichtaktmodus der Kabel können die Messung von Differentialmodussignalen beeinträchtigen.
Es existieren sechs Übertragungsspannungen und -ströme, die durch V₁+ = Z₀I₁+ und V₁– = Z₀I₁– ausgedrückt werden, wobei Z₀ die diagonale Matrix der charakteristischen Impedanzen ist.
Diskontinuitäten im Kabel aufgrund von Unvollkommenheiten, Verbindungen oder unpassenden Kabeln können zu unerwünschten Kopplungen zwischen allen drei Modi führen. Es wird ein quasiunendliches Kabel betrachtet, das von einer völlig anderen, zufällig gesendeten Schwingungsform I + / - = (I + / dif, 0,0)^T erregt wird und dessen Ende von einer Impedanzmatrix Z_term repräsentiert wird. Die Grenzbedingung ist in diesem Fall V_c1 = Z_termI_c1. Die reflektierte Welle I - / 1 kann zusätzliche Gleichtaktkomponenten I_pr und I_cm enthalten. In Be griffen der Übertragungsmodi ausgedrückt gelten für den Strom und die Spannungen unter Verwendung von Gleichung (6) am Anschluß I + / 1 – I - / 1 = BI_c1, und V + / 1 + V - / 1 = AZ_termI_c1. Eine Kombination dieser Beziehungen ergibt: (Z0 + AZtermAT)I-1 = (AZtermAT – Z0)I+1 ...(7)
Stehende Wellen können in jedem der drei grundlegenden Modi auftreten und die Messungen beeinträchtigen. Reflexionen werden unterdrückt, wenn AZ_termA^T = Z₀ gilt. Unter Verwendung der früher erwähnten Symmetrie zwischen A und B kann dies durch Z_term=B^TZ₀B₁ ausgedrückt werden, was nur die Impedanz bei der Überprüfung eines unendlich langen Kabels ist.
Ein weiterer, wesentlicher Fall ist die Moduskopplung in einem durch mit jedem Draht in Reihe beieinander angeordnete Impedanzen unterbrochenen Kabel. Dies ist äquivalent zum Ende Z_term = Z_se + B^TZ₀B, wobei Z_se eine diagonale Matrix ist, deren Elemente die in Reihe angeordneten Impedanzen sind. Unter Verwendung der Gleichung 7 gilt für die reflektierte Welle I - / 1 in diesem Fall:
Für die über das Kabel gesendete Welle gilt hinter der Position von Z_se I + / 2 = I + / 1 – I - / 1. Gleichung 8 hat die iterative Lösung:
Für einen einzigen Widerstand R_se, der mit dem Draht 1 oder 2 in Reihe geschaltet ist, wird die Gleichung 8 auf
reduziert, wobei dieser Wert wenig von Z_cm abhängt, und es gilt
wobei dieser Wert nicht von R_se abhängt.
Ein von Nebenschlußkonduktanzen zwischen den Drähten und der Erde unterbrochenes Kabel kann durch I_c1 = I_c2 + Y_shV_c1 beschrieben werden, wobei V_c1 = V_c2 gilt und die tiefgestellten Bezeichnungen c1 und c2 die beiden Abschnitte des unterteilten Kabels bezeichnen. In diesem Fall kann gezeigt werden, daß
und I - / 1 = I + / 2 – I + / 1 gelten. Eine einzelne Nebenschlußkonduktanz Y_sh vom Draht 1 zur Erde erzeugt einen Gleichtaktstrom
der nicht von einer Abschirmung durch die anderen Paare profitiert. Eine Nebenschlußkonduktanz zwischen den Leitern verschlechtert die Gleichtaktrückweisung nicht. Auf der Grundlage von Gleichung 11 ist die Gleichtaktrückweisung:
20 zeigt eine Anwendung herkömmlicher TDR-Verfahren zum Messen eines Paars eines mehrpaarigen Kabels. Die Figur zeigt eine Leitung 2100 und ein Prüfsystem 2301, das aus einem Impulsgenerator 2310 und einem Oszilloskop 2320 besteht. Das Prüfsystem weist jeweils an Drähte 2102 und 2104 der Leitung 2100 angeschlossene Anschlüsse 2330 und 2332 auf. Der Impulsgenerator weist einen Ausgang 2312 an einem Ende, der über eine Ausgangsimpedanz Z₀ 2316 mit dem Anschluß 2330 verbunden ist, und einen Signal rücklauf 2314 auf. Das Oszilloskop 2320 weist einen mit dem Anschluß 2330 verbundenen Eingang 2322 und einen Signalrücklauf 2324 auf. Es existiert eine Systemerdung 2302, an die beide Signalrückläufe und der Anschluß 2332 angeschlossen sind. Die Systemerdung 2302 darf nicht die Kabelerdung 2108 sein. Bei diesem Verfahren wird ein unsymmetrisches Signal an die Leitungen 2102 und 2104 angelegt, das alle drei vorstehend durch die Gleichungen 6 – 12 beschriebenen Kabelmodi erregt. Das Oszilloskop reagiert ebenfalls auf Signale in allen drei Modi.
21 zeigt eine Verbesserung des Stands der Technik, die Gleichtaktinterferenzen teilweise verringert. 21 zeigt die Schaltung gemäß 20 mit zusätzlich einem Transformator 2410 und einem Anschlußwiderstand 2420. Die Primärseite des Transformators 2410 ist zwischen den Anschlüssen 2330 und 2332 angeschlossen. Die Sekundärseite des Transformators 2410 weist symmetrische Ausgänge 2412 und 2414 und eine mittlere Anzapfung 2416 auf. Die symmetrischen Ausgänge sind mit den Leitungszugangsanschlüssen 2102 und 2104 verbunden. Die mittlere Anzapfung 2416 ist über einen Widerstand 2420 mit der Systemerde 2302 verbunden. Der Transformator 2410 wandelt am Anschluß 2330 erscheinende Signale von einem Ende in ein zwischen 2102 und 2104 angelegtes Differenzsignal um. Differenzsignale werden auch in Signale von einem Ende zur Anzeige auf dem Oszilloskop umgewandelt. Der Widerstand 2420 kann auf dem Prüfpaar erscheinende Gleichtaktsignale beenden. Es trifft häufig zu, daß der Widerstand den Wert Z_dif/4 aufweist. Der Transformator weist eine begrenzte Niederfrequenzantwort auf, die die Verwendung dieses Ansatzes auf kurze Leitungen begrenzt.
22 zeigt ein Blockdiagramm eines Systems gemäß einer Ausführungsform unserer Erfindung, das Breitbanddifferentialzeit domänenmessungen ausführt. 22 weist einen Schwingungsformgenerator 2310, einen Prüfkopf 2510, ein Oszilloskop 2320 und ein Leitungsnetz 2100 auf. Der Prüfkopf 2510 weist einen mit dem Ausgang 2312 verbundenen Eingangsanschluß 2512, jeweils mit den Leitungszugangsanschlüssen 2102 und 2104 verbundene Leitungsprüfpunkte 2514 und 2516 und einen mit dem Eingang 2322 des Oszilloskops verbundenen Ausgangsanschluß 2518 auf. Der Prüfkopf 2510 umfaßt einen Pufferverstärker 2520, einen positiven Impulsgenerator 2540, einen negativen Impulsgenerator 2560 und einen Differenzverstärker 2580. Die Impulsgeneratoren 2540 und 2560 weisen jeweils eine Ausgangsimpedanz Z₀/2 auf und sind jeweils mit den Anschlüssen 2514 und 2516 verbunden. Die an den Anschlüssen 2514 und 2516 zu beobachtende Differenzimpedanz ist Z₀.
Der Schwingungsformgenerator 2310 kann beispielsweise ein Impulsgenerator sein. Die am Ausgang 2312 auftauchende Schwingungsform wird vom Verstärker 2520 mit dem positiven Impulsgenerator 2540 und dem negativen Impulsgenerator 2560 in komplementäre Signale umgewandelt, die an die Anschlüsse 2514 und 2516 angelegt werden. Die an den Anschlüssen 2514 und 2516 vorliegenden komplementären Signale erregen vorzugsweise einen Differentialmodus im Leitungsnetz 2100 und minimieren die Erregung der mehreren Gleichtaktsignale. Reflektierte Differentialmodussignale, die an den Anschlüssen 2514 und 2516 auftauchen, werden vom Differenzverstärker 2580 gemessen und von den Ausgangsimpedanzen Z₀/2 absorbiert oder beendet. Eine optimale Beendigung tritt bei Z₀ = Z_diff auf. Der Differenzverstärker 2580 mißt das über die Anschlüsse 2514 und 2516 auftretende Differentialmodussignal, während er Gleichtaktsignale, die auftreten können, zurückweist. Das Oszilloskop 2320 zeichnet die Erregungsschwingungsform und die resultierenden, reflektierten Schwingungsformen auf. Der Prüfkopf 2510 erfüllt die Meßanforderungen ohne die inhärente Niederfrequenzbegrenzung des Stands der Technik. Eine präzise gesteuerte Differentialerregung kann an die Prüfpaare angelegt werden, und die resultierenden Echos können mit wenig zusätzlicher Verzerrung gemessen werden. Dadurch wird die Analyse der gemessenen Antworten des Paars im Prozessor 2321 erheblich vereinfacht, wie es bei unserem vorstehend beschriebenen Verfahren der Fall ist.
Es wird darauf hingewiesen, daß ein Oszilloskop nur illustrativ ist, obwohl ein in 22 ein Oszilloskop 2320 dargestellt ist. Gemäß unserer Erfindung ist das Oszilloskop 2320 jede Vorrichtung, d.h. beispielsweise ein Empfänger, die die Funktionen der Erfassung der im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung beschriebenen Signale erfüllt und die Signale anzeigt. Tatsächlich erfolgt die Signalanzeige wahlweise, wenn der Betreiber eine Identifikation der Leitungsbeschaffenheit oder ein Protokoll wünscht. Bei einer derartigen Implementierung ist eine Anzeige nicht erforderlich, und die erfaßten Signale können auf jede beliebige Weise gespeichert werden, beispielsweise auf einem mit dem Empfänger gekoppelten Festplattenlaufwerk, einer Diskette oder einem CD-ROM-Laufwerk, oder es kann die Kapazität gegeben sein, die Daten an eine weitere Vorrichtung zu senden, damit eine Verarbeitung erfolgen kann. Nichtsdestotrotz werden bei einer TDR-Implementierung eine Prozessoreinrichtung 2321, die von dem Oszilloskop 2320 erfüllte Erfassungsfunktion und Anzeigefunktion sowie der Impulsgenerator 2310 erwartet, die in einer einzigen Vorrichtung enthalten sind, die auch unseren Prüfkopf 2510 enthalten kann. Zudem ist es auch durchaus möglich, daß der Prüfkopf 2510 als eigenständige Einheit ausgebildet ist und als Zusatzgerät für heutige TDRs verwendet wird.
23 zeigt eine Implementierung des Breitbanddifferentialzeitdomänenprüfkopfs 2510 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Wie dargestellt, umfaßt der Prüfkopf 2510 einen Eingangspufferverstärker 2520, einen positiven Impulsgenerator 2540, einen negativen Impulsgenerator 2560, einen Differenzverstärker 2580, einen Eingang 2512, einen positiven Leitungsprüfanschluß 2514, einen negativen Leitungsprüfanschluß 2516 und einen Ausgang 2518 für die gemessenen Signale. Der Eingangspufferverstärker 2520 erzeugt komplementäre Signale zum Ansteuern der Impulsgeneratoren 2540 und 2560 und umfaßt einen Wechselrichter 2512, eine Pegelübersetzung 2614 und einen Wechselrichter 2618. Der positive Impulsgenerator 2540 umfaßt einen Wechselrichter 2620 und Reihenwiderstände 2626, wogegen der negative Impulsgenerator 2560 einen Wechselrichter 2630 und Reihenwiderstände 2636 umfaßt. Der Wechselrichter 2620 weist eine positive Vorspannung V_n 2622 auf, wogegen der Wechselrichter 2630 eine negative Vorspannung V_n 2632 aufweist.
Der Wechselrichter 2612 empfängt über den Anschluß 2512 einen Eingang vom Ausgang 2312. Der Ausgang des Wechselrichters 2612 steuert den Eingang des Wechselrichters 2620 direkt und den Eingang des Wechselrichters 2618 über die Pegelübersetzung 2614 indirekt an. Der Ausgang des Wechselrichters 2618 steuert den Eingang des Wechselrichters 2630 an. Der Ausgang des Wechselrichters 2620 steuert den Leitungsprüfanschluß 2514 über den Reihenwiderstand 2626 an, wogegen der Wechselrichter 2630 den Leitungsprüfanschluß 2516 über den Reihenwiderstand 2636 ansteuert.
An den Ausgängen der Wechselrichter 2620 und 2630 erscheinen komplementäre Signale. Die Ausgänge der Wechselrichter 2620 und 2630 weisen im Falle eines Fehlens eines Eingangsimpulses nominal ein Potential von null auf. Bei einer Ausführungsform wird ein positiver Impuls mit einer festen Amplitude und einer Dauer τ an den Eingang 2512 angelegt, der eine positive Exkursion mit der Dauer τ am Leitungsprüfanschluß 2514 und eine negative Exkursion mit der Dauer τ am Leitungsprüfanschluß 2516 erzeugt. Die komplementären positiven und negativen Exkursionen erregen ein Differentialmodussignal in der Leitung, während sie die Erregung der Gleichtaktausbreitung minimieren. Bei einer Ausführungsform sind die Wechselrichter 2620 und 2630 Hochgeschwindigkeits-CMOS-Wechselrichter, wobei in diesem Fall die Amplituden des positiven und des negativen Ausgangsimpulses durch den Wert der jeweils an 2622 und 2632 angelegten Vorspannungen V_p und V_n gesteuert werden. Bei einer weiteren Ausführungsform umfassen die Wechselrichter 2620 und 2630 mehrere einzelne Wechselrichter, deren Ausgänge über mehrere unabhängige Reihenwiderstände an die jeweiligen Leitungsprüfanschlüsse angeschlossen sind, um eine gleichmäßige Stromaufteilung unter den einzelnen Wechselrichtern zu veranlassen. Bei einer weiteren Ausführungsform umfassen die Wechselrichter 2612, 2618, 2620 und 2630 lineare Verstärker mit fester Verstärkung, so daß die an den Anschlüssen 2514 und 2516 erzeugte Erregung dem Eingang 2512 proportional folgt.
Das an den Leitungsprüfanschlüssen 2514 und 2516 erscheinende Leitungssignal wird von dem Differenzverstärker 2580 erfaßt, der gemäß bekannten Techniken Operationsverstärker 2640, 2650 und 2670 umfaßt. Der Operationsverstärker 2670 steuert über einen Regelwiderstand R₂₆₈₀ den Ausgang 2518 an. Der Differenzverstärker umfaßt auch Widerstände R₂₆₄₂, R₂₆₅₂ und einen Regelwiderstand R₂₆₄₅, die die Verstärkung des Differenzverstärkers verstärken. Bei einer Ausführungsform weisen R₂₆₄₂ und R₂₆₅₂ übereinstimmende Werte auf und es gilt R₂₆₈₀ = 0, wobei das Ansprechverhalten des Differenzverstärkers in diesem Fall
ist. Die Widerstände R₂₆₄₂ und R₂₆₅₂ können feste, vorab eingestellte Werte aufweisen. Bei einer weiteren Ausführungsform können die Werte der Widerstände R₂₆₄₅ und R₂₆₈₀ entsprechend einem an den Eingang 2512 angelegten Impuls in unterschiedlichen Intervallen verändert werden. Dies ermöglicht eine Dämpfung des ursprünglichen Erregungsimpulses und die Verstärkung später auftauchender, kleiner Reflexionen.
Die Verbesserungen des erfindungsgemäßen Schaltkreises können durch Bezugnahme auf 24 besser erfaßt werden. 24A zeigt eine Echoantwort einer Veränderung des Kabeldurchmessers (3200 Fuß (ca. 1.000 m) eines Kabels mit dem Kabeldurchmesser 26 nach AWG gefolgt von 3200 Fuß (ca. 1.000 m) eines Kabels mit dem Kabeldurchmesser 24 nach AWG) gemäß der Ausführungsform gemäß 22. 24B zeigt die Echoantwort der gleichen Veränderung des Kabeldurchmessers ohne unseren Gleichtaktzurückweisungsschaltkreis, d.h. bei der Verwendung des Aufbaus gemäß 20. Gemäß 24B hat der durch A bezeichnete Bereich viele Spitzen, wogegen gemäß 24A der gleiche, durch B bezeichnete Bereich nur eine Spitze aufweist. Dementsprechend kann durch unseren Gleichtaktzurückweisungsschaltkreis ein besseres Signal für die Verarbeitung erhalten werden, da die zusätzlichen Spitzen andere Diskontinuitäten als eine Veränderung des Kabeldurchmessers nahelegen.
Dementsprechend werden bei der Identifikation des Aufbaus einer Leitung bessere Ergebnisse erzielt, wenn der Schaltkreis gemäß den Lehren des Abschnitts 1 verwendet wird.
3. Identifikation des Leitungsaufbaus bei einer tatsächlichen Leitung
In diesem Abschnitt wird ein Beispiel unseres Identifikationsverfahrens beschrieben. Insbesondere wird, beginnend mit den an einer unbekannten Leitung gemessenen Daten, anhand der im Ablaufdiagramm gemäß 17B beschriebenen Schritte ein Beispiel der Durchführung der Identifikation beschrieben. Es wird davon ausgegangen, daß vorab keine Informationen über die Leitung vorliegen, mit Ausnahme einiger grundlegender Einschränkungen hinsichtlich der Position von Diskontinuitäten. Diese Einschränkungen ergeben sich durch die Tatsache, daß ein Prüfimpuls (Differentialimpuls) von 5 Volt verwendet wird, wodurch die Reichweite der Leitungsidentifikation eingeschränkt wird. Genauer wurde anhand eines Satzes von vorab ausgeführten Experimenten festgestellt, daß unter Verwendung eines Impulses (Differentialimpulses) von 5 Volt im Prinzip jede Topologie eindeutig identifiziert werden kann, die die folgenden Einschränkungen erfüllt: (1) eine maximale Leitungslänge von weniger als 9.000 Fuß (ca. 2.750 m), (2) innerhalb von 5.000 Fuß (ca. 1.500 m) angeordnete Veränderungen des Kabeldurchmessers, (3) innerhalb von 6.000 Fuß (ca. 2.000 m) angeordnete überbrückte Anzapfungen.
Offensichtlich wären die Grenzen bei der Verwendung eines stärkeren Impulses oder bei der Einführung einer Verstärkung am Empfänger höher. Insbesondere wurde berechnet, daß eine minimale Verstärkung um den Faktor 50 erforderlich wäre, um eine innerhalb von 18.000 Fuß (ca. 5.500 m) angeordnete Diskontinuität genau zu lokalisieren.
Es wurden zwei Schnappschüsse der unbekannten Leitung aufgenommen, der erste mit einem Impuls von 3 μs und der zweite mit einem Impuls von 5 μs. Nach der im Abschnitt 1 eingeführten Notation werden diese beiden Schnappschüsse jeweils durch d₁(t) und d₂(t) bezeichnet und sind in den 25 und 26 dargestellt.
Die tatsächliche Topologie der untersuchten Leitung ist in 27 dargestellt.
Nach dem Ablaufdiagramm wird d₁(t) als erster zu verwendender Datensatz oder „Ausschnitt" ausgewählt.
Ursprüngliche Iteration: i = 0
In einem Schritt 1708 bzw. einer Iteration i = 0 muß der Kabeldurchmesser des ersten Leitungsabschnitts erfaßt werden. Dies erfolgt durch die Aufstellung einer Hypothese hinsichtlich der vier Topologien T₁ ⁽⁰⁾, T₂ ⁽⁰⁾, T₃ ⁽⁰⁾ und T₄ ⁽⁰⁾ in einem Schritt 1709, d.h. es wird von der Topologie einer Leitung ausgegangen, die aus einem einzigen, unendlichen Leitungsabschnitt mit dem Kabeldurchmesser X (X = 26, 24, 22, 19) besteht. Sind die vier Topologien durch T_j ⁽⁰⁾, (j = 1,..., 4) gegeben, werden dann in einem Schritt 1711 die entsprechenden vier computergenerierten Schwingungsformen h_j ⁽⁰⁾(t), (j = 1,..., 4) berechnet. Die Darstellung in 28 zeigt d₁(t) und die vier Schwingungsformen h_j ⁽⁰⁾(t), (j = 1,..., 4).
Die jeder Schwingungsform h_j ⁽⁰⁾(t), (j = 1,..., 4) zugeordnete Metrik, d.h. der statistische Gesamtfehler zwischen d₁(t) und den Schwingungsformen h_j ⁽⁰⁾(t), (j = 1,..., 4), wird nun berechnet, wie in Tabelle 1 gezeigt. Da der Prüfimpuls 3 μs lang war, wird der statistische Gesamtfehler beginnend bei einem Zeitpunkt t_s berechnet, der etwas größer als 3 μs ist, d.h. beispielsweise 3,3 μs beträgt. Mehrere Endzeitpunkte t_e werden berücksichtigt.
Tabelle 1
Der für die Schwingungsform h₁ ⁽⁰⁾(t) geltende statistische Gesamtfehler ist stets der niedrigste, so daß die in einem Schritt 1712 ausgewählte Topologie T₁ ⁽⁰⁾ ist, d.h. der Kabeldurchmesser des ersten Leitungsabschnitts ist 26 nach AWG. Daher wird festgehalten, daß T⁽⁰⁾ = T₁ ⁽⁰⁾ und h⁽⁰⁾(t) = h₁ ⁽⁰⁾(t) gelten. 29 zeigt die identifizierte Topologie T⁽⁰⁾ nach der ursprünglichen Iteration, d.h. i = 0.
Nächste Iteration: i = 1
In einem Schritt 1713 wird die Differenz e⁽¹⁾(t) = d₁(t) – h⁽⁰⁾(t) berechnet, und das Ergebnis ist in 30 gezeigt. Es ist ein Echo vorhanden, also wird in einem Schritt 1714 sein Ankunftszeitpunkt durch ein beliebiges, beispielsweise ein derivatives, Verfahren grob berechnet. Die Schätzung des Ankunftszeitpunkts τ(1) des ersten Echos in e⁽¹⁾(t) ist 10,7 μs. Die Position der Diskontinuität, die das Echo erzeugt hat, ist 3.600 (ca. 1.100 m) Fuß von der Vermittlungsstelle entfernt, wie vorstehend ausgeführt.
Die Topologien, von denen in einem Schritt 1715 ausgegangen wird, hängen vom Vorzeichen des Echos und den zuvor identifizierten Diskontinuitäten ab. Die möglichen Leitungstopologien sehen aus, wie in 31 gezeigt. Da mehrere mögliche Topologien existieren, wäre es aufwendig, sämtliche möglichen Schwingungsformen und ihre Metrik zu berechnen. Also werden, wie im Abschnitt 1 vorgeschlagen, für jede Familie von Diskontinuitäten nur die beiden am weitesten voneinander entfernten Schwingungsformen der Familie berechnet. Die sechs Topologien, die ursprünglich angenommen werden, sind in 32 gezeigt.
33 zeigt die Schwingungsform e⁽¹⁾(t) und die in einem Schritt 1717 computergenerierten Schwingungsformen für sämtliche sechs in 32 gezeigten Fälle. Da das erste Echo nach 10,7 μs eintraf, wird im Schritt 1731, beginnend zu diesem Zeitpunkt, der statistische Gesamtfehler zwischen e⁽¹⁾(t) und [h_j ⁽¹⁾(t) – h_j ⁽⁰⁾(t)] berechnet. Wie in Tabelle 2 dargestellt, werden mehrere Endzeitpunkte t_e berücksichtigt.
Tabelle 2
Das Minimum des statistischen Gesamtfehlers wird im Fall A1 öfter und häufiger nacheinander erhalten, als in jedem anderen Fall, woraus geschlossen wird, daß die tatsächliche Topologie der Leitung zu der in 31 gezeigten Familie (A) gehören muß, d.h. es handelt sich um eine Veränderung des Kabeldurchmessers. Es lohnt sich, darauf hinzuweisen, daß die Überprüfung der Spitzen von (A1) und e⁽¹⁾(t) eine Differenz von ca. 20 % ergibt, was ein sehr hoher Wert ist. Bei Veränderungen des Kabeldurchmessers sollte die Überprüfung der Spitzen jedoch, wie vorstehend erwähnt, nach der Feineinstellung der Schätzung des Ankunftszeitpunkts τ⁽¹⁾ in einem Schritt 1740 erfolgen.
Die möglichen Topologien für Veränderungen des Kabeldurchmessers sind nur drei, daher wird eine zusätzliche Topologie angenommen, eine Veränderung des Kabeldurchmessers zur Stärke 22, wie in 34 gezeigt. Die Schwingungsform e⁽¹⁾(t) und die computergenerierten Schwingungsformen sämtlicher möglichen Veränderungen des Kabeldurchmessers sind in 35 gezeigt. Der statistische Gesamtfehler der angenommenen Topologien (A1), (A2), (A3) gemäß den 32 und 34 ist nachstehend in Tabelle 3 gezeigt.
Tabelle 3
Der minimale statistische Gesamtfehler wird in allen drei Fällen für mehrere Zeitintervalle ermittelt, so daß die Wahl der richtigen Topologie nicht unverzüglich erfolgen kann. Obwohl der minimale statistische Gesamtfehler in den letzten Intervallen von (A1) erzielt wird, ist es in diesen Situationen besser, anhand der Amplitude der Spitzen eine doppelte Überprüfung vorzunehmen. Die prozentualen Differenzen der Spitzen in den Fällen (A1), (A2) und (A3) betragen in bezug auf die Spitze von e⁽¹⁾(t) –21 %, + 105 % und +42 %. Mit Sicherheit liegt die Spitze von (A1) am nächsten an der von e⁽¹⁾(t).
Daher ist die ausgewählte Diskontinuität, d.h. T⁽¹⁾, die in 35 durch A1 bezeichnete, und die computergenerierte Schwingungsform, die T⁽¹⁾ entspricht, ist h⁽¹⁾(t).
Ist die Topologie einmal ausgewählt, sollte in einem Schritt 1740 eine Feineinstellung des Ankunftszeitpunkts τ⁽¹⁾ erfolgen. Sie erfolgt durch Ausführen einer Kreuzkorrelation zwischen e⁽¹⁾(t) und der Differenz [h_j ⁽¹⁾(t) – h_j ⁽⁰⁾(t)]. Ein Satz von Kreuzkorrelationsfunktionen für unterschiedliche Zeitintervalle sollte in Betracht gezogen werden. Dies ist in 36 dargestellt. Eine Analyse dieser Funktionen zeigt, daß das Maximum der Kreuzkorrelationsfunktionen zuerst bei + 104, dann bei + 166 und schließlich bei +24 Verzögerungen von der mittleren Verzögerung auftritt. Die beiden ersten Kreuzkorrelationen sind symmetrisch, wogegen die Verzerrung der dritten Funktion sehr hoch ist, so daß der ausgewählte Wert Δ_lag = + 166 ist. Dies bedeutet, daß ein Fehler von ca. 550 Fuß (ca. 170 m) über die erste Schätzung der Position der Diskontinuität hinaus vorliegt.
Die aktualisierte Topologie T⁽¹⁾ am Ende des Schritts i = 1 ist in 37 gezeigt, und die entsprechende Schwingungsform ist h⁽¹⁾(t). Die prozentuale Differenz zwischen der Spitze der computergenerierten Schwingungsform h⁽¹⁾(t) und der Spitze von e⁽¹⁾(t) beträgt nun –10 %. Obwohl dies gegenüber dem vorherigen Wert von –21 % eine Verbesserung darstellt, ist es nach wie vor eine hohe Differenz. Dies legt die Vermutung nahe, daß eine weitere Überprüfung mittels der Kreuzkorrelation vorgenommen werden sollte. Die Kreuzkorrelation zwischen e⁽¹⁾(t) und der Differenz [h_j ⁽¹⁾(t) – h_j ⁽⁰⁾(t)] (mit aktualisiertem Wert h_j ⁽¹⁾(t) und unter Bezugnahme auf 37) ist in 38 gezeigt. Das Zeitintervall für diese Berechnung stimmt mit dem überein, daß den Wert Δ_lag = + 166 ergab [10,7 μs, 31 μs]. Die Verzerrung dieser Funktion ist sehr gering, und ihr Maximum tritt bei Δ_lag = –33 auf.
Dies bedeutet, daß eine zusätzliche Korrektion um –110 Fuß (ca. 33,5 m) erforderlich ist.
Die aktualisierte Topologie T⁽¹⁾ am Ende des Schritts i = 1 ist in 39 gezeigt, und die entsprechende Schwingungsform ist h⁽¹⁾(t). Die prozentuale Differenz zwischen der Spitze der computergenerierten Schwingungsform h⁽¹⁾(t) und der Spitze von e⁽¹⁾(t) beträgt nun +5,2 %. Dieser Wert kann als zufriedenstellend betrachtet werden, so daß keine weitere Feineinstellung des Ankunftszeitpunkts vorgenommen wird.
Daher ist die im Schritt i = 1 ausgewählte Diskontinuität, d.h. T⁽¹⁾, die in 39 gezeigte, und die entsprechende computergenerierte Schwingungsform ist h⁽¹⁾(t). Die Schwingungsform h⁽¹⁾(t) und der Datenschnappschuß d₁(t) sind zu Vergleichszwecken in 40 gezeigt.
Zu diesem Zeitpunkt wird der Prozeß mit der nächsten Iteration fortgesetzt, und entsprechend unserer Notation gilt i = i + 1 = 2.
Nächste Iteration: i = 2
Die Differenz e⁽²⁾(t) = d₁(t) – h⁽¹⁾(t) wird in einem Schritt 1750 berechnet, und das Ergebnis ist in 41 dargestellt. Der Wert von e⁽²⁾(t) um τ⁽¹⁾ beträgt weniger als 10 mV, wodurch bestätigt wird, daß das Echo τ⁽¹⁾ erfolgreich ausgefiltert wurde.
Bei e⁽²⁾(t) ist ein Echo vorhanden, daher wird im Schritt 1714 sein Ankunftszeitpunkt mittels eines beliebigen, beispielsweise eines derivativen, Verfahrens grob geschätzt. Die geschätzte Ankunftszeit τ⁽²⁾ des ersten Echos bei e⁽²⁾(t) ergibt τ⁽²⁾ = 29,2 μs. Die Diskontinuität, die dieses Echo erzeugt, ist 9.730 Fuß (ca. 3.000 m) von der Vermittlungsstelle oder 6.570 Fuß (ca. 2.000 m) von der zuletzt identifizierten Diskontinuität entfernt angeordnet.
Die möglichen Diskontinuitäten, die ein positives Echo erzeugen können, sind in diesem Fall eine Veränderung des Kabeldurchmessers oder das Ende der Leitung. Es existieren in diesem Fall nur zwei mögliche Topologien, und diese sind in 42 gezeigt.
Auf der Grundlage der vorhergehenden Überlegungen werden nur zwei Schwingungsformen h_j ⁽²⁾(t), (j = 1, 2) erzeugt. Die Darstellungen von e⁽²⁾(t) und [h_j ⁽²⁾(t) – h₍₁₎(t)] (j = 1, 2) sind in 43 gezeigt. Auch der statistische Gesamtfehler zwischen e⁽²⁾(t) und [h_j ⁽²⁾(t) – h⁽¹⁾(t)] (j = 1, ..., 3) wird berechnet und ist in Tabelle 4 aufgeführt.
Tabelle 4
Der statistische Gesamtfehler ist im Fall (B) stets am niedrigsten, woraus geschlossen wird, daß T₂ ⁽²⁾, d.h. der Fall (B) gemäß 42, die wahrscheinlichste Topologie ist; die entsprechende Schwingungsform ist nun h⁽²⁾(t) = h₂ ⁽²⁾(t). Die prozentuale Differenz zwischen der Größe der Spitzen von [h_j ⁽²⁾(t) – h⁽¹⁾(t)] und e⁽²⁾(t) (siehe 43) beträgt –26 %. Dieser Wert ist ziemlich hoch, und es ist zu hoffen, daß eine Feineinstellung des Ankunftszeitpunkts diesen Wert verringert.
Die Feineinstellung der Schätzung von τ⁽²⁾ erfolgt durch die Ausführung einer Kreuzkorrelation zwischen e⁽²⁾(t) und der Differenz h⁽²⁾(t) – h⁽¹⁾(t) über mehrere Zeitintervalle mit τ⁽²⁾ als Anfangszeitpunkt. Eine Darstellung der Kreuzkorrelationsfunktionen ist in 44 gezeigt. Da die Kreuzkorrelationsfunktionen über das Intervall, für das sie be rechnet werden, in etwa symmetrisch bleiben, kann die Feineinstellung des Ankunftszeitpunkts τ⁽²⁾unter Verwendung der letzten Kreuzkorrelation, d.h. der für das Intervall [τ⁽²⁾, t_e = 49 μs] berechneten, ausgeführt werden. Eine Analyse dieser Funktion zeigt, daß das Maximum nicht bei der mittleren Verzögerung auftritt, sondern 27 Zeitspannen weiter, d.h. es liegt ein Fehler in Form eines Übermaßes von ca. 90 Fuß (ca. 30 m) vor. Es muß jedoch auch darauf hingewiesen werden, daß diese neue Schätzung von τ⁽²⁾ nicht genau sein muß, da das Zeitintervall [0,50 μs] für d₁(t) zu kurz für eine vollständige Analyse eines Echos ist, das nach ca. 30 μs beginnt. Dies kann durch einen Vergleich des Werts von e⁽²⁾(t) bei t = 50 μs mit der Spitze bestätigt werden; tatsächlich beträgt der Wert von e⁽²⁾(t) am Ende der Überwachungszeitspanne mehr als 80 % des Spitzenwerts, wodurch bestätigt wird, daß das Echo in dem Überwachungsfenster nicht geschwunden ist. Auf der Grundlage der vorstehenden Überlegungen ist es besser, die Analyse des zweiten Schnappschusses mit einem Überwachungsfenster von [0,150 μs] einzuleiten.
Die Kreuzkorrelation zwischen e⁽²⁾(t) und der Differenz h⁽²⁾(t) – h⁽¹⁾(t) wird nun unter Verwendung des zweiten Datenausschnitts d₂(t) über mehrere Zeitintervalle neu berechnet, wobei τ⁽²⁾ der Zeitpunkt des Beginns ist. Eine Darstellung der Kreuzkorrelationsfunktionen ist in 45 gezeigt. Da die Kreuzkorrelationsfunktionen über das Intervall, für das sie berechnet werden, annähernd symmetrisch bleiben, kann die Feineinstellung des Ankunftszeitpunkts τ⁽²⁾ unter Verwendung der letzten Kreuzkorrelation, d.h. der für das Intervall [τ⁽²⁾, t_e = 89 μs] berechneten, erfolgen. Eine Analyse dieser Funktion zeigt, daß das Maximum nicht bei der mittleren Verzögerung, sondern 172 Verzögerungen später auftritt, d.h. es liegt ein Fehler in Form eines Übermaßes von ca. 570 Fuß (ca. 175 m) vor.
Die aktualisierte Topologie T⁽²⁾ am Ende des Schritts i = 2 ist in 46 gezeigt, und die entsprechende Schwingungsform ist h⁽¹⁾(t). Die prozentuale Differenz zwischen der Spitze der computergenerierten Schwingungsform h⁽¹⁾(t) und der Spitze von e⁽¹⁾(t) beträgt nun +5,2 %. Dieser Wert kann als zufriedenstellend betrachtet werden, so daß keine weiteren Feineinstellungen des Ankunftszeitpunkts vorgenommen werden.
An diesem Punkt wird der Algorithmus mit dem Schritt i = i + 1 = 3 fortgesetzt, in dem der Datenausschnitt d₂(t) analysiert wird.
Iteration mit i = 3
Die Differenz e⁽³⁾(t) = (d₂(t) – h⁽²⁾(t)] ist in 47 dargestellt. Das Maximum des Signals e⁽³⁾(t) im Intervall [τ⁽¹⁾, 150 μs] beträgt 10,8 mV, während seine Energie 2,9·10^–6 ist. Diese niedrigen Werte legen nahe, daß kein Echo vorhanden ist und daß der nächste Datenausschnitt analysiert werden muß. Da die längsten Datenausschnitte jedoch bereits analysiert wurden, wird die Schlußfolgerung gezogen, daß das Ende der Leitung erreicht ist.
Im Vorstehenden ist unser Verfahren zur Identifikation des Aufbaus einer Leitung durch die Verarbeitung von Echos beschrieben, die aus der Überprüfung des Mediums mit Impulsen resultieren. Die vorstehende Beschreibung erfolge lediglich zur Veranschaulichung und Beschreibung der Erfindung. Sie ist nicht als erschöpfend gedacht und soll die Erfindung nicht auf eine genaue, offenbarte Form beschränken. Im Hinblick auf die vorstehenden Lehren sind viele Modifikationen und Variationen möglich. Die beschriebenen Anwendungen wurden ausgewählt und beschrieben, um die Prinzi pien der Erfindung und ihre praktische Anwendung bestmöglich zu beschreiben und Fachleuten die bestmögliche Nutzung der Erfindung für unterschiedliche Anwendungen und mit den verschiedensten, für die jeweils beabsichtigte Nutzung geeigneten Modifikationen zu ermöglichen.

Claims

Verfahren zum Bestimmen des Aufbaus einer Teilnehmerleitung mit mehreren Diskontinuitäten, mit den Schritten: Einholen von Daten der Leitung, wobei die eingeholten Daten Echosignale eines Testpulses aufweisen, die von den mehreren Diskontinuitäten erzeugt wurden; gekennzeichnet durch die weiteren Schritte: (a) Annehmen eines repräsentativen Satzes von Topologien auf der Grundlage der eingeholten Daten; (b) Berechnen von Wellenformen für jede der angenommenen Topologien; (c) Vergleichen der berechneten Wellenformen mit den eingeholten Daten; (d) Auswählen der berechneten Wellenform, die am besten zu den eingeholten Daten passt; (e) Subtrahieren der gewählten Wellenform von den eingeholten Daten, um kompensierte Daten zu erzeugen; (f) Finden eines folgenden Echosignals in den kompensierten Daten; und (g) iterativ Wiederholen der Schritte (a) bis (f), bis keine Echosignale mehr gefunden werden, um den Aufbau der Teilnehmerleitung vollständig zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt (g) das Vorhandensein oder Fehlen von einem oder mehreren von Kabeldurchmesseränderungen, überbrückten Anzapfungen, Länge der Leitung einschließlich Länge jeder überbrückten Anzapfung, und Kabeldurchmesser eines jeden Leitungsabschnitts umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Berechnens der Wellenformen für jede angenommene Topologie folgende Schritte aufweist: Berechnen einer Leitungsimpedanz im Frequenzbereich für jede angenommene Topologie; Falten der berechneten Leitungsimpedanz mit einem ausgesandten Testimpuls; und inverses Fourier-Transformieren der Faltung, um die berechnete Wellenform im Zeitbereich zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Berechnens der Wellenform für jede der angenommenen Topologien folgende Schritte aufweist: Berechnen einer Leitungsimpedanz im Frequenzbereich für jede der angenommenen Topologien; im Frequenzbereich Berechnen des Signals, das tatsächlich in die Leitung läuft, entsprechend der folgenden Gleichung:
und Transformieren des Signals in die Wellenform im Zeitbereich.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Annehmens das Einteilen der Topologien in Gruppen und das Auswählen eines kleineren Satzes von Beispieltopologien in jeder der Gruppen aufweist; der Schritt des Berechnens das Berechnen von Wellenformen für jede der Beispieltopologien aufweist, und der Schritt des Vergleichens das Vergleichen der berechneten Wellenformen der Beispieltopologien im kleineren Satz mit den eingeholten Daten aufweist, um die Beispieltopologie zu wählen, deren Wellenform am besten zu den eingeholten Daten passt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Einholens von Daten das Senden mehrerer Testimpulse zur Leitung aufweist sowie die Durchschnittswertsbildung der hiervon eingeholten Daten.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Einholens von Daten das Aussenden von Gruppen von Impulsen unterschiedlicher Dauer und Amplitude aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Annehmens das Betrachten von Leitungsabschnitten unbekannter Länge als Leitungsabschnitte von unendlicher Länge aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem das Wiederholen des Schritts (a) in Schritt (g) das Annehmen von Topologien auf der Grundlage einer Stromdiskontinuität und der früher identifizierten Teile der Leitung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Findens des nächsten Echoimpulses in den kompensierten Daten das Abschätzen der Ankunftszeit des nächsten Echos aufweist, um den Ort der Diskontinuität, die das nächste Echosignal erzeugt, aus i = ½ μτ zu bestimmen, wobei τ die geschätzte Ankunftszeit und μ die Echoausbreitungsgeschwindigkeit sind.