CN111030467A - 一种超宽电压范围隔离型llc变流器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，包括2个高压侧H桥电路、2个LLC谐振电路、2个同变比的隔离变压器和三相桥电路；其中，2个高压侧H桥电路连接输入端电源，隔离变压器的原边分别接对应LLC谐振电路和H桥电路的中点；隔离变压器的副边反极性串联连接，串联后变压器组的3个节点分别接至三相桥电路的中性点；本发明利用LLC变频调压的优势，结合PWM脉冲180º移相实现串联和并联快速切换，可实现宽范围内输出电压调整，同时发挥PWM整流器一定安全范围内的直流电压调压功能，本发明具有开关损耗小，效率高，电源的功率密度高，体积小的优点。

Description

一种超宽电压范围隔离型LLC变流器

技术领域

本发明涉及一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，属于变流器技术领域。

背景技术

近年来，随着新能源、电动汽车和分布式配电网的快速发展，储能电池的应用和规模不断的扩大，除电池本身外，宽电压输出范围DC-DC变流器的研究已成为研究重点。但是，由于电动车厂商设计标准不同，而充电系统却需要统一设计安装，导致直流充电桩输出电压的范围较大，特别针对隔离型DC-DC变流器的设计比较困难。因此，从电动汽车实际充电需求出发，满足不同规格电动汽车充电需求的变流器成为当前急需解决的问题。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中存在的不足，提供一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，利用LLC变频调压的优势，结合PWM脉冲180°移相实现串联和并联快速切换，实现宽范围内输出电压调整，同时发挥PWM整流器一定安全范围内的直流电压调压功能，提出了一种1-3倍超宽电压输出范围的变流器拓扑，实现对多种类型电动车电池的自适应充电。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，包括两个H桥电路、两个LLC谐振电路、两个隔离变压器和一个三相整流器；

所述两个H桥电路连接输入端电源；

每个H桥电路均由4只MOSFET管搭建而成；

每个LLC谐振电路均包括谐振电感和谐振电容；

所述三相整流器由6只二极管搭建而成；

第一个LLC谐振电路中的谐振电感的一端连接第一个H桥电路的左桥臂的中性点，谐振电感的另一端连接谐振电容的一端，谐振电容的另一端连接第一个隔离变压器原边的同名端，第一个隔离变压器原边的非同名端连接第一个H桥电路右桥臂的中性点；第二个LLC谐振电路中的谐振电感的一端连接第二个H桥电路的左桥臂的中性点，谐振电感的另一端连接谐振电容的一端，谐振电容的另一端连接第二个隔离变压器原边的非同名端，第二个隔离变压器原边的同名端连接第二个H桥电路右桥臂的中性点；

第一个隔离变压器副边的同名端连接三相整流器的左桥臂的中性点，所述两个隔离变压器副边的非同名端连接，其连接点同时连接三相整流器的中桥臂的中性点，第二个隔离变压器副边的同名端连接三相整流器的右桥臂的中性点。

进一步的，所述变流器与50％占空比的高频PWM信号相连，所述高频PWM信号用于控制所述两个H桥电路中MOSFET管交替导通。

进一步的，通过改变高频PWM信号频率实现不同倍数增益的输出电压。

进一步的，

当高频PWM信号运行于谐振频率，且两个隔离变压器的副边并联运行时，实现1倍增益的输出电压；所述两个隔离变压器的副边并联运行，通过S1、S4、S6、S7的驱动信号相同，而S2、S3、S5、S8的驱动信号与之互补实现；

当高频PWM信号运行于谐振频率，且两个隔离变压器的副边串联运行时，实现2倍增益的输出电压；所述两个隔离变压器的副边串联运行，通过S1、S4、S5、S8的驱动信号相同，而S2、S3、S6、S7的驱动信号与之互补实现；

当高频PWM信号运行于低于谐振频率的频率区域，且两个隔离变压器的副边并联运行时，实现1-1.5倍增益的输出电压；

当高频PWM信号运行于低于谐振频率的频率区域，且两个隔离变压器的副边并联运行，且通过联合PWM整流器调节输入直流电压1-1.35的增益时，实现1.5-2倍增益的输出电压；

当高频PWM信号运行于低于谐振频率的频率区域，且两个隔离变压器副边串联运行时，实现2-3倍增益的输出电压；

所述S1-S8定义如下：

一个H桥电路由4只MOSFET管S1-S4构成，其中S1-S2组成左桥臂，S3-S4组成右桥臂；第二个H桥电路由4只MOSFET管S5-S8构成，其中S5-S6组成左桥臂，S7-S8组成右桥臂。

进一步的，当变流器输出侧直流电压达到80％电压参考设置值后，进入闭环控制，基于模式选择进行闭环的变频控制。

进一步的，所述基于模式选择进行闭环的变频控制，包括：

根据直流电压参考值计算参考电压增益，并根据判据选择相应的工作模式，输出结果给PWM模块，通过PWM的寄存器设置分配S1-S8的开关方式；

所述判据为：

G_ref＝G＝1，选择1倍增益开关模式；

1≤G_ref<1.5，选择1-1.5倍增益开关模式；

1.5≤G_ref<2，选择1.5-2倍增益开关模式；

G_ref＝G＝2，选择2倍增益开关模式；

2＜G_ref≤3，选择2-3倍增益开关模式；

所述G、G_ref计算如下：

其中，G为实际的电压增益，G_ref是参考电压增益，n为变压器变比，U_ref为直流电压参考值，U_in和Uo分别为直流输入电压和输出电压。

本发明的优点在于：

1、本发明充分发挥LLC电路变频调压的功能，控制简单，效率高；

2、本发明利用180°移相，实现1-2倍电压增益间的快速切换，调压控制简单；

3、本发明采用180°移相和PWM整流器电压调节混合，可以实现1-3倍电压增益全范围内连续调节；

4、本发明变流器不仅调压范围广，且可以实现任何可控电压下全功率运行；

5、本发明变流器MOSFET运行在ZVS，二极管运行在ZCS，开关损耗低，开关电源效率高；

6、本发明输出整流器公用一个桥臂，简化了电路布局设计。

附图说明

图1为本发明的超宽电压范围隔离型LLC变流器结构原理图。

图2为本发明在1倍增益并联模式原理图。

图3为本发明在2倍增益串联模式原理图。

图4为本发明变流器控制原理图。

具体实施方式

下面对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

参见图1，本发明提供一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，包括2个H桥电路、2个LLC谐振电路、2个隔离变压器和1个三相整流器；其中，2个H桥电路连接输入端电源，具体如下：

第一个H桥电路包括4只MOSFET管S1-S4，其中S1-S2组成左桥臂，S3-S4组成右桥臂；第二个H桥电路包括4只MOSFET管S5-S8，其中S5-S6组成左桥臂，S7-S8组成右桥臂。

第一个LLC谐振电路包括谐振电感Lr1、谐振电容Cr1以及对应隔离变压器Tr1的励磁电感Lm1，Lr1的一端连接S1-S2左桥臂的中性点，Lr1的另一端连接Cr1的一端，Cr1的另一端连接隔离变压器Tr1原边的同名端，Tr1原边的非同名端连接S3-S4右桥臂的中性点；第二个LLC谐振电路包括谐振电感Lr2、谐振电容Cr2以及对应隔离变压器Tr2的励磁电感Lm2，Lr2的一端连接S5-S6左桥臂的中性点，Lr2的另一端连接Cr2的一端，Cr2的另一端连接隔离变压器Tr2原边的非同名端，Tr2原边的同名端连接S7-S8右桥臂的中性点。

所述隔离变压器Tr1的励磁电感Lm1和隔离变压器Tr2的励磁电感Lm2是变压器自身寄生的特性参数，不需要单独在变压器外部设置。

所述三相整流器包括6只二极管D1-D6，其中D1和D4组成左桥臂，D2和D5组成中桥臂，D3和D6组成右桥臂，隔离变压器Tr1副边的同名端连接D1和D4组成的左桥臂的中性点，隔离变压器Tr1副边的非同名端与隔离变压器Tr2副边的非同名端连接，其连接点同时连接至D2和D5组成的中桥臂的中性点，隔离变压器Tr2副边的同名端连接D3和D6组成的右桥臂的中性点。

本发明的超宽电压输出的隔离型DC-DC变流器，如果忽略微小的死区时间，其功率器件由50％占空比的高频PWM信号控制，所述高频PWM信号用于控制所述H桥电路中的S1-S2、S3-S4、S5-S6、S7-S8器件交替导通，通过改变PWM信号频率实现输出电压不同倍数增益的变化。

1倍增益时，高频PWM信号运行于谐振频率，且隔离变压器Tr1和Tr2的副边并联运行。其中，隔离变压器Tr1和Tr2的副边并联运行模式，通过S1、S4、S6、S7的驱动信号相同，而S2、S3、S5、S8的驱动信号与之互补实现。

2倍增益时，高频PWM信号也运行于谐振频率，但隔离变压器Tr1和Tr2的副边串联运行。其中，隔离变压器Tr1和Tr2的副边串联模式，通过S1、S4、S5、S8的驱动信号相同，而S2、S3、S6、S7的驱动信号与之互补实现。

1-1.5倍增益时，高频PWM信号运行于低于谐振频率的频率区域，且隔离变压器Tr1和Tr2的副边并联运行。

2-3倍增益时，高频PWM信号也运行于低于谐振频率的频率区域，但隔离变压器Tr1和Tr2的副边串联运行。

1.5-2倍增益时，高频PWM信号运行于低于谐振频率的频率区域，隔离变压器Tr1和Tr2的副边并联运行，且通过联合PWM整流器调节输入直流电压1-1.35的增益，实现整体最大2倍的电压增益。

本发明中，隔离变压器Tr1和Tr2的副边并联运行时，中桥臂D5中的电流是左桥臂D1和右桥臂D3电流之和，电流反转时，中桥臂D2中的电流是左桥臂D4和右桥臂D6电流之和；隔离变压器Tr1和Tr2的副边串联运行时，中桥臂D2和D5中无电流，左桥臂D1和右桥臂D6电流相等，电流反转时，左桥臂D4和右桥臂D3电流相等。

本发明变流器的控制原理如图4所示，其包含软启动、模式选择和直流电压闭环三个并行部分。其中软启动部分根据直流电压实际值和直流电压误差进行软启动判断，并通过提高开关频率和减缓爬坡变频建立变流器启动时的输出侧直流电压，防止输出侧电压过低产生的过大冲击电流使MOSFET退出软开关模式进而损坏H桥的SiC MOSFET；具体过程为，刚开始时，输出侧直流电压为0，此时启动频率大于fr1，可以保证所有的SiC MOSFET运行在软开关条件下，随着电压慢慢变大，频率慢慢变小，就是软启动过程，该过程为开环控制，不对直流电压进行闭环控制，当输出侧直流电压(传感器和ADC测量)达到电压参考设置值的80％时，进入闭环控制。

模式选择则根据直流电压参考指令计算实际的电压增益，并通过表2列举的判据选择表1相应的工作模式，输出结果给PWM模块，通过PWM的寄存器设置分配S1-S8具体的开关方式；电压闭环控制则根据直流电压参考值和实际值的误差，进行PI调节，随后送入压控振荡器VCO产生开关周期参考指令，最后通过中断周期直接更新PWM模块的开关周期和比较寄存器数值，其中开关周期采用压控振荡器VCO和软启动输出的最小值。

当输出侧直流电压达到80％电压参考设置值后，进入闭环控制，基于模式选择进行闭环的变频控制，且频率小于fr1以下。

PWM模块的死区、最高和最低运行频率、占空比限定等，由DSP的初始化程序、外设电路和限值子程序自动设定。PWM模块主要根据开关周期和占空比比较数值产生对应脉冲，随后该脉冲通过光纤发送电路，并传送至H桥驱动接受端，最终转化为隔离电驱动信号，驱动S1-S8执行开关切换。

1、变流器的几种运行模式如下：

1)1倍输出模式：如图2所示，S1、S4、S6、S7的驱动信号相同，而S2、S3、S5、S8与之互补，由于隔离变压器的极性反接，因此，变流器高压侧2个H桥运行在并联模式，变压器副边侧也处于并联连接。副边三相整流器输出1p.u.直流电压，其中与两个副边绕组同名端连接的两个桥臂承担1/2负载电流，与两个副边绕组串联中性点连接的公共桥二极管承担其他两个桥臂的电流之和。

变流器输出直流电压根据电压增益闭环控制策略的输出频率指令调节，即通过调整H桥开关频率实现电压控制，当开关频率等于谐振频率fr1时，输出电压增益为1。如果整个DC-DC变流器的额定功率为最大功率一半以下，为保证整体效率，常仅使用一个H桥模块运行，另外一个闲置，也可轮流交替使用两个H桥模块以保证两者相同的工作寿命。

3)2倍输出模式：如图3所示，如果S1、S4、S5、S8的驱动信号相同，而S2、S3、S6、S7与之互补，当开关频率等于谐振频率fr1时，两个H桥模块输出电压增益仍为1，但由于隔离变压器的极性反接，因此，副边侧变压器处于串联连接，两个变流器输出电压叠加，因此三相整流器输出电压为1倍输出模式的2倍。公共桥二极管由于被直流电压反相钳制，不再承担桥臂的电流，仅D1、D3、D4和D6流通电流。

4)1-3倍输出模式：由LLC运行原理和增益曲线可知，LLC变流器的主要通过适当降低LLC的开关频率至谐振频率fr1以下，获得1倍以上电压增益，且在一定范围内保证一次侧ZVS和二次侧ZCS软开关模式。如果谐振参数设计合理，容易获得1.5倍的LLC最高增益，同时通过PWM整流器直流输出电压的调节，再获得1.35倍(最大电压与1p.u.电压之比)的PWM整流增益，两者组合调节即可实现2倍的电压增益。因此，该输出模式下具体控制如下：

(1)对于1-1.5倍的输出电压，根据上述1倍输出模式的方法，如图2运行模式，通过降频获得可调电压。

(2)对于1.5-2倍的输出电压，如图2运行方式，并采用如1倍输出模式方法所述策略，通过降频和PWM增益调节获得相应可调电压。

(3)对于2-3倍的输出电压，如图3所示，根据上述2倍输出模式的方法，通过降低串联连接的两个1倍增益H桥的开关频率实现，且频率的变化较小。

由LLC运行原理可知，如果适当增加开关频率超过谐振频率fr1，也能获得稍低于1倍的电压增益，但该模式仅能保证原边ZVS软开关，副边整流二极管的运行状况较差；本发明采用碳化硅MOSFET和二极管器件，虽然该运行模式下的二极管反向恢复影响较小，但所提变流器仍需避免运行于该模式。

5)输出模式汇总：根据上述原理，表1列出了所有可行的开关模式组合方式，其中模式1、4有2种组合方式，其他模式仅一种组合方式，但开关频率都会根据电压增益的波动而变化。

表1开关模式电压增益

本发明涉及的术语解释如下：

f_r1，f_r2为谐振频率，L_r＝L_r1＝L_r2，C_r＝C_r1＝C_r2，其计算公式如下：

fr1为LC谐振频率，fr2为LLC谐振频率。

G、G_ref为输出电压增益，其计算公式如下：

其中，G为实际的电压增益，G_ref是参考的电压增益，n为变压器变比，U_ref为直流电压参考值，U_in和Uo分别为直流输入和输出电压。通过(3)、(4)式的定义判断两者的关系，并根据表2列出的开关模式判据，进行相应开关运行模式的选择。

表2开关模式判据

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，其特征在于，包括两个H桥电路、两个LLC谐振电路、两个隔离变压器和一个三相整流器；

所述两个H桥电路连接输入端电源；

每个H桥电路均由4只MOSFET管搭建而成；

每个LLC谐振电路均包括谐振电感和谐振电容；

所述三相整流器由6只二极管搭建而成；

第一个LLC谐振电路中的谐振电感的一端连接第一个H桥电路的左桥臂的中性点，谐振电感的另一端连接谐振电容的一端，谐振电容的另一端连接第一个隔离变压器原边的同名端，第一个隔离变压器原边的非同名端连接第一个H桥电路右桥臂的中性点；第二个LLC谐振电路中的谐振电感的一端连接第二个H桥电路的左桥臂的中性点，谐振电感的另一端连接谐振电容的一端，谐振电容的另一端连接第二个隔离变压器原边的非同名端，第二个隔离变压器原边的同名端连接第二个H桥电路右桥臂的中性点；

第一个隔离变压器副边的同名端连接三相整流器的左桥臂的中性点，所述两个隔离变压器副边的非同名端连接，其连接点同时连接三相整流器的中桥臂的中性点，第二个隔离变压器副边的同名端连接三相整流器的右桥臂的中性点。

2.根据权利要求1所述的一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，其特征在于，所述变流器与50％占空比的高频PWM信号相连，所述高频PWM信号用于控制所述两个H桥电路中MOSFET管交替导通。

3.根据权利要求2所述的一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，其特征在于，通过改变高频PWM信号频率实现不同倍数增益的输出电压。

4.根据权利要求3所述的一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，其特征在于，

当高频PWM信号运行于谐振频率，且两个隔离变压器的副边并联运行时，实现1倍增益的输出电压；所述两个隔离变压器的副边并联运行，通过S1、S4、S6、S7的驱动信号相同，而S2、S3、S5、S8的驱动信号与之互补实现；

当高频PWM信号运行于谐振频率，且两个隔离变压器的副边串联运行时，实现2倍增益的输出电压；所述两个隔离变压器的副边串联运行，通过S1、S4、S5、S8的驱动信号相同，而S2、S3、S6、S7的驱动信号与之互补实现；

当高频PWM信号运行于低于谐振频率的频率区域，且两个隔离变压器的副边并联运行时，实现1-1.5倍增益的输出电压；

当高频PWM信号运行于低于谐振频率的频率区域，且两个隔离变压器的副边并联运行，且通过联合PWM整流器调节输入直流电压1-1.35的增益时，实现1.5-2倍增益的输出电压；

当高频PWM信号运行于低于谐振频率的频率区域，且两个隔离变压器副边串联运行时，实现2-3倍增益的输出电压；

所述S1-S8定义如下：

一个H桥电路由4只MOSFET管S1-S4构成，其中S1-S2组成左桥臂，S3-S4组成右桥臂；第二个H桥电路由4只MOSFET管S5-S8构成，其中S5-S6组成左桥臂，S7-S8组成右桥臂。

5.根据权利要求1所述的一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，其特征在于，当变流器输出侧直流电压达到80％电压参考设置值后，进入闭环控制，基于模式选择进行闭环的变频控制。

6.根据权利要求5所述的一种超宽电压范围隔离型LLC变流器，其特征在于，所述基于模式选择进行闭环的变频控制，包括：

根据直流电压参考值计算参考电压增益，并根据判据选择相应的工作模式，输出结果给PWM模块，通过PWM的寄存器设置分配S1-S8的开关方式；

所述判据为：

G_ref＝G＝1，选择1倍增益开关模式；

1≤G_ref<1.5，选择1-1.5倍增益开关模式；

1.5≤G_ref<2，选择1.5-2倍增益开关模式；

G_ref＝G＝2，选择2倍增益开关模式；

2＜G_ref≤3，选择2-3倍增益开关模式；

所述G、G_ref计算如下：

其中，G为实际的电压增益，G_ref是参考电压增益，n为变压器变比，U_ref为直流电压参考值，U_in和Uo分别为直流输入电压和输出电压。

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