CN1753290B

CN1753290B - 功率因子校正电路

Info

Publication number: CN1753290B
Application number: CN2005101199437A
Authority: CN
Inventors: 金正原; 金东希
Original assignee: QUICK KOREA SEMICONDUCTOR CO Ltd
Current assignee: QUICK KOREA SEMICONDUCTOR CO Ltd
Priority date: 2004-09-21
Filing date: 2005-09-21
Publication date: 2010-04-21
Anticipated expiration: 2025-09-21
Also published as: TW200620792A; JP4693868B2; JP2006094697A; CN1753290A; US7538525B2; KR20060026701A; DE102005044348A1; US20060061337A1; JP4580849B2; KR101026248B1; TWI307570B; JP2008199896A

Abstract

本发明涉及一种用于补偿输入电流失真的功率因子校正电路。依据本发明的示例实施例，由于当开关开启时，次级绕组线中感应的电压具有关于输入电压的信息，因此开关的开启间隔长度依据电感器的次级绕组线中感应的电压来控制。当输入电压为大时，开关的开启间隔长度减少，而当输入电压为低时，开关的开启间隔长度增加。因此，可以通过依据次级绕组线中感应的电压控制开关的开启间隔来补偿输入电流的失真，而无需使用用于检测输入电压的额外电路。

Description

功率因子校正电路

技术领域

本发明涉及一种功率因子校正电路，尤其是，涉及一种用于补偿输入电流失真的功率因子校正电路。

背景技术

本申请要求于2004年9月21日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请10-2004-0075538的优先权和权益，其全部内容引用在此作为参考。

由于当前的谐波限定标准，诸如EN61000-3-2标准，功率因子校正电路通常用于开关模式的电源(SMPS)设备。SMPS设备用于将通常由移动电话和便携式电脑提供的电源设备的输入电源电压转换为直接输出电压。在SMPS设备中，功率因子校正电路用来通过控制输入电流跟随输入电压来补偿功率因子。即，功率因子校正电路控制输入电流跟随外部输入电压并输出从输入的交流(AC)电压转换而来的恒定直流(DC)电压。

功率因子校正电路一般包括电感器，其具有依赖于流经电感器的电流状态的各种模式。例如，电流在连续传导模式中连续地流过，而在间断传导模式中由于通过电感器的电流在某一点达到0安培而间断地流过。另外，在连续和间断传导模式之间的临界传导模式中运行时，流经电感器的电流在它达到0安培之后增加。ST L6561是以临界传导模式运行的熟知的功率因子校正集成电路(IC)。其他的IC功率因子校正电路包括FAN7527B、TDA4862、TDA4863、MC33260、MC33262、UC3852和SG6561。

参考图1到图3描述了常规临界传导模式的功率因子校正电路的操作和由电路的操作产生的总谐波失真(THD)。图1是常规临界传导模式的功率因子校正电路的示意图。图2是流经电感器L1的电流I_L1，次级绕组线L2的电压V_ZCD，输入到开关Qsw的门信号，和图1所示的功率因子校正电路中实际电流的波形图。图3是图1所示的功率因子校正电路中输入电流的波形图。

如图1所示，桥接二极管BD全波整流输入AC电压，电阻器R1和R2检测该全波整流电压，乘法器20接收该全波整流电压。输入到乘法器20的检测到的全波整流电压乘以放大器Amp1的输出，乘积输入到比较器Amp2的反相输入端(-)。流经开关Qsw的电流被电阻器Rsense检测到，被检测到的电压Vsense被输入到比较器Amp2的非反相输入端(+)。比较器Amp2比较乘法器20的输出和被检测的电压Vsense，并且当流经开关Qsw的电流符合从乘法器20输出的参考电流时，输出用于关闭开关Qsw的信号。

触发器10的复位端接收用于关闭开关Qsw的信号。当复位端接收该信号时，触发器FF输出一个Low(低)信号到输出端Q，并关闭开关Qsw。电感器L1的次级绕组线L2检测流经电感器L1的电流何时变为0，在该点处触发器10的置位端具有一个High(高)信号。然后该High信号输出到Q输出端，使得开关Qsw开启。

如所描述的，当流经电感器L1的电流变为0时，由于开关Qsw开启，因此输入电流跟随输入电压，而当流经电感器L1的电流符合输入到比较器Amp2的反相输入端(-)的参考电流时，开关Qsw关闭。

输入电流必须以对应于到功率因子校正电路的输入电压的正弦波形的形式。但是，由于在检测流经电感器L1的电流变为0的点时存在延迟(下文中，该延迟被称作为“0电流检测延迟”)，因此该正弦波形不是精确的。临界传导模式的功率因子校正电路检测流经电感器L1的次级绕组线L2的电流变为0时的时间点，如图1所示。图2示出了电感器L1的电流I_L1变为0之后在开启开关Qsw中存在0电流检测延迟的情况。参考图2，当开关Qsw开启时，电流I_L1线性增加，而次级绕组线L2的电压V_ZCD变为-n*Vin(其中n表示变压器匝数比)。当开关Qsw关闭时，电流I_L1以负斜率减少而电压V_ZCD变为n*(Vout-Vin)。

这时，当电流I_L1变为0时，开关必须开启。然而，由于在用作为开关的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的结电容器Coss和电感器L1之间在0电流检测延迟期间形成谐振电流，因此电流I_L1具有负值。即，由于电容器Coss的电压变为电压Vout并且当开关Qsw关闭时设置的电压Vout大于电压Vin，因此电流I_L1具有负值。电容器Coss并联地耦接到开关Qsw，二极管Db是体二极管。当电流I_L1减少为负电流并且电压V_ZCD小于参考电压Vth时，由于High信号输入到触发器10的置位端S，因此开关Qsw开启。

如图2(d)所示，由于负电流，实际流经电感器L1的电流变为电流c，电流c通过从理想电流a中减去负电流b获得。另外，负电流的峰值由等式1给定。

I_{NEG} &Proportional; \frac{Vout - Vin}{\sqrt{\frac{L 1}{C_{oss}}}}

其中Vout表示输出电压，Vin表示全波整流输入电压。如等式1所示，负电流的峰值I_NEG与输出电压Vout和输入电压Vin之间的差值成比例。由于电感器L1、电容器Coss和电压Vout具有固定的值，因此负电流的峰值I_NEG与输入电压Vin成反比。因此，电流I_L1随着输入电压Vin的降低而进一步减少。即，在输入电压Vin变为0V的时间点，负电流的峰值I_NEG进一步增加。因此，在输入电流中出现零交叉失真，如图3所示。图3所示的输入电流是整流前的电流，并且是对应于输入AC电压的电流。

美国专利号6,128,205公开了一种用于减少零交叉失真的方法。在该专利中，当输入电压变为0时，修改作为用于关闭开关的参考的整流输入电压的信息来增加流经电感器L1的电流I_L1。即，电阻器R2的电压被额外电路钳位并且输入到图2中的乘法器20。因此，零交叉失真通过修改和整流的输入电压补偿。然而，在这种方法中，需要附加的电路，包括用来修改整流输入电压的多个电阻器，这导致了高费用和高功率消耗。

上述公开的资料只是为了增强对本发明背景技术的理解，并且可以包括不构成现有技术的信息。

发明内容

依据本发明的实施例，不具有象电阻器这样的额外电路元件的功率因子校正电路减少了输入电流的失真。

依据本发明的实施例，示例的功率因子校正电路可以包括具有耦接到功率因子校正电路输入端的第一端子的第一电感器和电耦接到该第一电感器的第二端子的开关，当流经第一电感器的电流从正值变为零时，开关开启。

功率因子校正电路进一步包括次级绕组线和开关控制器。次级绕组线耦接到第一电感器，其中，由第一电感器感应电压。开关控制器接收次级绕组中感应的电压和对应于功率因子校正电路输出端的输出电压的第一电压，并且响应次级绕组线中感应的第二电压控制开关开启间隔的持续时间。在这一点上，如果第二电压是较小的负值，则开关开启间隔的持续时间被设置得较长。

依据本发明的实施例，示例的功率因子校正电路可以包括具有耦接到功率因子校正电路输入端的第一端子的第一电感器和耦接到该第一电感器的第二端子的开关，当流经第一电感器的电流从正值变为零时，开关开启。功率因子校正电路进一步包括次级绕组线和开关控制器。

次级绕组线耦接到第一电感器。由第一电感器感应的电压在次级绕组中形成。开关控制器接收对应于输入端的输入电压的第一电压、在次级绕组线中感应的电压和对应于功率因子校正电路的输出电压的第二电压，并且当开关开启时，通过产生具有根据第一电压变化的斜率的斜坡波形电压来控制开关的开启间隔长度。在这点上，当第一电压为低时，开启间隔长度被设置得较长。

依据本发明的另一个实施例，示例的功率因子校正电路可以包括具有耦接到功率因子校正电路输入端的第一端子的第一电感器和电耦接到该第一电感器的第二端子的开关，当流经第一电感器的电流从正值变为零时，开关开启。

功率因子校正电路进一步包括次级绕组线和开关控制器。次级绕组线耦接到第一电感器，其中形成由第一电感器感应的电压。开关控制器接收对应于输入端的输入电压的第一电压、在次级绕组线中感应的电压和对应于功率因子校正电路输出端的输出电压的第二电压，并且通过依据第一电压延迟开启开关的第一信号来控制开关的开启间隔长度。在这点上，当第一电压为低时，控制第一信号的延迟使其较长。

附图说明

为了更好地理解本发明以及其他特征和优点，下面结合附图来说明，其中：

图1是常规临界传导模式的功率因子校正电路的示意图。

图2是流经电感器的电流、次级侧绕组线的电压、输入到开关的门信号和图1所示的功率因子校正电路中实际电流的波形图。

图3是图1所示的常规功率因子校正电路中输入电流的波形图。

图4是依据本发明一个实施例的功率因子校正电路的示例性实现的图。

图5是依据本发明实施例的斜坡生成器的示例性实现的图。

图6是依据输入电压的斜坡信号和开关的开启间隔的波形图。

图7是依据本发明一个实施例的功率因子校正电路的示例性实现的图。

图8是依据本发明一个示例实施例的功率因子校正电路的示例性实现的图。

图9是依据本发明一个实施例的流经示例功率因子校正电路中电感器的电流的波形图。

图10是依据本发明一个实施例的功率因子校正电路的示例性实现的示意图。

具体实施方式

通过参考图4到图10更好地理解本发明的实施例和它们的优点。各个附图的相同和相应的部分使用相同标记。

图4是依据本发明一个实施例的功率因子校正电路10的示例性实现的示意图。

如所描述的，功率因子校正电路10包括桥接二极管BD 12、包括具有原绕组L118的变压器16、开关Qsw 20、二极管D122、电容器C124的升压电路14和开关控制器100。在下文，为了便于描述，电感器16、开关Qsw 20、二极管D122、电容器C124被称作位“升压电路”。

桥接二极管BD 12整流外部输入AC电压并输出全波整流电压Vin。开关控制器100接收检测的输出电压Vout’和通过变压器16的次级侧绕组L226感应的电压V_ZCD，并产生用于开启/关闭开关Qsw 20的控制信号。由于开关Qsw20通过开关控制器100的控制信号来开启/关闭，因此恒定直流电压Vout被输出到升压电路14的电容器C124。

在这点上，由于当开关Qsw 20开启时电压V_ZCD变为-n*Vin，因此示例功率因子校正电路10通过依据输入电压Vin建立开关Qsw 20的不同的开启间隔来补偿输入电流的失真，如图2(b)所示。下面进一步详细描述这种补偿方法。整流电压Vin是全波整流输入AC电压，具有和输入AC电压相同的电平。因此，输入电压被称作为全波整流电压Vin。

另外，示例功率因子校正电路10进一步包括用于检测输出电压Vout的电阻器R328和R430，从而执行输出电压Vout的反馈操作。电阻器R328和R430在输出电压Vout和地之间相互串联耦接。在电阻器R4检测到的输出电压Vout’输入到开关控制器100。

在升压电路中，变压器16的原绕组L118的第一端子耦接到桥接二极管BD 12的输出，原绕组L1 18的第二端子耦接到二极管D1 22的阳极。二极管D1 22的阴极耦接到电容器C1 24的第一端子，并且电容器C1 24的第二端子接地。开关Qsw 20的漏极端子耦接到变压器16的原绕组L1 18和二极管D1 22之间的一个节点。开关Qsw 20的源极端子通过电阻器Rsense 32接地。开关Qsw20的栅极端子耦接到开关控制器100的输出端。

变压器16的原绕组L118是一个电感器，次级侧绕组L226被用来检测流经此电感器的电流I_L1变为0时的点。电压V_ZCD被输入到开关控制器100。

在本发明的这个实施例中，由于当开关Qsw 20变化时，电感器L118的电压是Vin，而依据原绕组L118的电压在次级侧绕组L226中感应的电压V_ZCD是-n*Vin，因此电压V_ZCD被用于开启开关Qsw 20并控制开关Qsw 20的开启间隔长度。

尽管额外的比较器可以被耦接在电压V_ZCD和触发器FF 120的置位端S之间用于确定电压V_ZCD变得小于参考电压Vth时的点，但是为了清楚的说明并未在图4中示出。这种比较器的使用对本领域的技术人员来说是熟知的。

另外，用于检测流经开关Qsw 20电流的检测电阻器Rsense 32可以被耦接在开关Qsw 20的源极端子和地之间。尽管在图4中开关Qsw 20被举例说明为MOSFET，但是其他的开关元件例如双极结晶体管(BJT)也可以使用。

图4中并联地耦接到开关Qsw 20的漏极和源极端子的电容器Coss 34和二极管Db 36分别是结电容和MOSFET的体二极管。

功率因子校正电路10的示例性实施的开关控制器100进一步包括触发器120、放大器Amp1122、比较器Amp3124和斜坡生成器140。

参考电压Vref输入到放大器Amp1 122的非反相输入端(+)，检测到的输出电压Vout’输入到放大器Amp1 122的反相输入端(-)。比较器Amp1 122比较参考电压Vref和检测到的输出电压Vout’，并输出相应的输出电压Vaeo。由于功率因子校正电路输出恒定的输出电压Vout，因此放大器Amp1 122的输出电压Vaeo具有恒定值。放大器Amp1122的输出电压Vaeo输入到比较器Amp3124的反相输入端(-)，由斜坡生成器140产生的斜坡波形输入到比较器Amp3124的非反相输入端(+)。比较器Amp3124比较输出电压Vaeo和斜坡波形，并且当斜坡波形电压变为电压Vaeo时输出高电平信号到触发器120的复位端R。当高电平信号High输入到触发器120的复位端R时，由于触发器120的输出端输出Low信号，因此开关Qsw20关闭。

在这点上，次级侧绕组L2 26检测流经电感器(原绕组)L1 18的电流何时如上所述变为0。当次级侧绕组L226检测到该点时，触发器120的置位端S具有高电平信号High，并在输出端Q输出高电平信号High。因此开关Qsw 20开启。

也就是说，当流经电感器L118的电流变为0时，开关Qsw20开启，而当由于比较器Amp3 124输出高电平信号，电压Vaeo超过斜坡波形电压Vramp时，开关Qsw20关闭。

在本发明的示例实施例中，为了补偿输入电流的失真，斜坡波形电压Vramp的斜率依据输入电压Vin变化。特别地，当开关Qsw20开启时，由于次级侧绕组L226中感应的电压V_ZCD具有关于输入电压Vin的信息，因此斜坡生成器140接收电压V_ZCD。斜坡生成器140建立斜坡波形的斜率以便依据输入电压Vin具有不同的斜率，这将参考图5和图6来描述。

图5是依据本发明一个实施例的斜坡生成器的示例性实现的图。

如图5所示，依据本发明示例实施例的斜坡生成器140包括电流源Iramp141，其中电流量依据电压V_ZCD变化。斜坡生成器140进一步包括耦接在电流源Iramp 141和地之间的电容器Cramp 144，接收开关Qsw 20的门信号的反相器142，和具有分别耦接到电容器Cramp 144两端的集电极端和发射极端以及耦接到反相器142输出端的基极端的晶体管Qramp 146。电容器Cramp 144和晶体管Qramp 146的集电极端之间的一个节点形成斜坡生成器140的输出端，并且该输出端耦接到比较器Amp3 124的非反相输入端(+)。

当开关Qsw 20开启时，由于晶体管Qramp 146被反相器142关闭从而形成斜坡波形，而电容器Cramp 144通过电流源Iramp 141的电流进行充电。当开关Qsw 20开启时，由于电压V_ZCD具有关于输入电压Vin的信息，因此当输入电压Vin为低时，电流源Iramp 141产生低电平电流，而当输入电压Vin为高时，电流源Iramp 141产生高电平电流。由于电容器Cramp 144的充电电压的斜率依据电流源Iramp 141的电流而变化，因此如图6所示(波形(a)和(c))，斜坡波形的斜率依据输入电压Vin而改变。换句话说，当输入电压Vin为高时，斜坡波形的斜率更陡。

当开关Qsw 20关闭时，反相器142的输出端输出高电平信号High，晶体管Qramp 146开启，并且电容器Cramp 144的电压电荷开始放电。因此，通过上述操作形成如图6(c)所示的斜坡波形Vramp。

另外，由于输出电压Vout具有恒定值，因此放大器Amp1122的输出电压Vaeo如图6(b)所示具有恒定值，比较器Amp3124比较斜坡波形电压和电压Vaeo，并且当斜坡波形电压符合电压Vaeo时输出高电平信号High。开关Qsw 20通过高电平信号High被关闭。开关Qsw 20具有如图6(d)所示的开启/关闭间隔。如图6(d)所示，开关Qsw20的开启间隔长度依据输入电压Vin的大小变化。即，当输入电压Vin为低时，开关Qsw 20的开启间隔就长，而当输入电压Vin为高时，开关Qsw 20的开启间隔就短。因此，由于当输入电压Vin为低时，开关Qsw 20的开启间隔就增加，从而使流经电感器L1(变压器16的原绕组)的电流增加。

如等式1所述，当输入电压Vin为低时，如本发明的第一示例实施例中所示，当开关开启时对应于图2(a)中“a”流动的电流通过增加开关Qsw的开启间隔的长度而增加。这是由于当输入电压Vin为低时，负电流的峰值I_NEG进一步增加的缘故。因此，由于当输入电压Vin为低时，开启的开关Qsw 20的电流I_L1增加，从而补偿了由0电流检测延迟产生的对应于图2(a)中的“b”的负电流。换句话说，通过依据输入电压Vin改变开关Qsw 20的开启间隔长度补偿负电流的峰值I_NEG从而补偿了输入电流的失真。

如描述的，由于输入电压Vin的信息通过使用电压V_ZCD的信息来检测而无需额外的电路(例如电阻分配器)，因此减少了费用和功率消耗。

现在将描述通过依据输入电压Vin改变开关Qsw的开启间隔长度来补偿输入电流的失真的另一种方法。

图7是依据本发明一个实施例的功率因子校正电路的示例性实现的示意图。如图7所示，依据本发明另一个示例实施例的功率因子校正电路110进一步包括用于检测输入电压的额外电阻器R5 150和R6 152。这允许斜坡波形的斜率依据输入电压而改变。依据本发明这个实施例的功率因子校正电路110类似于参考图4描述的实施例，因此，重复的说明将被省略。

如图7所示，依据本发明一个实施例的示例功率因子校正电路110包括电阻器R5 150和R6 152，它们串联地耦接在桥接二极管BD 12的输出和地之间以检测输入电压。在这个实施例中，电阻器R5 150和R6 152之间的一个节点的电压Vin’输入到开关控制器100’的斜坡生成器140。和本发明的第一示例实施例中将次级测绕组L226的电压V_ZCD输出到斜坡生成器140不同，电压V_ZCD被输出到触发器FF 120的置位端S并用于开启开关Qsw20。

斜坡生成器140通过依据由电阻器R5 150和R6 152检测到的电压Vin’改变斜坡波形的斜率来改变开关Qsw 20的开启间隔长度。

在本发明的第二示例实施例中，斜坡波形的斜率通过使用电压Vin’来改变，这是由于因为电压Vin’是由电阻器分配的全波整流电压，所以它具有关于输入电压的信息。不同于本发明的第一示例实施例，输入电压由额外的电阻器R5 150和R6 152来检测，当检测到的输入电压为高时，通过增加斜坡波形的斜率来减少开启间隔长度，而当检测到的输入电压为低时，通过减少斜坡波形的斜率来增加开启间隔长度。

因此，通过改变开关Qsw 20的开启间隔长度来补偿依据输入电压Vin的大小由0电流检测延迟产生的负电流的峰值I_NEG的变化。依据本发明第二示例实施例的斜坡生成器140类似于图6所示的本发明的第一示例实施例，除了电流源Iramp的电流不是如图6所示依据斜坡生成器中的电压V_ZCD变化，而是依据由电阻器R5 150和R6 152检测到的电压Vin’而变化。

图8是依据本发明一个示例实施例的示例功率因子校正电路210的图。图9是依据本发明一个实施例的流经示例功率因子校正电路中的电感器的电流的图。

如图8所示，依据本发明第三示例实施例的功率因子校正电路210类似于图1所示的功率因子校正电路。然而，功率因子校正电路210进一步包括延迟电路180，延迟电路180用于接收电压Vin’并依据电压Vin’延迟比较器Amp2170的输出。

如图8所示，依据本发明第三示例实施例的功率因子校正电路210的开关控制器100”接收由图1所示的电阻器R1和R2检测到的输入电压Vin’，并进一步包括耦接在比较器Amp2 170和触发器120复位端R之间的延迟电路180。

另外，图8所示的触发器120和乘法器160分别执行类似于图1所示的触发器10和乘法器20的功能。图8中的其他元件也执行类似于图1中具有相同标记的元件的功能。因此，依据本发明这个示例实施例的功率因子校正电路210以类似于图1所示的示例临界传导模式功率因子校正电路10的方式操作。当流经电感器L1的电流I_L1变为0时，开关Qsw 20通过电压V_ZCD开启，而当由电阻器Rsense 32检测到的电压Vsense对应于输出到乘法器160的参考电压时，开关Qsw20关闭。

依据本发明第三示例实施例的延迟电路180依据输入电压Vin’延迟从比较器Amp2 170输出的用于关闭开关Qsw 20的信号。

如图9所示，当不提供延迟电路180时，由于开关Qsw 20在点t1被从比较器Amp2 170输出的信号关闭，因此流经电感器的电流形式上类似于线I，但是当提供延迟电路180时，由于从比较器Amp2 170输出的信号通过延迟电路180在延迟Td之后输入到触发器120的复位端R，并且开关Qsw 20关闭，因此流经电感器L1 18的电流I_L1按照线II变化。依据本发明的第三示例实施例，依据具有关于输入电压的信息的电压Vin’的大小建立不同的延迟。

也就是说，当电压Vin’为低时，通过进一步增加延迟Td来增加流经电感器L1 18的电流I_L1，而当电压Vin’为高时，通过减少延迟Td来相对地减少流经电感器L1 18的电流I_L1。换句话说，通过使用延迟电路180，依据输入电压Vin的大小由0电流检测延迟产生的负电流的峰值I_NEG的变化当输入电压Vin’为低时，通过进一步增加延迟Td以增加开关Qsw 20的开启间隔长度来补偿，当输入电压Vin’为高时，通过减少延迟Td以减少开关Qsw 20的开启间隔长度来补偿。延迟电路180的内部配置对于本领域的技术人员而言是熟知的，因此在这里省略了其详细的说明。

图10是依据本发明一个实施例的示例功率因子校正电路310的实际应用的图。即，修改依据本发明第一示例实施例的功率因子校正电路10来实现使用SG6561A IC的功率因子校正电路。图10所示的元件不对应于本发明第一到第三示例实施例中所示的元件。图10所示的元件对于本领域的技术人员而言是熟知的，因此在这里省略了其详细的说明。

电阻器R2 192耦接在PFC IC的第三端子管脚3(即，MOT管脚)和本发明第一示例实施例中所示的变压器的次级侧(对应于图4所示的L2 26)之间。电阻器R2 192可以通过电气元件的组合来实现。在SG6561A IC中，第三端子管脚3(即，MOT管脚)用于确定内部斜坡的斜率，当电阻器R2 192没有被连接时，斜坡波形的斜率是恒定的，并且该斜率是由电阻器R1 190来确定的。

另外，IC保持第三端子的电压，检测从第三端子外部流经的电流，并对电容器(未示出)进行充电，从而通过内部电流镜(未示出)形成斜坡波形。当电阻器R2 192被连接时，来自第三端子的电流依据电压VAUX和由电阻器R1 190产生的电流而变化。

因此，斜坡波形的斜率依据电压VAUX(对应于图4所示的电压V_ZCD)的大小而变化，而开关Qsw 20的开启间隔长度依据本发明第一示例实施例中的输入电压(即，整流输入电压)而变化。因此，输入电流的失真可以依据本发明的第一示例实施例来补偿。另外，电阻器R1 190可以放置在图10中的IC中。

如描述的，输入电流的失真可以通过由电感器的次级侧绕组线感应的电压来检测输入电压和依据本发明示例实施例中检测到的输入电压来控制开关的开启间隔长度来进行补偿。另外，由于无需使用额外的电路来检测输入电压的信息，因此减少了费用和功率消耗。

尽管已经详细地描述了本发明和它的优点，应当理解在不脱离所附权利要求定义的本发明的精神范围可做出各种变化、替换和修改。即，包括在本申请中的论述旨在作为基本的描述。应当理解具体的论述不能描述所有可能的实施例；许多替换是暗示的。也不能完全解释本发明的一般属性，也不能明显地表示每个特征或元件实际上是如何表示广泛的功能或各种替换物或等效元件的。此外，这些都含蓄地包括在公开文本中。其中本发明是用设备术语来描述的，设备的每个元件隐含地执行一种功能。描述和术语都不旨在限制权利要求的范围。

Claims

1.一种功率因子校正电路包括：

具有第一电感器的第一原绕组，所述第一电感器的第一端子耦接到功率因子校正电路输入端；

电连接到所述第一电感器的第二端子的开关，当流经所述第一原绕组的电流从正值变为零时，开关开启；

耦接到所述第一原绕组的第一电感器的次级绕组，其中，电压通过流经所述第一原绕组的电流在次级绕组中被感应；和

开关控制器，分别接收次级绕组中感应的第二电压和对应于功率因子校正电路输出端的输出电压的第一电压，并且当开关开启时，所述开关控制器响应所述次级绕组中感应的所述第二电压控制开关开启间隔的持续时间。

2.依据权利要求1所述的功率因子校正电路，其中当第二电压的绝对值为低时，控制开关的开启间隔长度变长。

3.依据权利要求1所述的功率因子校正电路，其中开关控制器包括：

第一放大器，用于比较第一电压和参考电压；

斜坡生成器，用于产生具有依据第二电压变化的斜率的斜坡波形电压；和

第一比较器，用于比较由斜坡生成器产生的斜坡波形电压和第一放大器的输出电压，和

当斜坡波形电压变为第一放大器的输出电压时，开关关闭。

4.依据权利要求3所述的功率因子校正电路，其中当第二电压的绝对值较大时，斜坡生成器就产生具有更大斜率的斜坡波形电压。

5.依据权利要求3所述的功率因子校正电路，其中斜坡生成器包括：

电流源，用于产生依据第二电压变化的电流；

反相器，用于反相输入到开关的开启/关闭信号；

电容器，具有耦接到电流源的第一端子；和

晶体管，具有分别耦接到电容器的第一端子、电容器的第二端子和反相器的输出端的第一、第二和第三端子。

6.依据权利要求1所述的功率因子校正电路，进一步包括在所述功率因子校正电路的输出端和地之间相互串联地电耦接的第一电阻器和第二电阻器，其中第一电压是位于第一电阻器和第二电阻器之间的一个节点处的电压。

7.一种功率因子校正电路，包括第一电感器和电耦接到该第一电感器的第二端子的开关，其中所述第一电感器的第一端子耦接到功率因子校正电路输入端，并且当流向第一电感器的电流从正值变为零时，开关开启，该功率因子校正电路包括：

耦接到第一电感器的次级绕组线，在次级绕组线中形成由第一电感器感应的电压；和

开关控制器，接收对应于所述功率因子校正电路的输入端的输入电压的第一电压、在次级绕组线中感应的电压和对应于功率因子校正电路输出端的输出电压的第二电压，并且当开关开启时，通过产生具有依据第一电压变化的斜率的斜坡波形电压来控制开关的开启间隔。

8.依据权利要求7所述的功率因子校正电路，其中当第一电压为低时，开启间隔长度被设置得较长。

9.依据权利要求7所述的功率因子校正电路，其中开关控制器包括：

第一放大器，用于比较第二电压和参考电压；

斜坡生成器，用于产生具有依据第一电压变化的斜率的斜坡波形电压；和

当斜坡波形电压变为第一放大器的输出电压时，控制开关关闭。

10.依据权利要求9所述的功率因子校正电路，进一步包括在所述功率因子校正电路的输出端和地之间相互串联地电耦接的第一电阻器和第二电阻器，其中第一电压是位于第一电阻器和第二电阻器之间的一个节点处的电压。

11.一种功率因子校正电路，包括具有耦接到功率因子校正电路输入端的第一端子的第一电感器和电耦接到该第一电感器的第二端子的开关，当流经第一电感器的电流从正值变为零时，开关开启，功率因子校正电路包括：

开关控制器，接收对应于功率因子校正电路输入端的输入电压的第一电压、在次级绕组线中感应的电压和对应于功率因子校正电路输出端的输出电压的第二电压，并且通过依据第一电压延迟用于开启开关的第一信号来控制开关的开启间隔长度。

12.依据权利要求11所述的功率因子校正电路，其中当第一电压为低时，第一信号的延迟被设置得较长。

13.依据权利要求11所述的功率因子校正电路，其中开关控制器包括：

第一放大器，用于比较第二电压和参考电压；

乘法器，用于将第一电压乘以第一放大器的输出；

第二比较器，用于比较对应于流经开关的电流的第三电压和乘法器的输出电压，当第三电压变为乘法器的输出电压时，输出第一信号；和

延迟电路，依据第一电压延迟第一信号。

14.依据权利要求13所述的功率因子校正电路，进一步包括在功率因子校正电路输出端和地之间相互串联地电耦接的第一电阻器和第二电阻器，其中第一电压是位于第一电阻器和第二电阻器之间的一个节点处的电压。