CN115276407B - 一种基于自适应峰值电流的dc-dc模式切换电路 - Google Patents
一种基于自适应峰值电流的dc-dc模式切换电路 Download PDFInfo
- Publication number
- CN115276407B CN115276407B CN202210951664.0A CN202210951664A CN115276407B CN 115276407 B CN115276407 B CN 115276407B CN 202210951664 A CN202210951664 A CN 202210951664A CN 115276407 B CN115276407 B CN 115276407B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- gate
- signal
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 61
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims abstract description 60
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 abstract description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 11
- 230000008569 process Effects 0.000 description 8
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 6
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000008570 general process Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/157—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
本发明请求保护一种基于自适应峰值电流的DC‑DC模式切换电路，属于DC‑DC轻/重载模式切换电路的技术，包括自适应峰值电流检测电路、PWM/PSM信号选择电路、自适应栅宽切换电路、降压核心电路。其中晶体管M5用于检测流过开关管M1的峰值电流，晶体管M6管用于检测流过开关管M2的峰值电流。同时为了提高轻载效率，M1管的宽长比小于M2管的宽长比。当DC‑DC工作在重载情况下，检测到的峰值电流比较大，VSENSE>VREF，CHOOSE＝1通过自适应逻辑控制电路后，开关管M1/M2同时导通，为负载提供能量。当DC‑DC工作在轻载情况下，检测到的峰值电流比较小，VSENSE<VREF，CHOOSE＝0通过逻辑控制电路后VH1＝1，M2/M4断开，M1/M3导通，为负载提供能量。
Description
技术领域
本发明属于模拟集成电路设计技术领域，特别涉及DC-DC轻/重载模式切换电路的设计。
背景技术
同步整流开关电源转换器电路的共同点，采用了续流开关管替代续流二极管，以减小功率损耗，提高转换效率。开关电源转换器在重负载时，处于电感电流连续模式(CCM)。在轻负载时，占空比下降，电感电流下降，从而处于电感电流断续模式(DCM)。在重负载时，DC-DC采用PWM模式进行调制，同时为了提供大电流，减小功率管导通电阻，栅宽应该较大。在轻负载时，提高DC-DC的效率，常采用PSM/PFM调制，同时减小功率管的栅宽。如果切换点的选择不是很可靠，会导致DC-DC电路不停的在轻载和重载之间变化，大大降低效率，增加芯片的功耗，因此一个正确的切换信号是非常重要的。
在DC-DC电路中，切换点有不同的方式实现。1、通过和电感串联一个小电阻，检测小电阻上面的电压与参考电压进行比较，来产生模式选择信号CHOOSE信号，由于小电阻的成本比较高，同时和电感串联，电阻会消耗许多功耗，降低效率，因此并不常用。2、通过在芯片外部额外的接口添加选择信号，当负载发生变化时，很难实现自适应模式切换，从而错过了最佳的模式切换点。3、通过RC与电感并联的方式，通过检测电感上面的电压来进行对电流的检测，这种方式的检测的电流十分精准，但是，电容是非常占芯片面积的，过大的电容会导致芯片面积过大。4、利用传统模式下DC-DC的误差放大器的输出点来进行切换，此方法的缺点在于，误差放大器受到工艺角以及温度的影响比较大，也会出现切换点不正确的情况，同时利用误差放大器的输出点作为切换点，输出的电压范围是非常受限的。5、CN113437870专利采用的方法是在DC-DC转换器处于脉冲宽度调制模式时检测所述电感的电流峰值；当检测到所述电感的电流峰值下降至低于预设电流阈值，且维持低于所述预设电流阈值的时间大于预设时间时判定为轻载，并控制DC-DC转换器的工作模式从脉冲宽度调制模式切换至脉冲频率调制模式。处于脉冲频率调制模式时检测输出电压，当输出电压高于降压阈值，电路从脉冲频率调制模式切换至脉冲宽度调制模式。由于DC-DC电路处于轻载还是重载，是根据电感电流的大小来决定的，因此该方法在处于脉冲频率调制模式时检测的是输出电压来确定切换信号是不够准确的，容易产生错模式切换信号，影响电路的工作效率。本发明的自适应峰值电流检测电路可以通过晶体管M5/M6检测DC-DC电路的电流(轻载和重载情况都可以)，无论是处于冲跳周期调制(PSM)还是脉冲宽度调制(PWM)都是通过检测电流来产生模式切换信号的，因此本发明提出的自适应峰值电流检测电路产生的模式选择信号CHOOSE更加的准确。
发明内容
本发明旨在解决以上现有技术的问题。提出了一种基于自适应峰值电流的DC-DC模式切换电路。本发明的技术方案如下：
一种基于自适应峰值电流的DC-DC模式切换电路，其包括：自适应峰值电流检测电路、PWM/PSM信号选择电路、自适应栅宽切换电路、降压核心电路，DC-DC电路模式切换的大致过程如下：自适应峰值电流检测电路的输出电压为峰值电压VSENSE，VSENSE连接到自适应栅宽切换电路中的比较器的正端，比较器的输出电压为模式选择信号CHOOSE，CHOOSE信号选择控制信号VH/VL，VH1/VL1，同时又作为PWM/PSM信号选择电路的输入信号，让PWM/PSM信号选择电路选择合适的调制方式，进而控制降压核心电路中的开关管M1～M4。其中，自适应峰值电流检测电路由9个MOS器件以及一个电阻组成，其主要功能是：晶体管M5/M6会检测DC-DC的峰值电流，并且会根据负载电流的大小来改变晶体管M5/M6的开断，如：当负载电流较大时，会同时使用晶体管M5/M6去检测峰值电流，当负载电流较小时，会使用晶体管M5去检测峰值电流，而晶体管M6则处于断开状态，实现了一个自适应峰值电流检测的功能；PWM/PSM信号选择电路由两个或门、一个非门、一个与门以及一个死区时间控制模块组成。其功能是通过模式选择信号CHOOSE信号来确定DC-DC电路是用脉冲宽度调制(PWM)还是脉冲跳周期调制(PSM)自适应栅宽切换电路由一个迟滞比较器，一个与门，或门，非门组成，其功能是通过自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE来自适应的调节栅宽，降压核心电路主要由4个大尺寸的开关管M1～M4组成，其中M1/M3的栅宽会大于M2/M4。其主要功能根据负载电流的情况来改变开关管M1～M4的状态，进而提高DC-DC电路的整体效率。
进一步的，所述自适应峰值电流检测电路由9个MOS器件(M5～M13)以及一个电阻组成，所述的晶体管M10的漏极与晶体管M8的漏极连接，晶体管M10的栅极与晶体管M9的栅极连接，晶体管M10的源极与GND(电压为0)连接，晶体管M8的漏极和栅极相连，晶体管M8的源极与晶体管M13的漏端连接，晶体管M7的栅极与晶体管M8的栅极相连，晶体管M7的源极与晶体管M12的漏端连接，晶体管M7的漏极与晶体管M9的漏极相连，晶体管M9的源极与GND(电压为0)连接，晶体管M13的栅极与晶体管M12的栅极相连，其栅压为降压核心电路开关管M1的控制信号VH取反后的电压INV_VH，晶体管M13/M12/M5/M6的源极与输入电压VIN相连接，晶体管M5/M6的栅极连接降压核心电路开关管M1/M2的控制信号VH/VH1，晶体管M5/M6的漏极与晶体管M7的源极以及晶体管M11的漏极相连接，晶体管M11的源端与电阻R连接，晶体管M11的栅极与晶体管M9的漏极相连。
进一步的，所述自适应峰值电流检测电路是通过复制开关管M1/M2的工作状态来提供一小部分开关电流来实现的，开关管M1/M2的有效宽度小于晶体管M5/M6；源极输入的运放(由M7-M10组成)会强制让降压核心电路的开关节点电压VX等于M7管的源极电压VX1，因此开关管M1/M2和晶体管M5/M6的漏源电压大致相同，此时，开关管M1/M2管与晶体管M5/M6管的源、漏、栅极电压相等，由MOS管的电流公式可知，流过开关管M1/M2管与晶体管M5/M6管的电流只与宽长比有关；当降压核心电路M1的控制信号VH和降压核心电路M2的控制信号VH1为1时，开关管M1/M2将被关闭，并且M7和M8的源极电压会降为0，因此M7和M8将会被关闭，这会导致在下一个状态下恢复缓慢，当降压核心电路M1的控制信号VH和降压核心电路M2的控制信号VH1为0时，M1-M4开启时会导致自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE高摆幅，为了减少VSENSE摆幅并增强电流检测电路的恢复能力，电流检测电路使用额外的由降压核心电路M1的控制信号VH取反后的信号INV_VH控制上拉开关来防止M7和M8被关闭。
进一步的，所述PWM/PSM信号选择电路包括两个两输入或门、一个非门、一个两输入与门以及一个死区时间控制模块组成。非门的输入信号来自模式选择信号CHOOSE，输出信号接在两输入的或门OR2的输入端，两输入的或门OR1的输入来自脉冲宽度调制(PWM)以及模式选择信号CHOOSE，输出信号接在与门的输入端，两输入的或门OR2输入来自脉冲跳周期调制(PSM)和非门的输出信号，输出信号接在与门的输入端，两输入与门输入来自两个或门的输出信号，死区时间控制模块的输入信号来自两输入与门，输出为一个非交叠的控制信号VH和VL；
自适应栅宽切换电路由一个迟滞比较器，一个两输入与门，两输入或门，非门组成。迟滞比较器的正端输入信号来自自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE负端输入来自参考电压VREF，比较器只会在降压核心电路M1的控制信号VH为0时进行工作，其输出信号为模式选择信号CHOOSE，非门的输入来自模式选择信号CHOOSE，两输入与门的输入信号来自模式选择信号CHOOSE和降压核心电路M4的控制信号VL,输出信号为降压核心电路M4的控制信号VL1，两输入或门的输入信号来自非门的输出信号和降压核心电路M1的控制信号VH，输出信号为降压核心电路M2的控制信号VH1。
进一步的，自适应栅宽逻辑由PWM/PSM信号选择电路和自适应栅宽切换电路组成，当模式选择信号CHOOSE＝1时电路应该处于重载情况下，由PWM/PSM信号选择电路可知会屏蔽脉冲跳周期调制(PSM)信号，VH＝PWM，VL＝PWM，让PWM信号对降压核心电路进行控制；模式选择信号CHOOSE＝1由自适应栅宽切换电路中的逻辑控制可知，VH＝VH1，VL＝VL1，降压核心电路的开关管M1和M2进行工作；当模式选择信号CHOOSE＝0时电路应该处于轻载情况下，由PWM/PSM信号选择电路可知会屏蔽脉冲宽度调制(PWM)信号，VH＝PSM，VL＝PSM，让PSM信号对降压核心电路进行控制；模式选择信号CHOOSE＝0由自适应栅宽切换电路中的逻辑控制可知，VH＝PSM，VH1＝1，VL＝PSM，VL1＝0，降压核心电路的开关管M1进行工作。
进一步的，所述降压核心电路由4个大尺寸的开关管M1～M4组成，其中开关管M1/M3的栅宽会大于开关管M2/M4，开关管M1/M2的源端连接输入信号VIN，栅端连接驱动信号VH/VH1，漏端连接开关管M3/M4的漏端，同时开关管M3/M4的栅极连接驱动信号VL/VL1，源端连接GND(电压为0)。
本发明的优点及有益效果如下：
1、本发明为了得到准确的模式选择信号CHOOSE让DC-DC电路工作在正确的模式下，所提出的模式切换电路具有自适应负载变化的特点，即会根据负载的变化准确的提供切换信号。在重载情况下，CHOOSE＝1，VH＝VH1，VL＝VL1，让DC-DC电路处于PWM模式调制。电路处于轻载情况下时，CHOOSE＝0，VH＝1，VL＝0，让DC-DC电路处于PFM或者PSM模式调制。
2、所提出的自适应峰值电流检测电路具有低成本，面积小利于集成化的优点。所提出的自适应峰值电流检测电路只需要9个功率晶体管，以及一个5KΩ以内的电阻便可以实现精确提供模式选择信号CHOOSE，无需外部提供切换信号，同时也避免了使用电容增加芯片的面积，具有节约成本，高度集成化的优点。
3、所提出的切换电路时是直接根据负载电流的变化来产生切换信号的,具有很高的可靠性。在整个DC-DC电路中，电路具有自调节的功能，受到工艺角以及温度的影响是非常小，因为负载电流是不会发生变化的，而所提出的电流检测电路是直接检测电流，同理可得检测电压VSENSE也不会受到工艺角以及温度的改变。
4、为了防止检测电压受到干扰，所采用的比较器为迟滞比较器，迟滞比较器只会在VH＝0时工作，可以在提供正确的模式选择信号CHOOSE的同时为整个芯片减小静态功耗。
附图说明
图1是本发明提供优选实施例所提出的自适应峰值电流检测电路。
图2自适应模式切换电路的检测电压VSENSE和模式选择信号CHOOSE瞬态仿真结果。
图3 -40℃和85℃下的检测电压VSENSE和模式选择信号CHOOSE瞬态仿真结果。
图4不同工艺角下的检测电压VSENSE和模式选择信号CHOOSE瞬态仿真结果。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、详细地描述。所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例。
本发明解决上述技术问题的技术方案是：
如图1所示：一种DC-DC轻/重载模式切换电路的技术，包括自适应峰值电流检测电路、自适应栅宽切换电路、迟滞比较器、两输入与门、两输入或门、两输入非门。
所述自适应峰值电流检测电路是通过镜像开关M1和M2提供一小部分开关电流来实现的。开关管M1/M2的有效宽度明显大于晶体管M5/M6。为了准确的峰值电流检测，两个晶体管的漏源电压应该大致相同，M7-M10会强制让VX1＝VX，此时，M1和M2管与M5和M6管的源、漏、栅极电压相等，由MOS管的电流公式可知，流过M1和M2管与M5和M6管的电流只与宽长比有关，从而实现电流的镜像复制。
自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE是通过流过电阻R产生的。因此自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE与检测的峰值电流成正比，即自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE是直接与DC-DC电路的总体工作状态有关的。
所述的迟滞比较器的正端接检测电压VSENSE，负端接VREF，由于检测的电压VSENSE只会在电感电流上升阶段产生，以及为了减小电路的整体静态功耗，比较器只会在VH＝0的时候较VSENSE和VREF的大小，比较器的输出为模式选择信号。
片上负载峰值电流检测的一种实用方法是检测PMOS电源开关中的峰值电流。通过镜像开关管M1/M2提供一小部分开关电流来实现的。开关管M1/M2的有效宽度明显大于晶体管M5/M6。极输入的运算放大器的输出端(M9的漏端)控制功率管M11的状态来使降压核心电路的开关节点电压VX等于M7管的源极电压VX1，此时开关管M1/M2和晶体管M5/M6的漏源电压大致相同流过开关管M1/M2管与晶体管M5/M6管的电流只与宽长比有关，可以通过设置合适的宽长比来使自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE处于一个合适的值。当开关管M1/M2将被关闭，并且M7和M8的源极电压会降为0，因此M7和M8将会被关闭，这会导致在下一个状态下恢复缓慢，造成自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE高摆幅，为了减少VSENSE摆幅并增强自适应峰值电流检测电路的恢复能力，自适应峰值电流检测电路使用额外的由降压核心电路M1的控制信号VH取反后的信号INV_VH控制上拉开关管M12/M13来防止M7和M8被关闭。
自适应栅宽逻辑由PWM/PSM信号选择电路和自适应栅宽切换电路组成，当选择信号CHOOSE＝1时电路应该处于重载情况下，由PWM/PSM信号选择电路可知会屏蔽PSM信号，VH＝PWM，VL＝PWM，让PWM信号对降压核心电路进行控制。选择信号CHOOSE＝1由自适应栅宽切换电路中的逻辑控制可知，VH＝VH1，VL＝VL1，降压核心电路的开关管M1和M2进行工作。当选择信号CHOOSE＝0时电路应该处于轻载情况下，由PWM/PSM信号选择电路可知会屏蔽PWM信号，VH＝PSM，VL＝PSM，让PSM信号对降压核心电路进行控制。选择信号CHOOSE＝0由自适应栅宽切换电路中的逻辑控制可知，VH＝PSM，VH1＝1，VL＝PSM，VL1＝0，降压核心电路的开关管M1进行工作。
当DC-DC工作在重载情况下，M1和M2会同时导通，峰值电流比较大，有VSENSE>VREF，CHOOSE＝1。由逻辑控制电路可知这时检测电路的M5和M6也会同时导通，检测的峰值电流也会增加。而DC-DC工作在轻载情况下，峰值电流比较小，VSENSE<VREF，CHOOSE＝0，通过逻辑控制电路可知VH1＝1，M2关断，M1功率管导通，这时M5导通，相应的检测峰值电流也会下降。
所采用的检测峰值电流电路具有自适应DC-DC电路的电流变化功能。M5负责检测流过M1的峰值电流，而M6负责检测M2的峰值电流，最后M5和M6检测的峰值电流进行叠加，流过电阻R，产生VSENSE电压，通过这个过程很容易得出，检测电压VSENSE，与流过M5，M6的电流，以及电阻R有关，这就有利于通过改变M5、M6、R的值来让轻载与重载时，电流很接近的时候，也能产生正确的切换信号CHOOSE，例如，可以让M1的宽长比是M5的2000倍，而M2的宽长比是M6的1000倍，这样一来，当重载时，检测到的电压VSENSE会提高很多，而轻载时，检测到的电压VSENSE会下降很多，因此很容易就会产生正确的切换信号CHOOSE。
由于切换电路只在VH＝0时，对峰值电流进行检测，因此对于切换电路来说，也只能在VH＝0时去判断DC-DC处于轻载还是重载的情况。因此所采用的比较器只有在VH＝0时才会工作，当VH＝1时停止工作，防止产生错误的CHOOSE信号，增加电路的总体功耗。
所采用的比较器为迟滞比较器，这是为了防止检测电压受到干扰，而产生错误的切换信号CHOOSE，使得DC-DC电路在PWM模式和PSM模式不停的进行切换，这会导致整个DC-DC电路的效率降低。
如图1所示逻辑电路由几个逻辑门电路控制，由前面分析可知：当DC-DC电路工作在重载的情况下的时候，检测电压VSENSE大于VREF，CHOOSE＝1，此时，逻辑电路会屏蔽PSM信号，即VH＝PWM，同时VH＝VH1,VL＝VL1,将功率晶体管M1和M2全部打开为负载提供能量。当DC-DC电路工作在轻载的情况下的时候，检测电压VSENSE小于VREF，CHOOSE＝0，此时，逻辑电路会屏蔽PEM信号，即VH＝PSM，同时VH1＝1,VL1＝1,功率晶体管M2关闭，功率晶体管M1打开，为负提供能量。
仿真结果
1、自适应峰值电流检测电路检测的电压VSENSE和模式选择信号CHOOSE瞬态仿真结果仿真结果如图2所示，图中的A、B、C、D分别表示DC-DC输出电压、检测电压检测电压VSENSE、模式选择信号CHOOSE、轻/重载电流变化。可以看出仿真的结果与以上分析一致。
2、-40℃和85℃下的检测电压VSENSE和模式选择信号CHOOSE瞬态仿真结果如图3所示，图中的A、B、C、D分别表示DC-DC输出电压、检测电压检测电压VSENSE、模式选择信号CHOOSE、轻/重载电流变化。根据仿真结果可以看出，温度对于所提出的自适应峰值电流检测电路几乎没有影响，可以提供准确的模式切换信号CHOOSE。
3、不同工艺角下的检测电压VSENSE和模式选择信号CHOOSE瞬态仿真结果如图4所示。图中A、B、C、D分别表示DC-DC输出电压、模式选择信号CHOOSE、检测电压检测电压VSENSE、轻/重载电流变化。根据仿真结果可以看出，工艺角对于所提出的自适应峰值电流检测电路同样是没有太大的影响，可以提供准确的模式切换信号CHOOSE。
从上述结果可以看出，本发明的自适应峰值电流检测电路可以准确的提供切换信号，同时不受工艺角，温度的影响，所提出的电路并没有采用电容等器件，仅仅使用MOS管以及一个电阻，大大节省了芯片的面积，利于集成化。
以上这些实施例应理解为仅用于说明本发明而不用于限制本发明的保护范围。在阅读了本发明的记载的内容之后，技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等效变化和修饰同样落入本发明权利要求所限定的范围。
Claims (5)
1.一种基于自适应峰值电流的DC-DC模式切换电路，其特征在于，包括：自适应峰值电流检测电路、PWM/PSM信号选择电路、自适应栅宽切换电路、降压核心电路，自适应峰值电流检测电路的输出电压为峰值电压VSENSE，VSENSE连接到自适应栅宽切换电路中的比较器的正端，比较器的输出电压为模式选择信号CHOOSE ，CHOOSE信号选择控制信号VH/VL、VH1/VL1，VH/VL、VH1/VL1同时又作为PWM/PSM信号选择电路的输入信号， PWM/PSM信号选择电路选择调制方式，控制降压核心电路中的开关管M1~M4，其中，自适应峰值电流检测电路由9个MOS器件以及一个电阻组成，晶体管M5/M6检测DC-DC的峰值电流，并且根据负载电流的大小来改变晶体管M5/M6的开断，当负载电流大于设定值时，使用晶体管M5/M6去检测峰值电流，当负载电流小于设定值时，使用晶体管M5去检测峰值电流，而晶体管M6则处于断开状态，用于自适应峰值电流检测；PWM/PSM信号选择电路由两个或门、一个非门、一个与门以及一个死区时间控制模块组成，通过模式选择信号CHOOSE信号来确定DC-DC电路是用脉冲宽度调制PWM还是脉冲跳周期调制PSM自适应栅宽切换电路由一个迟滞比较器，一个与门，或门，非门组成，通过自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE来自适应的调节栅宽，降压核心电路由4个大尺寸的开关管M1~M4组成，其中M1/M3的栅宽大于M2/M4，根据负载电流的情况来改变开关管M1~M4的状态；
所述自适应峰值电流检测电路由9个MOS器件M5~M13以及一个电阻组成，所述的晶体管M10的漏极与晶体管M8的漏极连接，晶体管M10的栅极与晶体管M9的栅极连接，晶体管M10的源极与GND连接，晶体管M8的漏极和栅极相连，晶体管M8的源极与晶体管M13的漏极连接，开关节点电压VX设置在晶体管M8的源极与晶体管M13的漏极之间，晶体管M7的栅极与晶体管M8的栅极相连，晶体管M7的源极与晶体管M12的漏极连接，晶体管M7的漏极与晶体管M9的漏极相连，晶体管M9的源极与GND连接，晶体管M13的栅极与晶体管M12的栅极相连，栅压为降压核心电路开关管M1的控制信号VH取反后的电压INV_VH，晶体管M13/ M12/M5/M6的源极与输入电压VIN相连接，晶体管M5/M6的栅极连接降压核心电路开关管M1/M2的控制信号VH/VH1，晶体管M5/M6的漏极与晶体管M7的源极以及晶体管M11的漏极相连接，晶体管M11的源端与电阻R连接，晶体管M11的栅极与晶体管M9的漏极相连。
2.根据权利要求1所述的一种基于自适应峰值电流的DC-DC模式切换电路，其特征在于，所述自适应峰值电流检测电路是通过复制开关管M1/M2的工作状态来提供开关电流来实现的，开关管M1/M2的有效宽度小于晶体管M5/M6；源极输入的运放M7-M10会让降压核心电路的开关节点电压VX等于M7管的源极电压VX1，开关管M1/M2和晶体管M5/M6的漏源电压相同，此时，开关管M1/M2管与晶体管M5/M6管的源、漏、栅极电压相等，由MOS管的电流公式得出，流过开关管M1/M2管与晶体管M5/M6管的电流只与宽长比有关；当降压核心电路M1的控制信号VH和降压核心电路M2的控制信号VH1为1时，开关管M1/M2将被关闭，并且M7和M8的源极电压会降为0， M7和M8将会被关闭，当降压核心电路M1的控制信号VH和降压核心电路M2的控制信号VH1为0时，M1-M4开启时会导致自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE高摆幅，电流检测电路使用额外的由降压核心电路M1的控制信号VH取反后的信号INV_VH控制上拉开关来防止M7和M8被关闭。
3.根据权利要求1所述的一种基于自适应峰值电流的DC-DC模式切换电路，其特征在于，所述PWM/PSM信号选择电路包括两个两输入或门、一个非门、一个两输入与门以及一个死区时间控制模块组成，非门的输入信号来自模式选择信号CHOOSE，输出信号接在两输入的或门OR2的输入端，两输入的或门OR1的输入来自脉冲宽度调制PWM以及模式选择信号CHOOSE，输出信号接在与门的输入端，两输入的或门OR2输入来自脉冲跳周期调制PSM和非门的输出信号，输出信号接在与门的输入端，两输入与门输入来自两个或门的输出信号，死区时间控制模块的输入信号来自两输入与门，输出为一个非交叠的控制信号VH和VL；
自适应栅宽切换电路由一个迟滞比较器，一个两输入与门，两输入或门，非门组成；迟滞比较器的正端输入信号来自自适应峰值电流检测电路检测到的峰值电压VSENSE负端输入来自参考电压VREF，比较器在降压核心电路M1的控制信号VH为0时进行工作，比较器输出信号为模式选择信号CHOOSE，非门的输入来自模式选择信号CHOOSE，两输入与门的输入信号来自模式选择信号CHOOSE和降压核心电路M4的控制信号VL, 输出信号为降压核心电路M4的控制信号VL1，两输入或门的输入信号来自非门的输出信号和降压核心电路M1的控制信号VH，输出信号为降压核心电路M2的控制信号VH1。
4.根据权利要求3所述的一种基于自适应峰值电流的DC-DC模式切换电路，其特征在于，自适应栅宽逻辑由PWM/PSM信号选择电路和自适应栅宽切换电路组成，当模式选择信号CHOOSE=1时电路处于重载情况下，由PWM/PSM信号选择电路得出屏蔽调制PSM信号，VH=PWM，VL=PWM，让PWM信号对降压核心电路进行控制；模式选择信号CHOOSE=1由自适应栅宽切换电路中的逻辑控制得出，VH=VH1，VL=VL1，降压核心电路的开关管M1和M2进行工作；当模式选择信号CHOOSE=0时电路处于轻载情况下，由PWM/PSM信号选择电路得出屏蔽脉冲宽度调制PWM信号，VH=PSM，VL=PSM，让PSM信号对降压核心电路进行控制；模式选择信号CHOOSE=0由自适应栅宽切换电路中的逻辑控制得出，VH= PSM ，VH1=1，VL= PSM ，VL1=0，降压核心电路的开关管M1进行工作。
5.根据权利要求4所述的一种基于自适应峰值电流的DC-DC模式切换电路，其特征在于，所述降压核心电路由4个大尺寸的开关管M1~M4组成，其中开关管M1/M3的栅宽大于开关管M2/M4，开关管M1/M2的源端连接输入信号VIN，栅端连接驱动信号VH/VH1，漏极连接开关管M3/M4的漏极，同时开关管M3/M4的栅极连接驱动信号VL/VL1，源端连接GND。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210951664.0A CN115276407B (zh) | 2022-08-09 | 2022-08-09 | 一种基于自适应峰值电流的dc-dc模式切换电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210951664.0A CN115276407B (zh) | 2022-08-09 | 2022-08-09 | 一种基于自适应峰值电流的dc-dc模式切换电路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN115276407A CN115276407A (zh) | 2022-11-01 |
| CN115276407B true CN115276407B (zh) | 2023-09-26 |
Family
ID=83750030
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202210951664.0A Active CN115276407B (zh) | 2022-08-09 | 2022-08-09 | 一种基于自适应峰值电流的dc-dc模式切换电路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN115276407B (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN118713475B (zh) * | 2024-07-24 | 2024-12-13 | 上海帝迪集成电路设计有限公司 | 一种基于强制连续模式dc-dc的burst控制电路 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102128970A (zh) * | 2010-12-23 | 2011-07-20 | 东南大学 | 宽负载范围高精度低功耗电流检测电路 |
| CN110932547A (zh) * | 2019-10-16 | 2020-03-27 | 重庆中易智芯科技有限责任公司 | 一种应用于高效率dc-dc转换器的自适应调制模式切换电路 |
| CN111293860A (zh) * | 2020-03-20 | 2020-06-16 | 电子科技大学 | 一种高边电导增强型功率开关驱动电路 |
| CN111740569A (zh) * | 2020-07-06 | 2020-10-02 | 重庆邮电大学 | 一种应用于高效率dc-dc转换器的浮动栅宽切换电路 |
-
2022
- 2022-08-09 CN CN202210951664.0A patent/CN115276407B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102128970A (zh) * | 2010-12-23 | 2011-07-20 | 东南大学 | 宽负载范围高精度低功耗电流检测电路 |
| CN110932547A (zh) * | 2019-10-16 | 2020-03-27 | 重庆中易智芯科技有限责任公司 | 一种应用于高效率dc-dc转换器的自适应调制模式切换电路 |
| CN111293860A (zh) * | 2020-03-20 | 2020-06-16 | 电子科技大学 | 一种高边电导增强型功率开关驱动电路 |
| CN111740569A (zh) * | 2020-07-06 | 2020-10-02 | 重庆邮电大学 | 一种应用于高效率dc-dc转换器的浮动栅宽切换电路 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Ping Luo 等."High Efficiency Buck Converter with Wide Load Current Range Using Dual-mode of PWM and PSM ".《2016 13h IEEE International Conference on Solid State and Integrated Circuit Technology》.2016,正文第2页至第4页. * |
| 寇武杰 等."基于峰值电流模控制的浮动栅驱动电路".《微电子学》.2017,第383页至第387页. * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN115276407A (zh) | 2022-11-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN209120065U (zh) | 反激式电源变换器 | |
| TWI543537B (zh) | 訊號準位移轉電路及直流轉直流降壓轉換控制電路 | |
| CN111435819B (zh) | 降压型迟滞式开关变换器及其控制方法 | |
| CN101540542A (zh) | 一种单电感开关直流电压变换器及四模式控制方法 | |
| KR20070094486A (ko) | 비절연 강압형 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 | |
| CN101207336A (zh) | 电源转换器的晶体管驱动电路 | |
| CN105763052A (zh) | 一种平均电流控制电路以及平均电流控制方法 | |
| CN112332668A (zh) | 一种峰值电流模Buck-Boost高精度过零检测电路 | |
| WO2025138530A1 (zh) | 开关变换器及其过零检测电路 | |
| CN102324846B (zh) | 用于电流模式控制的开关电源的数控分段斜坡补偿电路 | |
| CN115276407B (zh) | 一种基于自适应峰值电流的dc-dc模式切换电路 | |
| CN208571909U (zh) | 一种自举电路 | |
| CN117543977A (zh) | 一种自适应过零检测电路和buck型的开关电源 | |
| CN110831284A (zh) | 一种led驱动电源及其控制器 | |
| CN101409506A (zh) | 多相位电压调节器及其控制方法 | |
| CN109256942A (zh) | 一种适用于原边反馈反激变换器的自适应启动电路 | |
| CN116260315A (zh) | 一种具备逐周电流检测型失效保护和氮化镓直驱能力的升降压转换器 | |
| US20170235321A1 (en) | Low power standby mode for buck regulator | |
| CN100355191C (zh) | 直流对直流转换器的控制电路、控制方法及时序产生器 | |
| CN111208343A (zh) | 一种自校准过零检测比较器 | |
| CN120237909A (zh) | 用于dc-dc转换电路的控制电路及dc-dc转换电路 | |
| CN117856617A (zh) | 用于开关变换器的比较器电路和开关变换器 | |
| TW202326672A (zh) | 具有短路偵測功能之電源轉換電路及其短路偵測方法 | |
| CN110912410B (zh) | 一种轻载检测及功率管部分导通控制方法及电路 | |
| CN115242055A (zh) | 用于dc-dc转换器的检测电路和供电电路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| TR01 | Transfer of patent right | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20240315 Address after: 210000 Room 201, 8 / F, building a, qiaomengyuan, Nanjing, Jiangsu Province, No. 100, Tianjiao Road, Qilin science and Technology Innovation Park, Nanjing, Jiangsu Province Patentee after: Nanjing Modular Smart Chip Microelectronics Technology Co.,Ltd. Country or region after: China Address before: 400065 Chongwen Road, Nanshan Street, Nanan District, Chongqing Patentee before: CHONGQING University OF POSTS AND TELECOMMUNICATIONS Country or region before: China |