CN120237909A - 用于dc-dc转换电路的控制电路及dc-dc转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于DC‑DC转换电路的控制电路及DC‑DC转换电路，将负载指示信号和反映负载电流变化的误差放大信号引入导通时间控制电路，该导通时间控制电路根据DC‑DC转换电路的输入电压、输出电压、所述误差放大信号和负载指示信号，控制功率开关电路在相应的开关周期内的导通时间可调，以调节输出电压的峰值，由此使不同负载状态下的开关周期内输出的能量不同，使输出电压的纹波减小且在整个轻载范围内相对稳定，且负载状态越轻，误差放大信号的直流值越小，导通时间随误差放大信号的直流值的减小而越短，负载状态越重，误差放大信号的直流值越大，导通时间随误差放大信号的直流值增大而越长，避免多余的能量在输出电容上产生较大的输出电压纹波问题。

Description

用于DC-DC转换电路的控制电路及DC-DC转换电路

技术领域

本发明涉及电源转换技术领域，特别涉及一种用于DC-DC转换电路的控制电路及DC-DC转换电路。

背景技术

DC-DC(直流转直流)转换器(又称为DC-DC转换电路)作为一种高效率的开关电源转换器，具有动态响应快、控制简单、可直接控制输出电流等优点，被广泛应用在各种产品的电源管理系统中。其中，恒定导通时间(COT，constant on-time)模式是DC-DC转换电路常用的控制模式之一，其通过为功率级电路中相应的功率开关管设置固定的导通时间，进而调节DC-DC转换电路的输出电压。

在传统的COT模式控制的DC-DC转换电路中，功率开关管的导通时间是不变的，因此在COT模式控制的DC-DC转换电路的低负载(即轻载)应用中，会产生以下问题：每个充电周期输出的能量相同而轻载消耗能量少，多余的能量会在DC-DC转换电路的输出电容上产生较大的输出电压纹波，负载越轻，负载电流越小，COUT在一次充电后“剩余”的能量越多，引起的纹波也就越大，该输出电压纹波会带来很多危害，影响DC-DC转换电路的可靠性和转换效率，因此需要降低该输出电压纹波。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于DC-DC转换电路的控制电路及DC-DC转换电路，不需要更大的外部器件，就可以降低COT模式的轻载状态下的输出电压纹波。

为实现上述目的，本发明提供一种用于DC-DC转换电路的控制电路，所述DC-DC转换电路通过相应的功率开关电路的通断来将输入电压(VIN)转换为输出电压，其包括：

第一误差放大器，用于比较和放大第一参考电压和所述输出电压的反馈电压之间的误差，以得到直流值与负载电流大小正相关的误差放大信号；

导通时间控制电路，耦接所述第一误差放大器的输出端，并用于根据所述输入电压、所述输出电压、所述误差放大信号和反映所述DC-DC转换电路的负载状态的负载指示信号，控制所述功率开关电路在相应的开关周期内的导通时间可调，以调节所述输出电压的峰值。

可选地，所述DC-DC转换电路的负载状态越轻，对应的所述误差放大信号的直流值越小，对应的所述导通时间随所述误差放大信号的直流值的减小而越短，负载状态越重，对应的所述误差放大信号的直流值越大，对应的所述导通时间随所述误差放大信号的直流值增大而越长。

可选地，所述导通时间控制电路包括：

输入电压转换电路，用于将所述输入电压转换为输入电流；

负载电流引入电路，耦接所述第一误差放大器和所述负载指示信号，用于将所述误差放大信号转换为反映所述负载电流变化的误差电流，并在所述负载指示信号的控制下输出；

电压转换电路，耦接所述输入电压转换电路和所述负载电流引入电路，并用于将所述输入电流和所述负载电流引入电路输出的误差电流进行叠加，且进一步将叠加后的电流转换为相应的电压；

第一比较器，第一输入端耦接所述电压转换电路，第二输入端接收所述输出电压，并用于比较所述输出电压和所述电压转换电路转换的电压的大小，以输出相应的所述导通时间控制信号。

可选地，所述输入电压转换电路包括第二误差放大器、转换开关和第一电阻，所述转换开关的源极耦接所述第一电阻的一端和所述第一误差放大器的第二输入端，所述第一电阻的另一端接地，所述第一误差放大器的第一输入端接入所述输入电压，所述第一误差放大器的输出端耦接所述转换开关的栅极。

可选地，所述输入电压转换电路还包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和第二开关管的栅极均耦接第一开关管的漏极和所述转换开关的漏极；所述第二开关管的漏极所述负载电流引入电路、所述电压转换电路和所述第一比较器的第一输入端。

可选地，所述负载电流引入电路包括第三开关管、第四开关管、n个第五开关管和偏置电路，n≥1且为整数；所述偏置电路的输入端耦接所述第一误差放大器并用于得到所述误差放大信号的直流值；第三开关管和第四开关管的栅极均耦接所述偏置电路的输出端和所述第四开关管的漏极，所述第三开关管的漏极耦接各个所述第五开关管的漏极，各个所述第五开关管的源极耦接所述电压转换电路，所述第五开关管的栅极接收所述负载指示信号，且所述DC-DC转换电路的负载状态越轻，导通的所述第五开关管的数量越多。

可选地，所述电压转换电路包括加法器、电容器和第六开关管，所述加法器的一输入端耦接所述输入电压转换电路的输出端，所述加法器的另一输入端耦接所述负载电流引入电路的输出端，所述加法器的输出端耦接所述电容器的一端和所述第一比较器的第一输入端，所述电容器的另一端和所述第六开关管的另一端均接地，所述第六开关管的控制端接收相应的控制信号。

可选地，所述的控制电路还包括：

反馈电路，耦接所述DC-DC转换电路的输出端和所述第一误差放大器的一输入端，并用于对所述输出电压进行采样而产生用于反馈所述输出电压变化和大小的反馈电压；

PWM发生器，耦接所述第一误差放大器，用于根据所述功率开关电路的节点电压和所述误差放大信号，产生脉宽调制信号；

逻辑控制电路，耦接所述PWM发生器、所述导通时间控制电路和所述功率开关电路，用于根据所述脉宽调制信号和所述导通时间控制信号，驱动所述功率开关电路的导通或关断。

可选地，所述PWM发生器包括：

斜坡发生器，用于将所述功率开关电路的节点电压与第二参考电压进行比较，产生斜坡电压信号；

第二比较器，第一输入端耦接所述第一误差放大器的输出端，第二输入端耦接所述斜坡发生器的输出端，用于比较所述误差放大信号和所述斜坡电压信号的大小，以产生所述脉宽调制信号。

可选地，所述斜坡发生器包括：

差值电流产生电路，用于接收所述功率开关电路的节点电压和第二参考电压，并得到所述节点电压和所述第二参考电压的差值电流；

斜坡电压信号产生电路，耦接所述差值电流产生电路，并用于将所述差值电流转换为所述斜坡电压信号。

可选地，所述差值电流产生电路包括第三误差放大器、第七开关管和第二电阻，所述第三误差放大器的第一输入端接入所述第二参考电压，所述第三误差放大器的第二输入端耦接所述第七开关管的源极和所述第二电阻的一端，所述第二电阻的另一端接入所述节点电压，所述第三误差放大器的输出端耦接所述第七开关管的栅极；

和/或，所述斜坡电压信号产生电路包括第八至第十开关管和第三电阻，第八至第十开关管的源极相互耦接，第八开关管和第九开关管的栅极均耦接第八开关管的漏极以及所述差值电流产生电路，所述第九开关管和第十开关管的漏极均耦接第三电阻的一端，第三电阻的另一端接地，第十开关管的栅极接收相应的控制信号。

可选地，所述的控制电路还包括过零检测电路，用于检测所述功率开关电路的节点电压的过零点，以产生过零信号；所述逻辑控制电路根据所述脉宽调制信号、所述导通时间控制信号和所述过零信号，驱动所述功率开关电路的导通或关断。

基于同一发明构思，本发明还提供一种DC-DC转换电路，其包括功率级电路和如本发明所述的控制电路，所述功率级电路中的功率开关电路耦接所述控制电路并在所述控制电路的控制下通断。

与现有技术相比，本发明的技术方案不需要更大的外部器件，而是在传统COT模式的基础上，将反映所述DC-DC转换电路的负载状态的负载指示信号和反映负载电流变化的误差放大信号引入导通时间控制电路，该导通时间控制电路根据DC-DC转换电路的输入电压、输出电压、所述误差放大信号和负载指示信号，控制功率开关电路在相应的开关周期内的导通时间可调，以调节输出电压的峰值，由此使不同负载状态下的开关周期内输出的能量不同，使输出电压的纹波减小且在整个轻载范围内相对稳定，且负载状态越轻，对应的误差放大信号的直流值越小，所述导通时间随所述误差放大信号的直流值的减小而越短，负载状态越重，对应的所述误差放大信号的直流值越大，所述导通时间随所述误差放大信号的直流值增大而越长，避免多余的能量在输出电容上产生较大的输出电压纹波问题。

附图说明

本领域的普通技术人员将会理解，提供的附图用于更好地理解本发明，而不对本发明的范围构成任何限定。其中：

图1是本发明一实施例的控制电路及其所在的DC-DC转换电路的架构示意图。

图2是本发明一实施例的导通时间控制电路的一种示例结构示意图。

图3是本发明一实施例的斜坡发生器的一种示例结构示意图。

图4是图1所示的DC-DC转换电路在CCM模式的重载状态下的信号时序示意图。

图5是基于图1至图3得到的两种DC-DC转换电路(是否引入负载指示信号和误差放大信号)的信号时序对比示意图。

图6是本发明一实施例的DC-DC转换电路在轻载状态下负载变化的信号时序对比示意图。

图7是本发明一实施例的导通时间控制电路的另一种示例结构示意图。

图8是本发明另一实施例的控制电路及其所在的DC-DC转换电路的架构示意图。

具体实施方式

在下文的描述中，给出了大量具体的细节以便提供对本发明更为彻底的理解。然而，对于本领域技术人员而言显而易见的是，本发明可以无需一个或多个这些细节而得以实施。在其他的例子中，为了避免与本发明发生混淆，对于本领域公知的一些技术特征未进行描述。应当理解的是，本发明能够以不同形式实施，而不应当解释为局限于这里提出的实施例。相反地，提供这些实施例将使公开彻底和完全，并且将本发明的范围完全地传递给本领域技术人员。自始至终相同附图标记表示相同的元件。应当明白，当元件被称为"连接到"、“耦接”其它元件时，其可以直接地连接其它元件，或者可以存在居间的元件。相反，当元件被称为"直接连接到"其它元件时，则不存在居间的元件。在此使用时，单数形式的"一"、"一个"和"所述/该"也意图包括复数形式，除非上下文清楚的指出另外的方式。还应明白术语“包括”用于确定可以特征、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但不排除一个或更多其它的特征、步骤、操作、元件、部件和/或组的存在或添加。在此使用时，术语"和/或"包括相关所列项目的任何及所有组合。

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的技术方案作进一步详细说明。根据下面说明，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

请参考图1，本发明一实施例提供一种DC-DC转换电路的控制电路10，该DC-DC转换电路还具有功率级电路11，该功率级电路11具有电感L、输出电容COUT以及由至少一个功率开关管组成的功率开关电路等电子元件和电路结构，通过控制电路10控制功率开关电路中的功率开关管的导通和关断，从而使功率级电路11将输入电压VIN转换为输出电压VOUT。功率级电路11可以是Buck拓扑结构、Boost拓扑结构或Buck-Boost拓扑结构等任意合适的拓扑结构。

作为一种示例，请参考图1，功率级电路11为降压Buck拓扑结构，其包括功率开关管HS、功率开关管LS、电感L和输出电容COUT，其中，功率开关管HS、功率开关管LS连接组成功率开关电路，且功率开关管HS、功率开关管LS可以为任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、三极管等。控制电路10输出驱动信号VGATEP和VGATEN来控制功率开关管HS、功率开关管LS交替导通和关断。

本实施例中，控制电路10内部集成有导通时间控制电路(ON_TIMER)100、第一误差放大器EA1、PWM发生器101、过零检测电路(未标记)和逻辑控制电路102。

第一误差放大器EA1用于比较和放大第一参考电压VREF1和DC-DC转换电路的输出电压VOUT的反馈电压VFB之间的误差，以得到与负载电流ILOAD大小正相关的误差放大信号VEAO。

PWM发生器101耦接第一误差放大器EA1，用于根据功率开关管HS和LS的节点电压VSW(即功率开关电路的节点电压)和误差放大信号VEAO产生脉宽调制信号PWM。

过零检测电路的输出端耦接逻辑控制电路102，该过零检测电路用于检测功率级电路11相应的功率开关电路的节点电压VSW的过零点，以产生过零信号ZCD。

导通时间控制电路(ON_TIMER)100耦接第一误差放大器EA1，并用于根据DC-DC转换电路的输入电压VIN、输出电压VOUT、误差放大信号VEAO和相应的负载指示信号LOAD，产生用于控制功率开关管HS、LS的导通时间的导通时间控制信号TON。其中，负载指示信号LOAD用于表示DC-DC转换电路的负载状态，其可以是通过相应的负载检测电路，在DC-DC转换电路的输出端感测输出电流或输出电压，并和相应的参考电流或参考电压比较来获得。作为一种示例，请参考图2，负载指示信号LOAD可以是一种高低电平信号，以指示轻载状态和非轻载状态；例如在负载指示信号LOAD为高电平有效时，表示DC-DC转换电路工作在轻载状态(又可称为低负载状态、低负载模式)下，控制电路10基于导通时间控制电路100产生的导通时间控制信号TON，使功率开关管HS(或者LS)在每个开关周期内的导通时间(即图5所示的t_on_1)随着所述误差放大信号VEAO的直流值VEAO_DC减小(即随着负载电流ILOAD的减小)而减小，随着误差放大信号VEAO的直流值VEAO_DC增大(即随着负载电流ILOAD的增大)而增大；在负载指示信号LOAD为低电平(即无效)时，表示DC-DC转换电路工作在非轻载状态(例如正常负载状态或者重载状态)下，控制电路10基于导通时间控制电路100产生的导通时间控制信号TON，使功率开关管HS(或者LS)在每个开关周期内具有固定不变的导通时间(即图5所示的t_on)，且所述导通时间控制信号TON使所述功率开关管在轻载状态下的每个开关周期内的导通时间(即图5所示的t_on_1)均短于在非轻载状态下的每个开关周期内的导通时间(即图5所示的t_on)。

逻辑控制电路102耦接PWM发生器101、导通时间控制电路100、过零检测电路以及功率开关管HS和LS的栅极，逻辑控制电路102对脉宽调制信号PWM、过零信号ZCD和导通时间控制信号TON进行逻辑运算(例如与逻辑运算)，产生驱动信号VGATEP和VGATEN来驱动功率开关管HS和LS交替通断。该PWM主要用于决定功率开关管HS和LS的开关周期(或者说开关频率)，导通时间控制信号TON主要用于决定功率开关管HS和LS在每个开关周期中的导通时间。过零信号ZCD主要用于在需要关断功率开关管HS或LS时能及时关断该功率开关管，防止产生倒灌和不必要的功耗等问题。

由此，在COT模式下的DC-DC转换电路低负载工作时，在不需要改变控制电路10的外围电路的情况下，通过向导通时间控制模块100中引入轻载指示信号LOAD和与负载电流正相关的误差放大信号VEAO的控制，将功率开关管HS(或者LS)在每个开关周期的充电时间(即导通时间)缩短，且由于VEAO中包含了负载电流的信息，因此在轻载状态下可以自动根据负载大小调节导通时间，使输出电压VOUT在不同的轻载状态下保持稳定且较小的纹波。该控制导通时间变短的模式，可以和COT模式并行使用，作为低负载模式下的补充控制。

应当理解的是，该导通时间控制电路100、第一误差放大器EA1、PWM发生器101、过零检测电路(未标记)和逻辑控制电路102等电路模块，可以采用任意合适的电路设计，本发明对此不做具体限定。

作为一种举例说明，请参考图2，该导通时间控制电路100包括输入电压转换电路100a、负载电流引入电路100b、电压转换电路100c和第一比较器CMP0。

其中，输入电压转换电路100a用于接收输入电压VIN并将输入电压VIN转换为输入电流I1＝VIN/Rton。

负载电流引入电路100b耦接第一误差放大器EA1的输出端以及负载指示信号LOAD，用于将第一误差放大器EA1输出的误差放大信号VEAO转换为能反映负载电流ILOAD变化的误差电流I2，并在负载指示信号LOAD有效(例如为高电平)时，输出至电压转换电路100c处。即，在负载指示信号LOAD有效(例如为高电平)时，I2≠0，在负载指示信号LOAD无效(例如为低电平)时，I2＝0。

电压转换电路100c耦接输入电压转换电路100a的输出端和负载电流引入电路100b的输出端，并用于将输入电流I1和所述负载电流引入电路提供的电流I2进行叠加，且进一步将叠加后的电流I转换为相应的电压Vton；其中，当在负载指示信号LOAD无效时，电流I2＝0，此时电压转换电路100c实际上是将输入电流I1转换为相应的电压Vton。

第一比较器CMP0的第一输入端(例如同相输入端“+”)耦接电压转换电路100c，以接收电压Vton，第二输入端(例如反相输入端“-”)接收输出电压VOUT，第一比较器CMP0用于比较出电压VOUT和电压转换电路转换的电压Vton的大小，以输出导通时间控制信号TON。

其中，在负载指示信号LOAD有效时，表示DC-DC转换电路工作在轻载状态下，此时导通时间控制信号TON使功率开关管HS(或者LS)在每个开关周期内具有第一导通时间t_on_1，该第一导通时间t_ON_1随着误差电流I2(即反映了负载电流ILOAD的变化)的增大而增大，随着误差电流I2的减小而减小。在负载指示信号LOAD无效时，表示DC-DC转换电路工作在非轻载状态下，误差电流I2无法输出至电压转换电路100c处，可以视为电压转换电路100c接收到的I2＝0，此时导通时间控制信号TON使功率开关管HS(或者LS)在每个开关周期内具有第二导通时间t_on，且该第二导通时间t_on恒定不变，t_on＝Q/I1＝Vout*Cton/(VIN/Rton)＝Vout*Cton*Rton/VIN。

应当理解的是，该导通时间控制电路100内部的输入电压转换电路100a、负载电流引入电路100b、电压转换电路100c和第一比较器CMP0等电路模块，可以采用任意合适的电路设计，本发明对此不做具体限定。

作为一种示例，输入电压转换电路100a包括第二误差放大器EA2、转换开关M0和第一电阻Rton。其中，转换开关M0可以为任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、三极管等。转换开关M0的源极耦接第一电阻Rton的一端和第二误差放大器EA2的第二输入端(例如反相输入端“-”)，第一电阻Rton的另一端接地，第二误差放大器EA2的第一输入端(例如同相输入端“+”)作为输入电压转换电路100a的输入端，并接入输入电压VIN，第二误差放大器EA2的输出端耦接转换开关M0的栅极，转换开关M0的漏极作为输入电压转换电路100a的输出端，并输出相应的输入电流I1＝VIN/Rton。

作为另一种示例，输入电压转换电路100a除了包括第二误差放大器EA2、转换开关M0和第一电阻Rton之外，还进一步包括第一开关管M1和第二开关管M2，第一开关管M1的栅极和第二开关管M2的栅极均耦接第一开关管M1的漏极和转换开关M0的漏极，以接入输入电流I1；第二开关管M2的漏极耦接负载电流引入电路100b的输出端(例如第五开关管M5的源极)、电压转换电路100c(例如电容器Cton的上极板)和第一比较器CMP0的第一输入端(例如同相输入端“+”)；第一开关管M1和第二开关管M2的源极均耦接相应的电源电压(未图示)。其中，第二开关管M2和第一开关管M1构成电流镜，第二开关管M2用于对流经第一开关管M1的电流(即输入电流)I1进行镜像，且镜像比例等于第二开关管M2与第二开关管M2的宽长比。

作为一种示例，负载电流引入电路100b包括第三至第五开关管M3～M5和偏置电路BIAS。偏置电路BIAS的输入端耦接所述第一误差放大器EA1的输出端，并用于得到第一误差放大器EA1输出的误差放大信号VEAO的直流值VEAO_DC；第三开关管M3和第四开关管M4的栅极均耦接偏置电路BIAS的输出端和第四开关管M4的漏极，第三开关管M3的漏极耦接第五开关管M5的漏极，第五开关管M5的源极耦接电压转换电路的输入端(即电容器Cton的上极板)和第一比较器CMP0的第一输入端，第五开关管M5的栅极作为负载电流引入电路100b的控制端并接收负载指示信号LOAD。其中，M3、M4构成电流镜，M3用于对流经M4的电流进行镜像，且镜像比例等于M3、M4的宽长比。以M3、M4的宽长比为1:1为例，在负载指示信号LOAD有效(例如为高电平)时，M5导通，流经M5的电流I2等于流经M3的电流，此时，在直流值VEAO_DC的偏置作用下，流经M5的电流I2＝(VIN-VEAO_DC-VTH)*gm，其中VTH为M4的阈值电压，gm为M4的跨导。在负载指示信号LOAD无效(例如为低电平)时，M5关断，I2＝0。

显然，本实施例的负载电流引入电路100b仅在LOAD信号有效时工作，由此可以避免改变重载时DC-DC转换电路的工作频率。

作为一种示例，所述电压转换电路100c包括加法器U0、电容器Cton和第六开关管M6，加法器U0的一个输入端耦接M2的漏极，另一个输入端耦接M5的源极，输出端耦接电容器Cton的一端(即上极板)、第六开关管M6的漏极、第一比较器CMP0的第一输入端，电容器Cton的另一端(即下极板)和第六开关管M6的源极均接地，第六开关管M6的栅极接收相应的控制信号，该控制信号通常与功率开关电路中所接收的相应驱动信号(该驱动信号基于所述导通时间控制信号TON产生的)同相，但是第六开关管M6的栅极通常不与功率开关电路中的功率开关管的栅极直接耦接。例如当第六开关管M6为NMOS管时，其栅极接收的控制信号可与功率开关管LS的栅极所接收的驱动信号同相，本文中为了表示两者栅极所接收的信号同相，在图2中将第六开关管M6栅极的控制信号也标记为VGATEN。由此，当需要功率开关管HS导通且LS关断时，第六开关管M6也关断，进一步当负载指示信号LOAD有效(例如为高电平，表示轻载状态)时，以电流I＝I1+I2对电容器Cton充电，充电时间即功率开关管HS的导通时间t_on_1，当负载指示信号LOAD无效时，I2＝0，以电流I＝I1对电容器Cton充电，充电时间即功率开关管HS的导通时间t_on，进而将输入电压转换电路100a和负载电流引入电路100b叠加后输出的电流I转换为相应的电压Vton＝Q/Cton＝I*t/Cton。当需要功率开关管HS关断而LS导通时，第六开关管M6也导通，此时对电容器Cton进行放电，以复位Vton。

图2所示的导通控制电路的工作原理如下：

DC-DC转换电路工作时，M0、M1、M2均导通，M2将流经M1的输入电流I1通过M2镜像输出至电容器Cton的上极板处。

当负载指示信号LOAD有效(例如为高电平)时，表示DC-DC转换电路工作在轻载状态下，M5导通，偏置电路BIAS得到第一误差放大器EA1输出的误差放大信号VEAO对应的直流值VEAO_DC，直流值VEAO_DC通过M4转换为误差电流，M3将流经M4的误差电流镜像为I2并通过M5输出至电容器Cton的上极板处，由此以叠加电流I＝I1+I2给电容器Cton充电，进而得到转换后的电压Vton＝Q/Cton＝I*t_on_1/Cton,由此得到：

t_on_1＝Cton*VOUT/[VIN/Rton+(VIN-VEAO_DC-VTH,P)*gm,p]。

显然VEAO_DC越大(即负载电流越大)，t_on_1越大，反之，VEAO_DC越小(即负载电流越小)，t_on_1越小。

当负载指示信号LOAD无效(例如为低电平)时，DC-DC转换电路工作在非轻载状态(例如是正常负载状态或重载状态)下，M5关断，I2＝0，此时有I＝I1＝VIN/Rton，t_on＝Cton*VOUT/(VIN/Rton)。显然t_on大于t_on_1。

应当理解的是，上述示例中以M2和M1的宽长比为1:1、M3和M4的宽长比为1:1为例来进行说明的，但是本发明的技术方案并不仅仅限定于此。

作为一种示例，请参考图1，PWM发生器101包括斜坡发生器RAMP和第二比较器CMP1。其中，斜坡发生器RAMP用于将所述功率开关管HS和LS的连接节点的节点电压VSW与第二参考电压VREF2进行比较，产生斜坡电压信号VRAMP。第二比较器CMP1的第一输入端耦接第一误差放大器EA1的输出端，第二输入端耦接斜坡发生器RAMP的输出端，第二比较器CMP1用于比较误差放大信号VEAO和斜坡电压信号VRAMP的大小，以产生所需的脉宽调制信号PWM。可选地，斜坡发生器RAMP包括差值电流产生电路101a和斜坡电压信号产生电路101b，差值电流产生电路101a用于接收功率开关管HS和LS连接节点的节点电压VSW和第二参考电压VREF2，并将节点电压VSW和第二参考电压VREF2的差值转换为差值电流I3；斜坡电压信号产生电路101b耦接所述差值电流产生电路101a并用于将差值电流I3转换为斜坡电压信号VRAMP。

应当理解的是，该斜坡发生器RAMP内部的差值电流产生电路101a和斜坡电压信号产生电路101b以及第二比较器CMP1可以采用任意合适的电路设计，本发明对此不做具体限定。

作为一种示例，请参考图3，差值电流产生电路101a包括第三误差放大器EA3、第七开关管M7和第二电阻R1。第三误差放大器EA3的第一输入端(例如为其同相输入端“+”)接入第二参考电压VREF2，第三误差放大器EA3的第二输入端(例如为其反相输入端“-”)耦接第七开关管M7的源极和第二电阻R1的一端，第二电阻R1的另一端接入节点电压VSW，第三误差放大器EA3的输出端耦接第七开关管M7的栅极。第七开关管M7导通时输出差值电流I3。

作为一种示例，斜坡电压信号产生电路101b包括第八至第十开关管M8～M10和第三电阻R3，第八至第十开关管M8～M10的源极相互耦接，第八开关管M8和第九开关管M9的栅极均耦接第八开关管M8的漏极以及第七开关管M7的漏极，第九开关管M9和第十开关管M10的漏极均耦接第三电阻R3的一端，第三电阻R3的另一端接地，第十开关管M10的栅极接收相应的控制信号，该控制信号通常与功率开关电路中所接收的相应驱动信号(该驱动信号基于所述导通时间控制信号TON产生的)同相，但是第十开关管M10的栅极通常不与功率开关电路中的功率开关管的栅极直接耦接。例如当第十开关管M10为PMOS管时，其栅极接收的控制信号可与功率开关管HS的栅极所接收的驱动信号VGATEP同相，本文中为了表示两者栅极所接收的信号同相，在图2中将第十开关管M10栅极的控制信号也标记为VGATEP。由此，功率开关管HS导通时，第十开关管M10也导通，功率开关管HS关断时，第十开关管M10也关断。

以具有图1至图3的结构所示的控制电路10的DC-DC转换电路为例，当其在CCM(Continuous Conduction Mode，连续导通)模式的重载状态下工作时，该控制电路10的信号时序如图4所示。结合图3所示的斜坡发生器RAMP的电路结构，斜坡电压信号VRAMP与负载电流ILOAD之间的正相关关系可以推导如下：

VSW＝0-IL*Rdsn，

I1＝(VREF2-VSW)/R1，

VRAMP＝I1*R2＝[VREF2+IL*Rdsn]*R2/R1，

IL＝ILOAD+VOUT*T*(1-VOUT/VIN)/2/L-VOUT*t/L。

其中，IL为流经电感L的电感电流，Rdsn为功率开关管HS或LS的导通电阻，ILOAD为DC-DC转换电路的负载电流。在DC-DC转换电路工作过程中，VIN、VOUT、周期T、L都是固定的常数，所以IL、VRAMP可以分别等效为：

IL＝ILOAD+K1-K2*t，

VRAMP＝K3+K4*ILOAD-K5*t。

其中，K1、K2、K3、K4和K5均为等效系数。

由此可以看出，ILOAD的值与VRAMP正相关，根据如图1至图3所示的控制电路10的环路控制分析可知，VEAO的直流值VEAO_DC在控制电路10的电路中实际上是由VRAMP确定的，因此VEAO的直流值VEAO_DC的变化能够反映负载电流ILOAD的变化，将VEAO引入导通时间控制电路100a对导通时间TON进行控制，且基于图3所示的斜坡发生器电路可以得到t_on_1＝Cton*VOUT/[VIN/Rton+(VIN-VEAO_DC-VTH)*gm]，由此也可以证明VEAO的直流值VEAO_DC正比于TON，也就是说，VEAO的直流值VEAO_DC由VRAMP确定，且与ILOAD正相关，VEAO的直流值VEAO_DC随着ILOAD减小，t_on_1也会随着VEAO的直流值VEAO_DC减小而逐渐缩短。

为了更好地说明本实施例的技术方案的技术效果，在其他电路结构和条件均相同的情况下，构建两种DC-DC转换电路，第一种DC-DC转换电路中的导通时间控制电路相对图2省略了M3、M4和M5，因此未引入负载指示信号LOAD和误差放大信号VEAO控制，其各信号的时序如图5中的(A)所示；第二种DC-DC转换电路采用了如图2所示的本实施例的导通时间控制电路，以引入负载指示信号LOAD和误差放大信号VEAO控制，其各信号的时序如图5中的(B)所示。对比图5中的(A)和(B)，可以看出采用了如图2所示的本实施例的导通时间控制电路的DC-DC转换电路的输出电压VOUT的起伏明显变小，因此本实施例能够有效降低DC-DC转换电路的输出电压纹波。

进一步分析上述的第二种DC-DC转换电路在轻载状态下当负载大小发生变化时的情况，得到如图6所示的信号时序图。从图6中可以看出，在轻载状态下，负载变轻(即负载下降)时，t_on_1随之减小(从t_on_1b变为t_on_1a)，负载变重(即负载上升)时，t_on_1随之增加(从t_on_1a变为t_on_1b)。而且VOUT纹波在整个轻载范围内相对稳定。产生该现象的原因如下：

轻载状态下，在功率开关管HS或LS的每个开关周期内，DC-DC转换电路的环路输出的能量为:[t_on_1*(VIN-VOUT)/L]*t_on_1/D/2，其中D为功率开关管HS或LS的开关占空比；

在功率开关管HS或LS的充电结束的时刻，负载损耗的能量为：ILOAD*t_on_1/D；

根据电容特性，这一过程在输出电容COUT上产生的电压纹波为：[t_on_1*(VIN-VOUT)/2/L-ILOAD]*t_on_1/D/COUT。

在未引入VEAO控制时，在COT控制下t_on_1恒定，如果ILOAD下降，VOUT纹波就会变大，但是本发明引入VEAO控制后，以负载上升为例，负载上升带来的直接影响是基于电流采样的VRAMP上升，又因为前文所提到的在DC-DC转换电路的环路中VEAO的直流值VEAO_DC与VRAMP强相关，负载上升时，负载电流ILOAD增大，VEAO的直流值VEAO_DC也随之上升，这会导致导通时间控制电路100a中由VEAO_DC引入的误差电流I2减小，导通时间控制电路100a内部的电容器Cton充电速度降低，第一比较器CMP0翻转时间延迟，于是其输出的TON对应的导通时间ton_1相对于负载更轻时增大，这带来的直观影响是相应的功率开关管HS或LS在每个开关周期内传递到输出端的能量增加，但是因为负载增大导致输出功耗也增加了，所以在电路的具体参数选择合理的情况下，每个开关周期“剩余”在输出电容COUT上能量可以保持不变，也就是VOUT纹波保持在一个稳定且较低的值。类似地，负载下降时每个开关周期“剩余”在输出电容COUT上能量也可以保持不变，也就是说，在整个轻载范围内下，由于引入了VEAO控制后，不管负载如何变化，VOUT纹波均保持在一个稳定且较低的值，在此不再赘述。

也就是说，本实施例将反映DC-DC转换电路的负载状态的负载指示信号LOAD和误差放大信号VEAO共同引入导通时间控制电路，该导通时间控制电路能够根据输入电压、输出电压、负载指示信号LOAD和误差放大信号VEAO，来控制所述功率开关电路在相应的开关周期内的导通时间可调，以调节输出电压的峰值，由此使不同负载状态下的开关周期内输出的能量不同，且负载状态越轻，对应的误差放大信号的直流值越小，所述导通时间随所述误差放大信号的直流值的减小而越短，负载状态越重，对应的所述误差放大信号的直流值越大，所述导通时间随所述误差放大信号的直流值增大而越长，从而在不同负载状态下避免多余的能量在输出电容上产生较大的输出电压纹波问题。

应当理解的是，上述实施例中，负载指示信号LOAD仅具有高电平和低电平两种状态，因此仅能指示轻载状态和非轻载状态这两种负载状态，因此如图2所示，开关MOS管M5可以仅有一个，但是本发明的技术方案并不仅仅限定于此。

在本发明的另一实施例，请参考图7，一个负载指示信号LOAD可以包括与n种负载状态一一对应的n个负载指示信号LOAD1～LOADn，这n个负载指示信号LOAD1～LOADn可以通过相应的负载检测电路将检测到的输出电压Vout或输出电流和n个参考电压或参考电流来比较获得。导通时间控制电路100中的负载电流引入电路100b中对应于n个负载指示信号LOAD1～LOADn设置n个第五开关管M51～M5n，第五开关管M51～M5n的漏极均耦接M3的漏极，第五开关管M51～M5n的源极相互耦接，且一同连接到加法器U0的一个输入端，第五开关管M51～M5n的栅极均作为负载电流引入电路100b的控制端，并一一对应地接收负载指示信号LOAD1～LOADn。第五开关管M51～M5n起到了对M3输出的电流的分流作用。其中，第五开关管M51～M5n可以是宽长比的晶体管，也可以是宽长比不同的晶体管。当第五开关管M51～M5n的宽长比相同时，第五开关管M51～M5n相当于将流经M3的电流(VIN-VEAO_DC-VTH)*gm均分成了n路，每路电流大小为K*(VIN-VEAO_DC-VTH)*gm/n，其中VTH为M4的阈值电压，gm为M4的跨导。

可选地，0<K<1，由此可以在轻载状态下避免导通时间过小而引起不必要的功耗。

该实施例中，DC-DC转换电路的负载越高，第五开关管M51～M5n中导通的MOS管开关数量越少(最少可以打开零个，对应于最高负载的状态)，负载越低，第五开关管M51～M5n中导通的MOS管开关数量越多(最多可以打开n个，对应于最低负载的状态)。此时，第一比较器CMP0的第一输入端接收的电流为I＝I1+I2，I2＝x*(VIN-VEAO_DC-VTH)*gm/n，对应的功率开关电路的每个开关周期内的导通时间为：

t_ON＝VOUT*Cton/[VIN/Rton+x*(VIN-VEAO_DC-VTH)*gm/n]；

其中x为第五开关管M51～M5n中导通的MOS管开关数量。

当x＝0时，导通时间t_ON相对最长，当x＝n时，导通时间t_ON相对最短，也就是说，负载越小(即越小)，x越大，导通时间t_ON越短，负载越大(即越重)，x越小，导通时间t_ON越长。

由此，该实施例中，在COT模式下的DC-DC转换电路工作时，在不需要改变控制电路10的外围电路的情况下，通过向导通时间控制模块100中引入n个负载指示信号LOAD1～LOADn和误差放大信号VEAO的控制，可以在不同负载状态下调整功率开关管HS(或者LS)在每个开关周期的充电时间(即导通时间t_ON)，且负载越轻，导通时间t_ON越短，负载越重，导通时间t_ON越长，进而使输出电压VOUT在不同负载状态下保持稳定且具有较小的纹波。该控制导通时间变化的模式，可以和COT模式并行使用，作为不同负载模式下的补充控制。

基于同一发明构思，请参考图1，本实施例还提供一种DC-DC转换电路，其包括功率级电路11和如本实施例所述的控制电路10，所述功率级电路11可以采用Buck型拓扑结构或Buck-boost型拓扑结构或Boost型拓扑结构等任意合适的拓扑结构，其功率开关电路具有相应的功率开关管，例如图1中的HS和LS，控制电路10耦接功率级电路11的功率开关电路中相应的功率开关管的栅极，以在该控制电路的控制下通断，由此使得DC-DC转换电路工作在相应的模式(例如COT模式)下，并将输入电压VIN转换为输出电压VOUT。

应当理解的是，上述实施例的控制电路10的内部结构以及DC-DC转换电路的其他结构仅仅是作为一种举例，其并不表明本发明的控制电路10的内部结构以及DC-DC转换电路的结构仅仅限定于此，在本发明的其他实施例中，控制电路内部还可以具有其他功能电路，也可以省略一些功能电路，DC-DC转换电路还可以包括其他电路结构。

例如，在本发明的另一实施例中，请参考图7，DC-DC转换电路的控制电路省略了过零检测电路，逻辑控制电路102对脉宽调制信号PWM和导通时间控制信号TON进行相应的逻辑运算，控制功率级电路11的功率开关电路中相应的功率开关管的通断。

再例如，请参考图7，DC-DC转换电路还包括反馈电路(未标记)，其能够对输出电压VOUT进行采样而产生用于反馈输出电压VOUT变化和大小的反馈电压VFB。作为一种示例，该反馈电路包括反馈电阻Rfb1和Rfb2，电阻Rfb1的一端耦接输出电容COUT的上极板和电感L的一端，电阻Rfb1的另一端连接电阻Rfb2的一端并输出反馈电压VFB，电阻Rfb2的另一端接地。

另外，图1至图7中的M0～M10均以相应的NMOS管或PMOS管为例示出，但是本发明的技术方案并不仅仅限定于此，在本发明的其他实施例中，图1至图7中相应的NMOS管可以被替换为PMOS管、三极管、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等任何可控半导体开关器件，同理，图1至图7中相应的PMOS管可以被替换为NMOS管、三极管、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等任何可控半导体开关器件。

综上所述，本发明提供的用于DC-DC转换电路的控制电路及DC-DC转换电路，不需要更大的外围器件，而是在传统COT模式的基础上，将负载指示信号和反映负载电流变化的误差放大信号引入导通时间控制电路，该导通时间控制电路根据DC-DC转换电路的输入电压、输出电压、所述误差放大信号和负载指示信号，控制功率开关电路在相应的开关周期内的导通时间可调，以调节输出电压的峰值，由此使不同负载状态下的开关周期内输出的能量不同，使输出电压的纹波减小且在整个轻载范围内相对稳定，且负载状态越轻，对应的误差放大信号的直流值越小，所述导通时间随所述误差放大信号的直流值的减小而越短，负载状态越重，对应的所述误差放大信号的直流值越大，所述导通时间随所述误差放大信号的直流值增大而越长，避免多余的能量在输出电容上产生较大的输出电压纹波问题。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (13)

1.一种用于DC-DC转换电路的控制电路，所述DC-DC转换电路通过相应的功率开关电路的通断来将输入电压转换为输出电压，其特征在于，包括：

第一误差放大器，用于比较和放大第一参考电压和所述输出电压的反馈电压之间的误差，以得到直流值与负载电流大小正相关的误差放大信号；

导通时间控制电路，耦接所述第一误差放大器的输出端，并用于根据所述输入电压、所述输出电压、所述误差放大信号和反映所述DC-DC转换电路的负载状态的负载指示信号，控制所述功率开关电路在相应的开关周期内的导通时间可调，以调节所述输出电压的峰值。

2.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述DC-DC转换电路的负载状态越轻，对应的所述误差放大信号的直流值越小，对应的所述导通时间随所述误差放大信号的直流值的减小而越短，负载状态越重，对应的所述误差放大信号的直流值越大，对应的所述导通时间随所述误差放大信号的直流值增大而越长。

3.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述导通时间控制电路包括：

输入电压转换电路，用于将所述输入电压转换为输入电流；

负载电流引入电路，耦接所述第一误差放大器和所述负载指示信号，用于将所述误差放大信号转换为反映所述负载电流变化的误差电流，并在所述负载指示信号的控制下输出；

电压转换电路，耦接所述输入电压转换电路和所述负载电流引入电路，并用于将所述输入电流和所述负载电流引入电路输出的误差电流进行叠加，且进一步将叠加后的电流转换为相应的电压；

第一比较器，第一输入端耦接所述电压转换电路，第二输入端接收所述输出电压，并用于比较所述输出电压和所述电压转换电路转换的电压的大小，以输出相应的所述导通时间控制信号。

4.如权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述输入电压转换电路包括第二误差放大器、转换开关和第一电阻，所述转换开关的源极耦接所述第一电阻的一端和所述第一误差放大器的第二输入端，所述第一电阻的另一端接地，所述第一误差放大器的第一输入端接入所述输入电压，所述第一误差放大器的输出端耦接所述转换开关的栅极。

5.如权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述输入电压转换电路还包括第一开关管和第二开关管，所述第一开关管和第二开关管的栅极均耦接第一开关管的漏极和所述转换开关的漏极；所述第二开关管的漏极所述负载电流引入电路、所述电压转换电路和所述第一比较器的第一输入端。

6.如权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述负载电流引入电路包括第三开关管、第四开关管、n个第五开关管和偏置电路，n≥1且为整数；所述偏置电路的输入端耦接所述第一误差放大器并用于得到所述误差放大信号的直流值；第三开关管和第四开关管的栅极均耦接所述偏置电路的输出端和所述第四开关管的漏极，所述第三开关管的漏极耦接各个所述第五开关管的漏极，各个所述第五开关管的源极耦接所述电压转换电路，所述第五开关管的栅极接收所述负载指示信号，且所述DC-DC转换电路的负载状态越轻，导通的所述第五开关管的数量越多。

7.如权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述电压转换电路包括加法器、电容器和第六开关管，所述加法器的一输入端耦接所述输入电压转换电路的输出端，所述加法器的另一输入端耦接所述负载电流引入电路的输出端，所述加法器的输出端耦接所述电容器的一端和所述第一比较器的第一输入端，所述电容器的另一端和所述第六开关管的另一端均接地，所述第六开关管的控制端接收相应的控制信号。

8.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括：

反馈电路，耦接所述DC-DC转换电路的输出端和所述第一误差放大器的一输入端，并用于对所述输出电压进行采样而产生用于反馈所述输出电压变化和大小的反馈电压；

PWM发生器，耦接所述第一误差放大器，用于根据所述功率开关电路的节点电压和所述误差放大信号，产生脉宽调制信号；

逻辑控制电路，耦接所述PWM发生器、所述导通时间控制电路和所述功率开关电路，用于根据所述脉宽调制信号和所述导通时间控制信号，驱动所述功率开关电路的导通或关断。

9.如权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述PWM发生器包括：

斜坡发生器，用于将所述功率开关电路的节点电压与第二参考电压进行比较，产生斜坡电压信号；

第二比较器，第一输入端耦接所述第一误差放大器的输出端，第二输入端耦接所述斜坡发生器的输出端，用于比较所述误差放大信号和所述斜坡电压信号的大小，以产生所述脉宽调制信号。

10.如权利要求9所述的控制电路，其特征在于，所述斜坡发生器包括：

差值电流产生电路，用于接收所述功率开关电路的节点电压和第二参考电压，并得到所述节点电压和所述第二参考电压的差值电流；

斜坡电压信号产生电路，耦接所述差值电流产生电路，并用于将所述差值电流转换为所述斜坡电压信号。

11.如权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述差值电流产生电路包括第三误差放大器、第七开关管和第二电阻，所述第三误差放大器的第一输入端接入所述第二参考电压，所述第三误差放大器的第二输入端耦接所述第七开关管的源极和所述第二电阻的一端，所述第二电阻的另一端接入所述节点电压，所述第三误差放大器的输出端耦接所述第七开关管的栅极；

和/或，所述斜坡电压信号产生电路包括第八至第十开关管和第三电阻，第八至第十开关管的源极相互耦接，第八开关管和第九开关管的栅极均耦接第八开关管的漏极以及所述差值电流产生电路，所述第九开关管和第十开关管的漏极均耦接第三电阻的一端，第三电阻的另一端接地，第十开关管的栅极接收相应的控制信号。

12.如权利要求8所述的控制电路，其特征在于，还包括过零检测电路，用于检测所述功率开关电路的节点电压的过零点，以产生过零信号；所述逻辑控制电路根据所述脉宽调制信号、所述导通时间控制信号和所述过零信号，驱动所述功率开关电路的导通或关断。

13.一种DC-DC转换电路，其特征在于，包括功率级电路和如权利要求1-12中任一项所述的控制电路，所述功率级电路中的功率开关电路耦接所述控制电路并在所述控制电路的控制下通断。