CN102801340B - 一种ac-dc变换器的控制方法及其控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种AC-DC变换器的控制方法，其通过采集AC-DC变换器的辅助绕组电压信号，并采用高精度的原边反馈技术，自动补偿反馈量，以获得精确的反馈量，进而构造出PWM信号以驱动AC-DC变换器中的开关管，最终实现控制调节变换器输出电压的目的；故本发明方法计算得到反馈量的精度，进而保证了AC-DC变换器输出电压的精度。本发明还公开了一种AC-DC变换器的控制器，包括原边采样电路和数字补偿器；原边采样电路包括波形实时分析模块、单输入双输出数模转换器和两个比较器；能够得到相对精确的反馈量，其采用数模转换器(而非模数转换器)，相比较之下，降低了设计难度，节省了消耗的面积。

Description

一种AC-DC变换器的控制方法及其控制器

技术领域

本发明属于电压变换器控制技术领域，具体涉及一种AC-DC(交流-直流)变换器的控制方法及其控制器。

背景技术

随着电池充电器、LED驱动电路等的发展，AC-DC变换器的设计技术芯片也得到了飞速发展。对AC-DC变换器芯片的集成度要求也在逐渐提高，设计者被要求尽量少地使用片外器件，以减小硬件开销和变换器整体体积。

图1是传统的基于副边反馈AC-DC变换器。如图所示该芯片采用光耦隔离反馈方式，负载电阻上的输出电压通过光电耦合器，传递到变压器原边作为反馈电压，并通过控制器去调节输出电压，这种反馈方式不仅需要一个片外光电耦合器，增加了开销，而且光电耦合器的电流传输比受温度的影响较大，随着温度的变化，电流传输比会呈非线性变化，导致对输出电压的采样出现误差，影响输出电压精度，这种影响在负载较重发热较大的电源中最为明显。

如图2所示的基于原边反馈的AC-DC变换器被广泛采用。图中反馈电压是从变换器中变压器的辅助绕组上采样得到，其特点是在不用光电耦合器的情况下也实现原边和副边的隔离，但是由于辅助绕组电压V_sense非直流电压，因此在芯片内部设计一个采样保持电路，在一个固定的采样点去采样V_sense来得到反馈量V_FB，但是实际情况下，采样保持电路可能并不十分精确，这个固定的采样点无法跟踪拐点电压，二极管压降的影响会导致采样的不精准。

根据上述的情况可知现有的采样反馈技术，其输出的反馈量V_FB对应的反馈电压与变换器输出电压之间存在一定误差。该误差随着系统的负载条件以及片外器件参数变化而变化，无法在片内对该误差进行补偿。反馈量的误差直接影响输出电压的精度。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术缺陷，本发明提供了一种AC-DC变换器的控制方法及其控制器，能够得到相对精确的反馈量以控制变换器的输出电压。

一种AC-DC变换器的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集AC-DC变换器的辅助绕组电压信号V_sense，并获取AC-DC变换器上一周期的反馈量V_FB[i-1]；

(2)对所述的反馈量V_FB[i-1]数模转换后得到反馈电压V1，并将反馈电压V1的幅值抬升一个固定电压值后得到比较电压V2；

(3)将所述的辅助绕组电压信号V_sense分别与反馈电压V1和比较电压V2进行比较，分别得到两个比较信号V_S1和V_S2；

(4)计算出两个比较信号V_S1和V_S2的下降沿时间差Δt，并将下降沿时间差Δt与基准时间差Δt_ref进行比较，根据两者的差值确定调节量ΔV_FB，进而通过反馈补偿算法利用调节量ΔV_FB对反馈量V_FB[i-1]进行调节补偿，以求得AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]；

(5)根据所述的反馈量V_FB[i]构造出PWM信号，以控制AC-DC变换器中开关管的通断。

所述的反馈补偿算法基于如下算式：

当Δt＞Δt_ref时：V_FB[i]＝V_FB[i-1]-ΔV_FB

当Δt＝Δt_ref时：V_FB[i]＝V_FB[i-1]

当Δt＜Δt_ref时：V_FB[i]＝V_FB[i-1]+ΔV_FB其中：基准时间差Δt_ref为预设的给定值；Δt与Δt_ref相差越大，ΔV_FB也越大。

一种AC-DC变换器的控制器，包括原边采样电路和数字补偿器；

所述的数字补偿器用于根据原边采样电路输出的AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]构造出PWM信号，以控制AC-DC变换器中开关管的通断；

所述的原边采样电路包括一波形实时分析模块、一单输入双输出数模转换器和两个比较器；

所述的单输入双输出数模转换器接收波形实时分析模块输出的AC-DC变换器上一周期的反馈量V_FB[i-1]，对反馈量V_FB[i-1]数模转换后得到反馈电压V1并输出，将反馈电压V1的幅值抬升一个固定电压值后得到比较电压V2并输出；

两个比较器分别将反馈电压V1和比较电压V2与AC-DC变换器的辅助绕组电压信号V_sense进行比较，分别得到两个比较信号V_S1和V_S2；

所述的波形实时分析模块用于计算出两个比较信号V_S1和V_S2的下降沿时间差Δt，并将下降沿时间差Δt与基准时间差Δt_ref进行比较，根据两者的差值确定调节量ΔV_FB，进而通过反馈补偿算法利用调节量ΔV_FB对反馈量V_FB[i-1]进行调节补偿，以求得AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]。

优选地，所述的单输入双输出数模转换器由两个多路选择器和一串分压电阻构建，该数模转换器采用电阻线性分压构成，结构简单，实现容易，并且电阻的匹配精度很高，保证分压具有良好的线性度。

优选地，所述的波形实时分析模块和数字补偿器均通过FPGA编程实现，FPGA编程具有较强的灵活性，方便对于时钟精度的控制和调节，具有良好的可重复性。

本发明通过采集AC-DC变换器的辅助绕组电压信号，并采用高精度的原边反馈技术，自动补偿反馈量，以获得精确的反馈量，进而构造出PWM信号以驱动AC-DC变换器中的开关管，最终实现控制调节变换器输出电压的目的；故本发明方法计算得到反馈量的精度，进而保证了AC-DC变换器输出电压的精度；同时本发明控制器采用数模转换器(而非模数转换器)，相比较之下，降低了设计难度，节省了消耗的面积。

附图说明

图1为AC-DC变换器及其基于副边反馈的控制器的结构示意图。

图2为AC-DC变换器及其基于原边反馈的控制器的结构示意图。

图3为本发明AC-DC变换器及其控制结构示意图。

图4为AC-DC变换器中信号I_s、V_sense和PWM的工作波形示意图。

图5为本发明控制器的结构示意图。

图6为单输入双输出数模转换器的结构示意图。

图7(a)为反馈量对应拐点电压时各信号的波形示意图。

图7(b)为反馈量相对拐点电压过大时各信号的波形示意图。

图7(c)为反馈量相对拐点电压过小时各信号的波形示意图。

图8为本发明反馈补偿算法的流程示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明控制方法及其控制器进行详细说明。

图3所示了本发明AC-DC变换器及其控制器的结构，AC-DC变换器由半波整流器BR、变压器T、开关管Q、二极管D和电容C组成；其中，半波整流器BR的正负输入端接交流电压AC，正输出端与变压器T原边绕组N_p的同名端相连，负输出端接地；变压器T原边绕组N_p的非同名端与开关管Q的漏极相连，开关管Q的源极接地，开关管Q的栅极接收控制器提供的PWM信号，变压器T副边绕组N_s的非同名端与二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与电容C的一端相连，电容C的另一端与变压器T副边绕组N_s的同名端相连并接地，变压器T辅助绕组N_aux的非同名端连接有电阻R₁，变压器T辅助绕组N_aux的同名端接地，电阻R₁通过与电阻R₂串联后接地；电容C的两端为AC-DC变换器的输出端口，AC-DC变换器的输出端口接负载R，负载R两端的电压为AC-DC变换器的输出电压Vo。

控制器包括原边采样电路和数字补偿器；原边采样电路采集AC-DC变换器的辅助绕组电压信号V_sense，并根据该信号输出AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]；数字补偿器根据原边采样电路输出的反馈量V_FB[i]构造出PWM信号，以控制AC-DC变换器中开关管Q的通断。

图4所示了AC-DC变换器工作时各信号的基本波形，其中I_S为输出绕组电流；当PWM为1时，开关管Q开通，原边绕组电流I_P逐渐上升，变压器T在原边绕组N_p上存储能量，辅助绕组电压

为负值(N_aux和N_P分别为辅助绕组和原边绕组的线圈匝数)，输出绕组(即副边绕组N_s)两端电压V_S也为负电压，此时二极管D关断，输出绕组上的电流I_S为0，负载R由输出电容C供电。

当PWM为0时，开关管Q关断，二极管D导通，存储在原边绕组N_p上的能量被转移到输出绕组，输出绕组电流I_S迅速上升到峰值I_SP后开始逐渐下降，下降斜率跟输出绕组两端电压V_S相关。当I_S未降到零之前， $V_{\mathrm{sense}}\left(t\right)=(V_p+V_D+I_s*R_p)\frac{N_{\mathrm{aux}}}{N_S},$ 其中：V_D是二极管D的压降，R_p是导线和二极管D的寄生电阻。当电流I_S等于零的时刻，V_D＝0，则

该时刻点电压记为拐点电压(knee voltage)。当I_S电流降到0之后，由于开关管Q未导通，原边绕组N_p和开关管Q的寄生电容之间会发生串联谐振，谐振周期由原边绕组N_p电感和开关管Q的寄生电容大小所决定，在这一阶段 $V_{\mathrm{sense}}\left(t\right)=\frac{N_{\mathrm{aux}}}{N_S}{V}_o\cos \left(\frac{1}{\sqrt{L_m{C}_p}}t\right),$ 其中：L_m是原边绕组电感。

由

可知，在拐点处即当输出绕组电流I_s降到0的时刻，V_sense跟输出电压V_O是成正比例关系，因此根据该点处的V_sense计算得到的反馈量是最精确的。

当Q关断，输出绕组电流I_S降到0之后，即V_sense在拐点之后会进入谐振状态，在拐点出现的时刻T_knee前后，V_sense的斜率变化是很大的，针对这个特点，本发明提出了一种AC-DC变换器输出电压的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集AC-DC变换器的辅助绕组电压信号V_sense，并获取AC-DC变换器上一周期的反馈量V_FB[i-1]；本实施方式通过电阻R₁和R₂对变压器T辅助绕组N_aux两端的电压进行分压，故采集到的辅助绕组电压信号V_sense为辅助绕组N_aux两端电压经降压后的电压；

(2)对反馈量V_FB[i-1]数模转换后得到反馈电压V1，并将反馈电压V1的幅值抬升一个固定电压值后得到比较电压V2；本实施方式中，该固定电压值为100mV；

(3)将辅助绕组电压信号V_sense分别与反馈电压V1和比较电压V2进行比较，分别得到两个比较信号V_S1和V_S2；

(4)计算出两个比较信号V_S1和V_S2的下降沿时间差Δt，并将下降沿时间差Δt与基准时间差Δt_ref进行比较，根据两者的差值确定调节量ΔV_FB；

本实施方式中，基准时间差Δt_ref为4clk，clk为一个时钟周期；Δt与Δt_ref相差越大，ΔV_FB也越大；本实施方式中，|Δt-Δt_ref|与ΔV_FB的具体确定关系如表1所示；

表1

|Δt-Δtref|	ΔVFB
		0clk	0
1clk	1
		2clk	2
3clk	3
		4clk	4

其中，若连续几个控制周期|Δt-Δt_ref|均较大，可适当加大其对应的调节量。

通过以下反馈补偿算法利用调节量ΔV_FB对反馈量V_FB[i-1]进行调节补偿，以求得AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]；

当Δt＞Δt_ref时：V_FB[i]＝V_FB[i-1]-ΔV_FB

当Δt＝Δt_ref时：V_FB[i]＝V_FB[i-1]

当Δt＜Δt_ref时：V_FB[i]＝V_FB[i-1]+ΔV_FB

通过结合实际参数选择设定合适的固定电压值和基准时间差Δt_ref，使得当Δt等于Δt_ref时，反馈量刚好反应了所需要的拐点电压，以实现对拐点电压的自动追踪并实现精确的原边采样。

(5)根据反馈量V_FB[i]构造出PWM信号，以控制AC-DC变换器中开关管Q的通断。

如图3所示，本实施方式AC-DC变换器的控制器包括原边采样电路和数字补偿器；如图5所示，原边采样电路包括一波形实时分析模块、一单输入双输出数模转换器和两个比较器；

单输入双输出数模转换器的输入端与波形实时分析模块的输出端相连，两个输出端分别与两个比较器的反相输入端相连；其接收波形实时分析模块输出的AC-DC变换器上一周期的反馈量V_FB[i-1]，对反馈量V_FB[i-1]数模转换后得到反馈电压V1并输出，将反馈电压V1的幅值抬升一个固定电压值后得到比较电压V2并输出；

如图6所示，本实施方式中的单输入双输出数模转换器由两个多路选择器Mux1和Mux2，以及一串分压电阻R₁～R₅₁₁组成，R₁～R₅₁₁都是等值电阻。基准电压V_ref通过分压电阻分压之后的电压作为多路选择器的输入。多路选择器Mux1和Mux2编码存在一个初始的偏移量，通过这个偏移量此数模转换器将同一个输入量V_FB转换成两个具有固定电压差值的模拟电压V₁和V₂。本实施方式中，数模转换的位数为9，基准电压V_ref为1.2V；V₂和V₁与V_FB的关系为： $V_2=\frac{V_{\mathrm{FB}}+50}{511}*V_{\mathrm{ref}},$ $V_1=\frac{V_{\mathrm{FB}}}{511}*V_{\mathrm{ref}},$ $\mathrm{\ΔV}=V_2-V_1=\frac{50}{511}*V_{\mathrm{ref}}=50\mathrm{LSB},$ 可见V₁电压即为模拟的反馈电压。

两个比较器COMP1～COMP2的正相输入端均接收AC-DC变换器的辅助绕组电压信号V_sense；其分别将反馈电压V1和比较电压V2与辅助绕组电压信号V_sense进行比较，分别得到两个比较信号V_S1和V_S2。

波形实时分析模块的两个输入端分别与比较器COMP1～COMP2的输出端相连；其用于计算出两个比较信号V_S1和V_S2的下降沿时间差Δt，并将下降沿时间差Δt与基准时间差Δt_ref进行比较，根据两者的差值确定调节量ΔV_FB，进而通过反馈补偿算法利用调节量ΔV_FB对反馈量V_FB[i-1]进行调节补偿，以求得AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]。

如图7所示，当PWM为零电平之后，V_sense由负电压变为高电压，V_S1和V_S2翻转到高电平，之后随着V_sense的逐渐下降，由于V2电压比V1高，V_S2会在t₁时刻先翻转到低电平，经过Δt时间之后V_S1在t₂时刻翻转到低电平。拐点电压出现的时刻T_knee前后，V_sense的变化斜率相差很大，因此V₁和V₂处在V_sense上的不同位置所产生的Δt差别很大。如图7(b)所示，若V_FB偏大，则表示采样到的反馈电压高于拐点电压，则V₂和V₁也会相应变大，由于T_knee时刻之前V_sense的下降斜率较小，则此时检测到的Δt偏大。如图7(c)所示，若V_FB偏小，则此时检测到的Δt很小。如图7(a)所示，选取合适的Δt_ref和ΔV，使得当Δt等于Δt_ref时，V_FB刚好是反应了所需要的拐点电压。

如图8所示，波形实时分析模块首先对Δt时间进行检测并存储，然后将其与Δt_ref相比较，对下一周期的反馈量V_FB进行调整，其中第i个周期得到的V_FB值记为V_FB[i]。为了加快V_FB的建立，在图8所示的基本原理基础上对V_FB的调整值进行改进，前后周期之间V_FB的关系为V_FB[i+1]＝V_FB[i]±ΔV_EB，Δt与预设Δt_ref相差越大，调节量ΔV_FB也越大，具体对应关系因不同的参数设置而不同。

数字补偿器的输入端与波形实时分析模块的输出端相连；其用于根据波形实时分析模块输出的AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]调节占空比d，并提供零极点来实现系统环路的稳定性，相比模拟补偿不需要额外的电阻电容进行补偿，减小了片外器件的开销，同时根据占空比D构造出PWM信号，以控制AC-DC变换器中开关管Q的通断，实现对AC-DC变换器输出电压的调制。

本实施方式中，波形实时分析模块和数字补偿器均通过FPGA编程实现。

本实施方式通过采集AC-DC变换器的辅助绕组电压信号，采用高精度原边采样技术，自动追踪拐点电压，以获得精确的反馈量；根据反馈量计算出占空比，并输出与占空比对应PWM信号以控制变换器中开关管的通断，最终实现对变换器输出电压的调制，实现稳压输出。

本实施方式通过高精度原边采样技术实现在二极管正向压降V_D近乎为零的时刻对V_sense进行采样。在外围参数取定的条件下，计算得到理想的反馈电压为883mV，通过本实施方法得到的反馈电压V₁为890mV，反馈误差为7mV，而采用一般传统的采样控制方法无法消除二极管导通压降V_D的影响，采样得到的反馈电压将近1V，反馈误差将近117mv。故通过与传统采样控制技术相比较，本实施方式反馈误差减少了94％。

Claims (4)

1.一种AC-DC变换器的控制方法，包括如下步骤：

（1）采集AC-DC变换器的辅助绕组电压信号V_sense，并获取AC-DC变换器上一周期的反馈量V_FB[i-1]；

（2）对所述的反馈量V_FB[i-1]数模转换后得到反馈电压V1，并将反馈电压V1的幅值抬升一个固定电压值后得到比较电压V2；

（3）将所述的辅助绕组电压信号V_sense分别与反馈电压V1和比较电压V2进行比较，分别得到两个比较信号V_S1和V_S2；

（4）计算出两个比较信号V_S1和V_S2的下降沿时间差Δt，并将下降沿时间差Δt与基准时间差Δt_ref进行比较，根据两者的差值确定调节量ΔV_FB，进而通过反馈补偿算法利用调节量ΔV_FB对反馈量V_FB[i-1]进行调节补偿，以求得AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]；

所述的反馈补偿算法基于如下算式：

当Δt＞Δt_ref时：V_FB[i]=V_FB[i-1]-ΔV_FB；

当Δt=Δt_ref时：V_FB[i]=V_FB[i-1]；

当Δt＜Δt_ref时：V_FB[i]=V_FB[i-1]+ΔV_FB；

（5）根据所述的反馈量V_FB[i]构造出PWM信号，以控制AC-DC变换器中开关管的通断。

2.一种AC-DC变换器的控制器，包括原边采样电路和数字补偿器；所述的数字补偿器用于根据原边采样电路输出的AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]构造出PWM信号，以控制AC-DC变换器中开关管的通断；其特征在于：

所述的原边采样电路包括一波形实时分析模块、一单输入双输出数模转换器和两个比较器；

所述的单输入双输出数模转换器接收波形实时分析模块输出的AC-DC变换器上一周期的反馈量V_FB[i-1]，对反馈量V_FB[i-1]数模转换后得到反馈电压V1并输出，将反馈电压V1的幅值抬升一个固定电压值后得到比较电压V2并输出；

两个比较器分别将反馈电压V1和比较电压V2与AC-DC变换器的辅助绕组电压信号V_sense进行比较，分别得到两个比较信号V_S1和V_S2；

所述的波形实时分析模块用于计算出两个比较信号V_S1和V_S2的下降沿时间差Δt，并将下降沿时间差Δt与基准时间差Δt_ref进行比较，根据两者的差值确定调节量ΔV_FB，进而通过反馈补偿算法利用调节量ΔV_FB对反馈量V_FB[i-1]进行调节补偿，以求得AC-DC变换器当前周期的反馈量V_FB[i]；

所述的反馈补偿算法基于如下算式：

当Δt＞Δt_ref时：V_FB[i]=V_FB[i-1]-ΔV_FB；

当Δt=Δt_ref时：V_FB[i]=V_FB[i-1]；

当Δt＜Δt_ref时：V_FB[i]=V_FB[i-1]+ΔV_FB。

3.根据权利要求2所述的AC-DC变换器的控制器，其特征在于：所述的单输入双输出数模转换器由两个多路选择器和一串分压电阻构建。

4.根据权利要求2所述的AC-DC变换器的控制器，其特征在于：所述的波形实时分析模块和数字补偿器均通过FPGA编程实现。

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