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CN116235402B - 功率转换装置 - Google Patents

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CN116235402B
CN116235402B CN202180065932.2A CN202180065932A CN116235402B CN 116235402 B CN116235402 B CN 116235402B CN 202180065932 A CN202180065932 A CN 202180065932A CN 116235402 B CN116235402 B CN 116235402B
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voltage
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conversion circuit
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Daikin Industries Ltd
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Abstract

设置具有第一电容器(32)和第一二极管(31)的钳位电路(30)、具有第二电容器(42)和第二二极管(41)的缓冲电路(40)，通过具有电阻分量的元件(Z)将第一电容器(32)和第二电容器(42)连接。从正极到负极的阻抗在钳位电路(30)侧比在缓冲电路(40)侧低。在第一二极管及第二二极管连接在比第一电容器及第二电容器更靠正极侧的位置的情况下，就从第二二极管(41)的阴极到负极的阻抗而言，流过钳位电路(30)的那一侧中的阻抗比流过缓冲电路(40)的那一侧中的阻抗高。

Description

功率转换装置
技术领域
本公开涉及一种功率转换装置。
背景技术
在功率转换装置中，有使用具有高频链路的直接型功率转换器的装置。作为直接型功率转换器的过电压保护电路，有时使用所谓的RCD缓冲电路中包含电容器和电阻器并联连接的电路结构的电路(例如参照专利文献1)。使用这样的电路结构的原因在于，例如在使用高频链路的情况下，通过并联电阻让由电容器吸收的浪涌功率进行放电。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5429316号公报
发明内容
－发明要解决的技术问题－
在包括专利文献1所示例的RCD缓冲电路的情况下，就功率转换装置而言，除了由电阻器引起的浪涌功率的消耗之外，电阻器作为高频链路电压的负载发挥作用而时常产生功耗。因此，在现有的功率转换装置中，在轻负载的情况下会导致效率降低，其结果是，存在使直接型功率转换器转换所具有的高效率性能劣化的问题。
本发明的目的在于：实现缓冲电路中的损耗的降低。
－用以解决技术问题的技术方案－
本公开的第一方面是一种功率转换装置，该功率转换装置的特征在于：包括：
交直流转换电路10，所述交直流转换电路10根据交流电压源60生成叠加有交流分量的直流电压；
直交流转换电路20，所述直交流转换电路20的输入端与所述交直流转换电路10的输出端连接，所述直交流转换电路20将所述直流电压接入、断开从而将该直流电压转换为交流电压，并将所述交流电压输出给感性的负载70；
钳位电路30，所述钳位电路30具有串联连接的第一电容器32和第一二极管31，所述钳位电路30连接在所述交直流转换电路10的输出的正极与负极之间；
缓冲电路40，所述缓冲电路40具有串联连接的第二电容器42和第二二极管41，所述缓冲电路40连接在所述交直流转换电路10的输出的正极与负极之间；以及
元件Z，所述元件Z具有电阻分量，
所述交直流转换电路10的输出端、所述钳位电路30、所述缓冲电路40、所述直交流转换电路20的输入端按照所述交直流转换电路10的输出端、所述钳位电路30、所述缓冲电路40、所述直交流转换电路20的输入端的顺序排列，
所述第一二极管31及所述第二二极管41连接在比所述第一电容器32及所述第二电容器42更靠所述正极侧的位置上，或者，所述第一二极管31及所述第二二极管41连接在比所述第一电容器32及所述第二电容器42更靠所述负极侧的位置上，
具有所述电阻分量的元件Z将所述第一电容器32的靠近所述第一二极管31侧的一端和所述第二电容器42的靠近所述第二二极管41侧的一端连接，
从所述正极到负极的阻抗在所述钳位电路30侧比在所述缓冲电路40侧低，
在所述第一二极管31及所述第二二极管41连接在比所述第一电容器32及所述第二电容器42更靠所述正极侧的位置上的情况下，在从所述第二二极管41的阴极到所述负极的阻抗中，流过所述钳位电路30的那一侧中的阻抗比流过所述缓冲电路40的那一侧中的阻抗高，
在所述第一二极管31及所述第二二极管41连接在比所述第一电容器32及所述第二电容器42更靠所述负极侧的位置上的情况下，在从所述第二二极管41的阳极到所述正极的阻抗中，流过所述钳位电路30的那一侧中的阻抗比流过所述缓冲电路40的那一侧中的阻抗高。
在第一方面中，没有恒定地产生损耗的电阻器。在第一方面中，利用钳位电路30蓄积浪涌功率。在第一方面中，能够实现降低缓冲电路中的损耗。
本公开的第二方面是，在第一方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
在从所述正极到所述负极的阻抗中，所述钳位电路30的阻抗及所述缓冲电路40的阻抗为：
所述直交流转换电路20的负载电感与所述第一电容器32的谐振频率、
从所述交流电压源60到所述钳位电路30的电感与所述第一电容器32的谐振频率中的任一频率下的阻抗；
在所述第一二极管31及所述第二二极管41连接在比所述第一电容器32及所述第二电容器42更靠所述正极侧的位置上的情况下，在从所述第二二极管41的阴极到所述负极的阻抗中，流过所述缓冲电路40的那一侧中的阻抗及流过所述钳位电路30的那一侧中的阻抗，以及
在所述第一二极管31及所述第二二极管41连接在比所述第一电容器32及所述第二电容器42更靠所述负极侧的位置上的情况下，在从所述第二二极管41的阳极到所述正极的阻抗中，流过所述缓冲电路40的那一侧中的阻抗及流过所述钳位电路30的那一侧中的阻抗为：
从所述交直流转换电路10到所述缓冲电路40的电感与所述第二电容器42的谐振频率、
从所述缓冲电路40到所述直交流转换电路20的电感与所述第二电容器42的谐振频率中的任一频率下的阻抗。
在第二方面中，通过限定规定阻抗的频率，即使将缓冲电路40和钳位电路30分开安装，也能够可靠地降低浪涌。
本公开的第三方面是，在第一或第二方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
具有所述电阻分量的元件Z是电阻器51。
在第三方面中，在从第二二极管41的阴极到负极的阻抗或从第二二极管41的阳极到正极的阻抗中，能够将钳位电路30侧的阻抗设定得比缓冲电路40侧的阻抗高。
本公开的第四方面是，在第一或第二方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
具有所述电阻分量的元件Z是电阻器51和第三二极管52的串联电路。
在第四方面中，在第一电容器32的电压包含脉动电流的情况下，能够降低由朝第二电容器42的逆流引起的损耗。
本公开的第五方面是，在第一到第四方面中任一方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
所述钳位电路30包括开关部，
在所述第一电容器32的电压比所述交直流转换电路10所生成的直流电压高的情况下，所述开关部导通，将所述第一电容器32作为电压源而向所述负载70供给功率，在所述第一电容器32的电压比所述交直流转换电路10所生成的直流电压低的情况下，所述开关部变为非导通。
在第五方面中，将蓄积在第一电容器32中的功率供给到电动机70。
本公开的第六方面是，在第一到第五方面中任一方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
所述功率转换装置包括控制部100，所述控制部100控制所述交直流转换电路10和所述直交流转换电路20，
交流电压源60输出多相的交流电压，
所述交直流转换电路10包括开关元件，所述开关元件对所述多相的交流电压的各相进行接入、断开，
所述控制部100向所述交直流转换电路10输出第一控制信号CS1，通过切换进行第一控制和第二控制，使所述交直流转换电路10输出两个电压，在所述第一控制中，使相电压最小的相导通，并且以规定导通比对其他相进行所述接入、断开，在所述第二控制中，使相电压最大的相导通，并且以所述导通比对其他相进行所述接入、断开，
所述控制部100向所述直交流转换电路20输出第二控制信号CS2，所述第二控制信号CS2用于使所述直交流转换电路20对所述两个电压分别进行PWM调制。
在第六方面中，对于从交直流转换电路10得到的两个电压中任一较大的电压，利用钳位电路30蓄积浪涌功率。
本公开的第七方面是，在第一到第五方面中任一方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
所述功率转换装置包括：升压斩波电路12，所述升压斩波电路12利用所述直流电压在线圈Lch中蓄积能量；以及
控制部100，所述控制部100控制所述升压斩波电路12及所述钳位电路30，
所述交流电压源60输出单相的交流电压，
所述交直流转换电路10对单相的交流电压进行整流并输出所述直流电压，
所述控制部100通过依次进行第三控制和第四控制，依次选择所述直流电压和升高至比所述直流电压高的电压，并供给到所述直交流转换电路20，在所述第三控制中，利用所述能量对所述第一电容器32进行充电，在所述第四控制中，使所述第一电容器32放电，
所述控制部100向所述直交流转换电路20输出第二控制信号CS2，所述第二控制信号CS2用于对供给到所述直交流转换电路20的电压分别进行PWM调制。
在第七方面中，在交直流转换电路10所生成的直流电压和升高至比该直流电压高的电压中，利用钳位电路30对升压后的电压蓄积浪涌功率。
本公开的第八方面是，在第一到第五方面中任一方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
交流电压源60输出多相的交流电压，
所述交直流转换电路10包括：
整流电路11，所述整流电路11对三相的交流电压进行整流；以及
电容器Cin，所述电容器Cin连接在所述整流电路11的输出的正极与负极之间。
在第八方面中，在以电源六倍分量进行脉动的直流电压的峰值附近，蓄积浪涌功率。
本公开的第九方面是，在第一到第五方面中任一方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
交流电压源60输出单相的交流电压，
所述交直流转换电路10包括：
整流电路11，所述整流电路11对单相的交流电压进行整流；以及
电容器Cin，所述电容器Cin连接在所述整流电路11的输出的正极与负极之间。
在第九方面中，在以电源二倍分量进行脉动的直流电压的峰值附近，蓄积浪涌功率。
本公开的第十方面是，在第一到第九方面中任一方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
在所述第一电容器32上并联连接有其他负载80。
在第十方面中，蓄积在第一电容器32中的能量被其他负载80利用。
本公开的第十一方面是，在第十方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
所述钳位电路30构成为能够利用所述第一电容器32、所述第一二极管31进行整流及平滑化。
在第十一方面中，钳位电路30包括对于更大的负载来说足够的二极管电流额定值，并且包括对于平滑来说足够的电容器容量。
本公开的第十二方面是，在第一到第十一方面中任一方面的功率转换装置的基础上，其特征在于：
所述钳位电路30在所述第一二极管31的一端及所述第一电容器32的一端中的至少一者上串联连接有电阻。
在第十二方面中，抑制了流向钳位电路30的冲击电流。
本公开的第十三方面是一种功率转换装置，该功率转换装置的特征在于：包括：交直流转换电路10，所述交直流转换电路10根据交流电压源60生成叠加有交流分量的直流电压；
直交流转换电路20，所述直交流转换电路20的输入端与所述交直流转换电路10的输出端连接，所述直交流转换电路20将所述直流电压接入、断开从而将该直流电压转换为交流电压，并将所述交流电压输出给感性的负载70；
钳位电路30，所述钳位电路30具有串联连接的第一电容器32和第一二极管31，所述钳位电路30连接在所述交直流转换电路10的输出的正极与负极之间；
缓冲电路40，所述缓冲电路40具有串联连接的第二电容器42和第二二极管41，所述缓冲电路40连接在所述交直流转换电路10的输出的正极与负极之间；以及
元件Z，所述元件Z具有电阻分量，
所述交直流转换电路10的输出端、所述钳位电路30、所述缓冲电路40、所述直交流转换电路20的输入端按照所述交直流转换电路10的输出端、所述钳位电路30、所述缓冲电路40、所述直交流转换电路20的输入端的顺序排列，
所述负载70是电动机，
所述钳位电路30具有吸收所述电动机70的电磁感应能量的功能，
所述缓冲电路40具有吸收直流链路的杂散电感的浪涌功率的功能，
所述浪涌功率是通过所述元件Z从所述缓冲电路40向所述钳位电路30再生的。
在第十三方面中，浪涌功率是在钳位电路30中再生的。在第十三方面中，能够实现降低缓冲电路40中的损耗。
附图说明
图1是示出第一实施方式中的功率转换装置的结构的框图；
图2示出具有电阻分量的元件的一个例子；
图3示出具有电阻分量的元件的另一个例子；
图4是交流电压源中的线间电压的绝对值等的波形的一个例子；
图5是说明钳位电路以及缓冲电路的动作的图；
图6是示出钳位电路、缓冲电路中的电压等的图；
图7是示出来自电动机的再生电流的流动情况的图；
图8是现有的缓冲电路的一个例子；
图9是示出第一实施方式的变形例中的功率转换装置的框图；
图10是示出第二实施方式中的功率转换装置的结构的框图；
图11是示出第三实施方式中的功率转换装置的结构的框图；
图12是示例性地示出第三实施方式中的整流电压的波形等的图；
图13是示出第四实施方式中的功率转换装置的结构的框图；
图14是示例性地示出第四实施方式中的整流电压的波形等的图；
图15是示出第五实施方式中的功率转换装置的结构的框图；
图16是示例性地示出交流电压源中的线间电压的绝对值的波形等的图；
图17是示出第六实施方式中的功率转换装置的结构的框图；
图18是示例性地示出第六实施方式中的整流电压的波形等的图；
图19是示例性地示出现有例中的缓冲电压的波形等的图。
具体实施方式
(第一实施方式)
图1是示出第一实施方式中的功率转换装置1的结构的框图。功率转换装置1包括交直流转换电路10、直交流转换电路20、钳位电路30、缓冲电路(Snubber Circuit)40、元件Z以及控制部100。功率转换装置1将从交流电压源60供给过来的电压(以下称为电源电压vin)转换为规定的交流电压。交流电压源60是三相交流电压源。功率转换装置1向电动机70(负载)供给经过上述转换而得到的交流电压。
电动机70是感性负载。在该例中，电动机70图示为所谓的IPM(InteriorPermanent Magnet：嵌入磁铁型)电动机。
交直流转换电路10根据交流电压源60生成叠加有交流分量的直流电压。交直流转换电路10包括滤波电路6、六个晶体管Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn(开关元件)、六个二极管Drp、Dsp、Dtp、Drn、Dsn、Dtn。六个晶体管Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn受从控制部100输入的控制信号CS1控制而导通、截止。关于由控制部100进行的对交直流转换电路10的控制，将在后面叙述。
在交直流转换电路10中，形成有三个开关臂(switching leg)。就各个开关臂而言，晶体管和二极管的串联电路彼此以晶体管彼此串联连接的方式形成一个开关臂。
具体而言，由晶体管Srp和二极管Drp的串联电路、以及晶体管Srn和二极管Drn的串联电路形成控制正负相电流的开关臂。在该开关臂中，晶体管Srp的集电极与晶体管Srn的发射极连接。
同样地，晶体管Ssp和二极管Dsp的串联电路与晶体管Ssn和二极管Dsn的串联电路串联连接而形成一个开关臂。在该开关臂中，晶体管Ssp的集电极与晶体管Ssn的发射极连接。
而且，晶体管Stp和二极管Dtp的串联电路与晶体管Stn和二极管Dtn的串联电路串联连接而形成一个开关臂。在该开关臂中，晶体管Stp的集电极与晶体管Stn的发射极连接。
晶体管Srp、Ssp、Stp的发射极分别与二极管Drp、Dsp、Dtp的阳极连接。二极管Drp、Dsp、Dtp的阴极彼此连接，构成交直流转换电路10的正极。晶体管Srn、Ssn、Stn的集电极分别与二极管Drn、Dsn、Dtn的阴极连接。二极管Drn、Dsn、Dtn的阳极彼此连接，构成交直流转换电路10的负极。
以下，有时将晶体管Srp、Ssp、Stp称为上臂侧的晶体管，将晶体管Srn、Ssn、Stn称为下臂侧的晶体管。有时将交直流转换电路10的输出中的正极侧的电源线称为正极电源线LH。有时将交直流转换电路10的输出中的负极侧的电源线称为负极电源线LL。
滤波电路6包括三个线圈L11、L12、L13以及三个电容器C11、C12、C13。
线圈L11的一端与晶体管Srp的集电极和晶体管Srn的发射极连接。线圈L11的另一端与交流电压源60的输出端连接。该输出端输出相电压vr。交流电压源60的相电压vr经由线圈L11被施加到晶体管Srp的集电极和晶体管Srn的发射极。
线圈L12的一端与晶体管Ssp的集电极和晶体管Ssn的发射极连接。线圈L12的另一端与交流电压源60的输出端连接。该输出端输出相电压vs。交流电压源60的相电压vs经由线圈L12被施加到晶体管Ssp的集电极和晶体管Ssn的发射极。
线圈L13的一端与晶体管Stp的集电极和晶体管Stn的发射极连接。线圈L13的另一端与交流电压源60的输出端连接。该输出端输出相电压vt。交流电压源60的相电压vt经由线圈L13被施加到晶体管Stp的集电极和晶体管Stn的发射极。
电容器C11的一端连接在线圈L11与晶体管Srp的集电极之间。电容器C12的一端连接在线圈L12与晶体管Ssp的集电极之间。电容器C13的一端连接在线圈L13与晶体管Stp的集电极之间。电容器C11、C12、C13的另一端彼此连接。
直交流转换电路20具有六个晶体管Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn(开关元件)和六个二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn。晶体管Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn彼此连结成桥状。
在直交流转换电路20中形成有三个开关臂。各个开关臂是由两个晶体管串联连接而形成的。
具体而言，晶体管Sup的发射极与晶体管Sun的集电极连接而形成一个开关臂。晶体管Svp的发射极与晶体管Svn的集电极连接而形成一个开关臂。晶体管Srp的发射极与晶体管Srn的集电极连接而形成一个开关臂。
就三个开关臂的每一个开关臂而言，上臂的晶体管Sup、Svp、Swp与下臂的晶体管Sun、Svn、Swn的连接部分别连接至电动机70的各相(u相、v相、w相)的线圈(省略图示)。在直交流转换电路20的各个晶体管Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn上，分别反向并联连接有一个二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn。
上臂的各晶体管Sup、Svp、Swp的集电极经由正极电源线LH与交直流转换电路10的输出端的正极连接。下臂的晶体管Sun、Svn、Swn的发射极经由负极电源线LL与交直流转换电路10的输出端的负极连接。
直交流转换电路20中的六个晶体管Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn受从控制部100输入的控制信号CS2控制而导通、截止。控制部100控制上述导通、截止，以便在直交流转换电路20中进行所谓的PWM调制。关于控制将在后面叙述。
钳位电路30包括第一二极管31、第一电容器32以及晶体管33。钳位电路30以能够吸收从直交流转换电路20(电动机70)再生的功率的方式，规定了第一电容器32的容量、耐压等规格。
钳位电路30连接在交直流转换电路10的输出的正极与负极之间。在钳位电路30中，第一二极管31的阳极与交直流转换电路10的输出的正极(具体而言是正极电源线LH)连接。第一二极管31的阴极与第一电容器32的一端连接。
第一电容器32的另一端(不与第一二极管31连接的那一侧的端部)与交直流转换电路10的输出的负极(具体而言是负极电源线LL)连接。
晶体管33(开关元件)与第一二极管31并联连接。详细而言，晶体管33的集电极与第一二极管31的阴极连接。晶体管33的发射极与第一二极管31的阳极连接。
由晶体管33和第一二极管31构成开关部Sc。晶体管33受来自控制部100的控制信号CS3控制而导通、截止。关于晶体管33的控制将在后面叙述。
缓冲电路40包括第二二极管41和第二电容器42。第二二极管41和第二电容器42串联连接。详细而言，第二二极管41的阴极与第二电容器42的一端连接。
缓冲电路40连接在交直流转换电路10的输出的正极与负极之间。具体而言，第二二极管41的阳极与交直流转换电路10的输出的正极(正极电源线LH)连接。第二电容器42的另一端(不与第二二极管41连接的那一侧的端部)与交直流转换电路10的输出的负极(负极电源线LL)连接。
在功率转换装置1中，按照交直流转换电路10的输出端、钳位电路30、缓冲电路40、直交流转换电路20的输入端的顺序排列。
元件Z是具有电阻分量的元件。元件Z将第一电容器32的第一二极管31侧的一端和第二电容器42的第二二极管41侧的一端连接。
元件Z能够采用各种结构。图2示出具有电阻分量的元件Z的一个例子。如图2所示，元件Z也可以采用电阻器51。
图3示出具有电阻分量的元件Z的另一个例子。如图3所示，元件Z能够采用电阻器51和第三二极管52的串联电路。在图3的例子中，第三二极管52的阴极与电阻器51的一端连接。第三二极管52的阳极与第二电容器42的一端(与第二二极管41连接的连接端侧)连接。电阻器51的另一端与第一电容器32的一端(与第一二极管31连接的连接端侧)连接。
除此之外，元件Z也可以采用正温度系数热敏电阻等元件。
在本实施方式中，构成为从正极(正极电源线LH)到负极(负极电源线LL)的阻抗在钳位电路30侧比在缓冲电路40侧低。
在本实施方式中，第一二极管31及第二二极管41连接在比第一电容器32及第二电容器42更靠正极侧的位置。在该情况下，在功率转换装置1中，元件Z构成为：在从第二二极管41的阴极到负极的阻抗中，流过钳位电路30的一侧中的阻抗比流过缓冲电路40的一侧中的阻抗高。
控制部100具有CPU和存储设备(均省略图示)。在存储设备中存储用于使CPU工作的程序等。在控制部100中，CPU工作，输出控制信号CS1、CS2、SC3。由控制信号CS1、CS2、SC3控制交直流转换电路10、钳位电路30、直交流转换电路20的动作。
上述说明中的阻抗定义如下。
在从正极到负极的阻抗中，钳位电路30中的阻抗及上述缓冲电路40中的阻抗是以下频率(谐振频率)中的任一频率下的阻抗。
(1)直交流转换电路20的负载电感与第一电容器32的谐振频率
(2)从交流电压源60到钳位电路30的电感与第一电容器32的谐振频率
例如，在Z＝4.4Ω的情况下，如果假设直交流转换电路20的负载电感、从交流电压源到钳位电路30的电感为3mH，第一电容器32的静电电容为760μF，则谐振频率为105Hz。
在此，试着比较钳位电路30和缓冲电路40中的从正极到负极的阻抗。如果将第二电容器42的静电电容设为0.068μF，则第一电容器32的阻抗为1.99Ω，即使加上Z也为4.83Ω。该值相对于第二电容器42的222kΩ来说是极小的。因此，电动机电磁感应能量被钳位电路30吸收。
在本公开中，还定义了以下(A)、(B)各个情况下的阻抗。
(A)在第一二极管31及第二二极管41连接在比第一电容器32及第二电容器42更靠正极侧的位置的情况下，从第二二极管41的阴极到负极的阻抗中，流过缓冲电路40的那一侧中的阻抗及流过上述钳位电路30的那一侧中的阻抗
(B)在第一二极管31及第二二极管41连接在比第一电容器32及第二电容器42更靠负极侧的位置的情况下(后述的第二实施方式)，在从第二二极管41的阳极到正极的阻抗中，流过缓冲电路40的那一侧中的阻抗及流过钳位电路30的那一侧中的阻抗
在本公开中，在上述(A)、(B)各个情况下，是以下任一频率(谐振频率)下的阻抗。
(1)从交直流转换电路10到缓冲电路40的电感与第二电容器42的谐振频率
(2)从缓冲电路40到直交流转换电路20的电感与第二电容器42的谐振频率
例如，在Z＝4.4Ω的情况下，如果假设第二电容器42的静电电容为0.068μF，钳位电路30与缓冲电路40之间的正极侧的布线的杂散电感为100nH，则谐振频率为6.1MHz。
在此，将第一电容器32的静电电容设为760μF，试着比较从第二二极管41的阴极到负极的阻抗和从第二二极管41的阳极到正极的阻抗。由于第一电容器32单体的阻抗极小，因此Z串联连接的钳位电路30的阻抗为4.4Ω。该值与第二电容器42的阻抗即3.83Ω大致相等。因此，浪涌电流减半，在分流到缓冲电路40后，剩下的浪涌电流被输送到钳位电路30。通过将Z设定得更大，能够降低流向钳位电路30的电流。
〈动作例(控制例)〉
－交直流转换电路10、直交流转换电路20的控制例－
交直流转换电路10将来自交流电压源60的三相(设为r相、s相、t相)交流电压(相电压vr、vs、vt)转换为直流电压。该直流电压叠加有交流分量。
图4是交流电压源60中的线间电压的绝对值等波形的一个例子。在图4中，(A)示例性地示出交流电压源60中的线间电压的绝对值的波形。在图4中，(B)示例性地示出供给到直交流转换电路20的电压(以下也称为直流链路电压vdc)的波形以及缓冲(Snubber)电压vdc_s。
三相交流的相电压是二相为正且一相为负的状态、和二相为负且一相为正的状态这两种状态中的任一种。三相交流的相电压能够以每隔60度地分割为六个区域来捕捉。
具体而言，控制部100进行下面的第一控制及第二控制。在第一控制及第二控制中，控制部100将控制信号CS1输出到直交流转换电路20，控制交直流转换电路10中的晶体管Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn的导通、截止。
在此，着眼于t相为最小的区域(设为区域1)、和t相为最大的区域(设为区域2)。在第一控制中，控制部100在区域1中利用晶体管Stn使相电压最小的相即t相导通。并且，在第一控制中，控制部100使用晶体管Srp、Ssp以以下的导通比drt、dst将相电压最大的相或中间相即r相、s相切换。该导通比的确定方法能够参考公知的技术(例如，日本专利第4135026号公报等)。
[数1]
在第二控制中，控制部100在区域2中通过晶体管Stp使最大相即t相导通。并且，在第二控制中，控制部100使用晶体管Srn、Ssn以上述导通比drc、dsc将中间相或最小相即r相、s相切换。
在本实施方式中，对每隔60度的六个区域分别进行如上所述的控制。其结果是，作为直流链路电压vdc，从交直流转换电路10得到最大相与最小相之间的线间电压Emax(最大电压)、和在最小相(区域1)与最大相(区域2)的中间相生成的线间电压Emid(中间电压)这两个电压(参照图4(B))。
直交流转换电路20对最大电压和中间电压分别进行PWM调制，并将交流电压输出给电动机70。作为PWM调制的方式，能够示例性地示出基于三角波状的载波信号的方式、使用电压矢量的空间矢量调制方式等。
控制部100对由直交流转换电路20进行的PWM调制进行控制。在进行控制时，控制部100向各晶体管Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn的控制端子输出控制信号CS2，控制信号CS2控制导通、截止。
－钳位电路30、缓冲电路40的动作例－
图5及图6是说明钳位电路30及缓冲电路40的动作的图。
在图5中，抽出钳位电路30、缓冲电路40进行描述。在此，假设将晶体管33控制为截止。图5中的线圈Lp示意性地表示钳位电路30与缓冲电路40之间的正极侧的布线的杂散电感。作为部件的线圈Lp并不存在于功率转换装置1中。在此，假设杂散电感的大小为100nH。
图6的(A)～(D)示例性地示出钳位电路30、缓冲电路40中的电压等。图6的(A)～6(D)的横轴均为时间，且均表示相同的时间区间。
图6的(A)示出了直流链路电流idc的波形。直流链路电流idc是从交直流转换电路10流向直交流转换电路20的电流。图6的(B)示出了直流链路电压vdc的波形。
图6的(C)示出了缓冲电压vdc_s的波形。缓冲电压vdc_s是第二电容器42的端子间的电压(参照图5)。图6的(D)示出了钳位电压(vdc_c)的波形。钳位电压vdc_c是第一电容器32的端子间的电压(参照图5)。
在功率转换装置1中，如果直流链路电流idc被切断，则蓄积在布线的杂散电感Lp中的能量被释放。伴随于此，直流链路电压vdc上升(参照图6的(A)、(B))。
如果杂散电感Lp释放能量，则经由第二二极管41在缓冲电路40的第二电容器42中蓄积功率(图5中(1)的路径)。伴随于此，缓冲电压vdc_s上升(参照图6的(C)的(1))。
然后，第二电容器42经由元件Z向钳位电路30的第一电容器32放电。其结果是，缓冲电压vdc_s降低(参见图6的(C)的(2))。如果第二电容器42放电，则经由元件Z，第一电容器32就会被充电。其结果是，钳位电压vdc_c上升(参照图6的(D)的(2))，在钳位电压vdc_c变得等于缓冲电压vdc_s的时刻，充放电操作停止。
在本实施方式中，由于晶体管33被控制为截止，因此钳位电压vdc_c和缓冲电压vdc_s比直流链路电压vdc中的最大电压的峰值大。这是因为，缓冲电压vdc_s的降低量与钳位电压vdc_c的上升量大不相同，但钳位电路30吸收功率的感性负载为mH级，相对于此，缓冲电路40吸收功率的杂散电感小至100nH，缓冲电容器(第二电容器42)与钳位电容器(第一电容器32)的容量比大至1000倍左右。因此，钳位电压vdc_c在直流链路电压vdc的最大值附近，大致为恒定值。
在功率转换装置1中，存在从电动机70通过直交流转换电路20向直流部再生功率的情况。图7是示出在从动力运行动作切换到再生动作的情况下，流向电动机70的电流流动情况的图。作为发生再生的状况，存在晶体管在因过电流保护而刚被切断之后的一定时间内产生再生的情况、和在负载功率因数低的动力运行动作中以恒定的相位连续产生再生的情况这两种情况。
例如，在直交流转换电路20中的相电流为-iu、+iv、+iw的状态下，假设从直交流转换电路20向电动机70供给电流的状态。在该假设下，为了保护直交流转换电路20不受过电流的影响，使各晶体管Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn截止。这样一来，经由二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn，在交直流转换电路10的直流部产生再生电流。如果产生再生电流，则在钳位电路30的第一电容器32中蓄积功率。在此，考虑电动机蓄积能量来选定钳位电路30的电容器容量，以使其不超过直交流转换电路20、交直流转换元件的电压额定值。
已知：在负载功率因数低的情况下，会以恒定的相位产生再生电流(例如，参照日本专利第4049189号公报等)。在该情况下，由于在电动机驱动电流的恒定的相位下持续产生再生电流，因此钳位电路30的第一电容器32的电压上升。
控制部100在第一电容器32的电压(钳位电压vdc_c)比直流链路电压vdc高的情况下，通过控制信号CS3将晶体管33控制为导通状态。如果晶体管33成为导通状态，则交直流电压被切断，以钳位电路30的第一电容器32为电压源，将功率供给到直交流转换电路20(电动机70)。在此，由于开关部Sc能够使电流双向流动，因此能够利用另一相位的动力运行电流使钳位电容器的由恒定相位的再生电流蓄积的电荷进行放电，从而使钳位电压vdc_c降低。
第一电容器32放电，若钳位电压vdc_c达到直流链路电压vdc的最大值附近的值，则控制部100通过控制信号CS3将晶体管33(开关部Sc)控制为非导通状态。由此，停止从第一电容器32向直交流转换电路20(电动机70)供电。
〈本实施方式中的效果〉
本实施方式的缓冲电路40没有恒定地产生损耗的电阻器。在本实施方式中，钳位电路30保持最大电压的峰值。缓冲电路40吸收浪涌功率的期间在上述峰值附近。由此，在本实施方式中，能够实现降低缓冲电路40中的损耗。
下面，对本实施方式中的损耗降低效果进行估算。
在说明本实施方式的效果时，首先，对现有的缓冲电路进行叙述。图8是现有的缓冲电路(RCD缓冲电路500)的一个例子。RCD缓冲电路500包括电阻器R0、电容器C0、二极管D0。在RCD缓冲电路500中，电容器C0与电阻器R0并联连接。二极管D0与电容器C0串联连接。
在此，假设将本实施方式的缓冲电路40置换成RCD缓冲电路500(为了便于说明而称为现有例)。在RCD缓冲电路500中，由电阻器R0、电容器C0构成的并联电路的时间常数被设定为十毫秒级。
在现有例中，交直流转换电路10的输出电压中的中间电压被二极管D0切断。另一方面，在RCD缓冲电路500中，让交直流转换电路10的最大电压持续放电。换言之，在RCD缓冲电路500中，在电阻器R0中恒定地产生损耗。在功率转换装置1的电源为三相电源的情况下，直流链路中的最大电压成为电源周期的1/6周期的脉动电流(例如，在电源频率为50Hz、60Hz时脉动电流周期为3毫秒左右)。因此，根据缓冲时间常数与脉动电流周期的关系，在脉动电流的前半2/3的期间产生浪涌损耗(参照图19)。
能够以下述式表示由RCD缓冲电路500的电阻器R0引起的损耗。
[数2]
在式(1)中，Vs是交流电压源60的电压。R是电阻器R0的电阻值。在此，假设Vs＝200～230V、R＝204kΩ。如果在该假设下使用式(1)计算由电阻器R0引起的损耗(以下称为恒定损耗)，则PR＝0.39～0.51W。
相对于此，在本实施方式的缓冲电路40中，没有相当于RCD缓冲电路500的电阻器R0的部件。在本实施方式中，不会产生在电阻器R0中恒定地产生的恒定损耗。
在现有的RCD缓冲电路500中，由所产生的浪涌引起的功率(以下称为浪涌功率)也会导致产生规定的损耗(以下称为浪涌损耗)。
例如，假设缓冲电压vdc_s比交直流转换电路10的输出电压的最大电压上升了10V。能够用下述式表示随着缓冲电压vdc_s的上升而增加的能量。
[数3]
在上述式中，Cs是电容器C0的静电电容。在此，如果设Vs＝200V，Cs＝0.068μF，则ΔEs＝195.73μJ。
在此，通过所谓的三臂PWM调制方式来控制直交流转换电路20。假设晶体管Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn的关断(turn-off)次数为三次，载波频率为5.0kHz。在该假设下，由浪涌功率引起的损耗Pr如下。
Pr＝3×ΔEs×5000＝2.94W
在RCD缓冲电路500中，需要3W级的电阻器来作为电阻器R0。
相对于此，在本实施方式中，能利用钳位电路30蓄积浪涌功率，并将所蓄积的功率作为功率供给到电动机70(负载)。
在此，例如，假设缓冲电压vdc_s比交直流转换电路10的输出电压的最大电压上升了10V。用下式表示蓄积在缓冲电路40的第二电容器42中的能量ES1。
[数4]
如果与RCD缓冲电路500同样地，假设Vs＝200V、Cs＝0.068μF，则ES1＝2.92mJ。
能够用下式表示钳位电路30的第一电容器32中的最初的蓄积能量。
[数5]
在上式中，Cc是第一电容器32的静电电容。如果设Cc＝760μF，则EC1＝30.4J。
在从作为初始电压VS1的第二电容器42向作为初始电压VS2的第一电容器32进行放电后，第一电容器32的电压VC2变成与第二电容器42的电压VS2相等。这样一来，在充放电中总电荷量不发生变化，因此下式成立。
[数6]
用下式表示蓄积在第一电容器32中的能量EC2及蓄积在第二电容器42中的能量ES2。
[数7]
根据以上内容，在本实施方式中再生的能量以及再生率分别如下。
EC2－EC1＝192.32μJ
(EC2－EC1)/ΔES＝98.3％
电阻所消耗的能量ER如下。
ER＝(ES1+EC1)－(ES2+EC2)＝3.40μJ
如果在与RCD缓冲电路500相同的条件下，求出本实施方式中的损耗和再生功率，则如下所述。
Pr＝3×ER×5000＝51mW
Prr＝3×(EC2－EC1)×5000＝2.88W
如上所述，在本实施方式中，直交流转换电路20的负载是电动机70。钳位电路30具有吸收电动机70的电磁感应能量的功能。缓冲电路40具有吸收直流链路的杂散电感的浪涌功率的功能。浪涌功率是通过元件Z从缓冲电路40向钳位电路30再生的。
〈本实施方式中的效果〉
如上所述，在本实施方式中，能够实现降低缓冲电路中的损耗(恒定损耗及浪涌损耗)。而且，在本实施方式中，与现有的缓冲电路(RCD缓冲电路500)相比，部件数量也没有增加。在本实施方式中，在对直交流转换电路20的载波信号进行高频化的情况下，容易实现用于降低布线电感的安装对策。
特别是在本实施方式中，通过限定规定电感的频率，能够避免由布线电感引起的谐振现象，并且能够进行朝物理上与缓冲电路40分开的钳位电路30的再生动作。
需要说明的是，在现有的装置中，即使增加电容器容量以使RC缓冲电路作为钳位电路发挥功能，直流部的负载电磁感应能量也主要经由缓冲电路侧的二极管和抑制二极管(stopper diode)流动。在现有的装置中，流过急剧的电流。由此，在现有的装置中，产生由杂散电感和缓冲电路的电容器引起的谐振。在现有的装置中，难以将钳位电路和缓冲电路在物理上分开布置。
(第一实施方式的变形例)
图9示出第一实施方式的变形例。与第一实施方式不同点在于，在该例中，在第一电容器32上并联连接有负载80。负载80是与电动机70不同的负载。负载80只要是利用直流电压源而工作的负载即可，能够采用任意的负载。例如，可以考虑连接驱动电动机(与电动机70不同的电动机)的装置作为负载80。
(第二实施方式)
图10是示出第二实施方式中的功率转换装置1的结构的框图。本实施方式的功率转换装置1包括交直流转换电路10、直交流转换电路20、钳位电路30、缓冲电路40、元件Z、元件Zp以及控制部100。
本实施方式的功率转换装置1的交直流转换电路10、直交流转换电路20的结构与第一实施方式相同。钳位电路30、缓冲电路40的结构与第一实施方式不同。
钳位电路30具有第一二极管31、第一电容器32、第三电容器34、第四二极管35、第五二极管36。第三电容器34、第一二极管31以及第一电容器32按照第三电容器34、第一二极管31以及第一电容器3的顺序串联连接在正极电源线LH与负极电源线LL之间。
详细而言，第三电容器34的一端与正极电源线LH连接。在第三电容器34的另一端连接有第一二极管31的阳极。在第一二极管31的阴极上连接有第一电容器32的一端。第一电容器32的另一端与负极电源线LL连接。
第四二极管35的阳极与第一二极管31的阴极连接。第四二极管35的阴极与正极电源线LH连接。第五二极管36的阴极与第一二极管31的阳极连接。第五二极管36的阳极与负极电源线LL连接。在钳位电路30中，由第四二极管35和第五二极管36构成开关部。
缓冲电路40包括第二二极管41、第二电容器42、第四电容器43。第四电容器43、第二二极管41、第二电容器42按照第四电容器43、第二二极管41、第二电容器42的顺序串联连接在正极电源线LH与负极电源线LL之间。
第四电容器43的一端与正极电源线LH连接。第四电容器43的另一端与第二二极管41的阳极连接。第二二极管41的阴极与第二电容器42的一端连接。第二电容器42的另一端与负极电源线LL连接。
元件Z在本实施方式中也是具有电阻分量的元件。元件Z与第一电容器32中的靠近第一二极管31侧的一端和第二电容器42中的靠近第二二极管41侧的一端连接。
元件Zp也是具有电阻分量的元件。元件Zp与第三电容器34中的靠近第一二极管31侧的一端和第四电容器43中的靠近第二二极管41侧的一端连接。
元件Z及元件Zp能够采用各种结构。与第一实施方式相同，元件Z及元件Zp能够采用电阻器，也能够采用电阻器和二极管的串联电路。
在本实施方式中，也是构成为从正极到负极的阻抗在钳位电路30侧比在缓冲电路40侧低。
在本实施方式中，第一二极管31及第二二极管41连接在比第一电容器32及第二电容器42更靠正极侧的位置上。在本实施方式中，元件Z构成为：在从第二二极管41的阴极到负极的阻抗中，流过钳位电路30的那一侧中的阻抗比流过缓冲电路40的那一侧中的阻抗高。
在本实施方式中，第一二极管31及第二二极管41连接在比第二电容器34及第四电容器43更靠负极侧的位置上。在本实施方式中，元件Z构成为：在从第二二极管41的阳极到正极的阻抗中，流过钳位电路30的那一侧中的阻抗比流过缓冲电路40的那一侧中的阻抗高。
〈动作例〉
对钳位电路30、缓冲电路40的动作进行说明。作为说明的前提，假设在钳位电路30与缓冲电路40之间的正极侧的布线中存在杂散电感。
例如，假设流入直交流转换电路20的电流被切断。这样一来，蓄积在杂散电感Lp中的能量就作为电流在第四电容器43、第二二极管41、第二电容器42的路径中移动。
在第四电容器43和第二电容器42中流过相同的电流。因此，在第四电容器43、第二电容器42中均等地蓄积电荷。第四电容器43及第二电容器42的电压分别相等地上升。
另一方面，在最大电压、中间电压的任一状态的情况下，在由第四电容器43、元件Zp及第三电容器34形成的路径以及由第二电容器42、元件Z及第一电容器32形成的路径中的每一条路径中，从缓冲电路40向钳位电路30进行放电。
钳位电路30在第三电容器34、第一二极管31、第一电容器32的路径中，经由直交流转换电路20对电动机70的电磁能进行充电。在直流链路电压vdc成为中间电压时，钳位电路30在由第一电容器32、第四二极管35形成的路径以及由第五二极管36、第三电容器34形成的路径中并列地放电。换言之，第四二极管35及第五二极管36(开关部)根据直流链路电压vdc的大小在导通、非导通的状态之间进行切换。
如上所述，在钳位电路30中进行放电的情况下，钳位电路30相对于直交流转换电路20发挥电压源的功能。换言之，在功率转换装置1中，利用蓄积在钳位电路30中的能量来驱动电动机70。
〈本实施方式的效果〉
与第一实施方式相同，在本实施方式中也能够降低恒定损耗及浪涌损耗。本实施方式的钳位电路30不包括需要控制的元件(例如晶体管)。换言之，本实施方式比第一实施方式更容易控制。
(第三实施方式)
图11是示出第三实施方式中的功率转换装置1的结构的框图。功率转换装置1包括交直流转换电路10、直交流转换电路20、钳位电路30、缓冲电路40、升压斩波电路12、二极管Drec、元件Z以及控制部100。
本实施方式的功率转换装置1中，直交流转换电路20、钳位电路30、缓冲电路40的结构与第一实施方式相同。交直流转换电路10的结构与第一实施方式不同。控制部100的一部分功能也与第一实施方式不同。交流电压源60是单相交流电压源。
交直流转换电路10根据交流电压源60生成叠加有交流分量的直流电压。交直流转换电路10包括整流电路11和滤波电路6。
整流电路11包括四个二极管Drp、Dsp、Drn、Dsn。四个二极管Drp、Dsp、Drn、Dsn构成桥式电路。整流电路11对从交流电压源60输入的单相电源电压(电源电压vin)进行全波整流。整流电路11将全波整流后得到的直流电压(以下称为整流电压)输出到正极电源线LH、负极电源线LL之间。
在交直流转换电路10上连接有二极管Drec。二极管Drec设置在正极电源线LH上。二极管Drec的正向是从整流电路11朝向直交流转换电路20的方向。二极管Drec具有阻止从第一电容器32流向电容器Cin的电流的功能。关于二极管Drec与其他电路(元件)的位置关系将在后面叙述。
滤波电路6包括线圈Lin和电容器Cin。线圈Lin设置在整流电路11与钳位电路30之间的正极电源线LH上。
详细而言，线圈Lin的一端与整流电路11的正极的输出端连接。线圈Lin的另一端在正极电源线LH上与二极管Drec的阳极及电容器Cin的一端连接。电容器Cin的另一端连接在整流电路11与钳位电路30之间的负极电源线LL上。
电容器Cin例如由薄膜电容器构成。电容器Cin具有比电解电容器的静电电容小的静电电容。电容器Cin几乎不对由整流电路11输出的整流电压进行平滑化。电容器Cin两端的电压以与整流电压的脉动周期相同的周期进行脉动。
升压斩波电路12包括线圈Lch、二极管Dch、晶体管SL(开关元件)。线圈Lch的一端连接在线圈Lin与二极管Drec之间的正极电源线LH上。线圈Lch的另一端与晶体管SL的集电极连接。
晶体管SL的发射极连接在电容器Cin的另一端与第一电容器32的另一端之间的负极电源线LL上。通过由控制部100输出的控制信号CS4控制晶体管SL的导通、截止(关于控制将在后面叙述)。
二极管Dch的阳极与晶体管SL的集电极连接。二极管Dch的阴极连接在第一电容器32与晶体管33之间。
〈动作例〉
交直流转换电路10将来自交流电压源60的单相交流电压转换为直流。图12是示例性地示出第三实施方式中的整流电压的波形等的图。图12中的(A)示例性地示出整流电压的波形及缓冲电压(buffer voltage，在后面叙述)的波形。图12中的(B)示例性地示出直流链路电压vdc的波形及缓冲电压vdc_s的波形。
在本实施方式中，由控制部100控制升压斩波电路12、钳位电路30以及直交流转换电路20。在对升压斩波电路12及钳位电路30的控制中，参考公知的控制技术(例如日本专利5804167号公报)。
通过从控制部100输入的控制信号CS4控制升压斩波电路12的晶体管SL的导通、截止。通过从控制部100输入的控制信号CS3控制钳位电路30的晶体管33的导通、截止。
具体而言，控制部100进行用于依次实现向线圈Lch的能量蓄积和向第一电容器32的能量蓄积的控制(第三控制)。控制部100还进行用于从第一电容器32放电的控制(第四控制)。
在第三控制中，控制部100以规定的导通比控制晶体管SL导通。例如，如果控制部100将晶体管SL控制为导通，则升压斩波电路12使电流从正极电源线LH经由线圈Lch及晶体管SL流向负极电源线LL。由此，在线圈Lch中蓄积能量。换言之，升压斩波电路12利用直流电压在线圈Lch中蓄积能量。
在第三控制中，在线圈Lch中蓄积了能量之后，控制部100将晶体管SL控制为截止。由此，蓄积在线圈Lch中的能量经由二极管Dch蓄积在第一电容器32中。
通过第三控制，在第一电容器32的端子间产生比电容器Cin的端子间的电压(整流电压)高的电压。以下，将第一电容器32的端子间电压(通过升压得到的电压)称为缓冲电压。
在第四控制中，控制部100将晶体管33控制为仅在规定期间导通。由此，从第一电容器32向正极电源线LH进行放电。
与后述的《第四实施方式》不同，通过二极管Drec非同步地执行第三控制及第四控制。通过第四控制，在本实施方式中，由整流电压和缓冲电压双方生成直流链路电压vdc(参照图12的(B))。直流链路电压vdc被供给到直交流转换电路20。
缓冲电路40进行与第一实施方式的缓冲电路40相同的动作。在本实施方式中，缓冲电路40也在直流链路电压vdc的最大电压附近发挥功能。具体而言，缓冲电路40将浪涌功率暂时蓄积在第二电容器42中。缓冲电路40将蓄积在第二电容器42中的能量(功率)经由元件Z向第一电容器32放电。
直交流转换电路20对整流电压和缓冲电压分别进行PWM调制，将交流电压输出给电动机70。PWM调制由控制部100控制。进行控制时，控制部100向各晶体管Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn的控制端子输出控制其导通、截止的控制信号CS2。
〈本实施方式中的效果〉
例如，假设将本实施方式的缓冲电路40置换成现有的RCD缓冲电路500(为了便于说明，称为现有例)。在现有例中，由整流电压和缓冲电压双方生成直流链路电压vdc。在RCD缓冲电路500中，时常产生恒定损耗及浪涌损耗。
相对于此，在本实施方式中，钳位电路30兼作缓冲电路(buffer circuit)。因此，缓冲电压并不固定在电源峰值上。因此，在整个期间，浪涌功率从缓冲电路40被吸收到钳位电路30，在负载侧再生功率。换言之，在本实施方式中，也能够实现降低与缓冲电路的动作相伴随的浪涌损耗。在本实施方式中，也能够降低在现有的缓冲电路中产生的恒定损耗。
(第四实施方式)
图13是示出第四实施方式中的功率转换装置1的结构的框图。功率转换装置包括1交直流转换电路10、直交流转换电路20、钳位电路30、缓冲电路40、升压斩波电路12、元件Z以及控制部100。在本实施方式中，交流电压源60也是单相的交流电压源。
在本实施方式中，交直流转换电路10也根据交流电压源60生成叠加有交流分量的直流电压。本实施方式的交直流转换电路10的滤波电路6的结构与第三实施方式不同。本实施方式的滤波电路6包括线圈L11和电容器C11。
线圈L11的一端与交流电压源60的一个输出连接。线圈L11的另一端与二极管Drp的阳极连接。线圈L11的另一端与电容器C11的一端连接。电容器C11的另一端与交流电压源60的另一端侧的输出端(没有与线圈L11连接的输出端)连接。
〈动作例〉
交直流转换电路10将来自交流电压源60的单相交流电压转换为直流。图14是示例性地示出第三实施方式中的整流电压的波形等的图。图14中的(A)示例性地示出整流电压的波形及缓冲电压的波形。图14中的(B)示例性地示出直流链路电压vdc的波形及缓冲电压vdc_s的波形。
在本实施方式中，也由控制部100控制升压斩波电路12、钳位电路30以及直交流转换电路20。在对升压斩波电路12及钳位电路30的控制中，参考公知的控制技术(例如日本专利5629885号公报)。
控制部100通过控制信号CS4控制升压斩波电路12中的晶体管SL的导通、截止。控制部100通过控制信号CS3控制钳位电路30的晶体管33的导通、截止。
在本实施方式中，控制部100分为给予期间和接受期间来控制升压斩波电路12和直交流转换电路20。给予期间是交流电压源60中的单相交流电压的相位角ωt为0以上π/4以下、3π/4以上5π/4以下或7π/4以上2π以下的期间。接受期间是给予期间以外的期间。
在接受期间，由控制部100进行用于向线圈Lch蓄积能量、以及向第一电容器32蓄积能量的一连串的控制(第三控制)。
在接受期间，控制部100以规定的导通比将晶体管SL控制为导通，并且将晶体管33控制为截止。这样一来，升压斩波电路12使电流从正极电源线LH经由线圈Lch及晶体管SL流向负极电源线LL。由此，在线圈Lch中蓄积能量。
在第三控制中，在线圈Lch中蓄积了能量之后，控制部100将晶体管SL及晶体管33控制为截止。由此，蓄积在线圈Lch中的能量经由二极管Dch蓄积在第一电容器32中。通过第三控制，在第一电容器32的端子间产生比电容器Cin的端子间的电压(整流电压)高的电压。
在授予期间，由控制部100进行用于从第一电容器32放电的一连串控制(第四控制)。在第四控制中，控制部100将晶体管33控制为仅在规定期间导通。由此，从第一电容器32向正极电源线LH进行放电。
通过依次执行第三控制和第四控制，在本实施方式中，依次生成整流电压和缓冲电压作为直流链路电压vdc(参照图14的(B))。直流链路电压vdc被供给到直交流转换电路20。
缓冲电路40具有与第一实施方式的缓冲电路40相同的功能。在本实施方式中，缓冲电路40也在直流链路电压vdc的最大电压附近发挥功能。具体而言，缓冲电路40将浪涌功率暂时蓄积在第二电容器42中。缓冲电路40将蓄积在第二电容器42中的能量(功率)经由元件Z向第一电容器32放电。
直交流转换电路20对整流电压和缓冲电压分别进行PWM调制，将交流电压输出给电动机70。在本实施方式中，也由控制部100控制PWM调制。
〈本实施方式中的效果〉
例如，假设将本实施方式的缓冲电路40置换成现有的RCD缓冲电路500(为了便于说明，称为现有例)。在现有例中，选择整流电压和缓冲电压。伴随着该动作，在RCD缓冲电路500中，时常产生恒定损耗及浪涌损耗。
在该现有例的情况下，在接受期间，直流链路电压在电源的四分之一周期的期间成为整流电压，因此钳位电压大幅降低，在给予期间从电源电压向缓冲电压切换时的、流向缓冲电路的冲击电流变大。其结果是，在现有例中，导致第二二极管的容量增大。
相对于此，在本实施方式中，钳位电路30兼作缓冲电路，保持最大电压的峰值。缓冲电路40吸收浪涌功率的期间在上述峰值附近。由此，在本实施方式中，能够实现降低缓冲电路40中的损耗。而且，在本实施方式中，能够避免从电源电压向缓冲电压切换时的、流向缓冲电路40的冲击电流。其结果是，能够降低缓冲电路40中的第二二极管41的容量。
(第五实施方式)
图15是示出第五实施方式中的功率转换装置1的结构的框图。本实施方式的功率转换装置1包括交直流转换电路10、直交流转换电路20、钳位电路30、缓冲电路40、元件Z以及控制部100。在本实施方式中，交流电压源60是三相交流电压源。
在本实施方式的功率转换装置1中，负载80与钳位电路30的第一电容器32并联连接。
本实施方式的功率转换装置1的交直流转换电路10的结构与第一实施方式不同。交直流转换电路10根据交流电压源60生成叠加有交流分量的直流电压。交直流转换电路10包括整流电路11和滤波电路6。
整流电路11包括六个二极管Drp、Dsp、Dtp、Drn、Dsn、Dtn。六个二极管Drp、Dsp、Dtp、Drn、Dsn、Dtn构成桥式电路。整流电路11对从交流电压源60输入的三相电源电压vin进行全波整流。整流电路11将全波整流后得到的直流电压(整流电压)输出到正极电源线LH、负极电源线LL之间。
滤波电路6包括线圈Lin和电容器Cin。线圈Lin设置在整流电路11与钳位电路30之间的正极电源线LH上。
线圈Lin的一端在正极电源线LH上与整流电路11的正极输出端连接。线圈的另一端在正极电源线LH上与第一二极管31的阳极及电容器Cin的一端连接。电容器Cin的另一端连接在整流电路11与钳位电路30之间的负极电源线LL上。
在呈现图16的波形的情况下，电容器Cin例如由薄膜电容器构成。电容器Cin具有比电解电容器的静电电容小的静电电容。电容器Cin几乎不对由整流电路11输出的整流电压进行平滑化。电容器Cin两端的电压以与整流电压的脉动周期相同的周期进行脉动。
〈动作例〉
图16是示例性地示出交流电压源60中的线间电压的绝对值的波形等的图。图16中的(A)示例性地示出三相的线间电压的绝对值的波形。图16中的(B)示例性地示出直流链路电压vdc的波形及缓冲电压vdc_s的波形。
交直流转换电路10将来自交流电压源60的三相交流电压转换为直流。具体而言，整流电路11选择线间电压的绝对值最大的电压并输出(参照图16的(A))。
本实施方式的钳位电路30也进行与第一实施方式的钳位电路30相同的动作。其结果是，钳位电路30保持直流链路电压vdc的峰值。
缓冲电路40也具有与第一实施方式的缓冲电路40相同的功能。在本实施方式中，缓冲电路40也在直流链路电压vdc的最大电压附近发挥功能。具体而言，缓冲电路40将浪涌功率暂时存储在第二电容器42中。缓冲电路40将蓄积在第二电容器42中的能量(功率)经由元件Z向第一电容器32放电。通过缓冲电路40的一连串的动作，缓冲电压vdc_s变成如图16的(B)所示。
直交流转换电路20对直流链路电压vdc进行PWM调制，将交流电压输出给电动机70。在本实施方式中，也由控制部100控制PWM调制。
〈本实施方式中的效果〉
例如，假设将本实施方式的缓冲电路40置换成现有的RCD缓冲电路500(为了便于说明，称为现有例)。这样一来，如在第一实施方式中说明的那样，在现有例中，产生规定的恒定损耗及浪涌损耗。在该现有例的情况下，变成直流链路电压的最大值为电源的六倍频率的脉动电流。在该现有例中，几乎连续地产生浪涌损耗。
相对于此，在本实施方式中，钳位电路30保持直流链路电压vdc的峰值。因此，缓冲电路40吸收浪涌功率的期间在直流链路电压vdc的最大值附近。由此，在本实施方式中，能够减轻伴随再生的损耗。在本实施方式中，能够实现伴随缓冲电路40的动作的浪涌损耗的降低。在本实施方式中，也能够降低在现有的缓冲电路中产生的恒定损耗。
在本实施方式中，在第一电容器32上连接有负载80。由此，在负载80中，能够有效地利用蓄积在第一电容器32中的能量。
(第六实施方式)
图17是示出第六实施方式中的功率转换装置1的结构的框图。本实施方式的功率转换装置1包括交直流转换电路10、直交流转换电路20、钳位电路30、缓冲电路40、元件Z以及控制部100。在本实施方式中，交流电压源60是单相的交流电压源。
在功率转换装置1，在钳位电路30的第一电容器32上并联连接有负载80。
本实施方式的功率转换装置1的交直流转换电路10的结构与第一实施方式不同。本实施方式的交直流转换电路10包括整流电路11和滤波电路6。
整流电路11包括四个二极管Drp、Dsp、Drn、Dsn。四个二极管Drp、Dsp、Drn、Dsn构成桥式电路。整流电路11对从交流电压源60输入的单相的电源电压vin进行全波整流。整流电路11将全波整流后得到的直流电压(整流电压)输出到正极电源线LH、负极电源线LL之间。
滤波电路6包括线圈Lin和电容器Cin。线圈Lin设置在整流电路11与钳位电路30之间的正极电源线LH上。
线圈Lin的一端与整流电路11的正极输出端连接。线圈的另一端在正极电源线LH上与第一二极管31的阳极及电容器Cin的一端连接。电容器Cin的另一端连接在整流电路11与钳位电路30之间的负极电源线LL上。
在呈现图18的波形的情况下，电容器Cin例如由薄膜电容器构成。电容器Cin具有比电解电容器的静电电容小的静电电容。电容器Cin几乎不对由整流电路11输出的整流电压进行平滑化。电容器Cin两端的电压以与整流电压的脉动周期相同的周期进行脉动。
〈动作例〉
图18是示例性地示出第六实施方式中的整流电压的波形等的图。图18中的(A)示例性地示出整流电压的波形。图18中的(B)示例性地示出直流链路电压vdc的波形及缓冲电压vdc_s的波形。
交直流转换电路10将来自交流电压源60的单相的交流电压转换为直流。在本实施方式中，由于电容器Cin的静电容量为小容量，因此电容器Cin的两端的电压(直流链路电压vdc)以与整流电压的脉动周期相同的周期进行脉动(参照图18的(B))。
本实施方式的钳位电路30也进行与第一实施方式的钳位电路30相同的动作。其结果是，钳位电路30保持直流链路电压vdc的峰值。
缓冲电路40也具有与第一实施方式的缓冲电路40相同的功能。在本实施方式中，缓冲电路40也在直流链路电压vdc的最大电压附近发挥功能。具体而言，缓冲电路40将浪涌功率暂时存储在第二电容器42中。缓冲电路40将蓄积在第二电容器42中的能量(功率)经由元件Z向第一电容器32放电。通过缓冲电路40的一连串的动作，缓冲电压vdc_s变成如图18的(B)所示。
〈本实施方式中的效果〉
例如，假设将本实施方式的缓冲电路40置换成现有的RCD缓冲电路500(为了便于说明，称为现有例)。这样一来，如在第一实施方式所说明的那样，在现有例中，产生规定的损耗。在该现有例的情况下，仅利用电源电压进行工作。在该现有例的情况下，由于电源周期和RCD缓冲电路500的时间常数大致相等，因此缓冲电压下降幅度大，浪涌损耗吸收期间为电源周期的1/2左右。
相对于此，在本实施方式中，钳位电路30保持直流链路电压vdc中的峰值。因此，缓冲电路40吸收浪涌功率的期间在直流链路电压vdc的最大值附近。由此，在本实施方式中，能够实现伴随缓冲电路40的动作的浪涌损耗的降低。在本实施方式中，也能够降低在现有的缓冲电路中产生的恒定损耗。
(其他实施方式)
关于上述实施方式及变形例，也可以采用以下的结构。
在各电路中使用的晶体管能够采用各种开关元件。例如，各电路的晶体管能够采用所谓的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)，也能够采用以SiC(碳化硅)、GaN(氮化镓)为主材料的单极晶体管。
与晶体管(开关元件)反向并联连接的二极管(例如第一二极管31)也可以使用晶体管所具有的寄生二极管。
元件Z及元件Zp的结构不限于上述例子。例如，也可以组合多个具有电阻分量的元件来构成元件Z、元件Zp。
交流电压源60也可以采用相数比三相更多的多相交流电压源。
钳位电路30也可以构成为能够利用第一电容器32、第一二极管31进行整流和平滑化。更详细而言，对第一二极管31设定对于所连接的负载来说足够的二极管电流额定值(换言之，比感性负载所需要的元件容量更大的二极管电流额定值)。另外，第一电容器32设定为对于平滑来说足够的电容器容量。这样一来，就能够将比较大的负载连接到钳位电路30上。
在钳位电路30，也可以在第一二极管31的一端及第一电容器32的一端中的至少一端串联连接电阻。由此，能够抑制冲击电流。换言之，不使用电流容量大的元件作为第一二极管31即可。
以上对实施方式和变形例进行了说明，但应理解的是可以在不脱离权利要求书的主旨和范围的情况下，对其形态和具体事项进行各种改变。只要不破坏本公开的对象的功能，也可以对以上的实施方式以及变形例进行适当的组合或替换。
－产业实用性－
本公开对于功率转换装置是有用的。
－符号说明－
1 功率转换装置
10 交直流转换电路
11 整流电路
12 升压斩波电路
20 直交流转换电路
30 钳位电路
31 第一二极管
32 第一电容器
40 缓冲电路
41 第二二极管
42 第二电容器
51 电阻器
52 第三二极管
60 交流电压源
70 电动机(负载)
80 负载
100 控制部
CS1 第一控制信号
CS2 第二控制信号

Claims (13)

1.一种功率转换装置，其特征在于：该功率转换装置包括：
交直流转换电路(10)，所述交直流转换电路(10)根据交流电压源(60)生成叠加有交流分量的直流电压；
直交流转换电路(20)，所述直交流转换电路(20)的输入端与所述交直流转换电路(10)的输出端连接，所述直交流转换电路(20)将所述直流电压接入、断开从而将该直流电压转换为交流电压，并将所述交流电压输出给感性的负载(70)；
钳位电路(30)，所述钳位电路(30)具有串联连接的第一电容器(32)和第一二极管(31)，所述钳位电路(30)连接在所述交直流转换电路(10)的输出的正极与负极之间；
缓冲电路(40)，所述缓冲电路(40)具有串联连接的第二电容器(42)和第二二极管(41)，所述缓冲电路(40)连接在所述交直流转换电路(10)的输出的正极与负极之间；以及
元件(Z)，所述元件(Z)具有电阻分量，
所述交直流转换电路(10)的输出端、所述钳位电路(30)、所述缓冲电路(40)、所述直交流转换电路(20)的输入端按照所述交直流转换电路(10)的输出端、所述钳位电路(30)、所述缓冲电路(40)、所述直交流转换电路(20)的输入端的顺序排列，
所述第一二极管(31)及所述第二二极管(41)连接在比所述第一电容器(32)及所述第二电容器(42)更靠所述正极侧的位置上，或者，所述第一二极管(31)及所述第二二极管(41)连接在比所述第一电容器(32)及所述第二电容器(42)更靠所述负极侧的位置上，
具有所述电阻分量的元件(Z)将所述第一电容器(32)的靠近所述第一二极管(31)侧的一端和所述第二电容器(42)的靠近所述第二二极管(41)侧的一端连接，
从所述正极到负极的阻抗在所述钳位电路(30)侧比在所述缓冲电路(40)侧低，
在所述第一二极管(31)及所述第二二极管(41)连接在比所述第一电容器(32)及所述第二电容器(42)更靠所述正极侧的位置上的情况下，在从所述第二二极管(41)的阴极到所述负极的阻抗中，流过所述钳位电路(30)的那一侧中的阻抗比流过所述缓冲电路(40)的那一侧中的阻抗高，
在所述第一二极管(31)及所述第二二极管(41)连接在比所述第一电容器(32)及所述第二电容器(42)更靠所述负极侧的位置上的情况下，在从所述第二二极管(41)的阳极到所述正极的阻抗中，流过所述钳位电路(30)的那一侧中的阻抗比流过所述缓冲电路(40)的那一侧中的阻抗高。
2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：
在从所述正极到所述负极的阻抗中，所述钳位电路(30)的阻抗及所述缓冲电路(40)的阻抗为：
所述直交流转换电路(20)的负载电感与所述第一电容器(32)的谐振频率、从所述交流电压源(60)到所述钳位电路(30)的电感与所述第一电容器(32)的谐振频率中的任一频率下的阻抗；
在所述第一二极管(31)及所述第二二极管(41)连接在比所述第一电容器(32)及所述第二电容器(42)更靠所述正极侧的位置上的情况下，在从所述第二二极管(41)的阴极到所述负极的阻抗中，流过所述缓冲电路(40)的那一侧中的阻抗及流过所述钳位电路(30)的那一侧中的阻抗，以及
在所述第一二极管(31)及所述第二二极管(41)连接在比所述第一电容器(32)及所述第二电容器(42)更靠所述负极侧的位置上的情况下，在从所述第二二极管(41)的阳极到所述正极的阻抗中，流过所述缓冲电路(40)的那一侧中的阻抗及流过所述钳位电路(30)的那一侧中的阻抗为：
从所述交直流转换电路(10)到所述缓冲电路(40)的电感与所述第二电容器(42)的谐振频率、
从所述缓冲电路(40)到所述直交流转换电路(20)的电感与所述第二电容器(42)的谐振频率中的任一频率下的阻抗。
3.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
具有所述电阻分量的元件(Z)是电阻器(51)。
4.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
具有所述电阻分量的元件(Z)是电阻器(51)和第三二极管(52)的串联电路。
5.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
所述钳位电路(30)包括开关部，
在所述第一电容器(32)的电压比所述交直流转换电路(10)所生成的直流电压高的情况下，所述开关部导通，将所述第一电容器(32)作为电压源而向所述负载(70)供给功率，在所述第一电容器(32)的电压比所述交直流转换电路(10)所生成的直流电压低的情况下，所述开关部变为非导通。
6.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
所述功率转换装置包括控制部(100)，所述控制部(100)控制所述交直流转换电路(10)和所述直交流转换电路(20)，
交流电压源(60)输出多相的交流电压，
所述交直流转换电路(10)包括开关元件，所述开关元件对所述多相的交流电压的各相进行接入、断开，
所述控制部(100)向所述交直流转换电路(10)输出第一控制信号(CS1)，通过切换进行第一控制和第二控制，使所述交直流转换电路(10)输出两个电压，在所述第一控制中，使相电压最小的相导通，并且以规定导通比对其他相进行所述接入、断开，在所述第二控制中，使相电压最大的相导通，并且以所述导通比对其他相进行所述接入、断开，
所述控制部(100)向所述直交流转换电路(20)输出第二控制信号(CS2)，所述第二控制信号(CS2)用于使所述直交流转换电路(20)对所述两个电压分别进行PWM调制。
7.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
所述功率转换装置包括：
升压斩波电路(12)，所述升压斩波电路(12)利用所述直流电压在线圈(Lch)中蓄积能量；以及
控制部(100)，所述控制部(100)控制所述升压斩波电路(12)及所述钳位电路(30)，
所述交流电压源(60)输出单相的交流电压，
所述交直流转换电路(10)对单相的交流电压进行整流并输出所述直流电压，
所述控制部(100)通过依次进行第三控制和第四控制，依次选择所述直流电压和升高至比所述直流电压高的电压，并供给到所述直交流转换电路(20)，在所述第三控制中，利用所述能量对所述第一电容器(32)进行充电，在所述第四控制中，使所述第一电容器(32)放电，
所述控制部(100)向所述直交流转换电路(20)输出第二控制信号(CS2)，所述第二控制信号(CS2)用于对供给到所述直交流转换电路(20)的电压分别进行PWM调制。
8.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
交流电压源(60)输出多相的交流电压，
所述交直流转换电路(10)包括：
整流电路(11)，所述整流电路(11)对三相的交流电压进行整流；以及
电容器(Cin)，所述电容器(Cin)连接在所述整流电路(11)的输出的正极与负极之间。
9.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
交流电压源(60)输出单相的交流电压，
所述交直流转换电路(10)包括：
整流电路(11)，所述整流电路(11)对单相的交流电压进行整流；以及
电容器(Cin)，所述电容器(Cin)连接在所述整流电路(11)的输出的正极与负极之间。
10.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
在所述第一电容器(32)上并联连接有其他负载(80)。
11.根据权利要求10所述的功率转换装置，其特征在于：
所述钳位电路(30)构成为能够利用所述第一电容器(32)、所述第一二极管(31)进行整流及平滑化。
12.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
在所述钳位电路(30)中，在所述第一二极管(31)的一端及所述第一电容器(32)的一端中的至少一者上串联连接有电阻。
13.一种功率转换装置，其特征在于：该功率转换装置包括：
交直流转换电路(10)，所述交直流转换电路(10)根据交流电压源(60)生成叠加有交流分量的直流电压；
直交流转换电路(20)，所述直交流转换电路(20)的输入端与所述交直流转换电路(10)的输出端连接，所述直交流转换电路(20)将所述直流电压接入、断开从而将该直流电压转换为交流电压，并将所述交流电压输出给感性的负载(70)；
钳位电路(30)，所述钳位电路(30)具有串联连接的第一电容器(32)和第一二极管(31)，所述钳位电路(30)连接在所述交直流转换电路(10)的输出的正极与负极之间；
缓冲电路(40)，所述缓冲电路(40)具有串联连接的第二电容器(42)和第二二极管(41)，所述缓冲电路(40)连接在所述交直流转换电路(10)的输出的正极与负极之间；以及
元件(Z)，所述元件(Z)具有电阻分量，
所述交直流转换电路(10)的输出端、所述钳位电路(30)、所述缓冲电路(40)、所述直交流转换电路(20)的输入端按照所述交直流转换电路(10)的输出端、所述钳位电路(30)、所述缓冲电路(40)、所述直交流转换电路(20)的输入端的顺序排列，
所述负载(70)是电动机，
所述钳位电路(30)具有吸收所述电动机(70)的电磁感应能量的功能，
所述缓冲电路(40)具有吸收直流链路的杂散电感的浪涌功率的功能，
所述浪涌功率是通过所述元件(Z)从所述缓冲电路(40)向所述钳位电路(30)再生的。
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