CN111817594A - 用于确定半桥电流的极性的方法和半桥控制器 - Google Patents

Abstract

本公开涉及用于确定半桥电流的极性的方法和半桥控制器。提供了用于检测通过半桥的电流的极性的方法和半桥控制器。确定半桥的开关的切换延迟，并且基于切换延迟来确定通过半桥的电流的极性。

Description

用于确定半桥电流的极性的方法和半桥控制器

技术领域

本申请涉及一种用于确定通过半桥的电流的极性的方法、一种对应的半桥控制器、以及用于基于所确定的极性来进行用于半桥的死区时间补偿的方法和半桥控制器。

背景技术

半桥在很多应用中用于选择性地为负载供电。应用包括使用所谓的三相逆变器来驱动电机，其中三个这样的半桥用于提供三相输出电流。半桥通常包括耦合在半桥的第一电位与输出节点之间的第一开关和耦合在第二电位与输出节点之间的第二开关。例如，第一电位可以是正电源电压，并且第二电位可以是负电源电压或地。第一开关通常被称为高侧开关，并且第二开关被称为低侧开关。

在这样的半桥的操作中，第一开关和第二开关交替地闭合和断开，以选择性地将输出节点耦合到第一电位或第二电位。

在这样的半桥中，如果同时闭合第一开关和第二开关，则将导致第一电位与第二电位之间的短路。为了避免这样的短路，在两个开关之一闭合之前，在两个开关均断开的情况下，插入所谓的死区时间。

但是，通过这些死区时间，半桥的输出电压例如在很多应用中通常由脉冲宽度调制(PWM)方案控制时会偏离理想的输出电压，这可能会引入电流纹波并且增加使用半桥的系统的非线性度。在例如理想正弦电压的情况下的输出电压的畸变包括低频谐波和开关频率谐波两者。低频谐波可能会对半桥一些应用的性能产生负面影响。

已经使用各种方法来补偿由于引入死区时间而带来的影响，这在本文中称为死区时间补偿。这些技术中的一些基于通过半桥的电流的极性来施加补偿电压，极性指示电流是从半桥流向负载还是从负载流向半桥。然而，在常规上用于确定极性的检测电路中，当电流接近零时可能会发生错误，因为噪声可能导致错误极性的检测。这些常规检测电路的可靠性的提高需要附加的硬件或增加了软件的复杂性，例如用于滤波算法。同样，在其他情况下，也可能需要确定通过半桥的电流的极性。

发明内容

提供了根据权利要求1所述的方法和根据权利要求11所述的半桥控制器。从属权利要求限定了另外的实施例以及包括这样的半桥控制器的系统。

根据一个实施例，提供了一种用于确定通过半桥的电流的极性的方法，该方法包括：确定半桥的高侧开关或低侧开关中的至少一者的切换延迟；以及基于切换延迟确定通过半桥的电流的极性。

根据另一实施例，提供了一种半桥控制器，该半桥控制器包括：被配置为确定半桥的高侧开关或低侧开关中的至少一者的切换延迟的测量电路；以及被配置为基于切换延迟确定通过半桥的电流的极性的控制电路。

上面的概述仅旨在给出一些实施例的一些特征的简要概述，而不应当被解释为以任何方式进行限制。

附图说明

图1是示出根据实施例的方法的流程图；

图2是示出根据实施例的系统的框图；

图3是用于说明实施例的示例半桥；

图4A和图4B是示出图3的半桥的示例操作的信号图；

图5是用于示出半桥的电压和电流的图；

图6示出根据实施例的延迟测量电路；

图7至图14(分别包含图A和B)示出了在各种情况下确定通过半桥的电流的极性；

图15是在一些实施例中可用的延迟测量电路的框图；

图16示出了三相逆变器的输出电流；

图17是在一些实施例中可用的用于相位估计的电路的框图；以及

图18A至图18D示出了根据本文中公开的技术以及根据比较示例的具有死区时间补偿的测量结果。

具体实施方式

在下文中，将参考附图详细描述各种实施例。尽管在附图中示出并且在对应的描述中描述了各种细节，但是这不应当被解释为指示实施例的顺序需要所有这些细节。在其他实施例中，这些细节中的一些可以被省略，或者可以替换为替代特征或细节。

此外，除了明确描述的特征或细节，还可以提供其他特征，例如常规地在半桥电路中提供的特征、用于半桥电路的控制器、以及这样的半桥电路的应用。

来自不同实施例的特征可以组合以形成其他实施例。除非另外明确指出，否则关于实施例之一描述的变化和修改也适用于其他实施例。除非另外指出，否则关于实施例之一描述的变化和修改也适用于其他实施例，因此将不重复描述。

除非另有说明，否则在附图中示出或在本文中描述的连接或耦合涉及电连接或耦合和/或用于在电路或逻辑实体内传输信号的连接或耦合。

在下文中讨论的实施例涉及确定通过半桥的电流的极性。电流的极性指示电流是从半桥流向耦合到半桥的负载还是从负载流向半桥。

如本文中描述的半桥包含开关。开关可以包括控制端子和两个负载端子。开关的状态可以通过向控制端子施加信号来控制。如果开关在其负载端子之间提供低欧姆电气路径，则开关的状态称为闭合或导通。如果开关在其负载端子之间基本电气隔离，则开关称为断开或截止。“基本电气隔离”是指以下事实：在实际的开关实现中，即使在断开状态下，在负载端子之间也会出现一些寄生泄漏电流。但是，这样的泄漏电流(如果发生)通常比开关处于闭合状态时流动的电流低几个数量级。

开关可以使用晶体管来实现。可用晶体管包括场效应晶体管，例如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、双极晶体管或绝缘栅双极晶体管(IGBT)。在场效应晶体管的情况下，控制端子对应于栅极端子，而负载端子对应于源极和漏极端子。在双极晶体管的情况下，控制端子对应于基极端子，而负载端子对应于发射极端子和集电极端子。在IGBT的情况下，控制端子对应于栅极端子，而负载端子对应于集电极端子和发射极端子。在半桥的很多实现中，这样的基于晶体管的开关在负载端子之间还包括续流二极管。续流二极管可以是相应晶体管设计所固有的，或者可以单独提供。

图1示出了根据实施例的方法。该方法可以例如在半桥控制器中实现。

在10处，图1的方法包括确定半桥的开关的切换延迟。如在背景技术部分中说明的，半桥包含第一开关和第二开关，也称为高侧开关和低侧开关。本文中使用的切换延迟涉及用于将开关的状态从断开改变为闭合或从闭合改变为断开以及反之亦然的控制信号与开关的状态的实际改变之间的延迟。

在11处，该方法包括基于切换延迟来确定通过半桥的电流的极性。例如，确定极性可以包括将切换延迟与阈值进行比较。合适的阈值的示例将在下面进一步讨论。

在一些应用中，可以基于在图1中的12处确定的极性来施加死区时间补偿。

下面将进一步说明图1的方法的各种动作或事件的可能的实现细节。

图2示出了根据实施例的系统。图2的系统包括控制半桥21的控制器20。流过半桥21的电流向负载提供输出电流Iout，或者对应于从负载接收的输出电流Iout。如上所述，半桥21可以以任何常规方式使用两个开关来实现。

控制器20包括被配置为确定半桥21的一个或两个开关的切换延迟的延迟测量电路23。可以确定当导通开关时的导通延迟、当截止开关时的截止延迟或两者。

控制器20还包括控制电路22。控制电路22可以通过生成提供给开关的控制端子的对应控制信号来控制半桥21的开关的切换。此外，控制电路22被配置为基于所确定的切换延迟或多个切换延迟来确定电流Iout(即，通过半桥的电流)的极性。在一些实现中，控制电路22可以基于所确定的极性来施加死区时间补偿，例如通过修改控制半桥21的开关的控制信号或者通过修改用于控制开关的参考电压。下面将进一步说明延迟测量电路23的实现以及用于确定极性和死区时间补偿的示例。

图3是将用于以下说明的半桥的电路图。图3的半桥也是图2的半桥21或图1的方法中使用的半桥的实现的示例。图3的半桥包括耦合在第一电位30与第二电位31之间的作为高侧开关的第一开关QH和作为低侧开关的第二开关QL。第一电位30比第二电位31更加正。例如，第一电位30可以对应于电池的正极或正电源电压(例如，VDD)，并且第二电位31可以对应于电池的负极、负电源电压或地。因此，在第一电位30与第二电位31之间施加有DC(直流)电压VDC。

高侧开关QH由控制信号GH控制，并且低侧开关QL由控制信号GL控制。

高侧开关QH具有并联连接到其的第一续流二极管DH，并且低侧开关QL具有并联连接到其的第二续流二极管DL。如上所述，开关QH、QL可以是晶体管开关，并且续流二极管DH、DL可以是晶体管的设计固有的二极管，或者可以单独提供。

当根据一些切换方案闭合和断开开关QH、QL时生成的通过半桥的电流Iout从开关QH、QL之间的节点流向负载32，或者从负载32流向开关QH、QL之间的节点，并且电流Iout也称为输出电流。电流Iout的极性指示电流Iout是从半桥流向负载32还是从负载32流向半桥。例如，流向负载32的电流Iout在本文中可以称为具有正极性的正电流，而流向半桥的电流Iout在本文中将称为具有负极性的负电流。然而，应当理解，这仅仅是命名的惯例，并且也可以使用反向命名。

跨高侧开关QH或低侧开关QL的电压在本文中将称为相应开关的体电压Vbody。在场效应晶体管开关的情况下，该体电压Vbody可以对应于相应晶体管的漏极源极电压Vds。

图4A和图4B示出了在图4A中的正电流Iout(Iout>0)的情况下以及在图4B中的负电流Iout(Iout<0)的情况下图3的半桥的开关QH、QL的切换。

应当注意，图4A和4B是稍微简化的方案，因为没有考虑高侧开关QH和低侧开关QL的导通和截止瞬变。

在图4A中，对于Iout>0的情况，信号GH、GL分别示出了根据开关之间的节点处生成期望的输出电压Vout的某种切换方案的用于图3的高侧开关QH和低侧开关QL的理想控制信号。在图4A和随后的开关中，“高”控制信号指示相应开关闭合，而“低”控制信号指示相应开关断开。在这种理想情况下，高侧开关QH和低侧开关QL同时切换，例如，当高侧开关QH导通时，低侧开关QL同时断开，反之亦然。

实际上，这样的切换方案具有在第一电位30与第二电位31之间发生短路的危险，因此，插入死区时间td。这产生修改后的控制信号GH1、GL1，也如图4A所示。

图4A中的Vout示出了使用控制信号GH、GL的理想切换方案的理想输出电压，并且Vout1示出了在死区时间插入的情况下的输出电压。在这种情况下，在通过控制信号GL1控制低侧开关QL截止之后，电流Iout流过二极管DL直到QH导通，因此在该死区时间td期间Vout1保持低直到QH导通(对应于控制信号GH1)。当QH截止时，电流Iout流过二极管DL，并且Vout1立即变为低(对应于第二电位31)。

由于死区时间td，Vout1与理想输出电压Vout不同，并且该差异在图4A中表示为误差电压。

图4B示出了在电流Iout<0的情况下与图4A相同的信号GH、GL和GH1、GL1、以及Vout、Vout1和Verr。在这种情况下，当低侧开关QL通过信号GL1截止时，输出电压Vout1立即改变。另一方面，仅在低侧开关QL通过信号GL1截止之后，输出电压Vout1才下降到第二电位31，从而导致Vout1和Vout之间的差异以及对应的误差电压，如图4B所示。从图4A和4B可以看出，对于电流Iout的不同极性，误差电压Verr是不同的。因此，为了补偿该误差电压，在某些应用中确定电流Iout的极性是有帮助的。

为了进一步说明，在操作开关QH、QL以生成正弦输出电压作为示例的情况下，理想输出电压Vout、实际输出电压Vout1、对应的输出电流Iout和误差电压Verr在图5中被示出作为示意性示例。作为负载，以电感性负载为例。图5将理想输出电压Vout示出为正弦电压，并且示出了由于死区时间的插入而生成的实际输出电压Vout1的畸变。畸变包括低频谐波和开关频率谐波两者。如最初已经说明的，这可能导致对包含半桥的系统的性能产生各种负面影响。

根据实施例，取决于电流的极性来施加死区时间补偿技术。如在常规方法中，极性的确定可能具有一些缺点，在本文中讨论的实施例中，基于切换延迟的测量结果来确定Iout的极性。基于该确定的极性，然后可以施加常规的死区时间补偿技术。例如，可以施加具有与误差电压的符号相反的补偿电压(该符号取决于如上所述的极性)，例如通过修改开关的切换方案以提供误差电压或者通过修改相应地提供的附加电压。

接下来将描述切换延迟测量以及基于延迟测量来确定电流Iout的极性。

图6示出根据实施例的延迟测量电路。图6的延迟测量电路包括比较器60和计数器61。利用图6的延迟测量电路，可以测量图3的每个开关QH、QL的切换延迟。

比较器60在其第一输入处接收体电压Vbody，并且在其第二输入处接收阈值电压Vthr。阈值电压可以是与指示当越过阈值电压时相应开关导通或截止的电压相对应的阈值电压。在晶体管中，阈值电压可以指示已经达到晶体管的导通电荷Qon。因此，在图6中，比较器60的输出信号标记为Qon。应当注意，在其他实施例中，代替体电压Vbody，可以使用在相应开关处的另一电压，例如，在晶体管开关的情况下，在控制端子与负载端子中的一个负载端子之间的电压，例如栅极漏极电压。

当信号Qon改变其状态时，这表明晶体管实际上已经被切换。该信号Qon被提供给计数器61的第一输入。

其切换延迟待测量的开关的相应控制信号(即，GH或GL)被提供给计数器61的第二输入。计数器61由时钟信号clock提供时钟。

计数器61对Qon的信号变化与控制信号GH或GL的边沿之间的时间进行计数，即，基于一个信号开始计数并且基于另一信号停止计数。计数基于时钟信号。以这种方式，提供切换延迟tdel作为开关的实际切换(由信号Qon指示)与开关的标称(预定)切换(由相应的控制信号GH或GL指示)之间的时间差。

可以针对以下中的一种或多种情况来测量切换延迟：高侧开关QH的导通、高侧开关QH的截止、低侧开关QL的导通或低侧开关QL的截止，并且可以基于这些测量中的任何一个或其组合来确定电流Iout的极性。接下来将参考图7至图14对此进行说明，其中将讨论所有这些可能的情况。在图7至图14中的每个中，相应的图A(7A、8A、……、14A)示出了图3的半桥，其中具有输出电流的极性的指示和死区时间期间的电流路径的指示，并且相应的图B(7A、8B、……、14B)分别示出了对应的信号。

图7A和图7B示出了如箭头71所示的输出电流Iout为正并且测量高侧开关QH的切换延迟的情况。低侧开关QL截止并且高侧开关QH导通，以死区时间td隔开。

在图7A和图7B的情况下，在低侧开关QL已经截止之后并且在高侧开关QH导通之前(即，在图7B所示的死区时间td期间)，输出电流Iout基本上经由通过续流二极管DL的电流路径从第二电位31流向负载32，如虚线70所示。在此期间，高侧开关QH的Vbody保持为高(跨晶体管的高电压降，对应于非导通状态)。在GH的上升沿之后，高侧开关QH开始导通，并且Vbody降低，直到达到阈值电压Vthr并且Qon触发。信号GH的上升沿与信号Qon的下降沿之间的时间延迟是切换延迟，在这种情况下为导通时间延迟ton。换言之，ton定义为Qon的下降沿的时间减去GH的上升沿的时间。该导通时间延迟ton相对于GH的上升沿为正，或者换言之，在死区时间td之后发生。

图8A和图8B再次示出了导通高侧开关QH并且截止低侧开关QL(以死区时间隔开，如图7A和图7B所示)的情况，但是在这种情况下，电流Iout<0，如箭头81所示。在这种情况下，在低侧开关QL截止之后，输出电流(如箭头81总体上所示并且如电流路径80更具体地所示)流过二极管DH。因此，高侧开关QH的Vbody减小并且在GH的上升沿之前变为低。换言之，如图8B所示，Vbody在GH的上升沿到达之前越过阈值Vthr，因此，Qon的下降沿在GH的上升沿到达之前发生。在导通延迟ton的定义与之前相同(即，Qon的下降沿的时间减去GH的上升沿的时间)的情况下，在这种情况下，ton为负。

因此，例如通过利用图6的电路(在这种情况下，tdel对应于ton)测量高侧开关QH的导通延迟作为切换延迟并且通过将所确定的切换延迟ton与阈值(例如，零)进行比较，可以在测量高侧开关的导通延迟时确定电流的极性。例如，如果ton大于零，则电流的极性为正，而如果ton小于零，则电流的极性为负。

接下来，将讨论高侧开关QH截止并且低侧开关QL导通(以死区时间隔开)的情况，在这种情况下，再次测量高侧开关QH的切换延迟(在这种情况下为截止延迟)。

图9A和图9B示出了电流Iout为正的情况，如箭头91所示。

在这种情况下，当GH的下降沿到达时，表明应当截止高侧开关QH，高侧开关QH实际上开始截止，跨高侧开关QH的体电压Vbody开始上升并且达到阈值Vthr。在这种情况下，在死区时间期间，电流流过二极管DL，如虚线90所示。在这种情况下，截止延迟时间toff是高侧开关QH的截止本质上需要的时间。

图10A和图10B示出了在输出电流为负极性的情况下高侧开关QH的截止延迟的情况，如箭头101所示。在这种情况下，当控制信号GH的下降沿到达时，在高侧开关QH如虚线100所示开始截止的同时，电流流过二极管DH，这导致体电压Vbody保持为低并且仅在死区时间td已经过去之后才上升并且低侧开关QL开始导通。在这种情况下，Qon的上升沿与GH的下降沿之间的所测量的截止延迟toff本质上是死区时间td加上低侧开关QL的固有器件导通延迟，并且特别地，大于死区时间td。因此，当评估高侧开关的截止延迟时，死区时间td可以用作阈值，并且如果测得的截止延迟toff小于死区时间td，则电流的极性为正，而当测得的截止延迟toff大于td时，极性为负。

接下来，将参考图11和图12讨论基于当导通低侧开关QL时的切换延迟(在这种情况下为导通延迟)来确定电流Iout的极性。

当电流Iout如图11A中的箭头111所示为正时，在高侧开关QH截止之后，续流电流流过二极管DL，如虚线110所示。因此，体电压Vbody开始下降并且越过阈值，即使在GL的上升沿指示低侧开关QL的导通之前。在这种情况下，如果再次将导通延迟ton定义为Qon的下降沿的时间减去GL的上升沿的时间(类似于图7和图8的情况)，则ton为负。换言之，在这种情况下，导通延迟对应于td减去在GH的下降沿之后高侧开关QH截止所需要的时间。

图12A和图12B示出了Iout为负的情况，如箭头121所示。在这种情况下，在死区时间期间，电流流过二极管DH，如虚线120所示。因此，低侧开关QL的体电压Vbody保持为高，直到GL的上升沿将低侧开关QL导通，之后，体电压Vbody开始下降，直到达到阈值电压。在这种情况下，当再次将ton定义为QN的下降沿的时间减去GL的上升沿的时间时，ton为正。因此，通过将导通低侧开关QL时的ton与为零的阈值进行比较，可以确定电流Iout的极性。

最后，将关于图13和图14来说明测量低侧开关QL的截止延迟以及从该测量导出输出电流的极性。

图13A和图13B示出了电流Iout的极性为正的情况，如箭头131所示。在这种情况下，在如虚线130所示的死区时间期间，电流流过二极管DL。因此，体电压Vbody即使在表明低侧开关QL将被截止的GL的下降沿之后仍然保持为低，并且仅在GH的上升沿将高侧开关QH导通之后才升高。因此，在这种情况下被测量作为Qon的上升沿与GL的下降沿之间的差异的截止延迟toff对应于死区时间td加上高侧开关QH的导通时间，并且大于延迟时间td。

图14A和图14B示出了电流Iout的极性为负的情况，如图14A中的箭头141所示。在此，在如虚线140所示的死区时间期间，电流流过二极管DH。在GL的下降沿之后，跨低侧开关QL的体电压Vbody立即开始上升，并且在这种情况下，器件截止时间toff对应于低侧开关QL所需要的固有截止时间。特别地，在这种情况下，tof小于td。因此，在这种情况下，通过将toff与作为阈值的td进行比较，可以确定电流Iout的极性。

总之，通过测量高侧开关QH或低侧开关QL的导通延迟或截止延迟作为切换延迟，并且通过将相应延迟与阈值(例如，零或死区时间td)进行比较，可以确定电流Iout的极性。在Iout>0和Iout<0的情况下，也可以使用除零或死区时间td以外的相应切换延迟之间的其他阈值。例如，在其他实施例中，阈值可以具有介于负值与小于实际导通延迟时间的值之间的值。阈值的合适的值可以通过实验确定。例如，对于具有已知极性的各种已知测试电流，可以选择给出所有测试电流的极性的正确确定的阈值。以这种方式，可以确定将系统噪声考虑在内的阈值。

应当注意，就实际实现而言，在某些情况下，特别是在某些高电压系统中，测量低侧开关QL的导通延迟可能是有利的，因为第二电位31在这样的器件中通常是公共接地，并且在这样的情况下，例如就电压域之间的隔离而言，例如将图6的延迟测量电路与低侧开关QL耦合可能更容易。

如上所述，半桥的高侧开关和低侧开关两者的切换延迟可以用于确定通过相应半桥的电流的极性。此外，在一些应用中，可以设置有多个半桥，例如用于三相逆变器驱动三相电动机的三个半桥。在这种情况下，包括一个或多个多路复用器的公共电路系统可以用作多个开关的延迟测量电路。在图15中示出了在实施例中可用的测量电路150的示例。

测量电路150被设计用于包括基于三个半桥的三相逆变器的系统，每个半桥包括相应的高侧开关(图15的信号中的HS1-HS3)和相应的低侧开关(图15的信号中的LS1-LS3)。

来自分配给开关HS1-HS3、LS1-LS3的相应比较器的信号(每个比较器将体电压Vbody(例如，漏极源极电压Vds)与阈值进行比较)被提供给第一多路复用器151A。控制开关的控制信号(类似于图3的信号GH、GH)被提供给第二多路复用器151B。使用第一多路复用器151A和第二多路复用器151B，选择开关之一以用于延迟测量。所选择的相应信号分别被提供给电路系统152A、152B。每个电路系统152A、152B包括用于检测上升沿的边沿检测电路、用于检测下降沿的边沿检测电路、以及基于信号edgeel来选择检测到的上升沿或检测到的下降沿作为输出的边沿信号选择电路，例如多路复用器。

分别向计数器154的停止输入和开始输入提供所选择的检测到的边沿，该计数器154本质上具有与图6的计数器61相同的功能。计数器154由时钟信号clk提供时钟。计数器154输出切换延迟tdel。

此外，提供给计数器154的停止输入的电路系统152的输出附加被提供给由时钟信号clk提供时钟的锁存器153的置位输入。锁存器153输出指示延迟测量的完成的信号delcom。

基于检测到的边沿，计数器154和锁存器153在每次延迟测量之后也被复位，以进行下一延迟测量。也可以施加在图15中标记为复位的外部复位信号。

例如，如果要测量低侧开关的导通延迟，则可以通过信号edgeel选择上升沿。然后，由多路复用器151B选择的对应信号LSx_ON(x＝1-3)的上升沿触发计数器154启动，并且由多路复用器151A选择的Vds_comp_o_LSx(x＝1-3)的下降沿停止计数器并且置位完成信号delcom。然后，LSx_ON的下降沿或Vds_comp_o_LSx的上升沿复位计数器154和锁存器153，以准备进行下一延迟测量。

在一些实施例中，测量电路150可以是也用于其他目的的测量电路，例如，用于通过检查测得的切换延迟是否在指定范围内来检测相应的开关HS1-HS3、LS1-LS3是否处于“良好状态”。在一些常规器件中，已经使用了基于切换延迟的对开关的健康状况的这样的监测。在这种情况下，在实施例中，已经提供的用于该监测的测量电路可以附加地用于通过将tdel与阈值进行比较来检测通过半桥的电流的极性，如上所述，因此几乎不需要附加的电路系统。

在图15中，使用多路复用器151A、151B，使得仅为多个开关提供一个计数器154，因此，可以仅一次对一个开关测量切换延迟和极性。低侧开关和高侧开关的切换通常在相应半桥的相应电流Iout的过零点处或附近发生。因此，在实施例中，预测不同半桥的电流的过零点，并且基于该预测来选择用于测量切换延迟的开关。将参考图16和图17说明示例。

图16示出了三个输出电流Ia、Ib和Ic作为三相逆变器的典型输出。该操作可以分为图16中标记为I至VI的六个阶段。在每个阶段，电流中的一个电流过零。具体地，第一阶段至第六阶段的电流之间的关系为：

I：Ib>Ia>Ic

II：Ib>Ic>Ia

III：Ic>Ib>Ia

IV：Ic>Ia>Ib

V：Ia>Ic>Ib

VI：Ia>Ib>Ic

在阶段I至VI中的每个阶段，相应的“中间电流”Ia、Ib或Ic(其大小在其他两个电流的相应大小之间)形成过零点。

对于生成该“中间电流”的半桥，在每个阶段，可以基于上面讨论的技术来确定极性。对于三个电流Ia、Ib、Ic，至少在理想情况下，关系式Ia+Ib+Ic＝0成立。在相位角θ＝ωt时，其中ω为电流I的角频率，t为时间，电流Ia、Ib、Ic可以写为：

Ia＝I·sin(θ)

Ib＝I·sin(θ-2/3π)

Ic＝I·sin(θ-4/3π)

对于六个阶段I至VI，以下适用于相位角θ：

I：5/6π<θ<7/6π

II：7/6π<θ<3/2

III：3/2π<θ<11/6π

IV：11/6π<θ<13/6π

V：2/6π<θ<2/2π

VI：2/2π<θ<5/6π

基于此，可以利用如图17所示的电路来确定相位角θ。对电流Ia、Ib、Ic进行Clarke变换170，然后进行Park变换171。Park变换171的输出信号被提供给比例积分(PI)控制器172以获取角速度ω，角速度ω然后通过积分器173进行积分。所得到的相位角θ被反馈给Park变换171。以这种方式，可以确定相位角θ，并且在实施例中，基于相位角θ，例如通过使用图15的多路复用器151A、151B来选择用于分析的半桥，使得在电流上升的情况下选择高侧开关(在正方向上的过零点，例如，在图16的阶段II、IV和VI)，并且为其余阶段选择相应的低侧开关，这对应于对导通延迟的分析。如上所述，还可以进行反向选择以分析截止延迟。

接下来，将参考包括图18A至图18D的图18来描述示出本文中讨论的技术的效果的一些测量结果。

已经对驱动三相无刷DC电机的三相逆变器的半桥进行了测量，其中以20Hz进行矢量控制，死区时间为1μs，切换频率为20kHz。图18A和图18B示出了在没有施加死区时间补偿技术的情况下的测量结果。在图18A中，曲线180示出了输出电压，曲线181示出了通过快速傅里叶变换(FFT)获取的输出电压的频谱。可以看出，除了基频分量，还存在强的第五谐波和第七谐波。曲线183示出了具有可见畸变的输出电流。

图18C和图18D示出了已经施加了如本文中描述的基于极性检测的死区时间补偿的情况的测量结果。图18C对应于图18A，曲线184示出了输出电压，曲线185示出了通过快速傅立叶变换获取的频谱。可以看出，与曲线181相比，第五谐波和第七谐波被抑制。这产生具有畸变减小的图18D的曲线186所示的输出电流。

通过以下示例定义了一些实施例：

示例1.一种用于确定通过半桥的电流的极性的方法，包括：

确定所述半桥的高侧开关或低侧开关中的至少一者的切换延迟，以及

基于所述切换延迟确定通过所述半桥的电流的极性。

示例2.根据示例1所述的方法，其中通过所述半桥的所述电流的所述极性是基于所述切换延迟与阈值的比较来确定的。

示例3.根据示例2所述的方法，其中所述阈值为零。

示例4.根据示例2所述的方法，其中所述阈值基本上等于所述半桥的死区时间。

示例5.根据示例1至4中任一项所述的方法，其中所述半桥的所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者的所述切换延迟被确定为：根据所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者的控制信号的标称切换时间与跨所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者的电压越过预定义阈值电压的时间之间的时间差。

示例6.根据示例5所述的方法，其中所述标称切换时间包括所述控制信号的上升沿或下降沿的时间。

示例7.根据示例5或6所述的方法，其中所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者是晶体管开关，并且所述阈值电压是所述晶体管开关的阈值电压。

示例8.根据示例5至7中任一项所述的方法，其中所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者是晶体管开关，并且其中跨所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者的所述电压包括所述晶体管开关的负载端子之间的电压或所述晶体管开关的控制端子与负载端子之间的电压中的至少一者。

示例9.根据示例1至7中任一项所述的方法，其中所述切换延迟包括截止延迟或导通延迟中的至少一者。

示例10.根据示例1至9中任一项所述的方法，其中所述电流是通过所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点的电流。

示例11.根据示例1至10中任一项所述的方法，还包括基于相位角预测来从多个半桥中选择用于确定所述切换延迟的所述半桥。

示例12.一种用于半桥中的死区时间补偿的方法，包括：

根据示例1至11中任一项所述的方法来确定通过所述半桥的电流的极性，以及

根据权利要求1至8中任一项所述的方法来确定通过所述半桥的电流的极性，以及。

示例13.根据示例12所述的方法，其中施加所述死区时间补偿包括以下中的至少一项：修改参考电压，所述半桥的控制基于所述参考电压；或者修改脉冲宽度调制模式，所述半桥根据所述脉冲宽度调制模式而被控制。

示例14.一种半桥控制器，包括：

测量电路，被配置为确定半桥的高侧开关或低侧开关中的至少一者的切换延迟，以及

控制电路，被配置为基于所述切换延迟确定通过所述半桥的电流的极性。

示例15.根据示例14所述的半桥控制器，其中为了确定通过所述半桥的所述电流的所述极性，所述控制电路被配置为将所述切换延迟与阈值进行比较。

示例16.根据示例15所述的半桥控制器，其中所述阈值为零。

示例17.根据示例15所述的半桥控制器，其中所述阈值基本上等于所述半桥的死区时间。

示例18.根据示例14至17中任一项所述的半桥控制器，其中所述测量电路被配置为将所述半桥的所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者的所述切换延迟确定为：根据所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者的控制信号的标称切换时间与跨所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者的电压越过预定义阈值电压的时间之间的时间差。

示例19.根据示例18所述的半桥控制器，其中所述测量电路包括比较器，其中所述比较器的第一输入被配置为接收跨所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者的所述电压，并且所述比较器的第二输入被配置为接收所述阈值电压。

示例20.根据示例19所述的半桥控制器，其中所述测量电路包括计数器，其中所述计数器的第一输入耦合到所述比较器的输出，其中所述计数器的第二输入被配置为接收所述控制信号，并且其中所述计数器被配置为基于所述第一输入或所述第二输入中的一者处的第一信号来开始计数，并且基于所述第一输入或所述第二输入中的另一者处的第二信号来停止计数。

示例21.根据示例18至20中任一项所述的半桥控制器，其中所述标称切换时间包括所述控制信号的上升沿或下降沿的时间。

示例22.根据示例18至21中任一项所述的半桥控制器，其中所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者是晶体管开关，并且所述阈值电压是所述晶体管开关的阈值电压。

示例23.根据示例18至22中任一项所述的半桥控制器，其中所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者是晶体管开关，并且其中跨所述高侧开关或所述低侧开关中的所述至少一者的所述电压包括所述晶体管开关的负载端子之间的电压或所述晶体管开关的控制端子与负载端子之间的电压中的至少一者。

示例24.根据示例14至23中任一项所述的半桥控制器，其中所述切换延迟包括截止延迟或导通延迟中的至少一者。

示例25.根据示例14至24中任一项所述的半桥控制器，其中通过所述半桥的所述电流是通过所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点的电流。

示例26.根据示例14至25中任一项所述的半桥控制器，还包括：

预测电路，被配置为预测多个半桥的相位角，以及

多路复用器，被配置为基于所述相位角从所述多个半桥中选择用于确定所述切换延迟的所述半桥。

示例27.根据示例14至26中任一项所述的半桥控制器，其中所述控制电路还被配置为基于通过所述半桥的所述电流的所述极性来施加死区时间补偿。

示例28.根据示例27所述的半桥控制器，其中所述控制电路被配置为通过以下中的至少一项来施加所述死区时间补偿：修改参考电压，所述半桥的控制基于所述参考电压；或者修改脉冲宽度调制模式，所述半桥根据所述脉冲宽度调制模式而被控制。

示例29.一种系统，包括半桥和根据示例14至28中任一项所述的半桥控制器。

尽管本文中已经示出和描述了特定实施例，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，各种替代和/或等同实现可以代替示出和描述的特定实施例。本申请旨在覆盖本文中讨论的特定实施例的任何改编或变型。因此，意图在于，本发明仅由权利要求及其等同物限制。

Claims (20)

1.一种用于确定通过半桥(21)的电流(Iout)的极性的方法，包括：

确定所述半桥(21)的高侧开关(QH)或低侧开关(QL)中的至少一者的切换延迟(tdel，ton，toff)，以及

基于所述切换延迟(tdel，ton，toff)确定通过所述半桥(21)的电流(Iout)的极性。

2.根据权利要求1所述的方法，其中通过所述半桥(21)的所述电流(Iout)的所述极性是基于所述切换延迟(tdel，ton，toff)与阈值的比较来确定的。

3.权利要求1或2所述的方法，其中所述半桥(21)的所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者的所述切换延迟(tdel，ton，toff)被确定为：根据所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者的控制信号(GH，GL)的标称切换时间与跨所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者的电压(Vbody)越过预定义阈值电压的时间之间的时间差。

4.根据权利要求3所述的方法，其中所述标称切换时间包括所述控制信号(GH，GL)的上升沿或下降沿的时间。

5.根据权利要求3或4所述的方法，其中所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者是晶体管开关，并且所述阈值电压是所述晶体管开关的阈值电压。

6.根据权利要求3至5中任一项所述的方法，其中所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者是晶体管开关，并且其中跨所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者的所述电压(Vbody)包括所述晶体管开关的负载端子之间的电压或所述晶体管开关的控制端子与负载端子之间的电压中的至少一者。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其中所述切换延迟(tdel，ton，toff)包括截止延迟(toff)或导通延迟(ton)中的至少一者。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的方法，还包括基于相位角预测来从多个半桥(21)中选择用于确定所述切换延迟(tdel，ton，toff)的所述半桥(21)。

9.一种用于半桥(21)中的死区时间(td)补偿的方法，包括：

根据权利要求1至8中任一项所述的方法来确定通过所述半桥(21)的电流(Iout)的极性，以及

基于通过所述半桥(21)的所述电流(Iout)的所述极性来施加死区时间(td)补偿。

10.根据权利要求9所述的方法，其中施加所述死区时间(td)补偿包括以下中的至少一项：

修改参考电压，所述半桥(21)的控制基于所述参考电压，或者

修改脉冲宽度调制模式，所述半桥(21)根据所述脉冲宽度调制模式而被控制。

11.一种半桥控制器(20)，包括：

测量电路(23)，被配置为确定半桥(21)的高侧开关(QH)或低侧开关(QL)中的至少一者的切换延迟(tdel，ton，toff)，以及

控制电路(22)，被配置为基于所述切换延迟(tdel，ton，toff)确定通过所述半桥(21)的电流(Iout)的极性。

12.根据权利要求11所述的半桥控制器(20)，其中为了确定通过所述半桥的所述电流的所述极性，所述控制电路(22)被配置为将所述切换延迟(tdel，ton，toff)与阈值进行比较。

13.根据权利要求11或12所述的半桥控制器(20)，其中所述测量电路(23)被配置为将所述半桥(21)的所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者的所述切换延迟(tdel，ton，toff)确定为：根据所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者的控制信号(GH，GL)的标称切换时间与跨所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者的电压(Vbody)越过预定义阈值电压的时间之间的时间差。

14.根据权利要求13所述的半桥控制器(20)，其中所述测量电路(23)包括比较器(60)，其中所述比较器(60)的第一输入被配置为接收跨所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者的所述电压(Vbody)，并且所述比较器(60)的第二输入被配置为接收所述阈值电压。

15.根据权利要求14所述的半桥控制器(20)，其中所述测量电路(23)包括计数器(61；154)，其中所述计数器(61；154)的第一输入耦合到所述比较器(60)的输出，其中所述计数器(61；154)的第二输入被配置为接收所述控制信号(GH，GL)，并且其中所述计数器(61；154)被配置为基于所述第一输入或所述第二输入中的一者处的第一信号来开始计数、并且基于所述第一输入或所述第二输入中的另一者处的第二信号来停止计数。

16.根据权利要求13至15中任一项所述的半桥控制器(20)，其中所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者是晶体管开关，并且所述阈值电压是所述晶体管开关的阈值电压。

17.根据权利要求13至16中任一项所述的半桥控制器(20)，其中所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者是晶体管开关，并且其中跨所述高侧开关(QH)或所述低侧开关(QL)中的所述至少一者的所述电压(Vbody)包括所述晶体管开关的负载端子之间的电压或所述晶体管开关的控制端子与负载端子之间的电压中的至少一者。

18.根据权利要求11至17中任一项所述的半桥控制器，还包括：

预测电路(170-173)，被配置为预测针对多个半桥(21)的相位角，以及

多路复用器(151A、151B)，被配置为基于所述相位角从所述多个半桥(21)中选择用于确定所述切换延迟(tdel，ton，toff)的所述半桥(21)。

19.根据权利要求11至18中任一项所述的半桥控制器(20)，其中所述控制电路(22)还被配置为基于通过所述半桥(21)的所述电流(Iout)的所述极性来施加死区时间(td)补偿。

20.一种系统，包括半桥(21)和根据权利要求11至19中任一项所述的半桥控制器(20)。

Images