CN102577098B

CN102577098B - 振荡器、频率合成器和用于在电信网络中使用的网络节点

Info

Publication number: CN102577098B
Application number: CN200980161686.XA
Authority: CN
Inventors: 托马斯·耐兰德
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2009-09-29
Filing date: 2009-09-29
Publication date: 2015-07-08
Anticipated expiration: 2029-09-29
Also published as: CN102577098A; CA2776042A1; EP2484006A1; KR20120088692A; US8686805B2; JP5702391B2; JP2013506378A; WO2011040846A1; US20120188022A1; EP2484006A4; AU2009353366A1

Abstract

本公开涉及用于在频率综合器频率合成器产生频率中使用的振荡器，该振荡器包括：形成具有至少一匝的金属线圈的第一电感器元件，以及第一电容性电路，第一电容性电路被布置为与第一电感器元件形成第一谐振电路，并通过至少一个第一连接端子连接到第一电感器元件，其中，第一电容性电路包括至少一个电容性元件和布置来建立和维持振荡的电子元件装置。振荡器的特征在于第二电容性电路，第二电容性电路包括至少一个电容性元件和电子元件装置，第二电容性电路被布置为与第一电感器元件形成第二谐振电路，并通过至少一个第二连接端子连接到第一电感器元件，该至少一个第二连接端子位于第一电感器元件上的与第一电容性电路的第一连接端子相对的一侧上，其中，第一和第二谐振电路被调谐到基本相同的频率。本发明还涉及频率综合器频率合成器和用于在电信网络中使用网络节点。

Description

振荡器、频率合成器和用于在电信网络中使用的网络节点

技术领域

本发明总体涉及频率综合，并特别地涉及用于在频率的产生中使用的振荡器。本发明还涉及包括这种振荡器的用于执行频率产生的频率合成器以及在电信网络中使用的网络节点，例如基站。

背景技术

频率合成器一般可被描述为用于从具有特定频率的参考信号产生一定频率范围中的任何频率的电子系统。可以在多种不同的设备中找到频率合成器，例如，无线收发信机、移动电话或蜂窝电话、无线基站(RBS)、卫星收发信机、GPS系统等。

在例如移动无线应用中，通常由包括锁相环(PLL)的频率合成器来产生要在发送和接收数据时使用的信号。PLL频率合成器例如可以具有作为输入的带有特定频率的参考信号，并且可以具有可编程计数器，该可编程计数器可以通过划分从PLL频率合成器输出的输出信号来产生比较信号。PLL频率合成器的输出信号可以是从也包括在PLL频率合成器中的振荡器输出的输出信号。PLL频率合成器还可以包括相位比较器，用于将输入参考信号的相位与来自可编程计数器的比较信号的相位相比较，并生成依赖于该相位差的输出信号。可以根据该输出信号产生控制信号(例如，调谐电压)并将该控制信号用作振荡器的输入，以使振荡器产生并输出具有特定频率和特定噪声特性的输出信号，亦即，从PLL综合器输出的输出信号。

然而，与对输出信号的噪声性能具有低要求的其他应用相对照，当将PLL和PLL中包括的振荡器设计用于对输出信号的噪声性能具有高要求的应用时，使用不同的技术来设计PLL和振荡器。对输出信号的噪声性能具有高要求的应用的示例是网络单元或节点，例如基站(例如，无线基站(RBS))。对输出信号的噪声性能具有低要求的应用的示例是终端单元，例如移动电话应用。通常将PLL设计为集成电路(IC)，而使用分立电子元件(例如，电阻器、电容器、电感器等)来设计振荡器。这尤其是因为在集成电路上实现振荡器可导致从PLL输出的输出信号的信噪比可能不满足如今市场上的很多现有的或者新兴的应用对噪声性能的高要求。

然而，从小型化的角度来看，使用不同的技术(例如，集成的PLL电路和分立的振荡器)形成频率合成器不能实现紧凑的解决方案，并且从制造的角度来说，其没有提供成本上特别有效率的解决方案。这是在各种电信应用和无线设备等的当前设计中要考虑的因素。

发明内容

发明人已经认识到希望实现具有改进的噪声性能的、成本效率高的振荡器。换言之，发明人已经认识到实现具有改进的噪声性能的振荡器将是有利的。

这已通过用于在频率合成器产生频率中使用的振荡器来实现，该振荡器包括：第一电感器元件，形成具有至少一匝的金属线圈；以及第一电容性电路，被布置为与所述第一电感器元件形成第一谐振电路，并通过至少一个第一连接端子连接到所述第一电感器元件，其中，所述第一电容性电路包括至少一个电容性元件和布置来建立和维持振荡的电子元件装置，振荡器的特征在于第二电容性电路，包括至少一个电容性元件和电子元件装置，所述第二电容性电路被布置为与所述第一电感器元件形成第二谐振电路，并通过至少一个第二连接端子连接到所述第一电感器元件，所述至少一个第二连接端子位于所述第一电感器元件关于所述第一电容性电路的第一连接端子的相对侧上，其中，所述第一和第二谐振电路被调谐到基本相同的频率，即，相同或几乎相同的频率。在这一点上，读者应该意识到，没有必要将第一和第二谐振电路调谐到刚好相同的频率。存在着一些容限。相应地，为了实现想要的效果，将第一和第二谐振电路调谐到几乎相同的频率便足够了。

通过使具有调谐到相同或者几乎相同频率(即，匹配)的第一和第二电容性电路从相对侧操作并同时向相同的电感器元件馈送，与相同的电感器元件创建第一和第二谐振电路，当从每一端看时，第一和第二电容性电路可以经历来自电感器元件的较低的电感。这是因为以下事实：与单个电容性电路向电感器元件馈送相比，针对向相同电感器元件馈送的第一和第二电容性电路中的每一个，电感器元件在电容性电路的端子以及振荡器的虚拟接地点的位置之间的金属线圈的长度可以减半。从该降低的电感推断出：可以增加可向第一和第二谐振电路提供的电流的量，而不超过第一和第二电容性电路的电压限制。通过增加向第一和第二谐振电路提供的电流的量，增加了向谐振电路中的每一个供给的功率。这进而可以导致在振荡器的相位噪声性能上的改进得到提高。

可以将已匹配的第一和第二电容性电路布置为异相振荡。在该异相模式下，与仅将单个电容性电路与电感器元件一起使用的其他情况相比，第一和第二电容性电路可以经历一半的电感。推断出：现在可以将在仅使用单个电容性电路的解决方案中使用的电流量的两倍馈送到第一和第二电容性电路的每一个中。从而，可以向谐振电路供给的电流的总量是可以向仅使用单个电容性电路的其他解决方案的谐振电路供给的电流总量的四倍。由于与仅使用单个电容性电路的其他解决方案相比，电感器元件的金属线圈的物理尺寸保持不变，电感器元件可以维持相同的Q值。从而，通过能够将四倍的功率馈送到振荡器中而不改变电感器元件的Q值，与仅使用单个电容性电路的其他解决方案相比，在这种情况下的相位噪声性能可以提高6dB。

上述振荡器的另一好处是其使得振荡器的第一电感器元件、第一电容性电路和第二电容性电路作为集成电路IC形成并制造，并且集成在相同的管芯上。这消除了当构建和制造振荡器时使用分立电子元件的需要和成本。有利地，还将振荡器与其他元件一起在单个集成芯片上实现，以使得例如形成高度集成并且在成本上效率高的单芯片频率合成器。通过将振荡器集成为IC电路，可以实现众多的好处，例如，降低成本、增加灵活性等。通过在单个IC电路或管芯中提供完整的解决方案而不是使用每个均具有不同的性能、限制或容限等的多个分立电子元件，还提供了更加鲁棒的解决方案。通过例如将可以实现不同的可选择频带的具有不同值的各种IC元件(例如，第一和第二电容性电路中的电容性元件的集合)相加还使得更容易建立可编程系统。

此外，振荡器还包括电感器元件互连，电感器元件互连可以适于在第一点和第二点之间提供电连接，该第一点在第一电感器元件上的位于第一和第二电容性电路之间的第一侧上，该第二点在第一电感器元件上的位于第一和第二电容性电路之间的另一侧上，其中，第一电感器元件的第一和第二点位于与第一和第二电容性电路两者基本上距离相等处。通过使电感器元件互连在电感器元件上提供对称的电连接，向振荡器布置了两个稳定的振荡模式，这使得振荡器可以处理更大的频率范围和/或降低第一和第二谐振电路中为了覆盖相同的频率范围所需要的电容性元件的数目。

如上所述将第一和第二电容性电路与电感器元件互连一起使用的好处在于使得振荡器可以在两个稳定的振荡模式之间切换。也就是说，第一和第二电容性电路可被布置为关于彼此同相或异相振荡，即，相位锁定在同相模式或异相模式下。如果第一和第二电容性电路被相位锁定在同相模式下，将第一和第二电容性电路布置为同时向电感器元件的相同侧馈送电流，并在然后同时摆动为向电感器元件的另一侧馈送；从而获得同相震荡。如果第一和第二电容性电路被相位锁定在异相模式下，将第一和第二电容性电路布置为向电感器元件的相对侧同时馈送电流，并在然后同时摆动为分别向电感器元件的另一侧馈送；从而获得异相震荡。这允许振荡器在两个不同的频带内(双模)操作，而与振荡器当前被设置为两个稳定的振荡模式中的哪一个无关。例如通过允许振荡器的频率改变而没有正常来说与其相关的损耗(例如当如通常可以执行的，将金属-绝缘体-金属(MIM)电容器切换到谐振电路中时)，还得到振荡器的灵活性和性能增加。

如上所述将第一和第二电容性电路与电感器元件互连一起使用的另一好处在于可以降低覆盖给定频率范围所需要的可变电容的量，因为还可以通过改变振荡模式来改变振荡器的频率范围；亦即，取代在第一和第二电容性电路中必须有特定量的可变电容来覆盖给定的频率范围，振荡器可以使用第一和第二谐振电路的同相模式和异相模式以及与之相关联的两个谐振频率，以覆盖给定的频率范围。通过类似的方式，如果想要增加振荡器的频率范围，可以通过使用双模式并因此不要求必须增加第一和第二电容性电路中可变电容的量来执行。这是有利的，因为电容性电路中使用的可变电容的量越高，电容性电路的Q值下降越多。因此，这会对振荡器的噪声性能造成负面影响。此外，还可以将第一和第二电容性电路的电容布置为动态受控的。可以通过各种方式来执行动态控制，例如，通过使用开关，如CMOS(互补金属氧化物半导体)晶体管。

此外，振荡器还可以包括第二电感器元件和第三电感器元件，该第二电感器元件形成具有至少一匝的金属线圈，并与第一电感器元件并联连接到第一电容性电路，该第三电感器元件形成具有至少一匝的金属线圈，并与第一电感器元件并联连接到第二电容性电路。使用上述的第二和第三电感器元件的好处在于其进一步降低了第一和第二谐振电路所经历的电感，由此，甚至可以向第一和第二谐振电路提供更高的电流，并因此还提高了振荡器的噪声性能。这可以在不超过振荡器中的电容性电路的电压限制的情况下执行。

该振荡器的另一好处在于其可以在频率合成器中使用，频率合成器包括用于产生频率的锁相环PLL和如上所述的振荡器。频率合成器还可以被布置为通过使PLL和振荡器集成在相同的管芯上来形成具有振荡器的集成的单芯片频率合成器。

振荡器的又一好处在于其可以在用于在电信网络中使用的网络节点中使用。该网络节点可以包括根据以上所述的振荡器和/或频率合成器。网络节点可以是移动基站。

附图说明

当与附图一起阅读时，根据对本发明的示例性实施例的详细描述，将更加容易理解本发明的目标、好处和效果以及特征，在附图中：

图1示意了一个振荡器；

图2示出了图1中示意的振荡器的等效电路表示；

图3示意了根据本发明的实施例的振荡器；

图4示出了根据图3中示意的本发明实施例的振荡器的等效电路表示；

图5示意了根据本发明的另一实施例的振荡器；

图6示出了根据图5中示意的本发明实施例的振荡器的等效电路表示；

图7示意了根据本发明的又一实施例的振荡器；

图8示出了根据图7中示意的本发明实施例的振荡器的等效电路表示。

具体实施方式

图1示意了典型的压控振荡器(VCO)。压控振荡器(VCO)是根据调谐电压(Vtune)改变其输出频率的频率变化的振荡电路。根据其专用目的来确定频率的变化范围。VCO可以产生在根据调谐电压确定的频率处振荡的输出信号，其中调谐电压可以是从外部单元供给的。当在频率合成器中使用的情况下，该调谐电压可以基于如前所述来自锁相环(PLL)的相位检测器的输出信号。

在图1中，VCO 10包括电感器元件11和电容性电路12。VCO 10的电感器元件11和电容性电路12一起形成了谐振电路。VCO 10的电容性电路12可以布置有调谐电压端子(未示出)和输出端子(未示出)，其中通过调谐电压端子来接收调谐电压，从输出端子输出VCO 10的输出。

在VCO 10中，可以将电感器元件11制造为金属线圈。电感器元件11的金属线圈包括一匝或多匝。为了在电路中使用电感器元件11，可以将电连接端子15连接到金属线圈。电感器元件11的电感值可以通过物理特性来确定，所述物理特性例如是金属线圈的长度、尺寸和形状。通过使金属线圈的尺寸较小，可以缩小电感值。需要电感器元件11中的小电感值的原因是因为VCO 10常常受限于具体的电压电平，由此，必须将电压摆动保持较小，以使得电容性电路12的电容性元件和电子元件不被损坏，该电容性元件和电子元件可能具有有限的电压容限。然而，如果将金属线圈的尺寸制造得太小，电感器元件11的Q值可能降低。这是因为当在相反方向上流动的电流彼此间靠得越近时，在金属线圈的线匝上的电磁耦合可以变得越大。金属线圈上的电磁耦合或反作用(counter action)可以使得电感器元件11的电感值下降，然而损耗仍然会保持不变，从而可能导致电感器元件11的Q值下降。因此，当试图获得具有改进的噪声性能的振荡器时，对电感器元件11的金属线圈的尺寸存在约束和限制。

电容性电路12通过电连接端子15连接到电感器元件11。从而，VCO 10被布置为在谐振电路的谐振频率处振荡，该谐振电路包括电感器元件11和并联耦合的电容性电路12。这可以在电容性电路12的电连接端子15的相对侧上，在电感器元件11的虚拟接地点14处放置虚拟地。在此也可以将虚拟接地点14布置为接收DC电源电压(VCC)。电容性电路12通常包括一个或多个电容性元件，例如，用于根据调谐电压来移动谐振电路的谐振频率的可变电容器(变抗器)，以及包括被布置为建立和维持VCO 10中的振荡的电子元件装置。电容性电路12的电子元件装置可以例如包括交叉耦合的NPN晶体管差分对以及电流源13，其中交叉耦合的NPN晶体管差分对被布置为产生负阻元件，电流源13被布置为从电容性电路12中的NPN晶体管汲取电流I。

图2示出了图1中示意的VCO 10的示意性电路表示。在此由电感器L来代表电感器元件11，由可变电容器C来代表电容性电路12。也示出了虚拟接地点14。当在谐振电路(即，图2中的LC电路)中建立起振荡时，电流可以从可变电容器C的第一侧通过电感器L中的第一电感器流向虚拟接地点14，以及从虚拟接地点14通过电感器L中的第二电感器流向可变电容器C的第二侧。这由图2中实线箭头来示出。然后，谐振电路的固有性质可以使得电流的方向摆动，由此，电流可以从可变电容器C的第二侧通过电感器L中的第二电感器流向虚拟接地点14，以及从虚拟接地点14通过电感器L中的第一电感器流向可变电容器C的第一侧。这由图2中虚线箭头来示出。从而，谐振电路可以通过按其谐振频率围绕虚拟接地点14来回摆动(谐振)来存储电能量。根据等式1来确定图2中的LC电路的谐振频率f_R：

f_{R} = \frac{1}{2 π \sqrt{2 \cdot LC}}

(等式1)

因此，通过改变可变电容器C的电容，可以改变谐振频率f_R。如上所述，VCO 10可以响应于接收到的调谐电压使用可变电容器(变抗器)，以改变谐振电路的电容，并从而根据接收到的调谐电压移动谐振电路的谐振频率f_R。

然而，上述VCO 10的实现伴随有缺陷。首先，当在集成电路(IC)上实现时，VCO 10的振荡器输出的信噪比不满足某些电信网络应用的性能要求，例如，在移动无线基站应用或类似的网络单元或节点中需要的信号信噪比。这是因为与使用分立电子元件的实现相比，在集成电路(IC)上实现VCO 10会导致电感器元件11和电容性电路12中更高的损耗和降低的Q值；以及为了获得具有特定频率的振荡并克服VCO10中所产生的损耗，需要向VCO 10输入更多能量。然而，这可导致超过电容性电路12的电压限制，从而这种实现是不可行的。

如前所述，可以通过使用正规的分立电子元件设计VCO 10来解决该问题，正规的分立电子元件例如是电阻器、电容器、电感器等。然而，分立电子元件具有设定值，并从而必须进行选择以使得可以针对要设计的频带优化VCO 10，以提供好的性能。推断出VCO 10被限制为具体的窄频带。这没有提供特别灵活的解决方案，因为其导致改变VCO 10的频带伴随着完全的重新设计以及分立电子元件的调换。还推断出该解决方案在成本上不是特别有效率，因为使用分立电子元件来设计(或重新设计)、处理和制造电路是昂贵的过程。从小型化的角度来说，这也不是特别有利的解决方案，因为分立电子元件比在集成电路上实现的元件需要更多的物理空间。

根据本发明的各个实施例的特征，可以通过使调谐到基本相同的频率的两个电容性电路从相对侧同时馈送到相同的电感器元件来解决这些问题。这可以创建两个可以经历较低电感的谐振电路，这意味着可以增加向两个电路提供的电流的量，而无需执行可导致电感器元件的Q值下降的修改。这进而可以允许实现振荡器的相位噪声性能上的提高的改进。下面参考图3-8来更详细地描述本发明的有利示例性实施例。还应该注意到，虽然在以下实施例中仅参考了压控振荡器(VCO)，要理解其他振荡器可以使用相同的特征来获得类似的好处。

图3示意了根据本发明的实施例的振荡器30。振荡器30包括电感器元件31、第一电容性电路32A和第二电容性电路32B。可以将电感器元件31制造为金属线圈，并可以包括一匝或多匝。电感器元件31和第一和第二电容性电路32A、32B可以包括电连接端子35A、35B，电连接端子35A、35B可以被布置为将电感器元件31的金属线圈与第一和第二电容性电路32A、32B分别进行电连接。将电连接端子35A布置为将第一电容性电路32A与金属线圈相连接，将电连接端子35B布置为将第二电容性电路32B与金属线圈相连接，其中电连接端子35A和电连接端子35B布置在电感器元件31的基本上相对的侧上。由此，第一谐振电路由第一电容性电路32A与电感器元件31一起形成，以及第二谐振电路由电感器元件31与第二电容性电路32B形成。

应该注意到，相比，电感器元件31可以与参考图1和图2描述的VCO 10的电感器元件11相同的物理尺寸并具有相同的Q值。而且，第一电容性电路32A和第二电容性电路32B都可以与参考图1和图2描述的VCO 10的电容性电路12相同或者基本类似。振荡器30的第一和第二电容性电路32A、32B还可以包括调谐电压端子(未示出)和输出端子(未示出)，可以将该调谐电压端子布置为接收调谐电压，可以从输出端子输出振荡器30的第一和第二谐振电路的谐振频率处的输出信号。

第一和第二电容性电路32A、32B被布置为从相对侧都馈送到电感器元件31的相同金属线圈。在此将第一和第二谐振电路(即，分别是电感器元件31与电容性电路32一道，以及电感器元件31与电容性电路3B一道)调谐到基本相同的频率，即，匹配到相同的谐振频率。此外，将已匹配的第一和第二电容性电路32A、32B进行相位锁定，以使得可以彼此异相地馈送到电感器元件31的金属线圈。可以将术语“异相”定义为第一和第二电容性电路32A、32B分别被布置为同时向电感器元件31的相对侧馈送电流，并且然后同时摆动为馈送到电感器元件31的另一侧。还可以在电感器元件31的虚拟接地点34处放置虚拟地，虚拟接地点34的位置彼此间基本上横跨在电感器元件31的金属线圈的相对侧上，并且与第一和第二电容性电路32A、32B的电连接端子35A、35B两者都具有基本相等的距离。在此可以将虚拟接地点34布置为接收DC电源电压(VCC)。在下面，参考图1-2的VCO 10来非常示意性地描述本实施例的好处。

为了清楚起见在下面将参考的一般性示意的示例中，假设图1-2中的VCO 10具有单端电感L＝200pH。术语单端电感在此指的是当从电容性电路12看过去时电感器元件11的电感，亦即，电感器元件11在虚拟接地点14与电连接端子15之间的一侧的电感(即，电感器元件11的金属线圈的一半的电感)，电连接端子15将电容性电路12与电感器元件11相连接。此外，在本一般性示意的示例中，出于示意的目的在此将振荡器30的电感器元件31假设为与图1-2的VCO 10的电感器元件11具有相同的物理尺寸和相同的Q值。

将振荡器30的已匹配的第一和第二电容性电路32A、32B设置为如上所述地异相地振荡。推断出，与图1中的VCO 10的电感器元件11的电容性电路12相比，第一和第二电容性电路32A、32B中的每一个仅可以看到电感器元件31的单端电感的一半(亦即，参考一般性示意的示例，在图4中，L_A＝{L/2}＝100pH)。在此，单端电感是电感器元件31在虚拟接地点34与电连接端子35A、35B之间的一侧的电感(即，电感器元件31的金属线圈的四分之一的电感)，电连接端子35A、35B将电容性电路32A、32B和电感器元件31相连接。这意味着与图1-2中的VCO 10中的电流源13相比，电流源33A、33B可被布置为从第一和第二电容性电路32A、32B(即，从第一和第二谐振电路)中的每个汲取两倍的高电流(2×I)，而不存在增加电压并从而由于超过其电压限制而很可能冒的损坏或者烧毁第一和第二电容性电路32A、32B的电容性元件和电子元件的风险。

因此，当存在着可被汲取图1-2中的VCO 10中的电流的两倍(2×I)之高的两个电容性电路32A、32B时，可以从振荡器30汲取的电流的总量是图1-2中的VCO所汲取的电流的四倍，即，4×I。如果在此假设图3中的振荡器30的电感器元件31与图1-2中的VCO 10中的电感器元件11相同，图3中的振荡器30的电感器元件31的金属线圈的物理尺寸与图1-2中的VCO 10中的电感器元件11的金属线圈的物理尺寸相同。这意味着电感器元件31也可以与VCO 10中的电感器元件11具有相同的Q值。从而，推断出，与馈送进图1-2中的VCO 10的功率相比，现在将4倍的功率馈送到图3的振荡器30中，而不发生电感器元件31的Q值下降或者超过第一和第二电容性电路32A、32B的电压限制。这导致与图1-2中的VCO 10相比，振荡器的输出信号中6dB的相位噪声改进。应该注意到，当第一和第二电容性电路32A、32B被调谐到刚好相同的频率时，在振荡器30中刚好获得6dB的相位噪声改进。在此使用术语“基本调谐到相同频率”来表示即使必须将第一和第二电容性电路32A、32B调谐到相同的频率，实际中第一和第二电容性电路32A和32B被调谐到的频率可以不是精确相同。在第一和第二电容性电路32A和32B被调谐到的频率不是精确相同的情况下，在振荡器30中获得的相位噪声改进可以不是精确的6dB。

图4示出了参考图3中描述的本发明实施例的振荡器30的等效电路表示。在此由电感器L_A来代表电感器元件31，以及由可变电容器C来代表第一和第二电容性电路32A、32B。也示出了虚拟接地点34。电感器L_A的电感值可以是图2中示出的电感器L的电感值的一半(亦即，参考一般性示意的示例，L_A＝L/2＝100pH)。

图4中的实线和虚线箭头示出了当向谐振电路供电时，振荡器30中电流流动的方向。当第一电流从可变电容器C中的第一可变电容器流过电感器L_A中在电路右侧上的一个电感器时，第二电流可以同时从可变电容器C中的第二可变电容器流过电感器L_A中在电路左侧上的一个电感器。电流可以流经虚拟接地点34，通过电感器L_A中的第二电感器，并流向相对的可变电容器C。这由图4中实线箭头来示出。然后，谐振电路的固有性质可以使得电流的方向摆动，由此，电流可以通过电感器L_A中的第二电感器在相反方向上流回，经过虚拟接地点34，并通过电感器L_A中的第一电感器回到可变电容器C。这由图4中虚线箭头来示出。从而，振荡器的等效电路表示示意了电流如何可以按谐振频率围绕虚拟接地点34来回摆动(振荡)，并且还示意了可变电容器C的异相振荡，即，图3中的第一和第二电容性电路32A、32B在振荡器30中同时在电路的相对侧进行馈送。

图5示意了根据本发明的另一实施例的振荡器50。振荡器50可以包括与参考图3-4描述的实施例的振荡器30基本上相同的单元。然而，振荡器此外还包括了电感器元件互连51和同相虚拟接地点52。电感器元件互连51位于电感器元件31的金属线圈的第一侧上的第一点与电感器元件31的金属线圈的另一侧上的第二点之间。第一点和第二点在电感器元件31上位于第一和第二电容性电路32A和32B的电连接端子35A和35B之间。第一点和第二点还位于与第一电容性电路32A的电连接端子35A和第二电容性电路32B的电连接端子35B两者距离基本相等处。电感器元件互连51被布置为横跨电感器元件31的金属线圈上提供电连接。在本实施例中，在此，同相虚拟接地点52被布置为替代之前的实施例中的虚拟接地点34来接收DC电源电压(VCC)，虽然如果振荡器30如下所述在异相模式下操作，虚拟接地点34可以被布置为接收DC电源电压(VCC)。

电感器元件互连51向振荡器50提供双模功能。振荡器50的双模功能允许振荡器在两个稳定的振荡模式(同相或异相模式)中的一个下操作。如果第一和第二电容性电路32A、32B被设置为在同相模式下操作，将第一和第二电容性电路32A、32B布置为同时向电感器元件31的相同侧馈送电流，并且然后同时摆动为向电感器元件31的另一侧馈送；从而在振荡器50中实现同相振荡。然而，如果第一和第二电容性电路32A、32B被设置为在异相模式下操作，将第一和第二电容性电路32A、32B布置为同时分别向电感器元件31的相对侧馈送电流，并且然后同时摆动到向电容器元件31的另一侧馈送。

这两个稳定的振荡模式可以具有两个不同的谐振频率，这进而可以被布置为具有相关联的分离的频率范围。从而，除了在之前的实施例中提到的好处外，振荡器50能够覆盖较大的总频带和/或实现下述振荡器50：与其他振荡器(例如，如图1-2中的VCO 10)相比较，在该振荡器50中可以进一步降低第一和第二电容性电路32A、32B中所需的可变电容的量，然而仍然覆盖相同的频率范围。

根据第一示例，可以将振荡器50的已匹配的第一和第二电容性电路32A、32B设置为在异相模式下振荡。在该异相模式下，振荡器50的第一和第二谐振电路可以通过与在之前的实施例中描述的相同方式来操作。与图1-2中的VCO 10中的电感器元件11的电容性电路12相比，第一和第二电容性电路32A、32B可以看到电感器元件31的单端电感的一半(例如，参考示意性的示例，在图6中，L_B＝L_A＝{L/2}＝100pH)。在此，单端电感还是电感器元件31在虚拟接地点34与电连接端子35A、35B之间的一侧的电感(即，电感器元件31的金属线圈的四分之一的电感)，电连接端子35A、35B将电容性电路32A、32B和电感器元件31相连接。第一和第二谐振电路在该异相模式中没有使用电感器元件互连51，由此，可以将虚拟接地点34和同相虚拟接地点52都视为虚拟地。

根据第二示例，可以将振荡器50的已匹配的第一和第二电容性电路32A、32B设置为在同相模式下振荡。在该同相模式下，第一和第二电容性电路32A、32B可以如上所述在同相模式下振荡。与当第一和第二电容性电路32A、32B被设置为异相振荡时的第一示例相比，第一和第二电容性电路32A、32B可以看到更高的单端电感。这是因为在该同相模式下，单端电感不仅是电感器元件31在电连接端子35A、35B(将电容性电路32A、32B和电感器元件31相连接)与虚拟接地点34之间的一侧的电感(即，电感器元件31的金属线圈的四分之一的电感，例如，参考一般性示意的示例，在图6中，L_B＝L_A＝{L/2}＝100pH)，而且还包括电感器元件互连51在虚拟接地点34和位于电感器元件互连51的中心处的同相虚拟接地点52之间的电感(例如，图6中的L_C)的两倍，后者是因为第一和第二电容性电路32A、32B两者同时从相同方向向电感器元件互连51馈送。

在上述的第一和第二示例中，第一和第二谐振电路可优选在同相模式和异相模式的两个谐振频率中的较低频率处振荡。这通常是同相模式。同相和异相模式的谐振频率在频率上分离得越开，第一和第二谐振电路可以越优选较低的谐振频率。如果同相模式和异相模式的谐振频率离得近，第一和第二谐振电路可以基本上同等愿意地在这两个模式中的任意模式下振荡。从而，可以动态控制振荡器50以在同相或者异相模式中的任一模式下振荡。在使第一和第二电容性电路32A、32B同相振荡时第一和第二谐振电路32A、32B感受到的电感高于在使第一和第二电容性电路32A、32B异相振荡时第一和第二谐振电路32A、32B感受到的电感。

图6示出了根据图5中示意的本发明实施例的振荡器50的等效电路表示。在此由电感器L_B来代表电感器元件31，以及由可变电容器C来代表第一和第二电容性电路32A、32B。在此由电感器L_C来代表电感器元件互连51。也示出了同相虚拟接地点52。电感器L_B的电感值可以是图2中示出的电感器L的电感值的一半，即，L_B＝L_A＝L/2。电感器L_C的电感值是实现特定的，并且可以关于电感器L_B来选择，例如，参考一般性示意的示例，L_C≈0.4·L_B。

在异相模式下，一般来说，将没有电流流过电感器L_C，因为在该模式下没有使用电感器元件互连51，由此，可变电容器C所看到的单端电感可以仅是L_B，亦即，参考一般性示意的示例，L_B＝100pF(例如，图4中的L_A)。在图6中，实线和虚线箭头表示了在下文描述的同相模式而不是异相模式下的电流方向。在异相模式下，当向谐振电路供电时，振荡器50中的电流方向可以与以上关于图4描述并由图4中的实线和虚线箭头示出的电流方向相同。

然而，在同相模式下，电流可以分别从两个可变电容器C流过电路右侧上的电感器L_B，然后同时通过电阻器L_C经过虚拟接地点52，并分别通过电路左侧上的电感器L_B向可变电容器C流回。这由图6中实线箭头来示出。然后，谐振电路的固有性质可以使得电流的方向摆动，由此，电流可以分别从可变电容器C反向流动，通过电路左侧上的电感器L_B，同时通过电阻器L_C经过虚拟接地点52，并通过电路右侧上的电感器L_B向可变电容器C流回。这由图6中虚线箭头来示出。这示意了可变电容器C(即，图5中的第一和第二电容性电路32A、32B)的同相振荡，可变电容器C在振荡器50中同时向电路的同侧馈送。可变电容器C所看到的单端电感可以是L_B+2·L_C。参考一般的示意性示例，推断出可变电容器C所看到的单端电感可以是L_B+2·L_C＝L_B+2·0.4·L_B＝1.8·L_B＝180pF。

图7示意了根据本发明的又一实施例的振荡器70。振荡器70可以包括与参考图3-4的实施例中描述的振荡器30或者与参考图5-6的实施例中描述的振荡器50基本上相同的元件。然而，另外，振荡器70包括了第二和第三电感器元件71A、71B。第二和第三电感器元件71A、71B可以包括具有至少一匝的金属线圈。第二电感器元件71A可以通过电连接端子73A连接到第一电容性电路32A，以使得第二电感器元件71A与第一电感器元件31并联耦合。此外，第三电感器元件71B可以通过电连接端子73B连接到第二电容性电路32B，以使得第三电感器元件71B与第一电感器元件31并联耦合。这还可以分别在第二和第三电感器元件71A、71B中的每一个的虚拟接地点72A、72B处放置虚拟地，其中虚拟接地点72A、72B在与第一和第二电容性电路32A、32B的电连接端子73A、73B的对侧上。在本实施例中，在此，同相虚拟接地点52和虚拟接地点72A、72B可以被布置为接收DC电源电压(VCC)，虽然如果振荡器70如下所述在异相模式下操作，虚拟接地点34也可以被布置为接收DC电源电压(VCC)。

通过使得第二和第三电感器元件71A、71B如上所述，可以进一步降低振荡器70的第一和第二谐振电路32A、32B所经历到的电感。从而，除了前述实施例中提到的好处之外，现在甚至可以向第一和第二谐振电路提供更高的电流，这可以因此进一步改进噪声性能；这不需要超过振荡器70的电容性电路32A、32B的电压限制。

图8示出了根据图7中示意的本发明实施例的振荡器70的等效电路表示。在此由电感器L_D来代表电感器元件31，以及由可变电容器C来代表第一和第二电容性电路32A、32B。在此由电感器L_E来代表电感器元件互连51，以及在此由电感L_F来代表第二和第三电感器元件71A、71B。还示出了同相虚拟接地点52和针对于第二和第三电感器元件71A、71B的虚拟接地点72A、72B。电感器L_D的电感值是图2中示出的电感器L的电感值的一半，即，L_D＝L_B＝L_A＝L/2。电感器L_E和电感器L_F的电感值是实现特定的，并且可以关于电感器L_D来选择。参考一般性的示例性示例，可以将电感器L_E的电感值选择为L_E≈0.4·L_D(例如图6中的L_C)，以及可以将电感器L_F的电感值选择为L_F≈1.4·L_D。

在异相模式下，一般将没有电流流过电感器L_E，因为在该模式下电感器元件互连51未被使用，并因此可以将其视为虚拟地。当向谐振电路供电时，振荡器70中的电流方向可以与以上关于图4描述并由图4中的实线和虚线箭头示出的电流方向相同。然而，在异相模式下，当电流可附加地从可变电容器C中的第一可变电容器流过电感器L_F中在电路右侧上的一个电感器时，电流可以同时从可变电容器C中的第二可变电容器流过电感器L_F中在电路左侧上的一个电感器。电流可以分别流经虚拟接地点72A、72B，通过电感器L_F中的第二电感器，并流向可变电容器C。然后，谐振电路的固有性质可以使得电流的方向摆动，由此，电流可以在相反方向上流回，分别通过电感器L_F中的第二电感器，经过虚拟接地点72A、72B，并分别通过电路右侧和左侧的电感器L_F回到可变电容器C。这示意了可变电容器C(即，图7中的第一和第二电容性电路32A、32B)的异相振荡，可变电容器C在振荡器70中同时向电路的相对侧馈送。可变电容器C所看到的单端电感可以是L_D||L_F，即，L_D与L_F并联耦合。参考一般的示意性示例，推断出可变电容器C所看到的单端电感可以是L_D||L_F＝L_D||1.4·L_D＝100||140≈58pH。

在同相模式下，当向谐振电路供电时，振荡器70中的电流方向可以与以上关于图6的同相模式描述并由图6中的实线和虚线箭头示出的电流方向相同。同时地，电流可附加地分别从可变电容器C流出，通过电感器L_F中在电路右侧上的第一电感器向前，分别经过虚拟接地点72A、72B，通过电感器L_F中在电路左侧上的第二电感器，并向回到可变电容器C。当谐振电路的固有性质可以使得电流的方向摆动时，电流可以在相反方向上流回，通过电感器L_F中在电路左侧上的第二电感器，分别经过虚拟接地点72A、72B，并通过电感器L_F中的第一电感器回到可变电容器C。这示意了可变电容器C(即，图7中的第一和第二电容性电路32A、32B)的同相振荡，可变电容器C在振荡器70中同时向电路的同侧馈送。可变电容器C所看到的单端电感可以是(L_D+2·L_E)||L_F，即，(L_D+2·L_E)与L_F并联耦合。参考一般的示意性示例推断出，可变电容器C所看到的单端电容可以是(L_D+2·L_E)||L_F＝(L_D+2·0.4·L_D)||1.4·L_D＝(L_D+0.8·L_D)||1.4·L_D＝1.8·L_D ||1.4·L_D＝180||140≈79pH。

以上描述具有用于实践本发明的当前预期的最佳模式。该描述不是旨在以进行任何限制，而是仅出于描述本发明的一般性原理的目的而做出的。本发明的范围应该仅参考所提出的权利要求来确定。

Claims

1.一种振荡器(30、50、70)，用于在频率合成器中产生频率，所述振荡器包括：

第一电感器元件(31)，形成具有至少一匝的金属线圈，以及

第一电容性电路(32A)，被布置为与所述第一电感器元件(31)形成第一谐振电路(31,32A)，并通过至少一个第一连接端子(35A)连接到所述第一电感器元件(31)，其中，所述第一电容性电路(32A)包括至少一个电容性元件和布置为建立和维持振荡的电元件装置，

其特征在于，

第二电容性电路(32B)，包括至少一个电容性元件和电元件装置，所述第二电容性电路(32B)被布置为与所述第一电感器元件(31)形成第二谐振电路(31,32B)，并通过至少一个第二连接端子(35B)连接到所述第一电感器元件(31)，所述至少一个第二连接端子(35B)位于所述第一电感器元件(31)上与所述第一电容性电路(32A)的第一连接端子(35A)相对的一侧上，其中，所述第一和第二谐振电路(31、32A；31、32B)被调谐到基本相同的频率。

2.根据权利要求1所述的振荡器(30、50、70)，还包括：

电感器元件互连(51)，适于在第一点和第二点之间提供电连接，所述第一点在位于所述第一和第二电容性电路(32A、32B)之间的所述第一电感器元件(31)的第一侧上，所述第二点在位于所述第一和第二电容性电路(32A、32B)之间的所述第一电感器元件(31)的另一侧上，其中，所述第一电感器元件(31)的所述第一和第二点位于与所述第一和第二电容性电路(32A、32B)两者的距离基本相等处。

3.根据权利要求1或2所述的振荡器(30、50、70)，还包括：

第二电感器元件(71A)，形成具有至少一匝的金属线圈，并与所述第一电感器元件(31)并联连接到所述第一电容性电路(32A)，以及

第三电感器元件(71B)，形成具有至少一匝的金属线圈，并与所述第一电感器元件(31)并联连接到所述第二电容性电路(32B)。

4.根据权利要求1所述的振荡器(30、50、70)，其中，所述第一谐振电路(31、32A)和所述第二谐振电路(31、32B)的相位锁定，以进行异相振荡。

5.根据权利要求2所述的振荡器(30、50、70)，其中，所述第一谐振电路(31、32A)和所述第二谐振电路(31、32B)的相位锁定，以进行同相振荡或者异相振荡。

6.根据权利要求5所述的振荡器(30、50、70)，其中，所述第一和第二电容性电路(32A、32B)中的可变电容的量基于所希望的频率范围，所述所希望的频率范围与所述第一和第二谐振电路(31、32A；31、32B)的同相模式和异相模式的两个谐振频率有关。

7.根据权利要求1或2所述的振荡器(30、50、70)，其中，所述第一和第二电容性电路(32A、32B)的电容被布置为动态受控。

8.根据权利要求1或2所述的振荡器(30、50、70)，其中，将所述第一电感器元件(31)、所述第一电容性电路(32A)、所述第二电容性电路(32B)、所述电感器元件互连(51)、所述第二电感器元件(71A)和/或第三电感器元件(71B)形成为集成电路IC，并集成在相同的管芯上。

9.一种频率合成器，包括：

用于产生频率的锁相环PLL，以及

根据权利要求1-8中任一项所述的振荡器(30、50、70)。

10.根据权利要求9所述的频率合成器，其中，所述PLL和所述振荡器(30、50、70)集成在相同的管芯上，以便形成集成的单芯片频率合成器。

11.一种网络节点，用于在电信网络中使用，所述网络节点包括根据权利要求1-9中任一项所述的振荡器(30、50、70)和/或根据权利要求9或10所述的频率合成器。

12.根据权利要求11所述的网路节点，其中，所述网络节点是基站。