CN102801328B

CN102801328B - 电源装置

Info

Publication number: CN102801328B
Application number: CN201210159766.5A
Authority: CN
Inventors: 岛田尊卫; 谷口辉三彰; 庄司浩幸
Original assignee: Hitachi Information and Telecommunication Engineering Ltd
Current assignee: Hitachi Information and Telecommunication Engineering Ltd
Priority date: 2011-05-26
Filing date: 2012-05-22
Publication date: 2014-12-24
Anticipated expiration: 2032-05-22
Also published as: JP2012249375A; US9025345B2; TWI489748B; CN102801328A; TW201308851A; US20120300502A1; JP5530401B2

Abstract

本发明提供考虑到开关损失的降低的高效率电源装置。连接于交流电源（6）与直流负载（7）间的电源装置（1），将从交流电源（6）供给的交流电力变换为直流电力而向直流负载（7）供给。电源装置（1）具备：将进行开关的正负的电压向变压器（T）的初级绕组（N1）输出的第1开关电路（3）、将变压器T的次级绕组（N2）感应出并开关的直流电力向连接于第2交流端子（Nd5、Nd6）间的直流负载（7）供给的第2开关电路（4）、串联连接于初级绕组（N1）的谐振电感器（Lr）、控制第1以及第2开关电路（3、4）进行的开关动作的控制部（5）。控制部（5）通过控制第2开关电路（4）进行的开关动作，对第2交流端子（Nd5、Nd6）间进行实质性短路。

Description

电源装置

技术领域

本发明涉及连接于交流电源与直流负载之间，并将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力而向直流负载供给的电源装置。

背景技术

近年来，人们保护地球环境的意识逐渐提高。受到这种潮流的影响，将交流电力变换为直流电力而向直流负载供给的电源装置的高效化正在推进。这是因为，如果能够实现电源装置的高效化，则对电力节省有很大贡献，进而也关系着地球的环境保护。

为了电源装置的高效化，主要有两种途径。第1是，降低流向开关元件的电流带来的导通损失；第2是，开关元件进行开关带来的开关损失。

专利文献1的0017～0020段以及图2中，公开了一种通过在位于变压器的次级侧的桥整流电路下侧臂部，代替整流二极管，连接一对自消弧（self extinction）元件（与二极管相比正方向电压下降小），从而实现导通损失的降低的电力变换装置。

此外，专利文献2的0053～0054段以及图6中，公开了一种在位于变压器的次级侧的桥整流电路的下侧臂部，代替整流二极管，连接一对开关电路的结构的电容器的充电装置。该充电装置中，如果开关电路接通，则向与变压器的次级侧串联连接的电抗器蓄积电流能量，如果开关电路关断，则使用电抗器的电流能量，对电容器充电。

现有技术文献：

专利文献1：日本特开2004－336943号公报

专利文献2：日本特开2001－204170号公报

发明内容

但是，在专利文献1以及2的装置中，一对自消弧元件或一对开关电路，由于在施加电压的状态下导通（tune on），所以开关损失大。而且，该损失成为了妨碍装置的高效化的要因。

本发明是鉴于上述情况而做出的，其目的在于提供一种考虑到了开关损失的降低的高效率的电源装置。

本发明的电源装置，是将连接于供给交流电力的交流电源与直流负载之间，将从所述交流电源供给的所述交流电力变换为直流电力而向所述直流负载供给的电源装置作为前提。

本发明的电源装置，具备：第1开关电路、连接于第1直流端子间的第1平滑电容器、第2开关电路、串联连接于初级绕组和次级绕组中的某一个或两者的谐振电感器、以及控制部。

第1开关电路，经由第1直流端子，输入交流电源的全波整流电压，将通过对于所述输入的电压进行开关动作而生成的正负的电压，向连接于第1交流端子间的变压器的初级绕组输出。

第2开关电路，经由连接于次级绕组的端子间的第2交流端子，输入由与所述初级绕组磁耦合而构成所述变压器的次级绕组感应出的电力，将通过对所述输入的电力进行开关动作而生成，并通过连接于第2直流端子间的第2平滑电容器进行平滑化后的直流电力，向连接于第2直流端子间的直流负载供给。

控制部，进行如下工作：通过控制第2开关电路进行的所述开关动作，而在第2交流端子间进行实质性的短路。

根据本发明，能够提供一种考虑到了开关损失的降低的高效率的电源装置。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式中的电源装置1的电路图。

图2A是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第1移相控制的动作说明的图。

图2B是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第1移相控制的动作说明的图。

图2C是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第1移相控制的动作说明的图。

图2D是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第1移相控制的动作说明的图。

图2E是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第1移相控制的动作说明的图。

图3（a）～（h）是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第1移相控制的动作说明的定时图表。

图4A是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第2移相控制的动作说明的图。

图4B是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第2移相控制的动作说明的图。

图4C是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第2相控制的动作说明的图。

图4D是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第2移相控制的动作说明的图。

图4E是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第2移相控制的动作说明的图。

图5是供本发明的第1实施方式中的电源装置1的第2移相控制的动作说明的定时图表。

图6是表示本发明的第1实施方式的变形例中的电源装置中与第1实施方式的不同点的三相整流桥电路电路图。

图7是表示将本发明的第1实施方式中的电源装置1装于电动汽车110的电源系统的概要的功能框图。

符号说明

1：电源装置；2：整流电路；3：第1开关电路；4：第2开关电路；5：控制部；6：交流电源；7：直流负载；110：电动汽车；111：第2实施方式中的电动汽车的电源系统；L1：平滑电感器；Lr：谐振电感器；C1：第1平滑电容器；C2：第2平滑电容器；Cr：谐振电容器；T：变压器；N1：初级绕组；N2：次级绕组；H1～H4、S1、S2：第1～第6开关元件；D1～D8：第1～第8二极管；D11～D14：第1～第4整流二极管；Nd1～Nd8：第1～第8连接点。

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的多个实施方式。

［第1实施方式］

图1是本发明的第1实施方式中的电源装置1的电路图。该电源装置1，如图1所示，连接于交流电源6与直流负载7之间，将从交流电源6供给的交流电力变换为直流电力，向直流负载7供给电力。在该直流负载7具备二次电池的情况下，电源装置1使用将从交流电源6供给的交流电力变换后的直流电力，对二次电池充电。另外，在本发明中使用“连接”这样的用语的情况下，除非特别限定，均意味着“电气性连接”。

电源装置1，如图1所示，具备：对交流电源6的交流电压波形进行全波整流的桥型的整流电路2、第1以及第2开关电路3、4、控制上述第1以及第2开关电路3、4进行的开关动作的控制部5。此外，电源装置1，具备将初级绕组N1与次级绕组N2进行磁耦合的变压器T。在初级绕组N1的端子间，串联连接有谐振电容器Cr以及谐振电感器Lr。

整流电路2，如图1所示，具有相互桥连接的第1～第4整流二极管D11～D14，使用这些第1～第4整流二极管D11～D14，对交流电源6的交流电压波形进行全波整流。这样进行全波整流后的电压，经由平滑电感器L1施加到第1平滑电容器C1。具有一对端子的第1平滑电容器C1，如图1所示，其中一个端子与第1连接点Nd1连接，另一个端子与第2连接点Nd2连接。第1以及第2连接点Nd1、Nd2相当于本发明的“第1直流端子”。

第1开关电路3，如图1所示，将第1～第4开关元件H1～H4进行全桥连接而构成。第1以及第2开关元件H1、H2，经由第3连接点Nd3串联连接。将该串联连接电路称为第1开关臂SL1。第3以及第4开关元件H3、H4，经由第4连接点Nd4串联连接。将该串联连接电路称为第2开关臂SL2。该第1以及第2开关臂SL1、SL2相互并联连接。另外，第3以及第4连接点Nd3、Nd4相当于本发明的“第1交流端子”。

作为第1～第4开关元件H1～H4，如图1所示，优选地可以采用MOSFET。第1～第4开关元件H1～H4，如图1所示，分别与第1～第4二极管D1～D4逆并联连接。上述第1～第4二极管D1～D4，如图1所示，也可以利用原本就内置于MOSFET的体二极管。

在第1开关电路3中，如图1所示，将第1以及第2连接点Nd1、Nd2间作为第1直流端子间，将第3以及第4连接点Nd3、Nd4间作为第1交流端子间。在第1开关电路3中，使用向连接于第1直流端子Nd1、Nd2间的第1平滑电容器C1充电的电压，对由与第1交流端子Nd3、Nd4间串联连接的谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、以及初级绕组N1构成的串联连接电路，施加正负的电压。

第2开关电路4，如图1所示，具备，经由第5连接点Nd5串联连接第5二极管D5与第5开关元件S1的第3开关臂SL3、以及经由第6连接点Nd5串联连接第7二极管D7与第6开关元件S2的第4开关臂SL4。该第3以及第4开关臂SL3、SL4相互并联连接。另外，第5以及第6连接点Nd5、Nd6相当于本发明的“第2交流端子”。

作为第5以及第6开关元件S1、S2，如图1所示，优选地能够采用MOSFET。第5以及第6开关元件S1、S2，如图1所示，分别与第6以及第8二极管D6、D8逆并联连接。这些第6以及第8二极管D6、D8，如图1所示，也可以利用原本就内置于MOSFET的体二极管。

在第2开关电路4的后级（直流负载7一侧），第2平滑电容器C2以及直流负载7并联连接。具有一对端子的第2平滑电容器C2，如图1所示，其一个端子与第7连接点Nd7连接，另一个端子与第8连接点Nd8连接。第7以及第8连接点Nd7、Nd8，相当于本发明的“第2直流端子”。

在第2开关电路4中，将第5以及第6连接点Nd5、Nd6之间作为第2交流端子间，将第7以及第8连接点Nd7、Nd8之间作为第2直流端子间。在第2开关电路4中，将连接于第2交流端子Nd5、Nd6间的次级绕组N2的电力，分别向并联连接于第2直流端子Nd7、Nd8间的第2平滑电容器C2以及直流负载7供给。

换言之，在第2开关电路4中，将第3开关臂SL3的端子（与第2直流端子Nd7、Nd8等价）间作为第2直流端子间，将第5二极管D5及第5开关元件S1的串联连接点Nd5、与第7二极管D7及6开关元件S2的串联连接点Nd6之间作为第2交流端子间。

由控制部5统括控制第1～第6开关元件H1～H4、S1、S2各个的开关动作。控制部5具有将来自交流电源6的输入电流控制为与交流电源6的电压基本相似的正弦波状的功率因数改善控制功能。控制部5，分别与检测来自交流电源6的输入电压的电压传感器11、检测直流负载7的电压即输出电压的电压传感器12、检测来自交流电源6的输入电流的电流传感器13、以及、检测对直流负载7的输出电流的电流传感器14连接。

［第1移相控制］

参照图2A～图2E、以及图3（a）～（h），说明电源装置1的第1移相控制的电路动作。图2A～图2E是供第1实施方式中的电源装置1的第1移相控制的动作说明的图。具体而言，图2A～图2E示出第1移相控制中的模式1a～1e各自的电路动作。图2A对应于模式1a，图2B对应于模式1b，图2C对应于模式1c，图2D对应于模式1d，图2E对应于模式1e。

图3（a）～（h）是表示第1实施方式的电源装置1中的各部的接通关断状态与电流波形的时间推移的定时图表。这里，如图1以及图3（a）～（h）所示，将第1开关元件H1的接通关断状态作为SH1，将第2开关元件H2的接通关断状态作为SH2，将第3开关元件H3的接通关断状态作为SH3，将第4开关元件H4的接通关断状态作为SH4，将第5开关元件S1的接通关断状态作为SS1，将第6开关元件S2的接通关断状态作为SS2，而分别定义。在图3（a）～（f）所示的定时图表中，与以虚线表示的基准电位同位的实线图表示关断状态，比基准电位高位的实线图表示接通状态。此外，将流向谐振电感器Lr的电流定义为ILr，将流向次级绕组N2的电流定义为IN2。

另外，第1移相控制中的说明，仅对交流电源6的电压为一个极性的情况下的动作进行说明，而省略交流电源6的电压在另一个极性的情况下的动作说明。这是由于后者的情况下的动作，参考前者的情况下的动作，能够容易得到理解。

第1移相控制，根据交流电源6的电压是否在预定值以上的控制部5的判定结果，在电源电压为预定值以上的情况下执行。该预定值，是根据用输入电压（交流电源6的全波整流电压）除输出电压（直流负载7的端子间电压）而得到的值即升压比来决定的。换言之，第1移相控制，在升压比比预定的水平低的情况下执行。另外，输出电压越高，或输入电压越低，升压比越高。

在本第1实施方式的说明中，将处于接通状态下的开关元件的端子间电压、或者与二极管的正方向下降电压同等或其以下的电平的电压称为零电压。此外，在某开关元件的端子间电压为零电压的情况下，将使该开关元件导通称为零电压开关动作。根据零电压开关动作，在抑制开关损失的同时，能够期待降低高次谐波、EMI（Electro MagneticInterference，电磁干涉）噪声等的效果。这是因为，在零电压开关中，在开关元件的端子间，原则上不发生电压·电流的过渡现象。

（模式1a）

在图3所示的从时刻t11到时刻t12的期间定义的模式1a下，如图2A、图3（a）以及图3（d）所示，第1以及第4开关元件H1、H4处于接通状态。在这种情况下，在第1开关电路3的周边，在第1平滑电容器C1的端子间产生的电压（以下，称为“第1输入电压”）分别向谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、以及初级绕组N1施加。

其结果，如图2A所示，形成途经第1连接点Nd1→第1开关元件H1→第3连接点Nd3→谐振电容器Cr→谐振电感器Lr→初级绕组N1→第4连接点Nd4→第4开关元件H4→第2连接点Nd2的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。

在第2开关电路4的周边，起因于对初级绕组N1的通电，次级绕组N2感应出电流。其结果，如图2A所示，形成途经第8连接点Nd8→第6开关元件S2→第6连接点Nd6→次级绕组N2→第5连接点Nd5→第5二极管D5→第7连接点Nd7的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。在模式1a中，如图2A以及图3（f）所示，第6开关元件S2处于接通（同步整流）状态。

在交流电源6的周边，如图2A所示，形成途经第2连接点Nd2→第4整流二极管D14→交流电源6→第1整流二极管D11→平滑电感器L1→第1连接点Nd1的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。

（模式1b）

如果在图3所示的时刻t12的定时使第4开关元件H4截止（tuneoff）（图3（d）参照），则变为在从时刻t12至时刻t13的期间所定义的模式1b的状态。在这种情况下，在第1开关电路3的周边，经由第4开关元件H4而流动的谐振电感器电流ILr，失去了前进方向，转而流向第3二极管D3。

其结果，如图2B所示，形成途经第1连接点Nd1→第1开关元件H1→第3连接点Nd3→谐振电容器Cr→谐振电感器Lr→初级绕组N1→第4连接点Nd4→逆并联连接于第3开关元件H3的第3二极管D3→第1连接点Nd1的各部的电流路径。在该电流路径上循环流动电流。

在第2开关电路4的周边，起因于对初级绕组N1的通电，次级绕组N2感应出电流。其结果，如图2B所示，形成途经第8连接点Nd8→第6开关元件S2→第6连接点Nd6→次级绕组N2→第5连接点Nd5→第5二极管D5→第7连接点Nd7的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。在模式1b中，如图2B以及图3（f）所示，第6开关元件S2处于接通（同步整流）状态。

蓄积于谐振电感器Lr的电磁能，向变压器T的初级绕组N1供给。其结果，初级以及次级绕组N1、N2的电流ILr、IN2，如图3（g）以及图3（h）所示的那样逐渐减小。在模式1b的初始期间，如图3（c）所示，第3开关元件H3处于关断状态。按照处于该关断状态的定时，预先使第3开关元件H3导通（零电压开关）。

在第2开关电路4、以及交流电源6各自的周边，如图2B所示，形成与模式1a同样的电流路径。电流沿着该电流路径流动。因此，省略其重复的说明。另外，在模式1b，如果在次级绕组电流IN2流完之前使开关元件H1、H4截止，则有省略接下来的模式1c的情况。

（模式1c）

次级绕组电流IN2逐渐减小最终变为零，则变为从时刻t13至时刻t14的期间所定义的模式1c的状态。在第1开关电路3以及交流电源6各自的周边，如图2C所示，形成与模式1b同样的电流路径。电流沿着该电流路径流动。因此，省略其重复的说明。在该模式1c中，变压器T的励磁电流向谐振电感器Lr以及初级绕组N1流动（图3（g）参照）。在第2开关电路4的周边，如图2C以及图3（h）所示，次级绕组N2未感应出电流。

（模式1d）

如果在图3所示的时刻t14的定时使第1开关元件H1截止（图3（a）参照），则变为模式1d的状态。在这种情况下，在第1开关电路3的周边，流向第1开关元件H1的谐振电感器电流ILr转而流向第2二极管D2。

其结果，如图2D所示，形成途经第2连接点Nd2→逆并联连接于第2开关元件H2的第2二极管D2→第3连接点Nd3→谐振电容器Cr→谐振电感器Lr→初级绕组N1→第4连接点Nd4→第3开关元件H3→第1连接点Nd1的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。

蓄积于谐振电感器Lr的电磁能，向变压器T的初级绕组N1供给。其结果，初级绕组N1的电流ILr如图3（g）所示的那样逐渐减小。而次级绕组N2的电流IN2如图3（h）所示的那样逐渐增大。在模式1d的初期，如图3（b）所示，第2开关元件H2处于关断状态。按照处于该关断状态的定时，预先使第2开关元件H2导通（零电压开关）。

在第2开关电路4的周边，在模式1c中，如图2C以及图3（f）所示，第6开关元件S2处于接通（同步整流）状态。在这种情况下，在模式1d中，如图2D以及图3（f）所示，预先使第6开关元件S2到时刻t14为止截止。

在交流电源6的周边，如图2D所示，形成与模式1c同样的电流路径。电流沿着该电流路径流动。所以省略其重复的说明。

（模式1e）

如果在图3所示的时刻t15流向初级绕组N1的谐振电感器电流ILr的流通方向反转（图3（g）的例子中，是从正向负的反转），则变为模式1e的状态。该模式1e是模式1a的对称动作。

具体而言，在从图3所示的时刻t15至时刻t16的期间所定义的模式1e中，如图2E以及图3（b）以及图3（c）所示，与模式1a对称地，第2以及第3开关元件H2、H3处于接通状态。在这种情况下，在第1开关电路3的周边，第1输入电压（第1直流端子Nd1、Nd2间的电压）分别向谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、以及初级绕组N1施加。

其结果，如图2E所示，形成途经第1连接点Nd1→第3开关元件H3→第4连接点Nd4→初级绕组N1→谐振电感器Lr→谐振电容器Cr→第3连接点Nd3→第2开关元件H2→第2连接点Nd2的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。

在第2开关电路4的周边，起因于对初级绕组N1的通电，次级绕组N2感应出电流。其结果，如图2E所示，与模式1a对称地，形成途经第8连接点Nd8→第5开关元件S1→第5连接点Nd5→次级绕组N2→第6连接点Nd6→第7二极管D7→第7连接点Nd7的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。在模式1e中，如图2E以及图3（e）所示，第5开关元件S1处于接通（同步整流）状态。

在交流电源6的周边，如图2E所示，形成与模式1a同样的电流路径。电流沿着该电流路径流动。因此，省略其重复的说明。

下面，在模式1b～1d的各个的对称动作之后，返回模式1a，重复上述的处理。

在上述的第1移相控制中，通过进行使第1以及第2开关元件H1、H2的截止定时与第3以及4开关元件H3、H4的截止定时的相位变化、使向第1开关电路3的第1交流端子Nd3、Nd4间施加电压的期间的长度变化的第1占空比控制，来调整输入电流、输出功率。

即，使第1以及第4开关元件H1、H4原本处于接通状态的模式1a的期间缩短而使输入电流、输出功率减少，另一方面，与此相反地，使模式1a的期间增长而使输入电流、输出功率增加。此外，使第2以及第3开关元件H2、H3原本处于接通状态的模式1e的期间缩短而使输入电流、输出功率减少，另一方面，与此相反地，使模式1e的期间增长而使输入电流、输出功率增加。

在第1移相控制中，在第1以及第4开关元件H1、H4的截止定时同步的情况下，向第1开关电路3的第1交流端子Nd3、Nd4间施加电压的期间的长度最大。此外，在第2以及第3开关元件H2、H3的截止定时同步的情况下，向第1开关电路3的输出端子Nd3、Nd4间施加电压的期间的长度最大。在这样的情况下，在第1移相控制中，得到最大的输入功率·输出功率。在需要得到比由第1移相控制得到的最大的输入功率·输出功率还要大的功率的情况下，适用后述的第2移相控制。

［第2移相控制］

参照图4A～图4E以及图5（a）～（h），说明电源装置1的第2移相控制的电路动作。图4A～图4E是供第1实施方式中的电源装置1的第2移相控制的动作说明的图。具体而言，图4A～图4E示出第2移相控制的模式2a～2e各自的电路动作。图4A对应于模式2a，图4B对应于模式2b，图4C对应于模式2c，图4D对应于模式2d，图4E对应于模式2e。图5（a）～（h）是表示第1实施方式中的电源装置1中各部的接通关断状态与电流波形的时间推移的定时图表。

另外，在第2移相控制中的说明中，仅说明交流电源6的电压在一个极性的情况下动作，省略交流电源6的电压在另一个极性的情况下的动作说明。这是因为后者情况的动作，能够参考前者情况的动作而容易理解出。

第2移相控制，根据交流电源6的电压是否在预定值以上的控制部5的判定结果，在电源电压比预定值低的情况下执行。该预定值，根据以输入电压（交流电源6的全波整流电压）除以输出电压（直流负载7的端子间电压）而得到的值即升压比，来决定。换言之、第2移相控制，与第1移相控制的情况相反地在升压比比预定的水平高的情况下执行。

（模式2a）

在从图5所示的时刻t21至时刻t22的期间定义的模式2a中，如图4A以及图5（a）以及图3（d）所示，第1以及第4开关元件H1、H4处于接通状态。在这种情况下，在第1开关电路3的周边，第1输入电压分别向谐振电容器Cr、谐振电感器Lr以及初级绕组N1施加。其结果，如图4A所示，形成与模式1a同样的电流路径。电流沿着该电流路径流动。所以，省略该重复的说明。

在第2开关电路4的周边，起因于对初级绕组N1的通电，次级绕组N2感应出电流。其结果，如图4A所示，形成途经第6连接点Nd6→次级绕组N2→第5连接点Nd5→第5开关元件S1→逆并联连接于第6开关元件S2的第8二极管D8→第6连接点Nd6的各部的电流路径。在电流路径中循环流动电流。在模式2a中，如图4A以及图5（e）所示，第5开关元件S1处于接通（同步整流）状态。

因此，次级绕组N2的端子（第2交流端子）Nd5、Nd6间处于实质性短路的状态。这里，本发明所称的“实质性短路”，意味着即使存在电流路径内能够忽略的大小的电压下降分量（图4A的例子中，第8二极管D8所带来的电压下降分量），也视为短路的、广义的电气性的短路。

次级绕组N2的端子Nd5、Nd6间处于实质性短路状态下，是指在与次级绕组N2磁性耦合的初级绕组N1的端子Nd3、Nd4间也没有产生电压。所以，在模式2a中，在第1开关电路3的周边，如图5（g）所示，谐振电感器电流ILr线性地增大。在图4A所示的电路状态中，如果接通第2开关元件S2，则变为同步整流。

在交流电源6的周边，如图4A所示，形成途经与模式1a同样的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。因此省略其重复的说明。

（模式2b）

如果在图5所示的时刻t22的定时使第5开关元件S1截止（图5（e）参照），则变为从时刻t22至时刻t23的期间所定义的模式2b的状态。在这种情况下，在第1开关电路3以及交流电源6的各自的周边，如图4B所示，形成与模式2a同样的电流路径。电流沿着该电流路径流动。因此，省略其重复的说明。

蓄积于谐振电感器Lr的电磁能，向变压器T的初级绕组N1供给。其结果，初级以及次级绕组N1、N2的电流ILr、IN2如图5（g）以及图5（h）所示的那样逐渐减小。

在第2开关电路4的周边，起因于对初级绕组N1的通电，次级绕组N2感应出电流。其结果，如图4B所示，形成经由第8连接点Nd8→第6开关元件S2→第6连接点Nd6→次级绕组N2→第5连接点Nd5→第5二极管D5→第7连接点Nd7的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。在模式2b中，如图4B以及图5（f）所示，第6开关元件S2处于接通（同步整流）状态。

在图5所示的时刻t22的定时，如图5（f）所示，第6开关元件S2处于关断状态。按照处于该关断状态的定时，预先使第6开关元件S2导通（零电压开关）。

另外，在模式2b中，如果在次级绕组电流IN2逐渐减小最终变为零之前，使第1以及第4开关元件H1、H4截止，则有省略接下来的模式2c的情况。

（模式2c）

如果次级绕组电流IN2逐渐减小最终变为零，则变为在从时刻t23至时刻t24的期间所定义的模式2c的状态。在第1开关电路3、以及交流电源6的各自的周边，如图4C所示，形成与模式2b同样的电流路径。电流沿着该电流路径流动。因此省略其重复的说明。在该模式2c中，变压器T的励磁电流流向谐振电感器Lr以及初级绕组N1。在第2开关电路4的周边，如图4C所示，次级绕组N2未感应出电流。

（模式2d）

如果在图5所示的时刻t24的定时，使第1以及第4开关元件H1、H4同时截止（参照图5（a）以及图5（d）），则变为模式2d的状态。在这种情况下，在第1开关电路3的周边，分别流向第1以及第4开关元件H1、H4的谐振电感器电流ILr，分别转而流向第2以及第3二极管D2、D3。其结果，如图4D所示，形成途经第2连接点Nd2→逆并联连接于第2开关元件H2的第2二极管D2→第3连接点Nd3→谐振电容器Cr→谐振电感器Lr→初级绕组N1→第4连接点Nd4→逆并联连接于第3开关元件H3的第3二极管D3→第1连接点Nd1的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。

蓄积于谐振电感器Lr的电磁能，向变压器T的初级绕组N1供给。其结果，初级绕组N1的电流ILr如图5（g）所示的那样逐渐减小。而次级绕组N2的电流IN2如图5（h）所示的那样逐渐增加。在模式2d中，第2以及第3开关元件H2、H3，如图5（b）以及图5（c）所示，分别处于关断状态。因此，按照处于该关断状态的定时，预先使第2以及第3开关元件H2、H3同时导通（零电压开关）。

（模式2e）

如果在图5所示的时刻t25的定时流向初级绕组N1的谐振电感器电流ILr的流通方向发生反转（图5（g）的例子中，从正向负的反转），则变为模式2e的状态。该模式2e是模式2a的对称动作。

具体而言，在从图5所示的时刻t25至时刻t26的期间定义的模式2e中，如图4E以及图5（b）以及图5（c）所示，与模式2a对称地，第2以及第3开关元件H2、H3处于接通状态。在这种情况下，在第1开关电路3的周边，第1输入电压（第1直流端子Nd1、Nd2间的电压）分别向谐振电容器Cr、振电感器Lr以及初级绕组N1施加。

其结果，如图4E所示，形成途经第1连接点Nd1→第3开关元件H3→第4连接点Nd4→初级绕组N1→谐振电感器Lr→谐振电容器Cr→第3连接点Nd3→第2开关元件H2→第2连接点Nd2的各部的电流路径。电流沿着该电流路径流动。

在第2开关电路4的周边，起因于对初级绕组N1的通电，次级绕组N2感应出电流。其结果，如图4E所示，与模式2a对称地，形成途经第8连接点Nd8→第5开关元件S1→第5连接点Nd5→次级绕组N2→第6连接点Nd6→第6开关元件S2→第8连接点Nd8的各部的电流路径。在该电流路径上循环流动电流。在模式2e中，如图4E以及图5（f）所示，第6开关元件S2处于接通（同步整流）状态。

在交流电源6的周边，如图4E所示，形成与模式2a同样的电流路径。电流沿着该电流路径流动。因此省略该重复的说明。

在后文中，在模式2b～2d的各自的对称动作之后，返回模式2a，重复上述的处理。

在上述的第2移相控制中，通过进行使第1～第4开关元件H1～H4的截止定时与第5以及第6开关元件S1、S2的截止定时的相位发生变化、使一边在第1开关电路3的第1交流端子Nd3、Nd4间施加电压一边使次级绕组N2的端子Nd5、Nd6间实质性地短路的期间的长度发生变化的第2占空比控制，来调整输入电流、输出功率。

即，使第1、第4以及第5开关元件H1、H4、S1原本处于接通状态的模式2a的期间缩短而使输入电流、输出功率减少，另一方面，与之相反地使模式2a的期间增长而使输入电流、输出功率增加。此外，使第2、第3以及第6开关元件H2、H3、S2原本处于接通状态的模式2e的期间缩短而使输入电流、输出功率减少，另一方面，与之相反地使模式2e的期间增长，使输入电流、输出功率增加。

但，在将控制部5的动作模式在第1移相控制与第2移相控制之间切换的情况下，有该切换部分的输出的变化变得不连续的情况。在这样的情况下，设定第1移相控制与第2移相控制的中间状态，如果经由该中间状态而切换动作模式，则能够改善输出变化变得不连续的水平。

具体而言，作为第1移相控制的最大输出状态、且第2移相控制的最小输出状态，采用第6开关元件S2（或者，第5开关元件S1）与第1以及第4开关元件H1、H4（或者，第2以及第3开关元件H2、H3）的截止定时同步地截止的结构即可。更详细地将，采用将从第1开关元件H1（或者，第2开关元件H2）的截止到第6开关元件S2（或者，第5开关元件S1）的截止的期间在第1移相控制中固定于零等，在第2移相控制中延长的结构即可。

控制部5具有功率因数改善控制功能。输入电流的调整，与输出功率的调整同样地进行。即，如果使输出功率增加，则输入电流也增加，反之如果使输出功率减少则输入电流也减少。因此，如果进行控制使从交流电源6输入的电压与电流的功率因数提高，则来自交流电源6的输入功率以交流电源6的两倍的频率变动，所以输出功率也以交流电源6的两倍的频率变动。

但是，在对二次电池直流负载7进行充电这样的情况下，即使输出功率变动，也不会产生特别的问题。当然，例如，如果，作为第2平滑电容器C2使用容量足够大的器件、或者在第2平滑电容器C2与直流负载7之间插入由电感器和电容器组成的LC滤波器，则能够抑制向直流负载7供给的功率、电压、电流的变动。

另外，谐振电容器Cr具有去除流向初级绕组N1的谐振电感器电流ILr的直流分量而防止变压器T的磁场偏移的效果。当然，如果作为谐振电容器Cr，使用容量小的器件，则由于谐振电感器Lr与变压器T的励磁电感等的串联谐振，能使升压比增加。

如以上所说明的那样，在第1实施方式中的电源装置1中，控制部5，通过控制第2开关电路4进行的开关动作，使第2交流端子Nd5、Nd6间实质性地发生短路。由此能够实现对于电源装置1所用的所有的开关元件H1～H4、S1、S2的零电压开关。因此，根据第1实施方式中的电源装置1，能够提供考虑到了开关元件H1～H4、S1、S2中的开关损失的降低的高效率的电源装置1。

此外，在第1实施方式中的电源装置1中，设控制部5进行在从交流电源6供给的交流电力中将电流控制为正弦波状的功率因数改善控制。因此，根据第1实施方式中的电源装置1，能够提供考虑到了交流电力的功率因数改善的高效率电源装置1。

此外，在第1实施方式中的电源装置1中，控制部5通过执行使将正负的全波整流电压向第1直流端子Nd1、Nd2间施加的期间的长度进行变化的第1占空比控制（第1相位控制）、和使一边将正负的全波整流电压向第1直流端子Nd1、Nd2间施加一边对第2交流端子Nd5、Nd6间进行实质性短路的期间的长度进行变化的第2占空比控制（第2相位控制）中的某一个（包含同时执行两个控制的方式），调整向直流负载7供给的直流电力的大小。因此，根据第1实施方式中的电源装置1，能够提供考虑到了直流电力的精密的微调整以及调整范围的扩大的高效率的电源装置1。

此外，在第1实施方式中的电源装置1中，第1开关电路3具备：串联连接第1以及第2开关元件H1、H2的第1开关臂SL1、串联连接第3以及第4开关元件H3、H4的第2开关臂SL2，第1以及第2开关臂SL1、SL2相互并联连接。将第1开关臂SL1的端子（第1连接点Nd1以及第2连接点Nd2）间作为第1直流端子间，将第1以及第2开关元件H1、H2的串联连接点（第3连接点Nd3）与第3以及第4开关元件H3、H4的串联连接点（第4连接点Nd4）之间作为第1交流端子间。

此外，第2开关电路4具备串联连接第5二极管D5与第5开关元件S1的第3开关臂SL3、和串联连接第7二极管D7和第6开关元件S2的第4开关臂SL4，第3以及第4开关臂SL3、SL4相互并联连接。将第3开关臂SL3的端子（第7连接点Nd7以及第8连接点Nd8）间作为第2直流端子间，将第5二极管D5以及第5开关元件S1的串联连接点（第5连接点Nd5）、第7二极管D7以及第6开关元件S2的串联连接点（第6连接点Nd6）之间作为第2交流端子间。

因此，根据第1实施方式中的电源装置1，能够提供规定了第1以及第2开关电路3、4的具体结构的高效率的电源装置1。

此外，在第1实施方式中的电源装置1中，采用如下设置的结构：第1占空比控制是使第1以及第2开关元件H1、H2的截止定时、与第3以及第4开关元件H3、H4的截止定时的相位进行变化的第1移相控制，第2占空比控制是使第1～第4开关元件H1～H4的截止定时、与第5以及第6开关元件S1、S2的截止定时的相位进行变化的第2移相控。因此，根据第1实施方式中的电源装置1，能够提供使用第1以及第2移相控制而能够实现输出功率的灵活调整的高效率的电源装置1。

此外，在第1实施方式中的电源装置1中，控制部5根据经由第1直流端子Nd1、Nd2输入的电压与从第2直流端子Nd7、Nd8输出的电压的升压比，择一地切换并执行第1以及第2占空比控制中的任意一个。因此，根据第1实施方式中的电源装置1，能够择一地切换而使用第1以及第2移相控制中的任意一个，而能够实现输出功率的灵活调整的高效率的电源装置1。进而，由于设为根据升压比来进行第1以及第2移相控制中的任意一方的择一的选择，所以能够实现考虑到了输入与输出的平衡的恰当的移相控制模式的切换。

此外，在第1实施方式中的电源装置1中，具备生成交流电源6的全波整流电压的整流电路2，整流电路2采用将第1～第4整流二极管D11～D14进行桥连接而成的结构。根据第1实施方式中的电源装置1，能够使用整流电路2生成交流电源6的全波整流电压，能够简单且确切地得到成为向直流电力的变换对象的全波整流电压。

此外，根据第1实施方式中的电源装置1，在交流电源6与第1平滑电容器C1之间连接平滑电感器L1，所以能够提供考虑到了高次谐波噪声的去除的高效率的电源装置1。

此外，根据第1实施方式中的电源装置1，在第1交流端子Nd3、Nd4间，还具备串联连接于初级绕组N1和次级绕组N2中的某一个或两者的谐振电容器Cr，通过与线圈（初级绕组N1和次级绕组N2中的某一个或两者）与谐振电容器Cr的组合有关的串联谐振电路，能够提供考虑到了交流电力的蓄积、功率因数的改善、以及通过带宽宽度的选择性的高效率的电源装置1。

此外，根据第1实施方式中的电源装置1，将二极管与第1～第6开关元件H1～H4、S1、S2中的各个逆并联连接，所以能够提供考虑到了导通损失以及开关损失的降低的高效率的电源装置1。

此外，根据第1实施方式中的电源装置1，由于直流负载7具备二次电池，并用从第2直流端子Nd7、Nd8输出的直流电力对二次电池进行充电，所以能够提供考虑到了二次电池的高效率的充电的电源装置1。

此外，在第1实施方式中的电源装置1中，采用具备第1开关电路3、第2开关电路4、与初级绕组N1和次级绕组N2中的某一个或两者串联连接的谐振电感器Lr、控制第1以及第2开关电路3、4分别进行的开关动作的控制部5的结构。

第1开关电路3，具备：串联连接第1以及第2开关元件H1、H2的第1开关臂SL1、串联连接第3以及第4开关元件H3、H4的第2开关臂SL2，第1以及第2开关臂SL1、SL2相互并联连接。将第1开关臂SL1的端子（第1连接点Nd1以及第2连接点Nd2）间作为第1直流端子间，将第1以及第2开关元件H1、H2的串联连接点（第3连接点Nd3）与第3以及第4开关元件H3、H4的串联连接点（第4连接点Nd4）之间作为第1交流端子间。

另一方面，第2开关电路4具备：串联连接第5二极管D5与第5开关元件S1的第3开关臂SL3、和串联连接第7二极管D7与第6开关元件S2的第4开关臂SL4，第3以及第4开关臂SL3、SL4相互并联连接。将第3开关臂SL3的端子（第7连接点Nd7以及第8连接点Nd8）间作为第2直流端子间，将第5二极管D5以及第5开关元件S1的串联连接点（第5连接点Nd5）与第7二极管D7以及第6开关元件S2的串联连接点（第6连接点Nd6）之间作为第2交流端子间。

并且，控制部5择一地执行使第1以及第2开关元件H1、H2的截止定时与第3以及第4开关元件H3、H4的截止定时的相位变化的第1移相控制、使第1～第4开关元件H1～H4的截止定时与第5以及第6开关元件S1、S2的截止定时的相位变化的第2移相控制。

根据第1实施方式中的电源装置1，能够提供规定了第1以及第2开关电路3、4的具体结构的高效率的电源装置1。而且，能够提供择一地切换并使用第1以及第2移相控制中的任意一个，而实现输出功率的灵活调整的高效率的电源装置1。

［第1实施方式中的电源装置1的变形例］

图6是表示本发明的第1实施方式中的电源装置1的变形例的电路图。在该变形例中，代替单相的交流电源6而采用三相的交流电源91。伴随该变形，代替整流电路2，采用具有相互桥连接的第21～第26整流二极管D21～D26的三相桥型整流电路93。另外，其他部分的结构相同。

根据本发明的第1实施方式中的电源装置1的变形例，能够提供考虑到了三相的交流电源91的对应的高效率的电源装置。

［第2实施方式］

在本发明的第2实施方式中，先将电动汽车的电源系统的说明作为本发明的背景技术来进行说明。

近年来，由于对地球环境保护的意识的提高，电动汽车开始普及。电动汽车，将电动机作为驱动源，并具有电动机驱动用的二次电池。对该二次电池，使用从商用的交流电源进行电力变换而得到的直流电力来进行充电。对二次电池充电的直流电力，被逆变换为交流电力而供电动机驱动用。

为了通过商用电源以较少的电力对二次电池进行安全的充电，需要变换效率高且绝缘型的转换器。通常，通常对于得到与交流电源绝缘的直流电力，使用非绝缘型的AC－DC转换器。在将来自交流电源的输入电流控制为正弦波状的同时生成直流电力，将该直流电力通过绝缘型DC－DC转换器进行绝缘而得到直流电力。

但是，在上述的结构中，由于形成非绝缘型AC－DC转换器和绝缘型DC－DC转换器这样的两级结构，所以存在电源装置容易大型化、并且变换效率容易降低的问题。

因此，要考虑将本第1实施方式中的电源装置1应用于电动汽车。图7是应用本发明的第1实施方式中的电源装置1的第2实施方式的电动汽车110的电源系统111的概要结构图。

第2实施方式中的电动汽车110的电源系统111，如图7所示，具备：第1实施方式中的电源装置1、向辅助电池供给电力的第1DC－DC转换器100、各种电气装备设施101、向逆变器（inverter）103供给电力的第2DC－DC转换器102、驱动驱动用电动机104的逆变器103、驱动电动汽车110的车轮（未图示）的驱动用电动机104、二次电池105、负责对电气装备设施101供电的辅助电池106、用于连接快速充电器等的外部直流电源（未图示）的快速充电连接器107、以及用于连接外部的交流电源109的插入式充电连接器108。

第1实施方式中的电源装置1与作为直流负载的二次电池105、插入式充电连接器108连接。对二次电池105，连接第1以及第2DC－DC转换器100、102和快速充电连接器107。

第1实施方式中的电源装置1如下进行动作，将通过插入式充电连接器108连接的交流电源109的交流电力变换为直流电力，而对二次电池105进行充电。

根据第2实施方式中的电动汽车110的电源系统111，通过应用第1实施方式中的电源装置1，能够从例如商用的交流电源109，以高效率对搭载于电动汽车110的二次电池105充电。另外，第2实施方式中的电动汽车110的电源系统111，也可以代替电动汽车110而应用混合动力汽车。

［其它实施方式］

以上说明的多个实施方式表示了本发明的具体化的例子。因此，不能根据它们对本发明的技术范围进行限定性解释。这是因为本发明，在不脱离其要旨或其主要特征的情况下，能够以各种方式进行实施。

例如，本第1实施方式中的电源装置1中，作为第1～第6开关元件H1～H4、S1、S2，举例说明了MOSFET，但本发明并不限定于这个例子。例如，也可以使用IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）、GaN器件、SiC（Silicon Carbide）器件等作为开关元件。其中，在使用相关的器件类别作为开关元件的情况下，各个开关元件需要逆并联连接二极管。

此外，在本第1实施方式中的电源装置1中，作为第1开关电路3，举例说明了将第1～第4开关元件H1～H4全桥连接的方式，但本发明不限定于这个例子。例如，作为第1开关电路3,如果能够使对初级绕组N1施加电压的时间变化，也可以采用其它电路方式。

此外，在本第1实施方式中的电源装置1中，例示说明了：作为第2开关电路4，如图1所示，具备：经由第5连接点Nd5串联连接第5二极管D5和第5开关元件S1而成的第3开关臂SL3、以及经由第6连接点Nd6串联连接第7二极管D7和第6开关元件S2的第4开关臂SL4，将该第3以及第4开关臂SL3、SL4相互并联连接而成的方式，但本发明不限定于这个例子。例如，作为第2开关电路4，如果能够将次级绕组N2实质性地短路，则也可以采用其它的电路方式。另外，在将次级绕组N2实质性短路的路径中插入电容器的变形例，也包含在本发明的技术范围所及的范围内。

此外，在本第1实施方式中的电源装置1中，作为本发明中的谐振电感器Lr，例示说明了独立的电感器，但本发明不限定于这个例子。例如，作为本发明中的谐振电感器Lr，只要能够蓄积本发明所需求的大小的电磁能，也可以是例如电线所具有的电感分量。这与平滑电感器L1也是同样的。

最后，在本第1实施方式中的电源装置1中，例示说明了具备交流电源6以及整流电路2的方式，但本发明不限定于该例。例如，也可以采用直流电力代替交流电源6以及整流电路2。如果这样构成，则能够对调整从直流电源供给的直流电压的电平（包含输入电平与输出电平变为同一的方式）而向直流负载供给的DC－DC转换器进行具体化。

Claims

1.一种连接于供给交流电力的交流电源和直流负载之间，将从所述交流电源供给的所述交流电力变换为直流电力而向所述直流负载供给的电源装置，其特征在于，具备：

第1开关电路，经由第1直流端子输入所述交流电源的全波整流电压，将通过对于所述输入的电压进行开关动作而生成的正负的电压，向连接于第1交流端子间的变压器的初级绕组输出；

第1平滑电容器，连接于所述第1直流端子间；

第2开关电路，经由连接于次级绕组的端子间的第2交流端子输入由与所述初级绕组进行磁耦合而构成所述变压器的所述次级绕组感应出的电力，将通过对所述输入的电力进行开关动作而生成并被连接于第2直流端子间的第2平滑电容器进行平滑化的直流电力，向连接于所述第2直流端子间的所述直流负载供给；

谐振电感器，与所述初级绕组和所述次级绕组中的某一个或两者串联连接；以及

控制部，控制所述第1以及第2开关电路分别进行的所述开关动作，其中，

所述控制部具备：

通过控制所述第2开关电路进行的所述开关动作而对所述第2交流端子间进行实质性的短路的动作；

将从所述交流电源供给的交流电力中的电流控制为正弦波状的功率因数改善控制；

使将所述正负的电压施加到所述第1交流端子间的期间的长度进行变化的第1占空比控制；以及

使一边将所述正负的电压施加到所述第1交流端子间一边对所述第2交流端子间进行实质性的短路的期间的长度进行变化的第2占空比控制，

所述控制部根据从所述第1直流端子输入的电压与从所述第2直流端子输出的电压的比，择一地切换并执行所述第1以及第2占空比控制中的某一个。

2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，

所述第1开关电路具备串联连接第1以及第2开关元件的第1开关臂和串联连接第3以及第4开关元件的第2开关臂，

所述第1以及第2开关臂相互并联连接，

将所述第1开关臂的端子间作为所述第1直流端子间，

将所述第1以及第2开关元件的串联连接点与所述第3以及第4开关元件的串联连接点之间作为所述第1交流端子间，

所述第2开关电路具备串联连接第5二极管与第5开关元件的第3开关臂、和串联连接第7二极管与第6开关元件的第4开关臂，

所述第3以及第4开关臂相互并联连接，

将所述第3开关臂的端子间作为所述第2直流端子间，

将所述第5二极管以及所述第5开关元件的串联连接点与所述第7二极管以及所述第6开关元件的串联连接点之间作为所述第2交流端子间。

3.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于，

所述第1占空比控制是使所述第1以及第2开关元件的截止时刻、和所述第3以及第4开关元件的截止时刻的相位进行变化的第1移相控制，

所述第2占空比控制是使所述第1～第4开关元件的截止时刻、和所述第5以及第6开关元件的截止时刻的相位进行变化的第2移相控制。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的电源装置，其特征在于，

具备生成所述交流电源的全波整流电压的整流电路，

所述整流电路是对第1～第4整流二极管进行桥连接而成的。

5.根据权利要求1～3中的任一项所述的电源装置，其特征在于，

在所述交流电源与所述第1平滑电容器之间连接平滑电感器。

6.根据权利要求1～3中的任一项所述的电源装置，其特征在于，

在所述第1交流端子间，还具备与所述初级绕组串联连接的谐振电容器。

7.根据权利要求1～3中的任一项所述的电源装置，其特征在于，

对所述第1～第6开关元件的各个逆并联连接了二极管。

8.根据权利要求1～3中的任一项所述的电源装置，其特征在于，

所述直流负载具备二次电池，

使用从所述第2直流端子输出的所述直流电力对所述二次电池进行充电。

9.一种连接于供给直流电力的直流电源和直流负载之间，调整从所述直流电源供给的直流电压的电平并向所述直流负载供给的电源装置，其特征在于，具备：

第1开关电路，经由第1直流端子输入从所述直流电源供给的直流电压，将通过对于所述输入的电压进行开关动作而生成的正负的电压，向连接于第1交流端子间的变压器的初级绕组输出；

第1平滑电容器，连接于所述第1直流端子间；

所述第1开关电路具备串联连接第1以及第2开关元件的第1开关臂、和串联连接第3以及第4开关元件的第2开关臂，

所述第1以及第2开关臂相互并联连接，

将所述第1开关臂的端子间作为所述第1直流端子间，

所述第3以及第4开关臂相互并联连接，

将所述第3开关臂的端子间作为所述第2直流端子间，

将所述第5二极管以及所述第5开关元件的串联连接点与所述第7二极管以及所述第6开关元件的串联连接点之间作为所述第2交流端子间，

所述控制部执行使所述第1以及第2开关元件的截止时刻和所述第3以及第4开关元件的截止时刻的相位进行变化的第1移相控制、和使所述第1～第4开关元件的截止时刻和所述第5以及第6开关元件的截止时刻的相位进行变化的第2移相控制中的至少一个。