CN102801664A - 用于改进信道估计和干扰估计的导频设计 - Google Patents

Abstract

本申请描述了用于发送导频的技术和用于处理接收到的导频以获取信道和干扰估计值的技术。终端可基于第一序列，生成时频块中第一簇的导频符号；基于第二序列，生成该时频块中第二簇的导频符号。第一和第二序列可以包括按照不同顺序来排列的共同元素，并可将其当作单个序列的不同版本。终端可将导频符号在它们相应的簇中发送。基站可从时频块中多个簇获取接收到的导频符号。基站可采用分配给终端的序列的多个版本来，来构建多个基向量中的每一个，以获取终端的信道估计值。

Description

用于改进信道估计和干扰估计的导频设计

本申请是2009年07月03日提交的申请号为200880001724.0、发明名称为“用于改进信道估计和干扰估计的导频设计”的申请的分案申请。

本申请要求享受2007年1月5日提交的、名称为“PILOT DESIGN FORIMPROVED SIMPLIFIED CHANNEL AND INTERFERENCE ESTIMATEWITH DEDICATED PILOT TONES FOR OFDMA”、序号为60/883,756的美国临时申请的优先权。该申请已转让给本申请的受让人，并以引用方式并入本申请。

技术领域

概括地说，本发明涉及通信，具体地说，涉及无线通信系统的导频设计。

背景技术

无线多址通信系统通过共享可用的无线电资源来支持多个用户。这种多址系统的实例包括码分多址（CDMA）系统、时分多址（TDMA）系统、频分多址（FDMA）系统、正交FDMA（OFDMA）系统、以及单载波FDMA（SC-FDMA）系统。

无线多址系统可在前向和/或反向链路上支持多输入多输出（MIMO）传输。在反向链路（或上行链路）上，一个或多个终端可从终端的多个（N_T）发射天线向基站的多个（N_R）接收天线进行传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线所构建的MIMO信道可分解成N_C个空间信道，其中N_C≤min{N_T,N_R}。通过利用由多个发射和接收天线所构建的空间信道，可获得改善的性能（例如，更高的吞吐率和/或更高的可靠性）。

对于反向链路上的MIMO传输，通常对每个终端和基站之间的无线信道进行估计，并将其用于对由终端通过无线信道所发送的数据传输进行恢复。通过从每个终端发送导频并在基站对导频进行测量，来执行信道估计。导频由终端和基站事先均已知的符号来构建。从而，基站可以根据从终端接收到的导频符号和已知的导频符号，来估计每个终端的信道响应。由于导频的传输代表着开销，因此希望尽可能地最小化导频传输。然而，导频传输应当使得基站可以获取每个终端的良好信道估计。

因此，在本领域中需要用于对导频进行发送以便获得良好信道估计的技术。

发明内容

本申请描述了用于发送导频的技术和用于处理接收到的导频以获取信道估计值和干扰估计值的技术。发射机（例如，终端）可基于第一序列，生成时频块（或块）中第一簇的导频符号；可基于第二序列，生成时频块中第二簇的导频符号。发射机还可基于第一序列或第三序列，生成时频块中第三簇的导频符号；并可基于第二序列或第四序列，生成时频块中第四簇的导频符号。每个簇可涵盖时频块中的一组导频符号，这些符号通常相互邻近。第一、第二、第三和第四序列可以包括按照不同顺序来配置的共同元素，并可作为单个序列的不同版本。例如，第二序列中的元素顺序可以与第一序列中的元素顺序相反（或翻转）。发射机可在时频块中导频符号相应的簇中来发送导频符号。

多个发射机可共用时频块，并可以针对时频块中的每个簇，为该多个发射机分配相互正交的不同序列。每个发射机可生成每个簇的导频符号，该生成过程基于针对该簇的分配给该发射机的序列来进行。

接收机（例如，基站）可从时频块中的多个簇获取接收到的导频符号。接收机可构建发射机的多个基向量，其中，每个基向量采用分配给该发射机的序列的多个版本来构建。基向量是用于对接收到的符号进行处理的元素的向量。序列的多个版本可对应于序列中元素的不同排序，且可被当作不同的序列。接收机可以进一步基于特定的信道模型（例如，具有线性变化的时间分量和线性变化的频率分量的信道模型）来构建多个基向量。接收机采用多个基向量来处理接收到的导频符号以获取发射机的信道估计值。接收机可针对共用时频块的每个发射机，重复进行相同的处理（例如，生成基向量，并采用基向量来处理接收到的导频符号）。接收机还可基于接收到的导频符号和至少一个未用于信道估计的基向量，获取噪声和干扰估计值。

下面进一步详细说明本发明的各个方面和特征。

附图说明

图1示出了两个终端和基站的框图。

图2示出了块结构。

图3A-3D示出了四个导频模式的设计。

图4示出了四个导频簇的不同组合选择。

图5A-5D示出了使用多个版本的加扰序列，来获取图3A-3D中示出的四种导频模式的对称导频符号。

图6示出了发射机执行的用于发送导频的过程。

图7示出了用于发送导频的装置。

图8示出了由接收机所执行的用于对接收到的导频进行处理的过程。

图9示出了对接收到的导频进行处理的装置。

具体实施方式

本申请描述的技术可用于各种支持MIMO传输以及利用频分复用（FDM）形式的通信系统。例如，该技术可用于利用正交FDM（OFDM）、单载波FDM（SC-FDM）等的系统。OFDM和SC-FDM将系统带宽划分成多个（K个）正交子载波，其也称为音频、频段等。每个子载波可采用数据进行调制。一般地，调制符号在频域中采用OFDM来发送，在时域采用SC-FDM来发送。该技术也可用于在反向链路（或上行链路）上进行传输，以及在前向链路（或下行链路）上进行传输。为了清楚起见，下面针对在反向链路上的传输来描述该技术。

图1示出了无线通信系统中两个终端110x和110y以及基站150的设计的框图。终端还可称为用户设备（UE）、移动站、接入终端、用户单元、站等。终端可以是蜂窝电话、个人数字助理（PDA）、无线通信设备、手持设备、无线调制解调器、膝上型计算机、无绳电话等。基站还可称为节点B、演进节点B（eNodeB）、接入点等。在图1中，终端110x配有单个天线，配有单个天线，终端110y配有多个天线，基站150配有多个天线。每个天线可以是物理天线或天线阵列。为了简明，图1仅示出了用于在反向链路上传输数据以及在前向链路上传输信令的处理单元。

在每个终端110，发射（TX）数据和导频处理器120可从数据源112接收业务数据，处理（例如，格式化、编码、交织和符号映射）业务数据，并生成数据符号。处理器120还可生成导频符号，将数据符号与导频符号进行复用。本申请所使用的数据符号是数据的符号，导频符号导频的符号，符号通常为复数值。数据符号和导频符号可以是根据例如PSK或QAM的调制方案的调制符号。导频是终端和基站事先均已知的数据。

在终端110y，TX MIMO处理器122y可基于直接MIMO映射、预编码、波束形成等对数据和导频符号进行发射机空间处理。数据符号可发自一个天线，以用于直接MIMO映射；或者发自多个天线，以用于预编码和波束形成。处理器122y可将N_Y个输出符号流提供给N_Y个调制器（MOD）130a-130ny。在终端110x，处理器120x可将单个输出符号流提供给调制器130x。每个调制器130可对输出符号进行调制（例如，针对OFDM、SC-FDM等）以获取输出码片。每个调制器130可对其输出码片进行进一步处理（例如，模拟转换、滤波、放大以及上变频）以生成反向链路信号。在终端110x，来自调制器130x的单个反向链路信号可从天线132x发送。在终端110y，来自调制器130a-130ny的N_Y个反向链路信号可分别通过N_Y个天线132a-132ny来发送。

在基站150，N_R个天线152a-152nr可从终端110x和110y以及其它可能的终端接收反向链路信号。每个天线152可将接收到的信号提供给相应的解调器（DEMOD）154。每个解调器154可对其接收到的信号进行处理（例如，滤波、放大、下变频和数字化）以获取采样值，并可以进一步对采样值进行解调（例如，针对OFDM、SC-FDM等）以获取接收到的符号。每个解调器154可将接收到的数据符号提供给接收（RX）空间处理器160，并可将接收到的导频符号提供给信道处理器162。基于接收到的导频符号，信道处理器162可以对从每个终端110到基站150的无线信道的响应以及噪声和干扰进行估计。RX空间处理器160可对接收到的数据符号采用来自信道处理器162的信道估计值以及噪声和干扰估计值进行MIMO检测，以获取数据符号估计值。RX数据处理器170可对数据符号估计值进行处理（例如，解交织和解码），并将解码数据提供给数据宿172。

基站150可将业务数据和信令（例如，对时间频率资源的分配）发送给终端。信令可由TX信令处理器174进行处理，并由调制器154a-154nr进一步进行处理，以生成N_R个前向链路信号，其可以通过N_R个天线152a-152nr来发送。在每个终端110，来自基站150的前向链路信号可由一个或多个天线132接收，由一个或多个解调器130处理，并由RX信令处理器134进一步进行处理以恢复基站150发送的信令。

控制器/处理器140x、140y和180可分别控制终端110x和110y以及基站150处的各个处理单元的操作。存储器142x、142y和182可以分别存储终端110x和110y以及基站150的数据和程序代码。调度器184可调度终端在前向和/或反向链路上传输。

图2示出了块结构200，其可用于前向和/或反向链路。可以将可用于给定链路的时间频率资源划分成块，其中块还可称为时频块、资源块、跳变区域等。每个块可在多个（T个）符号周期内覆盖多个（F个）子载波，其中F和T都可以是任意整数值。给定块中的F个子载波可以是连续的子载波，也可以分布在总共K个子载波间。每个块包括F·T个资源单元，其中资源单元是一个符号周期内的一个子载波。F·T调制符号可在每个块中F·T个资源单元中发送。每个块可以分配给一个或多个终端以进行数据传输。

图2还示出了可用于前向和/或反向链路的跳频方案。跳频可提供频率分集以应对不利的路径影响以及干扰的随机化。采用跳频，可在不同的跳变周期中为终端分配系统带宽不同部分中的块。跳周期是一个块的时长，并跨越T个符号周期。

数据和导频可在块中以各种方式进行发送。在一个设计中，数据和导频符号在不同资源单元中发送。导频符号还可以基于导频模式来发送，该导频模式指示用于导频符号的特定资源单元。一般地，导频模式可以包括任意数量的导频符号，导频符号可位于块内的任意位置。可基于导频开销和信道估计性能之间的折衷，来选择导频符号的数量。可基于期望的无线信道时延扩展，来选择导频符号之间的频率间距。导频符号间较小的频率分离可用来处理较大的时延扩展。可基于期望的无线信道多普勒扩展来选择导频符号之间的时间间隔。导频符号间较小的时间分离可用来处理较大的多普勒扩展。

为了支持空间复用技术，例如MIMO和/或空分复用（SDMA），还可布置导频符号。采用空间复用，多个数据流可通过由多个发射天线和多个接收天线所构建的多个空间信道或层来同时进行传输。为了支持空间复用，可将导频符号排列在块内的簇中。每个簇中导频符号的数量（M）可以大于或等于待支持的空间秩。空间秩表示空间信道的数量，从而表示可并行发送的数据流的数量。每个簇中的导频符号可占据时间和频率中的连续区域，使得对于每个终端，一个簇中的导频符号间无线信道的变化尽可能地小。

图3A示出了16×8块的导频模式310的设计，其在T＝8个符号周期中覆盖F＝16个子载波。在该设计中，块包括12个导频符号，其排列在位于块的四个角的四个簇中。如图3A中所示，给四个簇分配索引1、2、3和4。每个簇包括M＝3个导频符号，其在三个连续地符号周期内在一个子载波上发送。每个簇中的三个导频符号可用于最多三个空间信道的信道估计。

图3B示出了16×8块的导频模式320的设计。在该设计中，块包括12个导频符号，其排列在位于块的四个角的四个簇中。每个簇包括M＝3个导频符号，其在一个符号周期内在三个连续的子载波上发送。每个簇中的三个导频符号可用于最多三个空间信道的信道估计。

图3C示出了16×8块的导频模式330的设计。在该设计中，块包括16个导频符号，其排列在位于块的四个角的四个簇中。每个簇包括M＝4个导频符号，其在两个连续的符号周期内在两个连续的子载波上发送。每个簇中的四个导频符号可用于最多四个空间信道的信道估计。

图3D示出了16×8块的导频模式340的设计。在该设计中，块包括24个导频符号，其排列在位于块的四个行的八个簇中。每个簇包括M＝3个导频符号，其在三个连续符号周期内在一个子载波上发送。每个簇中的三个导频符号可用于最多三个空间信道的信道估计。

图3A-3D示出了四个示例性导频模式。还可以定义其它各种导频模式。一般地，导频模式可以包括任意数量的簇，每个簇可以包括任意数量的导频符号。进一步，簇和导频符号可以按照任意的方式在块中排列。为了清楚起见，下面的大部分说明假定使用图3A中示出的导频模式310。

通常情况下，一个或多个终端可以共用给定的块。如果该块具有M个导频符号的簇，则可在多达M个空间信道或层上发送多达M个数据流。具有单个天线的终端（例如，图1中的终端110x）可在单个空间信道上发送单个数据流。具有多个天线的终端（例如，图1中的终端110y）可在多个空间信道上发送多个数据流。

为了清楚起见，下面的大部分说明假定Q个终端共用给定的块，其中1≤Q≤M，并且每个终端在一个空间信道上发送一个数据流。下面描述对该块的处理。

基站可从针对Q个终端的块获取F·T个接收到的符号。接收到的符号可以表示为：

公式（1）

其中z _q为终端q在块中F·T个资源单元上发送的F·T×1的调制符号向量，

h _q为终端q的块中F·T个资源单元的F·T×1的复信道增益向量，

为终端q的功率偏移的标量，

y为块中F·T个资源单元的接收到符号的F·T×1的向量，

n ₀为块的噪声和干扰的F·T×1的向量，

“ο”表示逐个元素相乘。

在公式（1）中，每个向量的前F个元素对应于块的第一符号周期中的F个子载波，下面的F个元素对应于第二符号周期中的F个子载波，以此类推，最后F个元素对应于最末符号周期中的F个子载波。h _q包含终端q的频域复信道增益，可假定其是具有零均值和已知协方差阵的复高斯随机变量。信道增益可假定成在Q个终端间是独立的。为了简明，可假定噪声和干扰n ₀是具有零均值向量和协方差阵σ² I的加性高斯白噪声（AWGN），其中σ²是噪声和干扰的方差，I是单位矩阵。

基站可以基于接收到的导频符号，估计每个终端的信道增益以及噪声和干扰。基站可基于假定每个终端的无线信道统计特性是已知的以及每个终端的块间的信道增益是相关的，来进行信道估计。

每个终端q的协方差阵，其中q∈{1,...,Q}，可以近似表示为：

$E\left\{{\underset{\‾}{h}}_q{\underset{\‾}{h}}_q^H\right\}\≈\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_{i,q}{\underset{\‾}{u}}_i{\underset{\‾}{u}}_i^H,$ 公式（2）

其中u _i是终端q的信道的第i个近似特征向量，

λ_i，q是终端q的信道的第i个特征值，

E{}表示求期望操作，以及

“H”表示厄米或复转置。

出于实际考虑，公式（2）基于如下的观察：终端的协方差阵最多有三个显著特征值，并可以采用三个特征向量u ₁、u ₂和u ₃来近似。这三个特征向量的维度为F·T×1，并可代替实际的特征向量以用于终端q在块间的信道估计。另外，对于具有实际利益的情形，第一特征值λ_1，q通常比其它两个特征值λ_2，q和λ_3，q大至少一个数量级。

三个近似特征向量可以表示为：

${\underset{\‾}{u}}_1={\underset{\‾}{u}}_{T,0}\⊗{\underset{\‾}{u}}_{F,0},$ ${\underset{\‾}{u}}_2={\underset{\‾}{u}}_{T,0}\⊗{\underset{\‾}{u}}_{F,1},$ ${\underset{\‾}{u}}_3={\underset{\‾}{u}}_{T,1}\⊗{\underset{\‾}{u}}_{F,0},$ 公式（3）

其中 ${\underset{\‾}{u}}_{F,0}=\frac{1}{\sqrt{F}}{[1,...,1]}^T$ F×1向量，

${\underset{\‾}{u}}_{F,1}=\sqrt{\frac{3}{F\·(F^2-1)}}{[-(F-1):2:(F-1)]}^T$ F×1向量，

${\underset{\‾}{u}}_{T,0}=\frac{1}{\sqrt{T}}{[1,...,1]}^T$ T×1向量，

${\underset{\‾}{u}}_{T,1}=\sqrt{\frac{3}{T\·(T^2-1)}}{[-(T-1):2:(T-1)]}^T$ T×1向量，

表示克罗内克乘积。

对于n×1向量a _n×1＝[a₁,a₂,...,a_n]^T以及m×1向量b _m×1＝[b₁,b₂,...,b_m]^T，其中“T”表示转置，克罗内克乘积

可如下给出：

${\underset{\‾}{c}}_{\mathrm{mn}\×1}=\left[\begin{array}{c}{a}_1{\underset{\‾}{b}}_{m\×1}\\ a_2{\underset{\‾}{b}}_{m\×1}\\ \·\\ \·\\ \·\\ a_n{\underset{\‾}{b}}_{m\×1}\end{array}\right]={[a_1{b}_1,a_1{b}_2,...,a_1{b}_m,a_2{b}_1,a_2{b}_2,...,a_2{b}_m,...,a_n{b}_1,a_n{b}_2,...,a_n{b}_m]}^T.$

c _mn×1是mn×1向量，其包含每个元素a _n×1与每个元素b _m×1的乘积。

在公式（3）中，u _F，0是元素全为一的向量，其采用一常数进行放缩，以使u _F，0获得单位功率。向量u _F，1具有从–(F–1)到(F–1)、以2为步长的数值，其采用一常数进行放缩，使u _F，1获得单位功率。u _F，1在块的F个子载波中线性变化。u _T，0是元素全为一的向量，其采用一常数进行放缩，使u _T，0获得单位功率。向量u _T，1具有从–(T–1)到(T–1)、以2为步长的数值，其采用一常数进行放缩，使u _T，1获得单位功率。u _T，1在块的T个符号周期中线性变化。

u ₁是元素全为一的F·T×1的向量，其采用一常数进行放缩，使u ₁获得单位功率。u ₂为F·T×1向量，其包含u _F，1中F个元素的T个序列，其采用一常数进行放缩，使u ₂获得单位功率。u ₃为F·T×1的向量，其包含u _T，1中T个元素中的每个元素的F个重复元素，并采用一常数进行放缩，使u ₃获得单位功率。u ₁模拟DC或平均分量。u ₂模拟信道在频率中的变化。u ₃模拟信道在时间上的变化。

块内每个终端q的信道响应可以模拟为频率和时间的随机函数，ξ_q(f,t)。该函数可由泰勒级数展开的前三项来按如下近似：

${\mathrm{\ξ}}_q(f,t)\≈{\mathrm{\ξ}}_q(f_0,t_0)+(f-f_0)\·{\frac{\∂{\mathrm{\ξ}}_q(f,t)}{\∂f}|}_{(f_0,t_0)}+(t-t_0)\·{\frac{\∂{\mathrm{\ξ}}_q(t,t)}{\∂t}|}_{(f_0,t_0)}.$ 公式（4）

在公式（4）中，二维（2D）函数ξ_q(f,t)采用下述各项来近似：（i）第一项为ξ_q(f,t)在原点的值，或ξ_q(f₀,t₀)；（ii）第二项为频率上的线性函数，或S_F，q·(f-f₀)；（iii）第三项为时间上的线性函数，或S_T，q·(t-t₀)。在频率上的线性函数的斜率S_F,q和在时间上的线性函数S_T,q分别由原点处的ξ_q(f,t)在频率和时间上的斜率确定。

基于公式（4）中示出的信道模型，终端q的信道响应可以表示为：

h_q(n_f,n_t)≈α_q+β_F,q·(n_f-n_f0)+β_T，q·(n_t-n_t0)，             公式（5）

其中α_q是平均信道增益，其对应于项ξ_q(f₀,t₀)，

β_F，q是终端q在频率上的线性函数的斜率，

β_T，q是终端q在时间上的线性函数的斜率，

h_q(n_f,n_t)是终端q的信道响应的二维函数。

如公式（5）中所示，终端q在块上的信道响应可由三个复参数α_q、β_F，q和β_T,q来描述其特征。块的中心可由(n_f0，n_t0)给出，其中n_f0=(F+1)/2，n_t0=(T+1)/2。在离散坐标(n_f,n_t)处的符号的信道响应可按公式（5）中所示来获得。

导频模式可以包括总共P个导频符号，其可排列在四个簇中，每个簇包括M个导频符号，从而P＝4M。导频符号可以放置在关于块中心相对称的位置，例如，如图3A-3D中所示。如果每个终端在一个空间信道上发送一个数据流，则可共享该块的终端的数目最大为M，或Q≤M。

Q个终端可以共用一个簇，Q个终端中的每个可以在该簇中同时发送M个导频符号。每个终端可采用分配给该终端的加扰序列对其M个导频符号进行加扰或扩频。Q个终端的加扰序列可记为s _q，q=1,...,Q，并应当相互正交。加扰序列还可称为扩频序列、正交序列、导频序列、序列等。加扰序列可具有单位模元素，并且长度应当为M。在一个设计中，可以基于M×M的傅立叶矩阵的M个列来定义M个加扰序列，其中的每个加扰序列包含傅立叶矩阵一个列的M个元素。M×M傅立叶矩阵的第n行第m列中的元素可以给定为e^{-j2jπ·n·m/M}，其中n＝0，...,M-1，m＝0，...,M-1。M个加扰序列还可以以其它方式来定义。在任一情形下，可以从M个可用的加扰序列中选择Q个加扰序列。在一个设计中，每个终端分配了一个加扰序列并对块中的所有簇使用相同的加扰序列。在另一设计中，每个终端可针对块中的不同簇使用不同的加扰序列。

终端q在块中发送的导频符号可以表示为：

${\underset{\‾}{r}}_{1,q}=\frac{1}{\sqrt{P}}\·{\underset{\‾}{1}}_{4\×1}\⊗{\underset{\‾}{s}}_q,$ 公式（6）

其中1 _4×1是元素全为一的4×1向量，以及

r _1，q是终端q在块中发送的导频符号的P×1向量。

r _1，q的前M个元素针对在块左上角的簇1中发送的导频符号，下面的M个元素针对右上角的簇2中发送的导频符号，再下面的M个元素针对左下角的簇3中发送的导频符号，最后M个元素针对右下角的簇4中发送的导频符号。终端1-Q的导频向量r _1，q是正交的。

图3A示出了采用加扰序列s _q＝[a b c]^T来发送的针对导频模式310的导频符号，其中a、b和c为加扰序列的三个元素，并可具有任意的复数值。将s _q中的三个元素a、b和c从左到右应用到块的每个簇中的三个导频符号。

图3B示出了采用加扰序列s _q=[a b c]^T来发送的针对导频模式320的导频符号。将s _q中的三个元素a、b和c从上到下应用到块的每个簇中的三个导频符号。

图3C示出了采用加扰序列s _q＝[a b c d]^T来发送的针对导频模式330的导频符号。将s _q中的四个元素a，b，c和d以z字形的方式应用到块的每个簇中的四个导频符号。

图3D示出了采用加扰序列s _q=[a b c]^T来发送的针对导频模式340的导频符号。将s _q中的三个元素a、b和c从左到右应用到块的每个簇中的三个导频符号。

对于每个终端q可以按如下定义一组基向量：

${\underset{\‾}{r}}_{i,q}=\frac{1}{\sqrt{P}}\·{\underset{\‾}{v}}_i\⊗{\underset{\‾}{s}}_q,$ 公式（7）

其中 ${\underset{\‾}{v}}_1=\left[\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\\ 1\end{array}\right],$ ${\underset{\‾}{v}}_2=\left[\begin{array}{c}-1\\ -1\\ 1\\ 1\end{array}\right],$ ${\underset{\‾}{v}}_3=\left[\begin{array}{c}-1\\ 1\\ -1\\ 1\end{array}\right],$ ${\underset{\‾}{v}}_4=\left[\begin{array}{c}1\\ -1\\ -1\\ 1\end{array}\right].$

图4示出了向量v ₁到v ₄。如下面所述，四个向量v ₁到v ₄具有块中四个簇的不同符号组合，并表示四个簇中接收到的导频符号的不同组合选项。

每个终端q与一组四个P×1的基向量r _1，q、r _2，q、r _3,q和r _4,q相关联。r _1,q包含发送的导频符号。r _2,q采用v ₂生成并用于检测信道在频率上的变化。r _3,q采用v ₃生成并用于检测信道在时间上的变化。r _4，q采用v ₄生成并可用于噪声和干扰估计。

如果共享该块的Q个终端的信道的自由度数低于块中导频符号的总数，则未用于估计信道参数的导频符号可用于估计块中的噪声和干扰功率。观察空间具有对应于块中总共P个导频符号的P个维度。在上述设计中，每个终端的信道可采用三个参数来描述其特征，并可以使用3Q个维度来估计所有Q个终端的信道参数。观察空间剩余的P-3Q个维度可用来估计噪声和干扰功率。

可将接收到的信号在未被由Q个终端所发送的导频信号占据的维度上的投影的功率作为对噪声和干扰的估计。针对所有可用的M个加扰序列，可将接收到的信号按如下投影到基向量上：

$w_{i,q}={\underset{\‾}{r}}_{i,q}^H\underset{\‾}{x},$ 其中i＝1,...,4，q=1,...,M，              公式（8）

其中x是具有块中P个接收到的导频符号的P×1向量，

w_i，q是接收到的向量x在基向量r _i，q上的投影结果。

对于每个终端q，公式（8）采用该终端q的加扰序列s _q，对每个簇中的M个接收到的导频符号进行解扩。公式（8）还针对不同基向量以不同方式对四个簇的四个解扩结果进行累加。参考图4，对于r _1，q，对四个簇的解扩结果进行求和来得到w_1，q，其表示终端q的平均信道增益。对于r _2，q，从两个下面簇的解扩结果中减去两个上面簇的解扩结果，来得到w_2，q，其表示终端q的信道在频率上的变化。对于r _3，q，从两个右侧簇的解扩结果中减去两个左侧簇的解扩结果，来得到w_3，q，其表示终端q的信道在时间上的变化。对于r _3，q，从左上侧和右下侧的簇的解扩结果中减去右上侧和左下侧的簇的解扩结果，来得到w_4，q。

噪声和干扰功率可按如下进行估计：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}^2=\frac{1}{4M-3Q}\·(\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w_{4,q}\right|}^2+\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=Q+1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w_{i,q}\right|}^2),$ 公式（9）

其中

为所估计的噪声和干扰功率。

在公式（9）中，第一次求和得到x在r _4,q上投影的功率，其未用于针对任何终端的信道估计。第一次求和可用作噪声和干扰功率的估计值，但如果每个终端的信道在块内并不线性地变化，则可能包括信道建模误差。双重求和得到采用Q个终端中任何一个均未使用的加扰序列来生成的x在r _i，q上投影的功率。如果Q<M则存在双重求和。

可基于最小均方误差（MMSE）准则，针对每个终端q按如下得出信道估计值：

${\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{h}}}_q=E\left\{{\underset{\&OverBar;}{h}}_q{\underset{\&OverBar;}{x}}^H\right\}{\left(E\right\{\underset{\&OverBar;}{x}{\underset{\&OverBar;}{x}}^H\left\}\right)}^{-1}\underset{\&OverBar;}{x},$ 公式（10）

其中

是终端q的信道估计值的F·T×1向量。

是公式（1）中h _q的估计值。

使用公式（2）中示出的信道模型，每个终端q的信道估计值可以表示为：

${\mathrm{\&Delta;}}_q{\underset{\&OverBar;}{\overset{^}{h}}}_q=\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{{\mathrm{\&Delta;}}_q^2\&CenterDot;{\mathrm{\&lambda;}}_{i,q}\&CenterDot;{\mathrm{\&rho;}}_i}{{\mathrm{\&Delta;}}_q^2\&CenterDot;{\mathrm{\&lambda;}}_{i,q}\&CenterDot;{\mathrm{\&rho;}}_i^2+{\widehat{\mathrm{\&sigma;}}}^2}\&CenterDot;w_{i,q}{\underset{\&OverBar;}{u}}_i,$ 公式（11）

其中 ${\mathrm{\&rho;}}_1={\left(\sqrt{\frac{F\&CenterDot;T}{P}}\right)}^{-1},$ ${\mathrm{\&rho;}}_2={(\sqrt{\frac{F\&CenterDot;T\&CenterDot;(F^2-1)}{3P}}\&CenterDot;\frac{1}{F-{\mathrm{\&theta;}}_F})}^{-1},$

${\mathrm{\&rho;}}_3={(\sqrt{\frac{F\&CenterDot;T\&CenterDot;(T^2-1)}{3P}}\&CenterDot;\frac{1}{T-{\mathrm{\&theta;}}_T})}^{-1}.$

θ_T和θ_F标识块中导频簇的中心，因此依赖于块中导频符号的放置。左上侧的簇的中心可由

给出。例如，如果导频符号放在块的最高的行则θ_F＝1，如果导频符号放在次高行则θ_F＝3，等等。

在公式（11）中，终端q的信道估计值

可基于三个加权向量的和来得到，其中u ₁、u ₂和u ₃在公式（3）中定义。u _i的权重由参数ρ_i、特征值λ_i，q、功率偏移

噪声和干扰估计值

以及投影结果w_i，q来确定。特征值λ_i,q可采用本领域中任何公知的方法来估计。

在得出信道估计值时所采用的假设是，每个终端的信道对于每个簇中的M个导频符号都是不变的。如果信道在每个簇中的M个导频符号之间变化，则解加扰/解扩可能具有剩余误差，其使信道估计值变差。

为了了解解扩误差的影响，可将公式（8）按如下展开：

公式（12）

其中

是终端k针对P个导频符号的复信道增益的P×1向量，

是P个导频符号的噪声和干扰的P×1向量。

包含针对P个导频符号的h _k内P个元素，包含针对P个导频符号的n ₀内P个元素。

如公式（12）中所示，终端q的投影结果w_i,q包括来自终端q的分量以及来自其它终端和噪声的成分。终端q的投影结果w_i，q中来自另一终端k的成分n_i，q，k可以表示为：

其中k≠q。                     公式（13）

如果解扩是理想的，则对于所有其它终端，n_i，q，k=0，且没有来自其它终端的成分会出现在终端q的投影结果w_i,q中。然而，当其它终端的信道在簇中M个导频符号间变化时，来自其它终端的成分为非零。

基于公式（5）中的信道模型，每个终端k的信道响应可以表示为：

${\underset{\&OverBar;}{\overset{~}{h}}}_k\&ap;{\mathrm{\&alpha;}}_k\&CenterDot;({\underset{\&OverBar;}{v}}_1\&CircleTimes;{\underset{\&OverBar;}{1}}_{M\&times;1})+{2\mathrm{\&beta;}}_{F,k}\&CenterDot;(n_f-n_{f0})\&CenterDot;({\underset{\&OverBar;}{v}}_2\&CircleTimes;{\underset{\&OverBar;}{1}}_{M\&times;1})+{2\mathrm{\&beta;}}_{T,k}\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{v}}_T.$ 公式（14）

对于图3A中示出的导频模式，v _T可按如下给出：

${\underset{\&OverBar;}{v}}_T=\left[\begin{array}{c}1\\ 1\end{array}\right]\&CircleTimes;\left[\begin{array}{c}-7\\ -5\\ -3\\ 3\\ 5\\ 7\end{array}\right]=5{\underset{\&OverBar;}{v}}_3\&CircleTimes;{\underset{\&OverBar;}{1}}_{M\&times;1}+{\underset{\&OverBar;}{v}}_1\&CircleTimes;\left[\begin{array}{c}-2\\ 0\\ 2\end{array}\right].$ 公式（15）

将公式（6）和（14）合并，项

可以表示为：

公式（16）

其中 ${\underset{\&OverBar;}{p}}_k=5{\underset{\&OverBar;}{v}}_3\&CircleTimes;{\underset{\&OverBar;}{s}}_k+{\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}}_k,$ ${\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}}_k={\underset{\&OverBar;}{v}}_1\&CircleTimes;{\underset{\&OverBar;}{e}}_k,$

然后，来自终端k的成分可以表示为：

公式（17）

Q个终端的加扰序列正交，从而：

${\underset{\&OverBar;}{s}}_q^H{\underset{\&OverBar;}{s}}_k={\mathrm{\&delta;}}_{q,k}.$ 公式（18）

公式（18）表示当q=k时s _q与s _k的点积等于1.0，否则等于0.0。

向量v ₁到v ₄也是正交的，从而：

${\underset{\&OverBar;}{v}}_i^H{\underset{\&OverBar;}{v}}_k=4{\mathrm{\&delta;}}_{i,k}.$ 公式（19）

然后，公式（17）可以如下简化：

$P\&CenterDot;n_{i,q,k}={2\mathrm{\&beta;}}_{T,k}\&CenterDot;({\underset{\&OverBar;}{v}}_i^H\&CircleTimes;{\underset{\&OverBar;}{s}}_q^H){\underset{\&OverBar;}{\mathrm{\&theta;}}}_k={2\mathrm{\&beta;}}_{T,k}\&CenterDot;\left({\underset{\&OverBar;}{v}}_i^H{\underset{\&OverBar;}{v}}_1\right)\left({\underset{\&OverBar;}{s}}_q^H{\underset{\&OverBar;}{e}}_k\right).$ 公式（20）

公式（20）表示：对于终端q，另一终端k的信道中的时间变化引入了终端q的投影结果w_i,q，k的误差或偏差n_i，q，k。该误差是因为，如果k≠q则 ${\underset{\&OverBar;}{s}}_q^H{\underset{\&OverBar;}{e}}_k\&NotEqual;0.$

为了减少来自其它终端的误差成分，可以按照关于块中心对称的方式来应用终端q的加扰序列。对于图3A中示出的导频模式，针对终端q，可按如下定义长度为3的翻转的加扰序列

公式（21）

如果每个簇包括M=3个导频符号，则终端q的初始加扰序列和翻转的加扰序列可按如下给出：

s _q=[a b c]^T，初始加扰序列，                      公式（22）

翻转的加扰序列。

初始加扰序列可用于块中心左侧的两个簇，翻转的加扰序列可用于块中心右侧的两个簇。还可将初始加扰序列和翻转的加扰序列当作相同加扰序列的两个版本。

图5A示出了对图3A中所示导频模式的初始加扰序列和翻转的加扰序列的使用。在该实例中，将初始加扰序列s _q中的元素a、b和c从左到右应用到块中心左侧每个簇中的三个导频符号。将翻转的加扰序列

中的元素c、b和a从左到右应用到块中心右侧每个簇中的三个导频符号。导频符号关于块中心对称。该导频对称性减少了终端q的信道估计值中的误差。

图5B示出了对图3B中所示导频模式的初始加扰序列和翻转的加扰序列的使用。在该实例中，将初始加扰序列s _q中的元素a、b和c从上到下应用到块中心上侧每个簇中的三个导频符号。将翻转的加扰序列

中的元素c、b和a从上到下应用到块中心下侧每个簇中的三个导频符号。导频符号关于块中心对称。

图5C示出了对图3C中所示导频模式的加扰序列的四个版本的使用。在该实例中，每个簇包括M＝4个导频符号，加扰序列的四个版本可按如下给出：

s _q=[a b c d]^T，加扰序列的第一版本，                公式（23）

s _q2=[b a d c]^T，加扰序列的第二版本，

s _q3=[c d a b]^T，加扰序列的第三版本，

s _q4＝[d c b a]^T，加扰序列的第四版本。

将第一版本s _q中的元素a、b、c和d按照z字形应用到左上侧簇中的四个导频符号。将第二版本s _q2中的元素b、a、d和c按照z字形应用到右上侧簇中的四个导频符号。将第三版本s _q3中的元素c、d、a和b按照z字形应用到左下侧簇中的四个导频符号。将第四版本s _q4中的元素d、c、b和a按照z字形应用到右下侧簇中的四个导频符号。导频符号关于块中心对称。

图5D示出了对图3D中所示导频模式的翻转的加扰序列的使用。在该实例中，将初始加扰序列s _q中的元素a、b和c从左到右应用到块中心左侧每个簇中的三个导频符号。将翻转的加扰序列

中的元素c、b和a从左到右应用到块中心右侧每个簇中的三个导频符号。导频符号关于块中心对称。

图5A-5D示出了四个实例，其中，使用加扰序列的多个版本，来获取关于块中心对称的导频符号。一般地，根据这些簇如何定义，加扰序列的任意数量的版本可用来获取对称的导频符号。加扰序列的所有版本可具有相同的元素，但这些元素在不同的版本中可以以不同的顺序来排列。

对于图5A中示出的导频模式，通过使用公式（24）中示出的初始加扰序列和翻转的加扰序列，基向量r _i，q，i＝1,...,4可以表示为：

公式（24）

虽然按公式（24）而非公式（7）所示来定义基向量r _i，q，但可按上述方式来进行终端q的信道估计以及噪声和干扰估计。来自另一终端k的在终端q的投影结果w_i，q，k中的成分可以表示为：

公式（25）

其中

可以证明，由于加扰序列的翻转，n_i，q，k＝0，i＝1,2,4。即使采用翻转，n_3，q，k也可以不等于0，这意味着：对于信道的时变分量，存在影响w_3，q的误差。不过，因为乘以了对应于时变分量的MMSE比，所以，采用翻转而在信道估计值中引入的误差较小。

对于图5D中所示的导频模式，使用公式（23）中示出的加扰序列的第四版本，基向量r _i，q，i＝1,...,4可以表示为：

${\underset{\&OverBar;}{r}}_{1,q}=\frac{1}{\sqrt{P}}\left[\begin{array}{c}{\underset{\&OverBar;}{s}}_q\\ {\underset{\&OverBar;}{s}}_{q2}\\ {\underset{\&OverBar;}{s}}_{q3}\\ {\underset{\&OverBar;}{s}}_{q4}\end{array}\right],$ ${\underset{\&OverBar;}{r}}_{2,q}=\frac{1}{\sqrt{P}}\left[\begin{array}{c}-{\underset{\&OverBar;}{s}}_q\\ -{\underset{\&OverBar;}{s}}_{q2}\\ {\underset{\&OverBar;}{s}}_{q3}\\ {\underset{\&OverBar;}{s}}_{q4}\end{array}\right],$ ${\underset{\&OverBar;}{r}}_{3,q}=\frac{1}{\sqrt{P}}\left[\begin{array}{c}-{\underset{\&OverBar;}{s}}_q\\ {\underset{\&OverBar;}{s}}_{q2}\\ -{\underset{\&OverBar;}{s}}_{q3}\\ {\underset{\&OverBar;}{s}}_{q4}\end{array}\right],$ ${\underset{\&OverBar;}{r}}_{4,q}=\frac{1}{\sqrt{P}}\left[\begin{array}{c}{\underset{\&OverBar;}{s}}_q\\ -{\underset{\&OverBar;}{s}}_{q2}\\ -{\underset{\&OverBar;}{s}}_{q3}\\ {\underset{\&OverBar;}{s}}_{q4}\end{array}\right].$ 公式（26）

计算机仿真显示出：对于高信号噪声干扰比（SINR），信道估计误差的底限对于图5A中所示导频模式的车载信道会减少约2分贝（dB）。

为了清楚起见，描述了在反向链路上传输导频以及针对终端进行信道和干扰估计的技术。该技术也可用于在前向链路上导频的传输以及用于针对基站来进行信道估计。在前向链路上，可为不同空间信道或层分配不同的加扰序列。在前向链路上对不同层的处理可以与在反向链路上对不同终端的处理类似。

图6示出了过程600的设计，该过程由发射机来执行，来将导频发送给接收机。过程600可由终端执行，来将导频在反向链路上发送到基站。过程600还可以由基站来执行，来将导频在前向链路上发送给终端。从而发射机可以是终端或基站，接收机可以是基站或终端。可以基于第一序列，来生成时频块（或块）中第一簇的导频符号（方框612）。可以基于第二序列，来生成时频块中第二簇的导频符号（方框614）。可以基于第一序列或第三序列，来生成时频块中第三簇的导频符号（方框616）。可以基于第二序列或第四序列，来生成时频块中第四簇的导频符号（方框618）。导频符号可以在它们相应的簇中发送（方框620）。

第一、第二、第三和第四序列可以包括按照不同顺序来排列的共同元素，并可以将其认为是单个序列的不同版本。例如，第二序列中的元素可以按照相对于第一序列中的元素相反（或翻转）的顺序。导频符号的生成可以使得它们关于时频块的中心对称，例如，如图5A-5D中所示。所有簇中的导频符号还可以按照其它方式来排列，例如有可能以非对称的方式。每个序列可以包括M个元素，这些元素用于生成一个簇的M个导频符号，其中M可以是3、4等。每个序列可以包括傅立叶矩阵的列中的元素，或以其它方式定义的元素。

对于反向链路，第一序列可以分配给终端，并可以与至少一个其它序列正交，其中，至少一个另外的序列分配给对第一簇进行共用的至少一个其它终端。类似地，第二、第三和第四序列可以分配给终端。分配给终端的每个序列可以与分配给针对使用该序列的簇的其它终端的其它序列正交。对于前向链路，第一序列可以分配给层，并可以与分配给针对第一簇的至少一个其它层的至少一个其它序列正交。

图7示出了用于发送导频的装置700的设计。装置700包括：用于基于第一序列，生成时频块中第一簇的导频符号的模块（模块712）；用于基于第二序列，生成时频块中第二簇的导频符号的模块（模块714）；用于基于第一序列或第三序列，生成时频块中第三簇的导频符号的模块（模块716）；用于基于第二序列或第四序列，生成时频块中第四簇的导频符号的模块（模块718）；用于在导频符号相应的簇中发送导频符号的模块（模块720）。第一、第二、第三和第四序列可以包括按照不同顺序来排列的共同元素。模块712到720可包括处理器、电子设备、硬件设备、电子部件、逻辑电路、存储器等，或者它们的任意组合。

图8示出了过程800的设计，该过程由接收机执行以用于处理从一个或多个发射机接收到的导频。过程800可由基站执行，以对从一个或多个终端在反向链路上接收到的导频进行处理。过程800还可以由终端来执行，以处理针对一个或多个层的在前向链路上从基站接收到的导频，其中可以将每个层当作单独的发射机。从而接收机可以是基站或终端，发射机可以是终端或基站。可以从时频块中的多个簇获取接收到的导频符号（方框812）。可以采用分配给发射机的序列的多个版本，来构建多个基向量中的每一个（方框814）。序列可以包括M个元素，序列的多个版本可对应于序列中M个元素的不同排序。还可以进一步基于特定的信道模型，构建多个基向量，例如，具有线性变化的时间分量以及线性变化的频率分量的信道模型，如公式（7）中所示。可以采用多个基向量，来处理接收到的导频符号，以获取发射机的信道估计值，例如，如公式（8）和（11）中所示（方框816）。还可以采用至少一个其它基向量，来处理接收到的导频符号，以获取噪声和干扰估计值，例如，如公式（8）和（9）中所示（方框818）。

对于方框814，可以基于序列的初始版本和翻转的版本，构建每个基向量，例如，如公式（22）中所示。或者，可以采用序列的四个版本，来构建每个基向量，例如，如公式（23）中所示。在任一情形下，序列的多个版本可用于生成多个簇的导频符号，以使得导频符号关于时频块的中心对称。

对于方框816，可以基于接收到的导频符号与多个基向量的点积，获得多个复数值（例如，w_i，q），例如，如公式（8）中所示。多个复数值可包括：第一复数值，其表示时频块的平均信道增益；第二复数值，其表示在频率上的信道变化；第三复数值，其表示在时间上的信道变化。可以基于多个复数值，得出发射机的信道估计值，例如，如公式（11）中所示。

图9示出了装置900的设计，该装置用于处理接收到的导频。装置900包括：用于从时频块中多个簇获取接收到的导频符号的单元（模块912）；用于采用分配给发射机的序列的多个版本，来构建多个基向量中的每一个的模块（模块914）；用于采用多个基向量，处理接收到的导频符号，以获取发射机的信道估计值的模块（模块916）；用于采用至少一个其它基向量，来处理接收到的导频符号，以获取噪声和干扰估计值的模块（模块918）。序列的多个版本可对应于序列中元素的不同排序。模块912到918可包括处理器、电子设备、硬件设备、电子部件、逻辑电路、存储器等，或者它们的任意组合。

本申请中描述的技术可通过各种方式实现。例如，这些技术可以通过硬件、固件、软件或它们的组合的方式来实现。对于硬件实现，位于实体（例如终端或基站）的处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路（ASIC）、数字信号处理器（DSP）、数字信号处理器件（DSPD）、可编程逻辑器件（PLD）、现场可编程门阵列（FPGA）、处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行本申请所述功能的其它电子单元或上述各项的组合中。

对于固件和/或软件实现，可以采用用于执行本申请所描述功能的模块（例如，过程、函数等）来实现这些技术。固件和/或软件指令可以存储在存储器（例如，图1的存储器142x、142y或182）中，并由处理器（例如，处理器140x、140y或180）来执行。存储器可以实现在处理器内部或者在处理器外部。固件和/或软件指令还可以存储在其它处理器可读介质中，例如随机存取存储器（RAM）、只读存储器（ROM）、非易失性随机存取存储器（NVRAM）、可编程只读存储器（PROM）、电可擦除PROM（EEPROM）、闪存、压缩光盘（CD）、磁的或光的数据存储器件等。

为使任意本领域的技术人员能够实现或者使用本发明，上面对本发明进行了描述。对于本领域技术人员来说，对本发明的各种修改都是显而易见的，并且本申请定义的总体原理也可以在不脱离本发明的精神和保护范围的基础上适用于其它变体。因此，本发明并不限于本申请给出的实施例，而是与本申请公开的原理和新颖性特征的最广范围相一致。

Claims (18)

1.一种装置，包括：

处理器，用于：

从时频块中多个簇获取接收到的导频符号；

采用分配给发射机的序列的多个版本，来构建多个基向量中的每一个；

采用所述多个基向量，来处理所述接收到的导频符号；

存储器，其耦合到所述处理器。

2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述序列的多个版本对应于所述序列中元素的不同排序。

3.根据权利要求1所述的装置，其中，所述处理器用于：基于所述序列的初始版本和翻转版本，构建每一个基向量。

4.根据权利要求1所述的装置，其中，所述处理器用于：

基于所述序列的四个版本，构建每一个基向量，其中，所述序列的四个版本用于生成所述多个簇的导频符号，所述导频符号关于所述时频块的中心对称。

5.根据权利要求1所述的装置，其中，所述处理器用于：

进一步基于信道模型，构建所述多个基向量，其中，所述信道模型具有线性变化的时间分量和线性变化的频率分量。

6.根据权利要求1所述的装置，其中，所述处理器用于：

基于所述接收到的导频符号与所述多个基向量的点积，获取多个复数值；

基于所述多个复数值，得出所述发射机的信道估计值。

7.根据权利要求6所述的装置，其中，所述多个复数值包括：第一复数值，其表示所述时频块的平均信道增益。

8.根据权利要求7所述的装置，其中，所述多个复数值包括：

第二复数值，其表示信道在频率上的变化；

第三复数值，其表示信道在时间上的变化。

9.根据权利要求1所述的装置，其中，所述处理器用于：

基于所述接收到的导频符号和至少一个其它基向量的点积，获取至少一个复数值；

基于所述至少一个复数值，得出噪声和干扰估计值。

10.一种方法，包括：

从时频块中多个簇获取接收到的导频符号；

采用分配给发射机的序列的多个版本，来构建多个基向量中的每一个；

采用所述多个基向量，来处理所述接收到的导频符号。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述序列的多个版本对应于所述序列中元素的不同排序。

12.根据权利要求10所述的方法，其中，采用所述多个基向量来处理所述接收到的导频符号的处理过程包括：

基于所述接收到的导频符号和所述多个基向量的点积，获取多个复数值；

基于所述多个复数值，得出所述发射机的信道估计值。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述多个复数值包括：

第一复数值，其表示所述时频块的平均信道增益；

第二复数值，其表示信道在频率上的变化；

第三复数值，其表示信道在时间上的变化。

14.根据权利要求10所述的方法，还包括：

基于所述接收到的导频符号和至少一个其它基向量的点积，获取至少一个复数值；

基于所述至少一个复数值，得出噪声和干扰估计值。

15.一种装置，包括：

用于从时频块中多个簇获取接收到的导频符号的模块；

用于采用分配给发射机的序列的多个版本来构建多个基向量中的每一个的模块；

用于采用所述多个基向量，来处理所述接收到的导频符号的模块。

16.根据权利要求15所述的装置，其中，所述用于采用所述多个基向量来处理所述接收到的导频符号的模块包括：

用于基于所述接收到的导频符号和所述多个基向量的点积，获取多个复数值的模块；

用于基于所述多个复数值，得出所述发射机的信道估计值的模块。

17.根据权利要求15所述的装置，还包括：

用于基于所述接收到的导频符号和至少一个其它基向量的点积，获取至少一个复数值的模块；

用于基于所述至少一个复数值，得出噪声和干扰估计值的模块。

18.一种处理器可读介质，包括存储在其上的指令，所述处理器可读介质包括：

第一指令集，用于：从时频块中多个簇获取接收到的导频符号；

第二指令集，用于：采用分配给发射机的序列的多个版本，来构建多个基向量中的每一个；

第三指令集，用于：采用所述多个基向量，来处理所述接收到的导频符号。

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