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CN1622443A - 反相器电路 - Google Patents

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CN1622443A CNA2004100565501A CN200410056550A CN1622443A CN 1622443 A CN1622443 A CN 1622443A CN A2004100565501 A CNA2004100565501 A CN A2004100565501A CN 200410056550 A CN200410056550 A CN 200410056550A CN 1622443 A CN1622443 A CN 1622443A
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Abstract

本发明公开了一种可抑制高压侧开关元件截止时产生的负的电涌电压的反相器电路。反相器电路具备串联连接于电源电位Vcc与GND电位之间的IGBT3、4；和分别控制IGBT3、4的驱动用的HVIC1和LVIC2。另外，反相器电路具备电容器5、二极管6和电阻7。电容器5连接于VS端子与GND电位之间。二极管6在VS端子与GND电位之间，按从GND电位向VS端子正向流过的电流的极性，串联连接于电容器5上。电阻7并联连接于电容器5上。

Description

反相器电路
技术领域
本发明涉及一种反相器电路。
背景技术
通常，反相器电路具备：串联连接于电源电位与GND电位之间的高压侧开关元件和低压侧开关元件；和分别控制高压侧开关元件和低压侧开关元件的驱动的高压侧驱动电路和低压侧驱动电路。另外，现有的关于反相器电路的技术公开于下述的专利文献1-4中。
专利文献1：特开2003-178895号公报
专利文献2：特开平9-219977号公报
专利文献3：特开平10-42575号公报
专利文献4：国际公开第01/59918号文件
但是，现有的反相器电路中存在以下问题。
反相器电路在高压侧开关元件截止时，变为反并联连接于低压侧开关元件上的FWD(下臂(arm)FWD)的回流模式。此时，在反相器电路的输出端子产生作为高压侧开关元件的截止di/dt与下臂FWD的回流环电感的积所得到的负的电涌(surge)电压。若该电涌电压为规定值以上，则成为高压侧驱动电路的破坏和误操作的原因。因为开关电流越大，电涌电压也越大，所以难以实现反相器电路的大电流化。
发明内容
本发明为了解决上述问题而作出，其目的在于得到一种抑制在高压侧开关元件截止时产生的负的电涌电压的反相器电路。
根据第1发明，一种反相器电路，具备：串联连接于电源电位与GND电位之间的高压侧开关元件和低压侧开关元件；高压侧驱动电路，具有连接于所述高压侧开关元件的电流流出端子上、提供高电位侧内部电路的基准电位的[VS]端子；连接于所述VS端子与所述GND电位之间的电容器；二极管，在所述VS端子与所述GND电位之间，按从所述GND电位向所述VS电位正向流过的电流的极性，串联连接于所述电容器上；和并联连接于所述二极管和所述电容器至少之一上的电阻。
根据第2发明，一种反相器电路，具备：串联连接于电源电位与GND电位之间的高压侧开关元件和低压侧开关元件；高压侧驱动电路，具有连接于所述GND电位上、提供低电位侧内部电路的基准电位的[COM]端子；和二极管，按从所述COM端子向所述GND电位正向流过的电流的极性，连接于所述COM端子与所述GND电位之间。
根据第3发明，一种反相器电路，具备：串联连接于电源电位与GND电位之间的高压侧开关元件和低压侧开关元件；高压侧驱动电路，具有经自益电路(bootstrap)电源电容器连接于所述高压侧开关元件的电流流出端子上的[VDB]端子；和二极管，在所述电流流出端子与所述VDB端子之间，按从所述电流流出端子向所述VDB端子正向流过的电流的极性，串联连接于所述自益电路电源电容器上。
根据第1-第3发明，可抑制高压侧开关元件截止时产生的负的电涌电压。
附图说明
图1是表示根据本发明实施方式1的反相器电路结构的电路图。
图2是示意表示HVIC的内部结构的电路图。
图3是与图1对应、表示根据本发明实施方式1的变形例的反相器电路结构的电路图。
图4是表示根据本发明实施方式2的反相器电路结构的电路图。
图5是表示在将二极管连接于HVIC的COM端子上的状态下、图2所示的电平移位电路的内部结构的电路图。
图6是与图4对应、表示根据本发明实施方式3的反相器电路结构的电路图。
图7是与图4或图6对应、表示根据本发明实施方式4的反相器电路结构的电路图。
图8是与图4或图6对应、表示根据本发明实施方式5的反相器电路结构的电路图。
图9是与图4对应、表示根据本发明实施方式6的反相器电路的第1结构的电路图。
图10是与图6对应、表示根据本发明实施方式6的反相器电路的第2结构的电路图。
图11是与图6对应、表示根据本发明实施方式6的反相器电路的第3结构的电路图。
图12是与图6对应、表示根据本发明实施方式6的反相器电路的第4结构的电路图。
图13是表示根据本发明实施方式7的反相器电路结构的电路图。
图14是表示在将二极管连接于HVIC的VDB端子上的状态下、图2所示的电平移位电路的内部结构的电路图。
具体实施方式
实施方式1
图1是表示根据本发明实施方式1的反相器电路结构的电路图。图1中，仅示出多相(通常为3相)反相器电路中的1相的电路结构。另外，图1中，仅抽取表示反相器电路中、主要与本发明相关的部分。反相器电路具备串联连接于电源电位Vcc与GND电位之间的IGBT3(高压侧开关元件)和IGBT4(低压侧开关元件)；和分别控制IGBT3、4的驱动用的HVIC1(高压侧驱动电路)和LVIC2(低压侧驱动电路)。
图2是示意表示HVIC1的内部结构的电路图。如图2所示，HVIC1具有输入电路、单步电路、电平移位电路、控制电源下降保护电路和驱动电路。图2中所示的HVIC1的内部结构与在后述的实施方式2-7中也一样。
参照图1、2，HVIC1具备Vcc端子、PIN端子、COM端子、VDB端子、HO端子和VS端子。从外部连接的15V左右的控制电源VD向Vcc端子提供HVIC1的低电位侧内部电路(图2中所示的输入电路和单步电路)的驱动功率。从外部连接的微机向PIN端子施加输入信号。COM端子是提供低电位侧内部电路的基准电位的端子，连接于GND电位上。VDB端子经自益电路电源电容器100连接于IGBT3的发射极(电流流出端子)上。HO端子连接于IGBT3的栅极上。VS端子是提供高电位侧内部电路(图2中所示的控制电源下降保护电路和驱动电路)的基准电位的端子，连接于IGBT3的发射极上。
参照图1，反相器电路具备自益电路电源电容器100。自益电路电源电容器100在IGBT4接通状态下由控制电源VD充电，在IGBT3接通状态下，经VDB端子向HVIC1提供高电位侧内部电路的驱动功率。
另外，反相器电路具备电容器5、二极管6和电阻7。电容器5连接于VS端子与GND电位之间。二极管6在VS端子与GND电位之间，按从GND电位向VS端子正向流过的电流的极性，串联连接于电容器5上。电阻7并联连接于电容器5上。
若向HVIC1的PIN端子施加导通信号(High电平的信号)，则IGBT3导通，流过图1所示的电流I1。之后，若向PIN端子施加截止信号(Low电平的信号)，则IGBT3截止，此时，流过图1所示的电流I2。在流过电流I2的瞬间，产生作为IGBT3的截止di/dt与图1中粗线所示部分布线的电感的积所得到的负的电涌电压。
如背景技术说明中所述，过大的电涌电压是HVIC1的破坏或误操作的原因。但是，根据本实施方式1的反相器电路，可通过串联连接于VS端子与GND电位之间的电容器5和二极管6来抑制电涌电压，并且，因为不流过直流电流，所以可用廉价的电容器5和二极管6来构成。另外，因为可用电阻7来放电产生电涌电压并充电到电容器5的电荷，所以可避免电容器5的电涌吸收效应下降。
图3是与图1对应、表示根据本发明实施方式1的变形例的反相器电路结构的电路图。图1中，将电阻7并联连接于电容器5上，但如图3所示，也可将电阻8并联连接于二极管6上。或者，配置电阻7、8两者。通过图3所示的反相器电路，也可得到与图1所示的反相器电路一样的效果。
实施方式2
图4是表示根据本发明实施方式2的反相器电路结构的电路图。图4中，仅示出多相反相器电路中的1相的电路结构。另外，图4中，仅抽取表示反相器电路中、主要与本发明相关的部分。在根据本实施方式2的反相器电路中，作为抑制导致IGBT3的截止的电涌电压的元件，代替图1所示的电容器5、二极管6和电阻7，配置二极管10。二极管10与HVIC1、LVIC2和IGBT3、4一起模块化为DIP-IPM(Dual-In-Line Package Intelligent Power Module)9。二极管10具有连接于HVIC1的COM端子上的阳极、和连接DIP-IPM9的端子50上的阴极，按从HVIP的COM端子向GND电位正向流过的电流的极性，连接于HVIC1的COM端子与GND电位之间。
图5是表示在将二极管10连接于HVIC的COM端子上的状态下、图2所示的电平移位电路的内部结构的电路图。
参照图5，即便由于IGBT3截止而向VDB端子施加负的电涌电压，COM端子-VDB端子间的电压也被二极管10箝位(逆向阻止)。因此，不向COM端子-VDB端子间施加过大的电涌电压，另外，也不流过电流，从而防止了HVIC1的破坏或误操作。
实施方式3
图6是与图4对应、表示根据本发明实施方式3的反相器电路结构的电路图。在根据本实施方式3的反相器电路中，代替图4所示的通常的二极管，按与二极管10相同的极性配置高速二极管11。
在图4所示的反相器电路中，因为始终从控制电源VD向二极管10通以HVIC1的电路电流，所以在向VDB端子施加上述负的电涌电压的情况下(即逆偏压施加于二极管D1上的情况下)，在二极管D1的恢复期间，在COM端子-VDB端子间施加电涌电压，有可能产生HVIC1的误操作。
相反，在根据本实施方式3的反相器电路中，代替图4所示的通常的二极管10，配置高速二极管11。因为与通常的二极管10相比，高速二极管11的恢复期间短，所以向HVIC1的COM端子-VDB端子间施加电涌电压的期间也变短，可进一步提高耐误操作量。
实施方式4
在图4或图6所示的反相器电路中，若将控制电压VD的电压设为VD0，将施加于二极管10或高速二极管11两端的电涌电压设为VR0，则向HVIC1的Vcc端子-COM端子间施加电压VD0+VR0。因此，在电涌电压VR0过大，HVIC1的Vcc端子-COM端子间施加超过额定电压Vm的电压的情况下，有可能破坏HVIC1。
图7是与图4或图6对应、表示根据本发明实施方式4的反相器电路结构的电路图。代替图4所示的通常的二极管10或图6所示的高速二极管11，按与二极管10或高速二极管11相同的极性来配置具有齐纳电压Vz1的齐纳二极管12。齐纳二极管12具有电压VD0+Vz1的值在额定电压Vm以下的齐纳电压Vz1。
根据本实施方式4的反相器电路，即使在施加过大电涌电压的情况下，也因为HVIC1的Vcc端子-COM端子间的电压被箝位于额定电压Vm以下的电压VD0+Vz1，所以可防止破坏HVIC1。
实施方式5
如上述实施方式4所述，在图4或图6所示的反相器电路中，在电涌电压VR0过大，HVIC1的Vcc端子-COM端子间施加超过额定电压Vm的电压的情况下，有可能破坏HVIC1。
图8是与图4或图6对应、表示根据本发明实施方式5的反相器电路结构的电路图。除图4所示的通常的二极管10或图6所示的高速二极管11外，还配置具有齐纳电压Vz2的齐纳二极管13。齐纳二极管13具有连接于HVIC1的COM端子上的阳极、和连接于HVIC1的Vcc端子上的阴极。另外，齐纳二极管13具有HVIC1的Vcc端子-COM端子间的额定电压Vm以下的齐纳电压Vz2。
根据本实施方式5的反相器电路，即使在施加过大电涌电压的情况下，也因为HVIC1的Vcc端子-COM端子间的电压被箝位于额定电压Vm以下的电压齐纳电压Vz2，所以可防止破坏HVIC1。
实施方式6
图9是与图4对应、表示根据本发明实施方式6的反相器电路的第1结构的电路图。图4中仅示出一个二极管10，而实际上反相器电路具有由多相(通常为3相)构成的电路结构，也对每个相单独配置HVIC1和控制电压VD。因此，也对应于各相的HVIC1来单独配置图4所示的二极管10。
相反，在图9所示的反相器电路中，在DIP-IPM15内相互共同连接各相HVIC1具有的COM端子。由此，在多相HVIC1中仅共同需要一个控制电源VD，因此，只要在多相的HVIC1中仅共同配置一个二极管16就够了。二极管16配置在DIP-IPM15的外部，具有连接于DIP-IPM15的端子51上的阳极、和连接于控制电压VD的GND电位上的阴极。端子51连接于HVIC1的COM端子上。
图10是与图6对应、表示根据本发明实施方式6的反相器电路的第2结构的电路图。代替对应于各相的HVIC1来单独配置的高速二极管11(图6)，在多相的HVIC1中仅配置一个共同的高速二极管17。
图11是与图7对应、表示根据本发明实施方式6的反相器电路的第3结构的电路图。代替对应于各相的HVIC1来单独配置的齐纳二极管12(图7)，在多相的HVIC1中仅配置一个共同的齐纳二极管18。
图12是与图8对应、表示根据本发明实施方式6的反相器电路的第4结构的电路图。除图9或图10中说明的上述变更外，代替对应于各相的HVIC1来单独配置的齐纳二极管13(图8)，在多相的HVIC1中仅配置一个共同的齐纳二极管19。齐纳二极管19具有连接于DIP-IPM15的端子51上的阳极、和连接于DIP-IPM15的端子52上的阴极。端子52连接于HVIC1的Vcc端子上。
这样，根据本实施方式6的反相器电路，通过在多相的HVIC1中共同设置二极管16、高速二极管17、齐纳二极管18、19，与对每个相单独设置这些二极管的情况相比，可简化电路结构。
实施方式7
图13是表示根据本发明实施方式7的反相器电路结构的电路图。图13中，仅示出多相反相器电路中的1相的电路结构。另外，图13中，仅抽取表示反相器电路中、主要与本发明相关的部分。在根据本实施方式的反相器电路中，作为抵制导致IGBT3的截止的电涌电压的元件，代替图1所示的电容器5、二极管6和电阻7，配置二极管21。将二极管21配置在DIP-IPM20的外部，具有连接于自益电路电源电容器100上的阳极和连接于DIP-IPM20的端子53上的阴极。端子53连接于HVIC1的VDB端子上。从而，二极管21在IGBT3的发射极与HVIC1的VDB端子之间，按从发射极向VDB端子正向流过的电流的极性，串联连接于自益电路电源电容器100上。
图14是表示在将二极管连接于HVIC的VDB端子上的状态下、图2所示的电平移位电路的内部结构的电路图。
参照图14，在不配置二极管21的情况下，若向VDB端子施加导致IGBT3的截止的负电涌电压，则顺时针偏置图14所示的二极管30，流过电流，产生不执行电平移位动作等误操作。相反，在根据本实施方式7的反相器电路中，通过将二极管21连接于VDB端子上，可阻止流过该电流。结果，防止HVIC1的误操作。

Claims (9)

1、一种反相器电路，具备：
串联连接于电源电位与GND电位之间的高压侧开关元件(3)和低压侧开关元件(4)；
高压侧驱动电路(1)，具有连接于所述高压侧开关元件的电流流出端子上的、提供高电位侧内部电路的基准电位的端子(VS端子)；
连接于所述VS端子与所述GND电位之间的电容器(5)；
二极管(6)，在所述VS端子与所述GND电位之间，以从所述GND电位向所述VS电位正向流过的电流的极性，串联连接于所述电容器上；和
并联连接于所述二极管和所述电容器至少之一上的电阻(7、8)。
2、一种反相器电路，具备：
串联连接于电源电位与GND电位之间的高压侧开关元件(3)和低压侧开关元件(4)；
高压侧驱动电路(1)，具有连接于所述GND电位上的、提供低电位侧内部电路的基准电位的端子(COM端子)；和
二极管(10)，以从所述COM端子向所述GND电位正向流过的电流的极性，连接于所述COM端子与所述GND电位之间。
3、根据权利要求2所述的反相器电路，其特征在于：
所述二极管是高速二极管(11)。
4、根据权利要求2或3所述的反相器电路，其特征在于：
所述高压侧驱动电路包含多个高压侧驱动电路，
将所述多个高压侧驱动电路中的每一个单独设置在所述反相器电路的各相上，
所述多个高压侧驱动电路分别具有的所述COM端子彼此共同连接，
在所述多个高压侧驱动电路上仅共同设置一个所述二极管(16、17)。
5、根据权利要求2或3所述的反相器电路，其特征在于：
所述高压侧驱动电路还具有提供低电位侧内部电路的驱动电源的端子(Vcc端子)，
所述反相器电路还具备具有连接于所述COM端子上的阳极和连接于所述Vcc端子上的阴极的齐纳二极管(13)。
6、根据权利要求5所述的反相器电路，其特征在于：
所述高压侧驱动电路包含多个高压侧驱动电路，
将所述多个高压侧驱动电路中的每一个单独设置在所述反相器电路的各相上，
所述多个高压侧驱动电路分别具有的所述COM端子彼此共同连接，
在所述多个高压侧驱动电路上仅分别共同设置一个所述二极管(16、17)和所述齐纳二极管(19)。
7、根据权利要求2所述的反相器电路，其特征在于：
所述二极管是齐纳二极管(12)。
8、根据权利要求7所述的反相器电路，其特征在于：
所述高压侧驱动电路包含多个高压侧驱动电路，
将所述多个高压侧驱动电路中的每一个单独设置在所述反相器电路的各相上，
所述多个高压侧驱动电路分别具有的所述COM端子彼此共同连接，
在所述多个高压侧驱动电路上仅共同设置一个所述齐纳二极管(18)。
9、一种反相器电路，具备：
串联连接于电源电位与GND电位之间的高压侧开关元件(3)和低压侧开关元件(4)；
高压侧驱动电路(1)，具有经自益电路电源电容器(100)而连接于所述高压侧开关元件的电流流出端子上的端子(VDB端子)；和
二极管(21)，在所述电流流出端子与所述VDB端子之间，以从所述电流流出端子向所述VDB端子正向流过的电流的极性，串联连接于所述自益电路电源电容器上。
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