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CN101557166A - 电源设备和半导体集成电路器件 - Google Patents

电源设备和半导体集成电路器件 Download PDF

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CN101557166A
CN101557166A CNA2009101299503A CN200910129950A CN101557166A CN 101557166 A CN101557166 A CN 101557166A CN A2009101299503 A CNA2009101299503 A CN A2009101299503A CN 200910129950 A CN200910129950 A CN 200910129950A CN 101557166 A CN101557166 A CN 101557166A
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CN
China
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current
voltage
output
power supply
coupled
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CNA2009101299503A
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Inventor
鲇川一仁
笠井宣利
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Renesas Electronics Corp
Original Assignee
Renesas Technology Corp
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Publication date
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Abstract

本发明提供一种电源设备和半导体集成电路器件。其中涉及在使用PFC控制器的电源设备的轻负荷时大大提高效率。PFC控制器设置有电压－电流转换器。电压－电流转换器将从用于检测输出电压的电压电平的误差放大器输出的信号的电压转换成任意电流值并且将该电流值作为校正电流输出。电压－电流转换器在误差放大器检测到负荷轻时输出大电流值的校正电流，而PFC控制器进行控制以减少输出电压。

Description

电源设备和半导体集成电路器件
相关申请的交叉引用
包括说明书、附图和说明书摘要、于2008年4月11日提交的日本专利申请第2008-103758号的公开内容通过引用整体结合于此。
技术领域
本发明涉及一种通过交流/直流(AC/DC)转换器的功率生成技术，并且更具体地涉及一种有效用以通过使用PFC(功率因子校正)控制器来控制输出电压的技术。
背景技术
近年来节能对于电子设备如计算机和服务器中的电源而言是一项重要挑战。例如，为了实现在节能标准如Energy Star 4.0或者80plus中规定的效率、特别是轻负荷(例如最大负荷的20％)，电源制造商进行了各种努力并且耗费了财力。
作为这一种电源设备，PFC电源设备满足上述节能标准是众所周知的。PFC电源设备采用使商用电源中流动的电流接近正弦波的功率因子校正(PFC)测量以便在电源设备的第一级抑制高次谐波电流。
已知如下两类PFC电源设备：无源滤波器型PFC电源设备，该设备包括装置的输入线中的电感并且包括平滑电流；以及有源滤波器型PFC电源设备，该设备通过使用专用PFC控制器和分立元件来控制电流。近年来，小而轻的有源滤波器型PFC电源设备变为主流。
有源滤波器型PFC电源设备例如包括升压转换器和PFC控制器。通过比较由对输出电压进行分压的电压反馈电阻器分压的反馈电压数量、由电流检测电阻器检测的电流数量和三角波，来控制转换器中的开关晶体管的占空比以维持输出电压恒定。该设备也进行使电流检测电阻器中流动的电流、也就是所谓AC(交流)输入中流动的电流接近正弦波的控制。
有源滤波器型PFC电源设备分类成：临界模式的PFC电源设备，该设备具有检测升压的线圈电流为零并且此后对开关晶体管进行切换的模式；以及连续电流模式的PFC电源设备，用于维持平均电流等于交流参考信号。
发明内容
然而，本发明的发明人已经发现使用PFC控制器的功率因子校正技术具有以下问题。
总是控制PFC电源设备的输出电压几乎恒定并且电压约为400V，从而在考虑全球商用交流电压的情况下通常可以进行升压操作至约240V。
现在考虑效率。在电流连续模式中，当开关晶体管截止时，约400V的电压从输出电压施加到漏极。当开关晶体管从截止状态导通时，漏极的寄生电容中积累的电荷经由漏极和源极放电。
漏极电压越高或者设置的输出电压越高，在这一时间出现的损耗就越大。例如，在轻负荷等时对于输出电压而言高电压电平并非必需的情况下，出现电压转换效率大大恶化的问题。
在临界模式中，当输出功率小时PFC电源的开关频率增加。每单位时间的开关次数增加并且开关损耗增加。结果出现电压转换效率恶化的问题。
本发明的一个目的在于提供一种当在使用PFC控制器的电源设备上的负荷轻时大大提高效率的技术。
本发明的上述和其它目的以及新颖特征将从说明书和附图的描述中变得清楚。
本申请中公开的本发明之中有代表性的发明的概况将简要地描述如下。
本发明提供一种电源设备，该设备包括：电源单元，用于对交流输入功率源进行升压并且将升压的功率源作为直流输出电压输出；以及PFC控制器，用于控制为电源单元提供的开关晶体管以抑制谐波电流。电源单元具有反馈电阻器，用于检测在PFC控制器控制开关晶体管使得输出电压变为恒定时使用的输出电压的反馈电压。PFC控制器具有：驱动控制器，用于根据反馈电阻器检测的反馈电压来控制开关晶体管；以及电流校正控制器，用于从电源单元生成的输出电压来检测负荷水平、根据负荷水平来生成任意校正电流并且将校正电流供给到反馈电阻器。检测的负荷水平越轻，电流校正控制器将校正电流的电流值增加越多并且将电流值供给到反馈电阻器以减少电源单元生成的输出电压。
在本发明中，电流校正控制器优选地包括：负荷检测器，用于从电源单元生成的输出电压来检测负荷水平；以及电流校正器，用于根据负荷检测器检测的负荷水平来生成任意校正电流并且将校正电流供给到反馈电阻器。
另外在本发明中，负荷检测器优选地是用于将反馈电阻器检测的反馈电压与参考电压进行比较并且输出误差信号的误差放大器。
在本发明中，电源单元优选地具有用于检测向电源单元的输出电压流动的电流的电流检测器，而负荷检测器基于电流检测器检测的电流值来检测负荷水平。
另外在本发明中，PFC控制器优选地在交织临界模式中进行控制。
将简要地描述本申请的另一发明的概况。
本发明提供一种半导体集成电路器件，该设备具有用于通过控制为电源单元提供的开关晶体管来抑制谐波电流的PFC控制器，该电源单元用于对交流输入功率源进行升压并且将升压的功率源作为直流输出电压输出。PFC控制器包括：驱动控制器，用于根据从外界供给的反馈电压来控制开关晶体管；以及电流校正控制器，用于从电源单元生成的输出电压来检测负荷水平、根据负荷水平来生成任意校正电流并且将校正电流供给到驱动控制器。检测的负荷水平越轻，电流校正控制器将校正电流的电流值增加越多并且将电流值供给到驱动控制器以减少电源单元生成的输出电压。
在本发明中，电流校正控制器优选地包括：负荷检测器，用于从电源单元生成的输出电压来检测负荷水平；以及电流校正器，用于根据负荷检测器检测的负荷水平来生成任意校正电流。
另外在本发明中，负荷检测器优选地是用于将反馈电压与参考电压进行比较并且输出误差信号的误差放大器。
在本发明中，PFC控制器优选地在交织临界模式中进行控制。
本申请中公开的本发明中有代表性的发明所获得的效果将简要地描述如下。
可以提高轻负荷时的功率转换效率。
附图说明
图1是示出了作为本发明第一实施例的电源设备的配置例子的电路图。
图2是示出了为图1中的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
图3是示出了为图2中的PFC控制器提供的电压-电流转换器的配置的电路图。
图4是示出了作为本发明第二实施例的电源设备的配置例子的电路图。
图5是示出了为图4中的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
图6是示出了作为本发明第三实施例的电源设备的配置例子的电路图。
图7是示出了为图6中的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
图8是示出了作为本发明第四实施例的电源设备的配置例子的电路图。
图9是示出了为图8中的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
图10是示出了作为本发明第五实施例的电源设备的配置例子的电路图。
图11是示出了为图10中的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
图12是示出了为作为本发明第五实施例的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
具体实施方式
下文将参照附图描述本发明的实施例。在用于说明实施例的所有附图中，作为规则，相同标号表示相同构件，并且将不给出重复描述。
第一实施例
图1是示出了作为本发明第一实施例的电源设备的配置例子的电路图。图2是示出了为图1中的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。图3是示出了为图2中的PFC控制器提供的电压-电流转换器的配置的电路图。
在第一实施例中，电源设备1是在用于维持平均电流几乎等于交流参考信号的连续电流模式中在PFC控制之下的交流-直流升压转换器。
电源设备1如图1中所示具有全波整流电路2、线圈3、晶体管4、二极管5、电阻器6至8、电容元件9和PFC控制器10。电源单元包括全波整流电路2、线圈3、晶体管4、二极管5、电阻器6至8和电容元件9。
全波整流电路2例如包括使用四个二极管的桥电路。交流电源AC如商用电源耦合到电路2的输入单元。线圈3的耦合部分之一耦合到全波整流电路2的输出侧上的端子之一。二极管5的阳极和晶体管4的耦合部分之一耦合到线圈3的另一耦合部分。
参考电势VSS耦合到作为开关晶体管的晶体管4的另一耦合部分。PFC控制器10的输出端子OUT耦合到晶体管4的栅极。晶体管4例如是N沟道MOS(金属氧化物半导体)。
电阻器8的耦合部分之一和为PFC控制器10提供的电流检测端子RS耦合到全波整流电路2的输出侧上的另一端子。参考电势VSS耦合到电阻器8的另一耦合部分。
作为反馈电阻器一部分的电阻器6的耦合部分之一和电容元件9的耦合部分之一耦合到二极管5的阴极。直流功率从节点输出。作为反馈电阻器一部分的电阻器7的耦合部分之一耦合到电阻器6的另一耦合部分。PFC控制器10的反馈电压输入端子FB耦合到该耦合部分。参考电势VSS耦合到电阻器7的另一耦合部分和电容元件9的另一耦合部分。
晶体管4的导通/截止状态由从PFC控制器10输出的开关控制信号控制。在晶体管4的导通状态下，作为电感器的线圈3通过从全波整流电路2供给的电流来积累能量。在晶体管4的截止状态下，作为平滑电容器的电容元件9通过线圈3中积累的能量由经由二极管5流动的电流IL1充电。
通过重复操作周期，进行升压操作并且在电源设备1的输出端子VOUT获得平滑的输出电压VO。PFC控制器10通过作为反馈电阻器的电阻器6和7的分压电压(反馈电压9)来监视输出端子VOUT的电压并且生成用于在连续模式中使晶体管4导通/截止的开关控制信号，由此进行维持升压的电压恒定并且使交流输入电流接近正弦波的控制。
图2是示出了PFC控制器10的配置例子的电路图。
PFC控制器10包括误差放大器11、电流放大器12、比较器13、触发器14、缓冲器15、电阻器16、电压-电流转换器17、振荡电路18和乘法器MUL，并且被配置为半导体集成电路器件。
反馈电压输入端子FB耦合到作为负荷检测器的误差放大器11的负(-)侧输入端子，而参考电压VREF输入到误差放大器11的正(+)侧输入端子。
乘法器MUL的输入部分之一与作为电流校正单元的电压-电流转换器17的输入部分耦合到误差放大器11的输出部分。电流放大器12的负(-)侧输入端子和电阻器16的另一耦合部分耦合到乘法器MUL的输出部分。误差放大器11的负(-)侧输入端子耦合到电压-电流转换器17的输出部分。
电压-电流转换器17将从误差放大器11输出的信号的电压转换成任意电流值并且将它作为校正电流输出。电流校正控制器IC包括误差放大器11和电压-电流转换器17。电流校正控制器IC在电源设备1上的负荷轻时通过将校正电流注入到电阻器7来进行减少电源设备1的输出电压VO的控制。
电流信息Iac输入到乘法器MUL的另一输入部分。例如，两个二极管的阳极耦合到交流电源AC的两端，两个二极管的阴极耦合到电阻器的耦合部分之一，而从电阻器的另一耦合部分输出的信号是电流信息Iac。
参考电势VSS耦合到电流放大器12的正(+)侧输入端子。比较器13的正(+)侧输入端子耦合到电流放大器12的输出部分。
另外，从振荡电路18输出的斜波(ramp)波形输入到比较器13的负(-)侧输入端子。触发器14的重置端子R耦合到比较器13的输出部分。从振荡电路18输出的脉冲波形输入到触发器14的设置端子S。
缓冲器15的输入部分耦合到触发器14的输出端子Q。输出端子OUT耦合到缓冲器15的输出部分。
乘法器MUL将通过外部提供的上述两个二极管和一个电阻器转换交流电源AC的输入电压信息而获得的电流信息Iac与误差放大器11根据电阻器6和7的反馈电压而定的输出相乘。
乘法器MUL的输出输入到电流放大器12的负(-)侧输入端子并且经由电阻器16耦合到作为电流检测电阻器的电阻器8。信号通过电阻器16中流动的电流Imo经由电阻器8反馈到电流放大器12。
也就是说，控制电流放大器12的反相输入端子的电流，使得电阻器8的电压波形变为类似于交流电源AC的电压。比较器13比较电流放大器12的输出电压与从振荡电路18输出的具有斜波波形的斜波电压Vramp，并且确定开关控制信号的占空比。
触发器14由具有根据斜波波形的下降沿而生成的脉冲波形的信号来设置，并且开关控制信号导通。在连续模式中，开关控制信号的频率固定。
接着将描述实施例中的电流校正控制器IC的操作。
图3是示出了电压-电流转换器17的配置的电路图。
电压-电流转换器17如图中所示包括晶体管Q1至Q6、电阻器R1至R5和电容元件C1。晶体管Q1和Q3是NPN型，而晶体管Q2和Q4是PNP型。晶体管Q5和Q6是N沟道MOS。
源电压耦合到各晶体管Q1、Q5和Q6的耦合部分之一(集电极)。源电压经由恒流源耦合到各晶体管Q2和Q4的耦合部分之一(发射极)以及各晶体管Q1和Q3的基极。
晶体管Q5的另一耦合部分、晶体管Q6的栅极和晶体管Q3的耦合部分之一耦合到晶体管Q5的栅极。
电阻器R1和R2串联耦合于晶体管Q3的另一输出部分与参考电势VSS之间。电阻器R1与R2之间的耦合部分耦合到晶体管Q1的另一耦合部分。
参考电压VREF2供给到晶体管Q4的基极。电容元件C1的耦合部分之一和电阻器R5的耦合部分之一耦合到晶体管Q2的基极。误差放大器10的输出部分耦合到电阻器R5的另一耦合部分。
误差放大器11的负(-)侧输入端子耦合到晶体管Q6的另一耦合部分。参考电势VSS耦合到电容元件C1的另一耦合部分以及各晶体管Q2和Q4的另一耦合部分。
在电压-电流转换器17中，从误差放大器11输出的输出电压与参考电压VREF2相互比较。在误差放大器11的输出电压低的状态下，通过电阻器R1对差电压进行分压而获得的电流在晶体管Q3中流动。另外，该电流通过由晶体管Q5和Q6配置的电流镜发送回并且作为校正电流传递到误差放大器11的负(-)侧输入端子、也就是传递到作为反馈电阻器的电阻器7。
晶体管Q3中流动的电流增加直至误差放大器11的输出电压变为通过电阻器R1和R2对参考电压VREF2进行分压而获得的电压。在该电压以下，电流变为在VREF2/(R1+R2)恒定。
如上所述，通过调节电阻器R1至R4的电阻值，可以任意地设置输出电压VO和输出电压VO的变化量。例如，通过进行设置使得电压在额定负荷时变为400V而在轻负荷时变为320V，可以减少开关损耗并且可以低成本地满足标准如Energy Star或者80Plus。
在第一实施例中，通过电流校正控制器IC，可以在电源设备1的低负荷时低成本地减少输出电压VO的电压电平。可以减少当晶体管4导通、在对漏极的寄生电容进行放电时出现的损耗。
第二实施例
图4是示出了作为本发明第二实施例的电源设备的配置例子的电路图。图5是示出了为图4中的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
在第二实施例中，电源设备1是在临界模式的PFC控制之下的交流-直流升压转换器。电源设备1a如图4中所示具有通过将使用线圈3作为初级线圈的变压器Tr1新添加到与包括全波整流电路2、线圈3、晶体管4、二极管5、电阻器6和7、电容元件9和PFC控制器10a的第一实施例的配置相似的配置而获得的配置。
在临界模式中检测到线圈3的电流为零并且此后晶体管4进行切换。
PFC控制器10a的电流检测端子ZC耦合到变压器Tr1的次级侧上的端部之一。参考电势VSS耦合到变压器Tr1的次级侧上的另一端部。
其它耦合配置类似于第一实施例的耦合配置。PFC控制器10a通过由电阻器6和7分压的电压(反馈电压)来监视输出端子VOUT的电压，并且检测是否存在经由变压器Tr1的次级线圈在线圈3中流动的电流。
基于输入等，PFC控制器10a生成用于控制晶体管4的占空比以在临界模式中维持升压电压恒定的开关控制信号，并且进行使交流输入电流接近正弦波的控制。
图5是示出了PFC控制器10a的配置例子的电路图。
PFC控制器10a如图中所示包括电压-电流转换器17、比较器19、OR电路20、误差放大器21、比较器22、恒流源23、晶体管24、触发器25和26以及缓冲器27。
电流检测端子ZC耦合到比较器19的负(-)侧输入端子，而参考电压VREFZ输入到比较器19的正(+)侧输入端子。
OR电路20的输入部分耦合到比较器19的输出部分。重启信号Restart输入到OR电路20的输入部分之一。
触发器25的设置端子S耦合到OR电路20的输出部分。反馈电压输入端子FB耦合到作为负荷检测器的误差放大器21的负(-)侧输入端子。参考电压VREF输入到误差放大器21的正(+)侧输入端子。
电压-电流转换器17的输入部分和比较器22的负(-)侧输入端子耦合到第二放大器21的输出部分。误差放大器21的负(-)侧输入端子耦合到电压-电流转换器17的输出部分。
电压-电流转换器17将从误差放大器21输出的信号的电压转换成任意电流值并且将它作为校正电流输出。电流校正控制器IC包括误差放大器21和电压-电流转换器17。电流校正控制器IC在电源设备1a的负荷轻时通过将校正电流注入到电阻器7来进行减少电源设备1a的输出电压VO的控制。
触发器25的重置端子R和触发器26的设置端子S耦合到比较器22的输出部分。触发器25的输出端子Q和缓冲器27的输入部分耦合到触发器26的重置端子R。
输出端子OUT耦合到缓冲器27的输出部分，而开关控制信号从缓冲器27输出。晶体管24的栅极耦合到触发器26的输出端子Q。
源电压经由恒流源23耦合到晶体管24的耦合部分之一。参考电势VSS耦合到晶体管24的另一耦合部分。耦合为PFC控制器10a提供的斜波电压端子RAMP。外部耦合的电容元件Cramp耦合于斜波电压端子RAMP与参考电势VSS之间。
比较器19检测是否存在经由变压器Tr1的次级线圈在线圈3中流动的电流。比较器19接收由变压器Tr1的次级线圈生成的感应电压，并在感应电压变为低于参考电压VREFZ时输出高电平检测信号。
参考电压VREFZ是用于检测线圈3中流动的电流变为零的阈值。通过比较器19的高电平输出经由OR电路20来设置触发器25。
从触发器25的输出端子Q输出的信号Q作为开关控制信号经由缓冲器27从输出端子OUT输出。通过设置触发器25，由高电平开关控制信号使晶体管4导通。在导通状态期间，电流经由晶体管4在线圈3中流动而能量在线圈3中积累。
这时，通过设置的触发器25的高电平输出来重置触发器26。重置状态下的触发器26截止由N沟道MOS制成的晶体管24。
如上所述，恒流源23串联耦合到晶体管24。通过耦合到斜波电压端子RAMP的电容元件Cramp来生成线性增加的斜波电压。
斜波电压在比较器22中与对从反馈电压输入端子FB输入的反馈电压进行放大的误差放大器21的输出进行比较。误差放大器21的输出随着反馈电压相对于参考电压VREF变为更大而减少。
在逐渐增加的斜波电压超过误差放大器21的输出电压时，设置触发器26并重置触发器25。当设置触发器26时，使晶体管24导通，而将斜波电压放电至参考电势VSS。
当重置触发器25时，开关控制信号反相成低电平，而晶体管4截止。当晶体管4截止时，根据在晶体管4的导通时段中在线圈3中积累的能量而定的电流流向二极管5以对电容元件9进行充电。
当电流变为零时，比较器19的输出变为高电平。晶体管4通过开关控制信号再次导通并且重复该循环。随着输出端子VOUT的升压电压变为更接近目标电平，晶体管4的导通时段缩短。响应于检测到线圈3中的零电流而确定晶体管导通的定时。以这样的方式控制开关控制信号的占空比和频率。
由于电压-电流转换器17的配置和操作类似于第一实施例的图3的配置，所以将不重复描述。
同样在这一情况下，通过调节电压-电流转换器17中的电阻器R1至R4的电阻值，可以任意地设置输出电压VO和输出电压VO的变化量。因此，可以低成本地实现低损耗电源设备1a。
因而在第二实施例中，由于进行控制使得输出电压VO在低负荷时减少，所以可以大大减少晶体管4的开关次数并且可以减少开关损耗。
第三实施例
图6是示出了作为本发明第三实施例的电源设备的配置例子的电路图。图7是示出了为图6中的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
在第三实施例中，电源设备1b是在交织连续模式中的PFC控制之下的交流-直流升压转换器，该交织连续模式是使两个系统的连续模式在转变相位的同时操作。
电源设备1b如图6中所示具有通过将线圈3a、晶体管4a和二极管5a新添加到与包括全波整流电路2、线圈3、晶体管4、二极管5、电阻器6至8、电容元件9和PFC控制器10b的第一实施例的配置相似的配置而获得的配置。
线圈3的耦合部分之一耦合到线圈3a的耦合部分之一。二极管5a的阳极和晶体管4a的耦合部分之一耦合到线圈3a的另一耦合部分。
PFC控制器10b的输出端子OUTa耦合到晶体管4a的栅极。参考电势VSS耦合到晶体管的另一耦合部分。二极管5的阴极耦合到二极管5a的阴极。其它耦合配置类似于前述第一实施例的耦合配置。
图7是示出了PFC控制器10b的配置例子的电路图。
PFC控制器10b具有如下配置，该配置将具有计数器和寄存器的从属逻辑28、用于为计数器生成计数时钟信号的时钟脉冲生成器29和缓冲器30新添加到与包括误差放大器11、电流放大器12、比较器13、触发器14、缓冲器15、电阻器16、电压-电流转换器17、振荡电路18和乘法器MUL的第一实施例的配置(图2)相似的配置。
从触发器14的输出端子Q输出的输出信号输入到从属逻辑28的输入部分。由时钟脉冲生成器29生成的计数时钟信号输入到从属逻辑28。
从属逻辑28生成基于从触发器14的输出端子Q输出的输出信号来驱动晶体管4a的开关控制信号。缓冲器30的输入部分耦合到从属逻辑28的输出部分。为PFC控制器10b提供的输出端子OUTa耦合到缓冲器30的输出部分。从缓冲器30输出的信号是驱动晶体管4a的开关控制信号。
由于电压-电流转换器17的配置和操作类似于第一实施例的图3的配置和操作，所以将不重复描述。
同样在这一情况下，通过调节电压-电流转换器17中的电阻器R1至R4的电阻值，可以任意地设置输出电压VO和输出电压VO的变化量。因此，可以低成本地实现低损耗电源设备1b。
因而，在第三实施例中也可以大大减少晶体管4的开关次数并且可以减少开关损耗。
第四实施例
图8是示出了作为本发明第四实施例的电源设备的配置例子的电路图。图9是示出了为图8中的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
在第四实施例中，电源设备1c是在交织临界模式的PFC控制之下的交流-直流升压转换器。电源设备1c如图8中所示具有通过将使用线圈3a作为初级线圈的变压器Tr2、晶体管4a和二极管5a新添加到与包括全波整流电路2、线圈3(变压器Tr1)、晶体管4、二极管5、电阻器6和7、电容元件9以及PFC控制器10c的第二实施例的配置相似的配置而获得的配置。
PFC控制器10c的电流检测端子ZCa耦合到变压器Tr2的次级侧上的端部之一。参考电势VSS耦合到变压器Tr2的次级侧上的端部之一。
变压器Tr2的初级侧是线圈3a，而线圈3a的耦合部分之一耦合到全波整流电路2的输出侧上的端子之一。二极管5a的阳极和晶体管4a的耦合部分之一耦合到线圈3a的另一耦合部分。二极管5的阴极耦合到二极管5a的阴极。
PFC控制器10c的输出端子OUTa耦合到晶体管4a的栅极。参考电势VSS耦合到晶体管4a的另一耦合部分。
图9是示出了PFC控制器10c的配置例子的电路图。
PFC控制器10c具有通过将比较器31、从属逻辑32、时钟脉冲生成器33和缓冲器34新添加到与包括电压-电流转换器17、比较器19、OR电路20、误差放大器21、比较器22、恒流源23、晶体管24、触发器25和26以及缓冲器27的第二实施例的配置(图5)相似的配置而获得的配置。
电流检测端子ZCa耦合到比较器31的负(-)侧输入端子。参考电压VREFZ输入到比较器31的正(+)侧输入端子。
比较器31的输出部分耦合到具有计数器、寄存器等的从属逻辑32的输入部分之一。从触发器25的输出端子Q输出的输出信号输入到从属逻辑32的另一输入部分。由时钟脉冲生成器33生成的时钟信号供给到从属逻辑32。
缓冲器34的输入部分耦合到从属逻辑32的输出部分。输出端子OUTa耦合到缓冲器34的输出部分。从缓冲器34输出的信号是晶体管4a的开关控制信号。
比较器31接收由变压器Tr2的次级线圈生成的感应电压，并在感应电压变为低于参考电压VREFZ时输出高电平检测信号。
从属逻辑32基于来自比较器31的输出信号来生成与从输出端子OUT输出的开关控制信号的相位差为半个周期的控制信号，并且将该控制信号作为开关控制信号从输出端子OUTa经由缓冲器34输出。
由于电压-电流转换器17的配置和操作类似于第一实施例的图3的配置和操作，所以将不重复描述。
同样在第四实施例中，通过调节电压-电流转换器17中的电阻R1至R4的电阻值，可以任意地设置输出电压VO和输出电压VO的变化量。因此，可以低成本地实现低损耗电源设备1c。
第五实施例
图10是示出了作为本发明第五实施例的电源设备的配置例子的电路图。图11是示出了为图10的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
在第五实施例中，电源设备1d是交织临界模式，并且如图10中所示具有通过将作为电流检测器的电阻器35新添加到与包括全波整流电路2、线圈3(变压器Tr1)、晶体管4、二极管5、电阻器6和7、电容元件9、PFC控制器10d、线圈3a(变压器Tr2)、晶体管4a以及二极管5a的第四实施例的配置相似的配置而获得的配置。
二极管5和5a的阴极耦合到电阻器35的耦合部分之一。输出端子VOUT耦合到电阻器35的另一耦合部分。电阻器35的两端耦合到为PFC控制器10d提供的电流检测端子IB1和IB2。
在第一至第四实施例中，基于误差放大器11(或者误差放大器12)的输出电压来检测负荷水平。在第五实施例的电源设备1d中，输出端子VOUT中流动的电流由电阻器35直接检测，而校正电流添加到作为反馈电阻器的电阻器7，由此控制输出电压VO。
在这一情况下，PFC控制器10d如图11中所示具有通过将误差放大器21a新添加到第四实施例的PFC控制器10c(图9)的配置而获得的配置。电流校正控制器IC包括误差放大器21a和电压-电流转换器17。
电阻器35的耦合部分之一经由电流检测端子IB1耦合到误差放大器21a的正(+)侧输入端子。电阻器35的另一耦合部分经由电流检测端子IB2耦合到误差放大器21a的负(-)侧输入端子。
电压-电流转换器17的输入部分耦合到误差放大器21a的输出部分。电阻器6与7之间的耦合部分耦合到电压-电流转换器17的输出部分。
由于其它耦合配置和操作类似于第四实施例的耦合配置和操作，所以将不重复描述。同样在这一情况下，通过调节电压-电流转换器17中的电阻器R1至R4的电阻值，可以任意地设置输出电压VO和输出电压VO的变化量。因此，可以低成本地实现低损耗电源设备1d。
因而在第五实施例中，可以大大减少晶体管4的开关次数并且可以减少开关损耗。
第六实施例
图12是示出了为作为本发明第六实施例的电源设备提供的PFC控制器的配置例子的电路图。
在第六实施例中，图12是通过在本发明第一至第四实施例中的任何实施例中添加用于在交流输入/输出电压高时停止电压-电流转换器17的电路而获得的配置。
如图中所示，电压-电流转换器17具有通过将电阻器36和37、电容器C2、比较器38以及晶体管Q7添加到与包括晶体管Q1至Q7、电阻器R1、R2和R5以及电容元件C1的图3的配置相似的配置而获得的配置。
电阻器36和37耦合于受到全波整流的交流输入电压与参考电势VSS之间，电容器C2耦合于电阻器36和37的耦合部分与参考电势VSS之间，对受到全波整流的交流输入电压进行分压，并且使所得电压平滑。
比较器38的负(-)侧输入端子耦合到电阻器36和37的耦合部分。参考电压VREF3耦合到比较器38的正(+)侧输入端子。
晶体管Q7的栅极耦合到比较器38的输出部分。晶体管Q7的耦合部分之一(源极)耦合到电源电压，而另一耦合部分(漏极)耦合到晶体管Q5和Q6的栅极。
在平滑的交流输入电压高于参考电压VREF3的情况下，比较器38的输出改变成低电平，晶体管Q7导通，而晶体管Q5和Q6截止。
因而，即使在电源设备上的负荷轻的情况下，也停止向电阻器注入校正电流。
在第六实施例中，可以防止当交流输入电压高而输出电压VOUT减少时交流输入电压超过输出电压VOUT而无法正常进行升压操作。
虽然已经基于实施例具体地描述由本发明的发明人实现的本发明，但是本发明不限于前述实施例，而是可以在不脱离要旨的情况下进行各种修改。
本发明适合于通过使用PFC控制器的电源设备在负荷轻时控制电压转换的技术。

Claims (9)

1.一种电源设备，包括：
电源单元，用于对交流输入功率源进行升压并且将所升压的功率源作为直流输出电压输出；和
PFC控制器，用于控制为所述电源单元提供的开关晶体管以抑制谐波电流，
其中所述电源单元具有反馈电阻器，用于检测在所述PFC控制器控制所述开关晶体管使得输出电压变为恒定时使用的输出电压的反馈电压，
其中所述PFC控制器具有：
驱动控制器，用于根据所述反馈电阻器检测的所述反馈电压来控制所述开关晶体管；以及
电流校正控制器，用于根据所述电源单元生成的输出电压来检测负荷水平、根据所述负荷水平来生成任意校正电流并且将所述校正电流供给到所述反馈电阻器，以及
其中所述检测的负荷水平越轻，所述电流校正控制器将所述校正电流的电流值增加越多并且将所述电流值供给到所述反馈电阻器以减少所述电源单元生成的输出电压。
2.根据权利要求1所述的电源设备，
其中所述电流校正控制器包括：
负荷检测器，用于根据所述电源单元生成的输出电压来检测负荷水平；以及
电流校正器，用于根据所述负荷检测器检测的负荷水平来生成任意校正电流并且将所述校正电流供给到所述反馈电阻器。
3.根据权利要求2所述的电源设备，其中所述负荷检测器是用于将所述反馈电阻器检测的反馈电压与参考电压进行比较并且输出误差信号的误差放大器。
4.根据权利要求2所述的电源设备，
其中所述电源单元具有用于检测向所述电源单元的输出电压流动的电流的电流检测器，以及
其中所述负荷检测器基于所述电流检测器检测的电流值来检测负荷水平。
5.根据权利要求1至4中的任一权利要求所述的电源设备，其中所述PFC控制器在交织临界模式中进行控制。
6.一种半导体集成电路器件，具有用于通过控制为电源单元提供的开关晶体管来抑制谐波电流的PFC控制器，所述电源单元用于对交流输入功率源进行升压并且将所升压的功率源作为直流输出电压输出，
其中所述PFC控制器具有：
驱动控制器，用于根据从外部供给的反馈电压来控制所述开关晶体管；以及
电流校正控制器，用于从所述电源单元生成的输出电压来检测负荷水平、根据所述负荷水平来生成任意校正电流并且将所述校正电流供给到所述驱动控制器，以及
其中所述检测的负荷水平越轻，所述电流校正控制器将所述校正电流的电流值增加越多并且将所述电流值供给到所述驱动控制器以减少所述电源单元生成的输出电压。
7.根据权利要求6所述的半导体集成电路器件，
其中所述电流校正控制器包括：
负荷检测器，用于从所述电源单元生成的输出电压来检测负荷水平；以及
电流校正器，用于根据所述负荷检测器检测的负荷水平来生成任意校正电流。
8.根据权利要求7所述的半导体集成电路器件，其中所述负荷检测器是用于将所述反馈电压与参考电压进行比较并且输出误差信号的误差放大器。
9.根据权利要求6至8中的任一权利要求所述的半导体集成电路器件，其中所述PFC控制器在交织临界模式中进行控制。
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