CN111092538A - 对多个功率转换器操作模式的共同控制 - Google Patents
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- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 claims abstract description 122
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 32
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 5
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims 3
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 12
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 11
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 description 9
- 230000008859 change Effects 0.000 description 8
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 8
- 101000766345 Homo sapiens Tribbles homolog 3 Proteins 0.000 description 7
- 102100026390 Tribbles homolog 3 Human genes 0.000 description 7
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 6
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000007667 floating Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
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- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0061—Details of apparatus for conversion using discharge tubes
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
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Abstract
本申请的实施例涉及对多个功率转换器操作模式的共同控制。本公开的各方面提供一种电路(200)。在一些实例中，所述电路包含：放大器(258)，其具有被配置成接收表示与功率转换器(102)相关的状态的信号的第一输入、被配置成接收参考信号(VREF)的第二输入，和输出；PWM调节电路(108)，其具有耦合到所述放大器的所述输出的输入、被配置成为所述功率转换器的高侧晶体管(202)提供第一控制信号的第一输出，和被配置成为所述功率转换器的低侧晶体管(204)输出第一控制信号的第二输出；以及PFM调节电路(110)，其具有耦合到所述第一放大器的所述输出的输入、被配置成为所述功率转换器的所述高侧晶体管输出第二控制信号的第一输出，和被配置成为所述功率转换器的所述低侧晶体管输出第二控制信号的第二输出。
Description
相关申请的交叉引用
本申请要求2018年10月23日提交的标题为“用于PWM/PFM操作的具有共同外部控制环路的规则间隔PFM技术(Regularly Spaced PFM Technique with Common OuterControl Loop for PWM/PFM Operation)”的美国临时专利申请第62/749,397号的优先权，且所述美国临时专利申请特此以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本申请的实施例涉及电路。
背景技术
一些电池充电器或电池充电器控制器包含多个操作模式。这些操作模式可包含连续导通模式(CCM)或非连续导通模式(DCM)且可经由脉宽调制(PWM)信号或脉冲频率调制(PFM)信号施加控制。每个操作模式和/或控制信号可在某些操作情形下提供优于其它的某些益处。例如，在轻负载状态下，PFM控制下的DCM操作可提供更高效操作，而在重负载状态下，PWM控制下的CCM操作可提供更高效操作。在同一电池充电器中实施PWM和PFM控制可产生挑战。
发明内容
本公开的各方面提供一种电路。在至少一些实例中，所述电路包含包含第一放大器的环路选择电路，所述第一放大器具有被配置成接收表示与功率转换器相关的状态的信号的第一输入端子、被配置成接收参考信号的第二输入端子，和输出端子。所述电路还包含脉宽调制(PWM)调节电路，其具有耦合到所述第一放大器的所述输出端子的输入端子、被配置成为所述功率转换器的高侧晶体管输出第一控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述功率转换器的低侧晶体管输出第一控制信号的第二输出端子。所述电路还包含脉冲调频(PFM)调节电路，其具有耦合到所述第一放大器的所述输出的输入端子、被配置成为所述功率转换器的所述高侧晶体管输出第二控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述功率转换器的所述低侧晶体管输出第二控制信号的第二输出端子。
本公开的其它方面提供一种电路。在至少一些实例中，所述电路包含压控振荡器(VCO)，其具有被配置成与PWM调节电路接收相同电压控制信号的输入端子。所述电路进一步包含脉冲产生电路，其具有耦合到所述VCO的所述输出端子的第一输入端子、第二输入端子、第三输入端子、被配置成为功率转换器的高侧晶体管输出第一控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述功率转换器的低侧晶体管输出第二控制信号的第二输出端子。所述电路进一步包含第一比较器，其具有被配置成接收表示所述功率转换器的电感器电流的信号的第一输入端子、被配置成接收峰值电流参考信号的第二输入端子，和耦合到所述脉冲产生电路的所述第二输入的输出端子。所述电路进一步包含第二比较器，其具有被配置成接收零交叉电流参考信号的第一输入端子、被配置成接收表示所述功率转换器的所述电感器电流的所述信号的第二输入端子，和耦合到所述脉冲产生电路的第三输入的输出端子。
本公开的其它方面提供一种系统。在至少一些实例中，所述系统包含功率转换器，其包括高侧晶体管、低侧晶体管，且被配置成耦合到电感器。所述系统还包含功率转换器控制器，包含：环路选择电路，其具有被配置成接收与所述功率转换器相关联的反馈信号的输入端子和输出端子；PWM调节电路，其具有耦合到所述环路选择电路的输出端子的输入端子、被配置成为高侧晶体管输出第一控制信号的第一输出端子，和被配置成为低侧晶体管输出第一控制信号的第二输出端子；和PFM调节电路，其具有耦合到所述环路选择电路的输出的输入端子、被配置成为高侧晶体管输出第二控制信号的第一输出端子，和被配置成为低侧晶体管输出第二控制信号的第二输出端子。
附图说明
为了详细描述各种实例，现在参考随附图式，其中：
图1展示根据各种实例的说明性功率递送系统的框图；
图2展示根据各种实例的说明性功率递送电路的示意图；
图3展示根据各种实例的说明性电感器电流信号波形的图；
图4展示根据各种实例的说明性振荡器电路的示意图；
图5展示根据各种实例的说明性脉冲产生电路的示意图；
图6展示根据各种实例的说明性信号波形的图；且
图7展示根据各种实例的说明性方法的流程图。
具体实施方式
若干功率递送电路包含可在轻负载状态下操作的功率转换器。功率递送电路可包含电池充电器、功率调节器或这两者，以及其它可能实施方案。这些轻负载状态可包含小于约峰-峰电感器电流波纹的一半的汲取电流、小于最大可提供输出电流的预定百分比(在一些实例中，约为20％)的汲取电流，和/或大于或小于预定义阈值的电感器波纹。可能有利的是，当功率转换器在轻负载状态下操作时，基于脉冲频率调制(PFM)控制(DCM/PFM控制方案)根据非连续导通模式(DCM)操作而操作功率转换器，例如以提高功率转换器的操作效率。当通过受限电源，例如具有有限量的电荷的电池为功率转换器供电时，可进一步辨别此有利操作。例如，通过至少部分地根据本公开的教示而提高效率，较大量电荷从受限电源转移到负载而非归因于低效率而损耗。在一些实例中，此较大电荷转移实现从受限电源接收电荷的负载的较长运行时间或提供基于受限电源进行充电以充电到较高电平的电池。在一个应用中，功率转换器具有电池以作为电源且具有除电池之外的电路或组件以作为负载，使得功率转换器调节从电池到负载的功率。在另一应用中，功率转换器具有电池以作为负载，使得功率转换器调节到电池的功率以为电池充电。以上两种配置包含于本公开的范围内，使得负载的特定类型和电源的特定类型随后在本公开中未经指定且并不限制本公开的教示。例如，本公开的教示同样适用于电池为负载、电池为电源且某一其它组件为负载、电池为负载和电源两者，或同一电池有时为负载且有时为电源的系统。
在至少一些实例中，根据DCM和PFM的此操作在功率转换器和/或包含功率转换器的功率递送电路中形成不稳定性。在一些实例中，所述不稳定性使得在时间上压缩功率转换器的PFM脉冲，使得功率递送电路充当突发模式装置。例如，当根据DCM/PFM控制方案进行操作并根据输出电压(VOUT)进行调节时，功率递送电路比较所要目标或参考值(VREF)。在至少一些实例中，VREF为指示用于调节VOUT的调节点的信号(例如，VREF指示所要VOUT，例如VOUT的经缩放表示)。当VOUT低于VREF时，功率递送电路产生和输出PFM脉冲以使得输出电流(IOUT)增大且VOUT对应地增大。然而，至少部分地由于比较器增益的限制、信号带宽限制等等，DCM/PFM控制方案经常导致在控制环路确定VOUT升高高于VREF，从而引起VOUT的过度调节之前产生和输出多个PFM脉冲。导致VOUT的过度调节的多个PFM突发的此输出有时被称作突发模式，从而致使装置操作为突发模式装置。在一些情况下，VOUT的过度调节可在输出端子处将波纹引入到VOUT中。在一些实例中，所述波纹处于人类听觉频率范围或频谱内的频率下，这使得功率转换器在操作时发出可听嗡嗡声。一些用户可对此可听嗡嗡声敏感。然而，根据DCM和PFM并不操作与不形成可听嗡嗡声的权衡以实现其效率增益，这可导致轻负载下增加的功率损耗。另外，至少一些功率递送电路根据仅能够调节高于目标值的谷线PFM方案而实施控制。其它功率递送电路根据V2 PFM控制方案实施控制，所述方案根据输出电压值(VOUT)但不根据其它因素(例如，温度(TEMP)、IOUT等等)进行调节。
本公开的至少一些方面提供一种电路，其基于PWM调节电路与PFM调节电路之间共同接收的单个控制信号(V_CTRL)实施PWM和PFM调节电路。在一些实例中，基于PWM调节电路输出的PWM控制信号或PFM调节电路输出的PFM控制信号而产生输出电流(例如，电感器电流(IL))。例如，基于V_CTRL的值，确定由固定峰值调节电流(I_PK)使功率转换器的电感器通电和断电的频率。所述频率在根据PFM调节电路控制功率转换器时至少部分地确定电感器的平均IL(<IL>)。类似地，基于V_CTRL的值，PWM调节电路采用电流模式控制以确定<IL>。因此，PWM调节电路和PFM调节电路各自实施将V_CTRL的变化转换为<IL>的变化的转移函数。
本公开的电路的至少一些方面进一步提供在PWM调节电路为电流模式控制电路时匹配PWM调节电路的V_CTRL/<IL>转移函数的PFM调节电路。PFM调节电路的此匹配实现电路在基于PWM调节的操作与基于PFM调节的操作之间的大体上无缝转变。在此上下文中，术语“无缝”可理解为意味着当V_CTRL的给定值在PWM调节电路的控制下对应于给定<IL>时，V_CTRL的同一值在PFM调节电路的控制下对应于大致相同的<IL>。在无本文中提供的无缝操作的情况下，根据PWM调节电路和PFM调节电路的控制之间的转变可引起IL的突然增大或减小，这可分别引起VOUT的过冲或下冲。有时在从PWM控制转变为PFM控制时引起IL的突然改变，或反之亦然，归因于PWM调节电路和PFM调节电路的V_CTRL/<IL>转移函数的失配。在一些实例中，此过冲或下冲可通过致使VOUT包含短暂地使得VOUT未准确地调节为VREF的波纹而不利地影响功率转换器的操作。
在至少一些实例中，所述电路实施一或多个外部控制环路，其监测功率转换器的一或多个特性，例如输出电流(IOUT)、VOUT、输入电压(VIN)、输入电流(IIN)、温度，或任何其它所要或合适的特性。当监测特性中的一个的值超过参考阈值时，V_CTRL中出现对应改变。如果监测特性的改变为监测特性的值从期望范围内偏离到期望范围之外，那么V_CTRL的改变可为V_CTRL的值的增大。替代地，如果监测特性的改变为监测特性的所述值从期望范围之外偏离到期望范围内，那么V_CTRL的改变可为V_CTRL值的减小。
所述电路进一步将PWM调节电路实施为内部控制环路且还将PFM调节电路实施为内部控制环路。在至少一些实例中，对于V_CTRL值的给定改变，PWM调节电路和PFM调节电路两者输出引起IL值的相同改变的控制信号(例如，PWM调节电路和PFM调节电路两者具有相同的V_CTRL到<IL>转移函数)。在至少一些实例中，为了匹配PWM调节电路与PFM调节电路之间的V_CTRL到<IL>转移函数，PFM调节电路包含可编程电流吸收器以用于从PFM调节电路中的信号路径吸收电流以匹配PWM调节电路与PFM调节电路之间的V_CTRL到<IL>转移函数。
如上文所论述，在一些情况下，根据DCM和PFM的操作在功率转换器中形成由电压波纹产生的可听嗡嗡噪音。为了缓解此噪音，在至少一些实例中，PFM调节电路包含压控振荡器(VCO)以产生发送脉冲控制信号(PULSE)以用于控制PFM调节电路，从而产生和输出PFM控制信号中的脉冲。在至少一些实例中，脉冲频率随V_CTRL值的增大而增大且脉冲频率随V_CTRL值的减小而减小。另外，在至少一些实例中，V_CTRL的源(例如，VOUT监测环路、温度监测环路等等)并不限制PWM调节电路或PFM调节电路的操作。
当操作为突发模式装置时，存在VOUT的节点接收电荷的多个脉冲，对于给定IL，这相较于每次发送一个脉冲减小电路的操作频率。如果操作频率维持高于人类听觉频谱(例如，大于大致20千赫兹(kHz))，那么用户在大多数情形下将无法听到由电路切换产生的可听噪音。对于具有足够轻负载的一些实例，甚至PFM操作的单个脉冲可具有处于人类听觉频谱内的频率。为了在PFM操作期间减少可听噪音的形成，本公开的至少一些实例引入虚设负载(例如，电流吸收负载)以改进无负载功率损耗且防止功率转换器产生由操作频率产生的可听噪音。这改进和/或形成用户使用例如包含功率转换器且将在不存在本公开的电路、方法或其它教示或大体上类似于本公开的电路、方法或其它教示的情况下以其它方式在功率转换器的操作期间产生可听噪音的智能电话、膝上型计算机、可佩戴装置等等装置的用户体验的优点或益处。
现在转向图1，展示说明性功率递送系统100的框图。在至少一些实例中，系统100表示包含功率转换器和功率转换器控制器两者的功率转换电路。在一些实例中，系统100被实施为电池充电器。在其它实例中，系统100被实施为功率调节器以用于将功率从电源101提供到负载104，无关于电源101的类型或负载104的类型(例如，无关于电源101是电池还是市电且无关于负载104是电池还是其它一或多个组件)。系统100包含或被配置成耦合到功率转换器102和负载104。系统100进一步包含控制电路106、PWM调节电路108，和PFM调节电路110。在至少一些实例中，系统100进一步包含用于在系统100中产生一或多个反馈信号的一或多个组件(未展示)，其中所述反馈信号由控制电路106接收且与相应参考信号进行比较以用于产生V_CTRL。
在各种实例中，控制电路106呈适合于基于监测输入信号产生输出信号的任何形式。例如，在至少一些实施方案中，控制电路106包含放大器(例如，误差放大器)，其具有被配置成接收表示与系统100的另一组件(例如，功率转换器120)相关的状态的信号的第一输入和接收VREF的第二输入。放大器接着输出V_CTRL以用于调节功率转换器102。例如，基于表示与系统100的另一组件相关的状态的信号与VREF之间的差异的放大而确定V_CTRL。例如，当表示系统100的组件的状态的信号并不符合参考信号的值时，比较器输出控制信号以用于修改系统100的至少一个组件的操作。在一些实例中，修改系统100的组件的操作更改表示系统100的组件的状态的信号的值。
在其它实例中，控制电路106包含图1中未展示的一或多个额外或替代组件。例如，控制电路106可为具有处理能力和数/模(DAC)功能性的数字装置、比较器，或任何其它合适的组件。一般来说，控制电路106包含用于基于表示与系统100的另一组件相关的状态的信号和VREF指示应使功率转换器102的电感器通电还是断电的任何合适的组件。在至少一些实例中，控制电路106可被称为环路选择电路。例如，功率转换器控制器可包含多个控制环路，例如VOUT控制环路、TEMP控制环路、IOUT控制环路、IIN控制环路、VIN控制环路等等。这些控制环路中的每一个可包含控制电路106中将表示监测状态(例如，VOUT、TEMP、IOUT、IIN、VIN等等)的信号与相应参考或所要值进行比较的相应放大器。以此方式，功率转换器控制器控制功率转换器以具有调节到其相应参考或所要值的监测状态中的一或多个。因此，虽然控制电路106在图1中说明为单个电路，但在至少一些实例中，多个控制电路并联耦合或各自具有耦合到输入选择装置的相应输入端子的输出端子。在一些实施方案中，输入选择装置可为多路复用器，其中每个相应控制电路监测系统100的不同特性或状态以用于产生V_CTRL，如上文所论述。
在至少一些实例中，由控制电路106输出的V_CTRL由PWM调节电路108和PFM调节电路110两者接收。PWM调节电路108和PFM调节电路110处理V_CTRL以产生用于控制功率转换器102的相应控制信号。例如，PWM调节电路108产生和输出控制信号HS_PWM和LS_PWM以分别用于控制功率转换器102的高侧和低侧晶体管。类似地，PFM调节电路110产生和输出控制信号HS_PFM和LS_PFM以分别用于控制功率转换器102的高侧和低侧晶体管。在至少一些实例中，一或多个输入选择装置(未展示)，例如多路复用器、数字逻辑或任何其它合适的选择电路在HS_PWM、LS_PWM、HS_PFM和LS_PFM当中选择信号以用于控制功率转换器102。输入选择装置可基于是根据PWM调节还是PFM调节执行功率转换器102的控制而选择所接收的输入以供输出。在至少一些实例中，PWM调节电路108和PFM调节电路110两者从功率转换器102接收一或多个信号，例如至少表示IL的信号，以用于分别产生HS_PWM和LS_PWM或HS_PFM和LS_PFM。
在一些实例中，例如基于V_CTRL(或基于V_CTRL的信号)与参考信号的比较，PWM调节电路108大体上类似于功率转换器102而操作。PFM调节电路110通过接收V_CTRL和IL并且基于V_CTRL和IL的值产生HS_PFM和LS_PFM而进行操作。例如，基于V_CTRL，PFM调节电路110产生脉冲(例如，作为VCO输出)。基于脉冲，PFM调节电路110进一步产生HS_PFM和LS_PFM，如本文中将更详细地论述。在至少一些实例中，当负载104被分类为轻负载时利用PFM调节电路110提高系统100的效率。在一些实施方案中，提高的效率在将功率从电源101切换到负载104时减小与系统100的操作相关联的功率损耗。在一些实例中，在与受限电源可以其它方式将功率供应到系统100而不使用PFM调节电路110的时间周期相比时，降低的功率损耗增加受限电源可将功率供应到系统100的时间周期。在至少一些实例中，系统100通过包含VCO的架构实施PFM调节电路110，从而减少由VOUT波纹产生的突发模式引起的可听声音，如上文所论述。
现在转向图2，展示说明性功率递送电路200的示意图。在至少一些实例中，电路200为包含功率转换器和功率转换器控制器两者的功率转换电路的组件。在一些实例中，电路200为电池充电器的组件。电路200的至少一些方面对应于系统100的方面，且参考相同数字来表示此对应性。
电路200包含功率转换器102、控制电路106、PWM调节电路108，和PFM调节电路110。在一些实例中，功率转换器102、控制电路106、PWM调节电路108和/或PFM调节电路110中的至少一些实施为独立组件，其接着耦合在一起以提供电路200的架构和/或功能性。在其它实例中，控制电路106、PWM调节电路108和PFM调节电路110中的至少一些可共同实施于单个集成电路封装中或单个半导体裸片上，且功率转换器102可耦合到此单个集成电路封装或半导体裸片。类似地，控制电路106、PWM调节电路108和PFM调节电路110中的至少一些可单独实施且耦合在一起而以大体上相同方式提供电路200的架构和/或功能性。
在至少一些实例中，功率转换器102包含高侧场效应晶体管(FET)202和低侧FET204。功率转换器102进一步包含或被配置成在电路200的面向外部的端子处耦合到电感器206。在一些实例中，控制电路106包含放大器254，其具有耦合到节点256的第一输入端子(例如，反相输入端子)、耦合到节点258的第二输入端子(例如，非反相输入端子)，和耦合到节点236的输出端子。在一些实例中，控制电路106进一步包含分压器或被配置成缩放所接收的电路的值的其它信号幅度缩放电路系统。例如，在一个实施方案中，控制电路106包含共同形成耦合于节点234与接地节点230之间的分压器的电阻器260和电阻器262。放大器254在节点256处耦合到分压器，所述节点为所述分压器的中点。以此方式，根据电阻器262与电阻器260的电阻值的比率缩放存在于节点234处的VOUT，且将VOUT的经缩放表示提供给放大器254的第一输入端子。另外，放大器254在节点258处接收VREF。放大器254放大VOUT的经缩放表示与VREF之间的差异且输出结果作为V_CTRL。
在至少一些实例中，如图2所示的控制电路106被称作VOUT控制环路(例如，控制电路106基于VOUT产生V_CTRL)。虽然仅VOUT控制环路展示为控制电路106的示例性实施方案，但控制电路106可呈如本文中所论述的各种其它形式。例如，控制环路106替代地可作为TEMP控制环路、VIN控制环路、IOUT控制环路、IIN控制环路等等。这些控制环路中的每一个在功能上大体上类似于图2中所说明的VOUT控制环路，但具有不同于节点234的信号源，并且在一些实例中，具有不同于VREF的参考电压。另外，如上文相对于图1所论述，在至少一些实例中，多个额外控制电路(未展示)与控制电路106并联耦合。在一些实例中，通过输入选择装置，例如多路复用器(未展示)选择从控制电路的输出当中选择作为V_CTRL的输出。
在一些实例中，PWM调节电路108包含放大器208(例如，接收和放大差分输入电压以产生输出电流的跨导放大器)、阻抗元件210，和比较器212。在至少一些实施方案中，PWM调节电路108进一步包含或被配置成耦合到电流感测电路214，其产生和/或提供表示电感器206的电流(例如，IL)的信号。
在一些实例中，PFM调节电路110包含VCO 216和脉冲产生电路218。在至少一些实施方案中，PFM调节电路110进一步包含或被配置成耦合到产生和/或提供指示IL何时已升高达到I_PK的信号(PEAK_DETECT)的电流感测电路220和产生和/或提供指示IL何时已下降到大致为零的信号(ZERO_CROSS_DETECT)的电流感测电路222。例如，电流感测电路220的实施方案可包含用于检测流动通过功率转换器102的电流的一或多个组件和用于比较表示检测电流的信号与I_PK的比较器。类似地，电流感测电路222的实施方案可包含用于检测通过功率转换器102的流动的一或多个组件和用于比较表示检测电流的信号与零或接地电位的比较器。在至少一些实例中，电路200进一步包含多路复用器250和多路复用器252。
在至少一些实例中，高侧FET 202具有被配置成耦合到电源101并从电源接收功率的漏极端子、耦合到节点226的源极端子，和耦合到多路复用器250的输出端子的栅极端子，其中高侧FET 202被配置成从多路复用器250接收控制信号HS。低侧FET 204具有耦合到节点226的漏极端子、耦合到接地节点230的源极端子，和耦合到多路复用器252的输出端子的栅极端子，其中低侧FET 204被配置成从多路复用器252接收控制信号LS。电感器206被配置成耦合于节点226与节点234之间。放大器208具有耦合到节点236的第一输入端子和耦合到节点238的第二输入端子。放大器208的输出端子耦合到节点240，阻抗元件210耦合于节点240与接地节点230之间，比较器212的第一输入端子耦合到节点240，且比较器212的第二输入端子耦合到节点242。在至少一些实施方案中，斜坡信号(例如，锯齿状斜率补偿信号)在节点242处由比较器212接收以用于与至少部分地基于V_CTRL产生的信号进行比较。比较器212的第一输出端子耦合或被配置成耦合到多路复用器250的第一输入端子且比较器212的第二输出端子耦合或被配置成耦合到多路复用器252的第一输入端子。电流感测电路214具有耦合到节点240的输出端子和被配置成耦合到功率转换器102以使得电流感测电路214能够确定表示IL的信号的输入端子。在至少一些实例中，开关251将节点253耦合到节点240。在一些实例中，开关251如本文中其它地方所论述受信号PFM控制，且选择性地将节点240耦合到节点253。
VCO 216具有耦合到节点236的输入端子和耦合到脉冲产生电路218的第一输入端子的输出端子。在至少一些实例中，VCO 216包含图2中未展示的一或多个额外输入端子，例如接收一或多个参考信号、一或多个开关控制信号等等的端子。脉冲产生电路218具有耦合或被配置成耦合到多路复用器250的第二输入端子的第一输出端子和耦合或被配置成耦合到多路复用器252的第二输入端子的第二输出端子。电流感测电路220具有耦合到电源101的第一输入端子、耦合到节点226的第二输入端子，和耦合到脉冲产生电路218的输出端子。电流感测电路222具有耦合到节点226的第一输入端子、耦合到接地节点230的第二输入端子，和耦合到脉冲产生电路218的输出端子。脉冲产生电路218进一步具有耦合到VCO 216的输入端子的第三输出端子。
在至少一些实例中，如上文所描述，PWM调节电路108和PFM调节电路110两者耦合到节点236。在节点236处接收V_CTRL以用于控制PWM调节电路108和/或PFM调节电路110以产生和输出对高侧FET 202和/或低侧FET 204的控制信号。因此，在至少一些实例中，PFM调节电路110被配置成与PWM调节电路108具有相同V_CTRL到<IL>转移函数，如本文中其它地方更详细地论述。在至少一些实例中，PWM调节电路108利用电流模式反馈以使得电感器206根据V_CTRL和反馈两者产生<IL>。多个电流模式PWM调节电路架构和/或操作方案是可能的，提供本文中所描述的功能性的任何合适的电路和/或方案适合于PWM调节电路108，其范围在本文中不受限制。
放大器208基于V_CTRL的差分放大和在节点238处经接收且在图2中表示为VREF2的直流(DC)偏置信号而将电流驱动到节点240中。在至少一些实例中，DC偏置信号具有所选的任何合适的值以为放大器208的操作提供足够的容许度。在至少一个实施方案中，节点240为错误节点，在所述节点处电压在感测到的电流(例如，如电流感测电路214所输出)低于所要<IL>时增大。相反地，存在于节点240处的电压在<IL>高于所要<IL>时减小。<IL>与V_CTRL呈线性关系使得V_CTRL据称可“设置”用于PWM调节电路108的所要<IL>(例如，当V_CTRL的值增大，所要<IL>的值也增大时，且反之亦然)。比较器212比较节点240与节点242以产生HS_PWM和LS_PWM，其中HS_PWM和LS_PWM逻辑对立。HS_PWM的工作循环在V_CTRL的值增大时增大且在V_CTRL的值减小时减小。类似地，工作循环的增大或减小分别使得<IL>增大或减小。由于电路200包含负反馈，HS_PWM的工作循环的增大使<IL>增大，将这经由电流感测电路214反馈到节点240以减小HS_PWM的工作循环。这使得存在于节点240处的电压的值降低为所要<IL>，如V_CTRL所规定，以等于电流感测电路214提供的感测到的电流。
阻抗元件210和在节点242处所接收的锯齿状波形补偿由穿过电路200从节点240到节点226并穿过电流感测电路214回到节点240的关键路径形成的电流控制环路(例如，使其稳定)。例如，在节点242处所接收的锯齿状波形减小电流控制环路的增益以防止电流控制环路的交越频率(例如，电流控制环路的增益等于一时的频率)超过功率转换器102的开关频率。在至少一些实例中，超过功率转换器102的开关频率的电流控制环路的交越频率在电路200中形成不稳定性且防止电流控制环路的交越频率超过功率转换器102的开关频率防止此不稳定性。因为电流感测电路214提供的此补偿和反馈，PWM调节电路108的V_CTRL到<IL>转移函数为线性的，只要电流感测电路214的操作为线性的。
基于所接收到的V_CTRL，VCO 216产生脉冲作为周期性信号，如下文相对于图4更详细地论述。随后，脉冲产生电路218基于从VCO 216接收到的脉冲而产生HS_PFM和LS_PFM，如下文相对于图5更详细地论述。在一些实例中，脉冲被称作规则间隔信号，使得脉冲在同一周期维持V_CTRL的给定值而不包含突发模式特性或脉冲，如上文所论述。在至少一些实例中，脉冲具有与<IL>成比例的f_SW-PFM的频率。根据VCO 216的系数(K_VCO)确定f_SW-PFM与V_CTRL的比率。因此，通过控制K_VCO，PFM调节电路110的V_CTRL到<IL>转移函数可调节为大致等于PWM调节电路108的V_CTRL到<IL>转移函数。当PFM调节电路110的V_CTRL到<IL>转移函数大致等于PWM调节电路108的V_CTRL到<IL>转移函数时，外部环路补偿(例如，对于产生V_CTRL的环路，例如图1的系统100的控制电路106的补偿)对于PFM调节电路110和PWM调节电路108两者为相同的。通过对于PFM调节电路110和PWM调节电路108两者实现相同外部环路补偿的使用，当已经恰当地补偿产生V_CTRL的外部环路以用于操作PWM调节电路108时，提供PFM调节电路110操作的稳定性。在至少一些实例中，根据除VOUT之外的准则，对于PFM调节电路110和PWM调节电路108两者不使用相同外部环路和/或外部环路补偿防止功率转换器102的调节操作。此外，在至少一些实例中，对于PFM调节电路110和PWM调节电路108两者不使用相同外部环路补偿可引起外部环路中的不稳定性，并且在一些操作情形下引起本文中所论述的非所要突发模式操作。
在至少一些实例中，脉冲产生电路218产生HS_PFM和LS_PFM以使得功率转换器102产生具有I_PK的峰值的固定峰值电流脉冲。例如，根据HS_PFM使电感器206通电或根据LS_PFM使电感器断电的时间周期经界定为T_PULSE，使得当IL非零时确证T_PULSE。例如，暂时转向图3，展示说明性电感器电流信号波形的图300。在至少一个实例中，图300说明IL。如图3中所示，在时间t1处，IL开始增大。在至少一些实例中，开始增大的IL对应于在高侧FET202的栅极端子处经确证的信号和在低侧FET204的栅极端子处经撤销确证的信号以使得开始使对应于IL的电感器通电。如进一步由图3所示，在IL的值升高到大致等于I_PK的时间t2处，IL开始减小。在至少一些实例中，IL开始减小，从而对应于在高侧FET 202的栅极端子处经撤销确证的信号和在低侧FET 204的栅极端子处经确证的信号以使得开始使对应于IL的电感器断电。如进一步由图3所示，在IL的值下降到大致为零的时间t3处，对应于IL的电感器的断电结束(例如，使得根据DCM操作控制对应于IL的电感器)。在至少一些实例中，对应于IL的电感器的断电结束，从而对应于在高侧FET 202的栅极端子处经撤销确证的信号和在低侧FET 204的栅极端子处经撤销确证的信号。
进一步如图3所示，IL脉冲的时间周期展示为T_PULSE，IL的脉冲之间的时间周期(例如，高阻抗周期)展示为T_HI-Z，且切换周期展示为T_SW(PFM)。图3中所说明的IL脉冲的总能量为Q_PULSE，其中Q_PULSE大致等于I_PK乘以T_PULSE的结果的二分之一且<IL>大致等于Q_PULSE除以T_SW(PFM)。另外，可根据以下等式1确定<IL>。
返回到图2，在至少一些实例中，多路复用器250和多路复用器252分别选择信号以用于输出为HS和LS。多路复用器250和多路复用器252各自接收选择所接收的输入信号以用于输出的选择信号。在至少一些实施方案中，多路复用器250在多路复用器250的选择信号输入端子处接收PWM且根据PWM的值输出HS_PWM或HS_PFM。例如，当确证PWM时，多路复用器250输出HS_PWM，且当撤销确证PWM时，多路复用器250输出HS_PFM。类似地，在一些实施方案中，多路复用器252在多路复用器252的选择信号输入端子处接收PWM且根据PWM的所述值输出LS_PWM或LS_PFM。例如，当确证PWM时，多路复用器252输出LS_PWM，且当撤销确证PWM时，多路复用器252输出LS_PFM。在至少一些实例中，PWM由多路复用器250和多路复用器252从电路200内或电路200外部的任何合适的源接收且耦合到电路200。
在至少一些实例中，PWM和PFM分别根据PWM调节或PFM调节指示电路是否正操作。例如，在电路200启动时，确证PFM和PWM两者以使电路200保持默认或启动状态。在足以允许功率传播通过电路200而供应功率的预定时间周期之后，撤销确证PFM或PWM中的一个且继续在根据仍然确证的信号所确定的调节模式下操作电路200。在一些实例中，在预定时间周期期满之后，撤销确证PWM且在PFM调节电路110的控制下根据PFM调节操作电路200。在其它实例中，在预定时间周期期满之后，撤销确证PFM且在PWM调节电路108的控制下根据PWM调节操作电路200。在此启动序列之后，在至少一些实例中，至少部分地根据<IL>确定PWM。例如，当<IL>的值大于I_PK/2时，确证PWM(且相对应地撤销确证PFM)，且根据PWM操作模式操作电路200。相反地，在至少一些实例中，当<IL>小于I_PK/2时，撤销确证PWM(且相对应地确证PFM)，且根据PFM操作模式操作电路200。在一些实例中，替代地当<IL>小于I_PK/2减去滞后值时撤销确证PWM(且任选地确证信号PFM)，以防止PWM与PFM操作模式之间的迅速切换。
为了产生PWM和PFM，在至少一些实例中，电路200包含或被配置成耦合到PWM/PFM选择电路246。在至少一些实施方案中，PWM/PFM选择电路246从电流感测电路214接收表示IL的信号且输出具有如上文所描述而确定的值的信号PWM和PFM。在一些实例中，PWM/PFM选择电路246包含被配置成确定IL大于I_PK/2还是小于I_PK/2或大于还是小于I_PK/2减去滞后值的一或多个模拟和/或数字组件。在其它实例中，PWM/PFM选择电路246包含处理器，其被配置成从电流感测电路214接收表示IL的信号并确定IL大于I_PK/2还是小于I_PK/2或大于还是小于I_PK/2减去滞后值。
在一些实施方案中，当确证PFM时，开关251闭合，从而将节点240电耦合到节点253。在至少一些实例中，在节点253处接收箝位电压(Vclamp)。在一些实例中，Vclamp为预测功率转换器102的工作循环的信号。例如，在一些实施方案中，Vclamp为比较表示VOUT的信号与表示VIN的信号以估计或预测功率转换器102的工作循环的比较器(未展示)的输出。在其它实施方案中，Vclamp表示任何合适的值且/或通过任何一或多个合适的组件来确定和提供。通过将节点240耦合到节点253，节点240保持在Vclamp下以将节点240固定或维持在用于PWM调节的操作点处或附近，同时根据PFM调节进行操作。在至少一些实例中，将节点240固定为Vclamp至少部分地有助于PWM与PFM调节模式之间的无缝转变，如本文中所论述。
电流感测电路220为适合于监测功率转换器102并产生指示IL已达到I_PK的PEAK_DETECT的任何电路。在至少一些实例中，电流感测电路220包含感测FET(未展示)、偏置电流源(未展示)，和比较器(未展示)以用于检测IL并产生PEAK_DETECT。电流感测电路222为适合于监测功率转换器102并产生指示IL已达到零交叉或具有大致为零的值的ZERO_CROSS_DETECT的任何电路。在至少一些实例中，电流感测电路222包含感测FET(未展示)、偏置电流源(未展示)，和比较器(未展示)以用于检测IL并产生ZERO_CROSS_DETECT。
现在转向图4，展示说明性振荡器电路400的示意图。在至少一些实例中，电路400为VCO，例如图2的电路200的VCO 216的说明性实施方案。在至少一个实例架构中，电路400包含放大器402、电容器404、开关406、电流源408，和比较器410。在一些实例中，放大器402为跨导放大器，其中差分输入电压产生输出电流。
在至少一个实例中，放大器402具有耦合到节点412的第一输入端子(例如，非反相输入)、耦合到节点414的第二输入端子(例如，反相输入)，和耦合到节点422的输出端子。电容器404耦合于节点422与接地节点416之间。开关406具有耦合到节点422的第一端子和耦合到电流源408的第一端子的第二端子，所述电流源具有耦合到接地节点416的第二端子。比较器410具有耦合到节点422的第一输入端子(例如，非反相输入)、耦合到节点418的第二输入端子(例如，反相输入)，和耦合到节点420的输出端子。任选地，在一些实例中，开关424耦合于比较器410的第一输入端子与第二输入端子之间。在至少一些实例中，DC偏置信号在节点418处经接收且在图4中标注为VREF3。在至少一些实例中，DC偏置信号具有所选的任何合适的值以为比较器410的操作提供足够的容许度。
在电路400的操作的实例中，在节点412处接收V_CTRL且在节点414处接收DC偏置信号，如在图4中表示为VREF2。因此，在至少一些实例中，节点412耦合到图2的节点236，使得节点412还经由节点236耦合到PWM调节电路(例如图2的PWM调节电路108)的节点。另外，在至少一些实例中，DC偏置信号与在图2的节点238处所接收的信号为相同信号，使得节点414和节点238在电路400被实施为图2的PFM调节电路108的一些实施方案中耦合在一起。在其它实例中，在节点414处所接收的DC偏置信号与在节点238处所接收的DC偏置信号具有大致相同值，同时为单独的物理信号。在至少一些实例中，在节点238处所接收的DC偏置信号和在节点414处所接收的DC偏置信号的值大致相等以使得图2的放大器208和放大器402以相同方式针对给定V_CTRL作出响应(例如，具有大体上相同输出值)。放大器402放大在节点412和节点414处所接收的信号之间的差异并输出电流I_vco。I_vco大致等于V_CTRL乘以Gm(PFM)，其中Gm(PFM)为放大器402的跨导且使输出电流与放大器402的输入电压相关。基于T_PULSE，上文参考图2和3所描述，开关406选择性地使电流源408与节点422耦合和解耦。例如，在T_PULSE的周期期间，闭合所述开关406，从而将电流源408耦合到节点422。在T_HI-Z的周期期间，上文参考图3所描述，断开所述开关406，从而使电流源408与节点422解耦。
当电流源408耦合到节点422时，电流源408从节点422吸收一定量的电流I_SINK。当电路400被实施为VCO 216时，控制I_SINK的值使得PFM调节电路110的V_CTRL到<IL>转移函数与PWM调节电路108的V_CTRL到<IL>转移函数能够大致匹配，从而提供贯穿本公开所论述的有利的操作。例如，根据以下等式2确定电路400的K_VCO。因此，当电路400被实施为VCO216时，V_CTRL到<IL>转移函数如下文等式3中所示。另外，当I_PK为常数且Gm(PFM)为预定义值时，改变I_SINK的值会改变PFM调节电路110的V_CTRL到<IL>转移函数以促进与PWM调节电路108的V_CTRL到<IL>转移函数的匹配，与VIN或VOUT无关。在至少一些实例中，根据以下等式4控制I_SINK以使PFM调节电路110的V_CTRL到<IL>转移函数与PWM调节电路108的V_CTRL到<IL>转移函数匹配。在等式4中，Gmi为PWM调节电路108的放大器的跨导且A为与PWM调节电路108相关联的电流环路增益(例如，如上文相对于电流感测电路214和比较器212所论述)。虽然在本文中说明和描述为经由开关406将电流从节点422吸收到接地节点416的电流源408，但在各种其它实例中，电流源408替代地经由开关406将电流从电源吸收到节点422。
电容器404整合存在于节点422处的电流(例如，当开关406断开时为I_VCO或当开关406闭合时为I_VCO减去I_SINK)以在节点422处产生电压V_ERR(PFM)。比较器410比较V_ERR(PFM)与VREF3以产生脉冲，其中当V_ERR(PFM)大于或等于VREF3时确证脉冲且当V_ERR(PFM)小于VREF3时撤销确证脉冲。具体地说，当确证脉冲且直接或间接经控制以基于脉冲而通电或断电的电感器具有非零电流时，闭合开关406且电容器404向节点422放电。当电感器返回到零电流时，开关406断开且为电容器404充电直到V_ERR(PFM)升高达到VREF3且再次确证脉冲。
如上文所提及，在一些实例中，电路400包含耦合于比较器410的第一输入端子与比较器410的第二输入端子之间的开关424。在一些实施方案中，当确证PWM时，开关424闭合，从而使比较器410的第一输入端子和第二输入端子共同短路。在至少一些实例中，使比较器410的第一输入端子和第二输入端子共同短路防止节点422变为浮动节点。使比较器410的第一输入端子和第二输入端子共同短路进一步将节点422维持在用于PFM调节的操作点处或附近，同时根据PWM调节操作以至少部分地有助于PWM与PFM调节模式之间的无缝转变，如本文中所论述。另外，在至少一些实施方案中，开关426耦合于放大器402的输出端子与节点422之间，其中基于PFM控制开关426。以此方式，当确证PFM且PFM调节有效时(例如，当<IL>小于I_PK/2，如上文所论述时)，开关426闭合以实现电路400的操作，且当撤销确证PFM时，开关426断开以停用电路400的操作。
现在转向图5，展示说明性脉冲产生电路500的示意图。在至少一些实例中，电路500适合于实施为脉冲产生电路，例如图2的电路200的脉冲产生电路218。在至少一些实例中，电路500包含置位复位(SR)锁存器505、D触发器510、反相器515、D触发器520，和下降沿触发器525。
在电路500的实例架构中，SR锁存器505具有耦合到节点530的置位输入、耦合到下降沿触发器525的输出的复位输入，和耦合到节点535的数据输出。D触发器510具有耦合到电源540的数据输入、耦合到节点535的时钟输入、耦合到节点545的清除输入，和耦合到节点550的输出。反相器515具有耦合到节点550的输入和耦合到D触发器520的时钟输入的输出。D触发器520的数据输入耦合到电源540，D触发器520的清除输入耦合到节点555，且D触发器520的输出耦合到节点560。下降沿触发器525耦合于节点560与SR锁存器505的复位输入之间。在至少一个实例中，电路500在节点550处产生并提供HS_PFM，在节点560处产生并提供LS_PFM，且在节点535处产生并提供T_PULSE。在一些实例中，脉冲(例如，如参考本公开的各种图所论述)在节点530处由电路500接收，在节点545处接收表示峰值电流检测的信号(PEAK_DETECT)，且在节点555处接收表示零交叉检测的信号(ZERO_CROSS_DETECT)。
在操作的实例中，电路500被配置成根据脉冲产生HS_PFM和LS_PFM。例如，当脉冲由SR锁存器505接收时，SR锁存器505产生具有逻辑高值以起始PFM脉冲的信号。在一些实例中，从SR锁存器505的输出的逻辑低到逻辑高的转变使得D触发器510输出逻辑高值以开始HS_PFM持续时间。另外，在至少一些实例中，SR锁存器505的输出进一步输出和/或提供为T_PULSE以指示脉冲的持续时间(例如，直到SR锁存器505复位的持续时间，对应于HS_PFM或LS_PFM为逻辑高或确证值的持续时间)。通过反相器515使D触发器510的输出信号(例如，HS_PFM)反相，其中将HS_PFM的反相版本提供给D触发器520时钟输入。当PEAK_DETECT在IL已达到IL_PK时清除D触发器510时推断HS_PFM持续时间。以此方式，当HS_PFM从逻辑高转变为逻辑低时，D触发器520经时控以起始LS_PFM持续时间。当ZERO_CROSS_DETECT在IL已达到大致为零时清除D触发器520时推断LS_PFM持续时间。下降沿触发器525检测LS_PFM中的下降沿，并且基于LS_PFM中的下降沿，复位SR锁存器505以推断PFM脉冲，从而使T_PULSE转变为逻辑低或撤销确证值直到接收到脉冲的下一个上升沿。
现在转向图6，展示说明性信号波形的图600。在至少一些实例中，由图600说明的信号表示存在于本公开的实例中的各种信号，其中在图600中与本公开中其它地方使用的命名规范一致地标记信号。
如由图600说明，当脉冲中出现上升沿时，在HS_PFM、HS和T_PULSE中引起对应上升沿，且IL的值在电感器通电时开始增大。当IL升高达到大致I_PK时，HS_PFM和HS中出现下降沿，与LS_PFM和LS中出现上升沿的时间大体上相同。另外，当IL升高达到大致I_PK时，PEAK_DETECT中出现脉冲。可在任何合适的持续时间内确证PEAK_DETECT中的脉冲，持续时间范围在本文中不受限制。类似地，当IL降低达到大致零时，LS_PFM、LS和T_PULSE中出现下降沿，从而指示IL脉冲的周期已结束。另外，当IL降低达到大致零时，ZERO_CROSS_DETECT中出现脉冲。可在任何合适的持续时间内确证ZERO_CROSS_DETECT中的脉冲，持续时间范围在本文中不受限制。虽然图600仅说明相对于PFM调节电路110的操作，但根据PWM操作的操作，例如相对于PWM调节电路108的操作以惯用方式执行以用于功率转换器的PWM控制。
现在转向图7，展示说明性方法700的流程图。在至少一些实例中，方法700为控制功率转换器的方法且对应于本文中所公开的一或多个硬件组件、电路、装置或系统。例如，系统100、电路200、电路400和/或电路500的至少一些部分实施或执行方法700的一或多个操作。
在操作702处，接收反馈信号且基于所述反馈信号与参考信号的关系而产生V_CTRL。所述反馈信号为由功率转换器的操作产生的任何信号。例如，所述反馈信号可为VOUT、VIN、表示IOUT的信号、表示IIN的信号、表示IL的信号、表示温度的信号、表示负载状态的信号，或任何其它合适的信号，基于所述信号(例如，功率转换器的外部环路控制中使用的信号)而控制功率转换器。经实施以基于所述反馈信号与所述参考信号的所述关系而产生V_CTRL的硬件架构在本文中不受限制。
在操作704处，基于V_CTRL执行功率转换器的PWM控制。在至少一些实例中，当由功率转换器供应的负载较重(例如，超出功率转换器的最大输出电流的预定百分比)时，执行功率转换器的PWM控制。在至少一些实例中，通过PWM调节电路执行功率转换器的PWM控制。在至少一些实例中，根据CCM操作执行功率转换器的PWM控制。经实施以执行功率转换器的PWM控制的硬件架构在本文中不受限制。
在操作706处，基于V_CTRL执行功率转换器的PFM控制。在至少一些实例中，当由功率转换器供应的负载较轻(例如，小于功率转换器的最大输出电流的预定百分比)时，执行功率转换器的PFM控制。在至少一些实例中，通过PFM调节电路执行功率转换器的PFM控制。在至少一些实例中，PFM调节电路与PWM调节电路从相同源接收V_CTRL，例如使得接收V_CTRL的PWM调节电路的输入和接收V_CTRL的PFM调节电路的输入耦合在一起。
在操作708处，PFM调节电路经控制以与PWM调节电路具有相同V_CTRL到<IL>转移函数。通过控制PFM调节电路以与PWM调节电路具有相同V_CTRL到<IL>转移函数，提供PWM与PFM控制之间的无缝转变且被配置成用于PWM调节电路的外部环路补偿还实现PFM调节电路的稳定操作(例如，防止导致过度调节和可听频率下的VOUT波纹的PFM调节电路的突发模式操作，在本文中其它地方所论述)。通过控制PFM调节电路的VCO而控制PFM调节电路以与PWM调节电路具有相同V_CTRL到<IL>转移函数，从而吸收I_SINK以产生PFM调节电路和PWM调节电路的大致相等的<IL>到V_CTRL转移函数，例如上文相对于图4的电路400所论述。
虽然已经论述并用数值参考标记方法700的操作，但在各种实例中，方法700包含本文中未列举的额外操作。在一些实例中，本文中列举的操作中的任何一或多个包含一或多个子操作(例如，中间比较、逻辑操作、例如经由多路复用器的输出选择等等)。在一些实例中，省略本文中列举的操作中的任何一或多个。在一些实例中，按除本文中呈现的顺序之外的顺序(例如，按逆向顺序、大体上同时、重叠等等)执行本文中列举的操作中的任何一或多个。这些示例性变体中的每一个均希望属于本公开的范围。
在前文论述中，术语“包含”和“包括”以开放方式使用，且因此应解释为意指“包含但不限于”。贯穿本说明书使用术语“耦合”。所述术语可涵盖使得函数关系能够与本公开的描述一致的连接、通信或信号路径。例如，如果装置A向控制装置B产生信号以执行动作，那么在第一实例中装置A耦合到装置B，或在第二实例中在介入组件C大体上并不更改装置A与装置B之间的函数关系使得装置B经由装置A产生的控制信号而受装置A控制的情况下，装置A经由介入组件C耦合到装置B。“被配置成”执行任务或功能的装置可以在制造商制造时被配置成(例如，经编程和/或硬接线)执行所述功能，和/或在制造之后可以由用户配置(或可重新配置)来执行所述功能和/或其它额外或替代的功能。配置可以是通过装置的固件和/或软件编程、通过装置的硬件组件和互连的构造和/或布局，或其组合来实施。此外，据称包含某些组件的电路或装置可替代地被配置成耦合到那些组件以形成所描述的电路系统或装置。例如，被描述为包含一或多个半导体元件(例如晶体管)、一或多个无源元件(例如电阻器、电容器和/或电感器)和/或一或多个源(例如电压和/或电流源)的结构可替代地仅包含单个物理装置内的半导体元件(例如，半导体裸片和/或集成电路(IC)封装)且可被配置成耦合到无源元件和/或源中的至少一些以在制造时或在制造之后例如由终端用户和/或第三方形成所描述结构。
虽然某些组件在本文中描述为属于特定处理技术(例如，FET、MOSFET、n型、p型等等)，但这些组件可与其它处理技术的组件交换(例如，用双极结型晶体管(BJT)替代FET和/或MOSFET、用p型替代n型或反之亦然等等)且重新配置包含替代组件的电路以提供至少部分地类似于在组件替换之前可用的功能性的期望功能性。除非另外陈述，否则说明为电阻器的组件大体上表示串联和/或并联耦合以提供由所说明电阻器表示的阻抗的量的任何一或多个元件。此外，词组“接地电压电位”在前述论述中的使用意图包含底座接地、地线接地、浮动接地、虚拟接地、数字接地、通用接地，和/或适用于或适于本公开的教示的任何其它接地连接形式。除非另外陈述，否则值前面的“约”、“大致”或“大体上”意指陈述的值的+/-10％。
以上论述意在说明本公开的原理和各种实例。一旦完全理解上述公开内容，许多变化和修改对于所属领域的技术人员将变得显而易见。希望将本公开解译为包涵所有此类变化和修改。
Claims (20)
1.一种电路，其包括：
环路选择电路，其包括第一放大器，所述第一放大器具有被配置成接收表示与功率转换器相关的状态的信号的第一输入端子、被配置成接收参考信号的第二输入端子，和输出端子；
脉宽调制PWM调节电路，其具有耦合到所述第一放大器的所述输出端子的输入端子、被配置成为所述功率转换器的高侧晶体管输出第一控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述功率转换器的低侧晶体管输出第一控制信号的第二输出端子；和
脉冲调频PFM调节电路，其具有耦合到所述第一放大器的所述输出端子的输入端子、被配置成为所述功率转换器的所述高侧晶体管输出第二控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述功率转换器的所述低侧晶体管输出第二控制信号的第二输出端子。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述PFM调节电路包括：
压控振荡器VCO，其具有耦合到所述环路选择电路的所述输出端子的输入端子，和输出端子；
脉冲产生电路，其具有耦合到所述VCO的所述输出端子的第一输入端子、第二输入端子、第三输入端子、被配置成为所述功率转换器的所述高侧晶体管输出所述第二控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述功率转换器的所述低侧晶体管输出所述第二控制信号的第二输出端子；
第一电流感测电路，其被配置成接收表示所述功率转换器的电感器电流的第一信号并在所述功率转换器的所述电感器电流的值达到峰值电流值时将峰值电流检测信号输出到所述脉冲产生电路；和
第二电流感测电路，其被配置成接收表示所述功率转换器的所述电感器电流的第二信号并在所述功率转换器的所述电感器电流的所述值达到零时将零交叉检测信号输出到所述脉冲产生电路。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述VCO包括：
第二放大器，其具有耦合到所述环路选择电路的所述输出的第一输入端子、第二输入端子，和耦合到第一节点的输出端子；
电容器，其耦合于所述第一节点与接地节点之间；
第一开关，其具有耦合到所述第一节点的第一端子和第二端子；
电流源，其具有耦合到所述第一开关的所述第二端子的第一端子和耦合到所述接地节点的第二端子；和
比较器，其具有耦合到所述第一节点的第一输入端子、耦合到第二节点的第二输入端子，和耦合到所述脉冲产生电路的所述第一输入端子的输出端子。
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述VCO进一步包括：
第二开关，其耦合于所述第一节点与所述第二节点之间；和
第三开关，其耦合于所述第二放大器的所述输出端子与所述第二节点之间。
5.根据权利要求3所述的电路，其中所述第二放大器为跨导放大器。
6.根据权利要求3所述的电路，其中所述环路选择电路被配置成输出电压控制信号，且其中所述电流源被配置成吸收来自所述第一节点的电流以使对所述PFM调节电路的电感器电流转移函数取平均值的电压控制信号与对所述PWM调节电路的电感器电流转移函数取平均值的电压控制信号匹配。
7.根据权利要求2所述的电路，其中所述VCO被配置成输出周期性PFM控制信号以用于控制所述第一控制信号和所述第二控制信号的产生以使得受所述第一控制信号和所述第二控制信号控制的所述功率转换器的输出仅包含人类听觉频谱之外的波纹。
8.根据权利要求1所述的电路，其中所述环路选择电路中用于产生用于控制所述PWM调节电路的所述电压控制信号的补偿还用作用于控制所述PFM调节电路的相同补偿。
9.一种电路，其包括：
压控振荡器VCO，其具有被配置成与脉宽调制PWM调节电路接收相同电压控制信号的输入端子，和输出端子；
脉冲产生电路，其具有耦合到所述VCO的所述输出端子的第一输入端子、第二输入端子、第三输入端子、被配置成为功率转换器的高侧晶体管输出第一控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述功率转换器的低侧晶体管输出第二控制信号的第二输出端子；
第一电流感测电路，其被配置成接收表示所述功率转换器的电感器电流的第一信号并在所述功率转换器的所述电感器电流的值达到峰值电流值时将峰值电流检测信号输出到所述脉冲产生电路；和
第二电流感测电路，其被配置成接收表示所述功率转换器的所述电感器电流的第二信号并在所述功率转换器的所述电感器电流的所述值达到零时将零交叉检测信号输出到所述脉冲产生电路。
10.根据权利要求9所述的电路，其中所述VCO包括：
第一跨导放大器，其具有被配置成接收所述电压控制信号的第一输入端子、第二输入端子，和耦合到第一节点的输出端子；
电容器，其耦合于所述第一节点与接地节点之间；
第一开关，其具有耦合到所述第一节点的第一端子和第二端子；
电流源，其具有耦合到所述第一开关的所述第二端子的第一端子和耦合到所述接地节点的第二端子；和
比较器，其具有耦合到所述第一节点的第一输入端子、耦合到第二节点的第二输入端子，和耦合到所述脉冲产生电路的所述第一输入端子的输出端子。
11.根据权利要求10所述的电路，其中所述VCO进一步包括：
第二开关，其耦合于所述第一节点与所述第二节点之间；和
第三开关，其耦合于所述第一跨导放大器的所述输出端子与所述第二节点之间。
12.根据权利要求10所述的电路，其中所述VCO被配置成接收所述电压控制信号并输出具有与所述功率转换器的所述电感器电流的平均值成比例的频率的发送脉冲控制信号，且其中所述发送脉冲控制信号使得所述脉冲产生电路产生所述第一控制信号或所述第二控制信号中的至少一个。
13.根据权利要求12所述的电路，其中对所述电路的电感器电流转移函数取平均值的电压控制信号等于对所述PWM调节电路的电感器电流转移函数取平均值的电压控制信号。
14.根据权利要求13所述的电路，其中通过相对于所述第一节点改变由所述电流源传导的电流而控制对所述电路的电感器电流转移函数取平均值的所述电压控制信号。
15.一种系统，其包括：
功率转换器，其包括高侧晶体管、低侧晶体管，且被配置成耦合到电感器；和
功率转换器控制器，其包括：
环路选择电路，其具有被配置成接收与所述功率转换器相关联的反馈信号的输入端子和输出端子；
脉宽调制PWM调节电路，其具有耦合到所述环路选择电路的所述输出端子的输入端子、被配置成为所述高侧晶体管输出第一控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述低侧晶体管输出第一控制信号的第二输出端子；和
脉冲调频PFM调节电路，其具有耦合到所述环路选择电路的所述输出端子的输入端子、被配置成为所述高侧晶体管输出第二控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述低侧晶体管输出第二控制信号的第二输出端子。
16.根据权利要求15所述的系统，其中所述PFM调节电路包括：
压控振荡器VCO，其具有耦合到所述环路选择电路的所述输出端子的输入端子，和输出端子；
脉冲产生电路，其具有耦合到所述VCO的所述输出端子的第一输入端子、第二输入端子、第三输入端子、被配置成为所述高侧晶体管输出所述第二控制信号的第一输出端子，和被配置成为所述低侧晶体管输出所述第二控制信号的第二输出端子；
第一电流感测电路，其被配置成接收表示所述功率转换器的电感器电流的第一信号并在所述功率转换器的所述电感器电流的值达到峰值电流值时将峰值电流检测信号输出到所述脉冲产生电路；和
第二电流感测电路，其被配置成接收表示所述功率转换器的所述电感器电流的第二信号并在所述功率转换器的所述电感器电流的所述值达到零时将零交叉检测信号输出到所述脉冲产生电路。
17.根据权利要求16所述的系统，其中所述VCO包括：
第一放大器，其具有耦合到所述环路选择电路的所述输出的第一输入端子、第二输入端子，和耦合到第一节点的输出端子；
电容器，其耦合于所述第一节点与接地节点之间；
第一开关，其具有耦合到所述第一节点的第一端子和第二端子；
电流源，其具有耦合到所述第一开关的所述第二端子的第一端子和耦合到所述接地节点的第二端子；和
比较器，其具有耦合到所述第一节点的第一输入端子、耦合到第二节点的第二输入端子，和耦合到所述脉冲产生电路的所述第一输入端子的输出端子。
18.根据权利要求17所述的系统，其中所述VCO被配置成输出周期性PFM控制信号以用于控制所述第一控制信号和所述第二控制信号的产生，使得受所述第一控制信号和所述第二控制信号控制的所述功率转换器的输出信号包含人类听觉频谱之外的频率下的波纹元素。
19.根据权利要求17所述的系统，其中对所述PFM调节电路的电感器电流转移函数取平均值的电压控制信号等于对所述PWM调节电路的电感器电流转移函数取平均值的电压控制信号。
20.根据权利要求17所述的系统，其中能够通过相对于所述第一节点改变由所述电流源传导的电流而控制对所述PFM调节电路的电感器电流转移函数取平均值的所述电压控制信号。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201862749397P | 2018-10-23 | 2018-10-23 | |
| US62/749,397 | 2018-10-23 | ||
| US16/566,815 US11394299B2 (en) | 2018-10-23 | 2019-09-10 | Common control for multiple power converter operation modes |
| US16/566,815 | 2019-09-10 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN111092538A true CN111092538A (zh) | 2020-05-01 |
Family
ID=70281255
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201911000708.6A Pending CN111092538A (zh) | 2018-10-23 | 2019-10-21 | 对多个功率转换器操作模式的共同控制 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| US (1) | US11394299B2 (zh) |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US11394299B2 (en) | 2022-07-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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