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CN102318188A - 滤波器、分波器以及包括分波器的模块、通信设备 - Google Patents

滤波器、分波器以及包括分波器的模块、通信设备 Download PDF

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CN102318188A
CN102318188A CN200880103622XA CN200880103622A CN102318188A CN 102318188 A CN102318188 A CN 102318188A CN 200880103622X A CN200880103622X A CN 200880103622XA CN 200880103622 A CN200880103622 A CN 200880103622A CN 102318188 A CN102318188 A CN 102318188A
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Abstract

分波器(10)具有公共端子(Ant)、发送端子(Tx)以及接收端子(Rx)，并包括：发送滤波器(1)，其连接在公共端子(Ant)与发送端子(Tx)之间；接收滤波器(2)，其连接在公共端子(Ant)与接收端子(Rx)之间；以及移相电路(3)，其与接收滤波器(2)串联连接在公共端子(Ant)与接收端子(Rx)之间，其中，自移相电路(3)到公共端子(Ant)或发送端子(Rx)的线路的一部分与自移相电路(3)到接收端子(Rx)的线路的一部分经电抗耦合。由此，能够从根本上减少来自发送滤波器的发送信号到达至接收电路，可提高隔离度。

Description

滤波器、分波器以及包括分波器的模块、通信设备
技术领域
本发明涉及例如连接在以便携式电话为代表的通信设备的天线上的滤波器、分波器以及包括分波器的模块、通信设备。
背景技术
图14是示出现有的天线分波器的结构的图。现有的天线分波器81具有在公共端子Ant与发送端子Tx之间连接发送滤波器82、并在公共端子Ant与接收端子Rx之间连接接收滤波器83的结构。当例如将天线分波器81用于便携式电话时，将公共端子Ant连接在天线上，将发送端子Tx连接在发送电路上，并将接收端子Rx连接在接收电路上。
发送滤波器82的通带与接收滤波器83的通带不同，因此输入到发送端子Tx的发送信号在经过发送滤波器82后从公共端子Ant向天线输出，而不向接收滤波器83侧流动。然后，发送信号通过天线被变换成电磁波后发射出去。另一方面，天线所接收的接收信号经过接收滤波器83，从接收端子Rx输入到接收电路。以上是理想的天线分波器内的信号流动。
但是，在实际的天线分波器中，从发送滤波器82输出的发送信号并非全部从公共端子Ant输出到天线，而是其一部分流入接收滤波器83并抵达接收端子Rx。因此，从接收端子Rx流入接收电路的接收信号中包含噪声，其结果是，存在接收性能恶化的问题。
这里，使用发送-接收间隔离度(以下简称为隔离度)作为表示从发送电路输入到发送端子Tx的发送信号中的向接收滤波器83侧泄漏并达到接收端子Rx的发送信号可被抑制何种程度的值。通常，天线分波器的隔离度为50dB左右。该50dB的隔离度值不足以满足天线分波器的性能要求。
以往，为了防止这种接收性能恶化，在接收电路内添加了滤波器，但由此导致了设备大而复杂，成本变高。从而，如何提高天线分波器的隔离度成了便携式电话设计产业中共同面临的问题。
因此，提出了用于消除天线分波器内不需要的电磁耦合的结构，这种电磁耦合是导致发送信号从发送电路向接收电路泄漏的原因之一(例如，参考下述专利文献1和专利文献2)。在专利文献1中公开了为了消除不需要的电磁耦合而设置屏蔽电极的结构。在专利文献2中公开了通过设计天线分波器封装的接地端子的连接来防止不需要的电磁耦合的例子。
专利文献1：JP 2006-60747A；
专利文献2：JP 2002-76829A。
发明内容
发明要解决的问题
然而，上述专利文献1和专利文献2所公开的结构仅仅用于消除不需要的电磁耦合，并没有从根本上减少从发送滤波器泄漏的信号并改善隔离度。若要从根本上抑制泄漏信号，就需要提高滤波器抑制带的抑制度。
因此，本发明的目的在于，实现具有高抑制度的滤波器。此外，本发明的目的在于，提供能够从根本上减少从发送滤波器向接收滤波器侧泄漏的发送信号从而提高隔离度的分波器、包括这种分波器的模块以及通信设备。
用于解决问题的手段
本申请公开的滤波器包括：滤波部，该滤波部使输入信号中的通带的信号通过并输出；移相电路，该移相电路与滤波部的输入侧或输出侧连接，用于偏移信号的相位；以及桥接电容，该桥接电容横跨所述移相电路和所述滤波部而设置。
在上述结构中，由于桥接电容横跨移相电路以及所述滤波部而设置，因此通过适当地设定桥接电容值与移相电路的移相角，可使得通过了桥接电容的信号与通过了移相电路和滤波部的信号在通带外的频带(抑制带)相抵消。因此，通过上述结构，抑制带的信号进一步被抑制，可实现具有高抑制度的滤波器。
本申请公开的分波器是一种包括公共端子、发送端子以及接收端子的分波器，所述分波器包括：发送滤波器，该发送滤波器连接在所述公共端子与所述发送端子之间；接收滤波器，该接收滤波器连接在所述公共端子与所述接收端子之间；以及移相电路，该移相电路与所述接收滤波器串联连接在所述公共端子与所述接收端子之间，其中，自所述移相电路到所述公共端子或所述发送端子的线路的一部分与自所述移相电路到所述接收端子的线路的一部分经电抗耦合。
在上述分波器中，输入到发送端子的发送信号通过发送滤波器从公共端子输出。此时，发送信号的一部分向接收滤波器侧泄漏，而不从公共端子输出。如此向接收滤波器侧泄漏的发送信号通过接收滤波器以及移相电路而被调相并到达至接收端子。与此同时，发送信号通过经电抗的耦合而从自移相电路至公共端子或发送端子的线路的一部分被取出并到达至接收端子。从而，通过移相电路的移相角被适当地设定，在接收端子，通过经电抗的耦合而被取出的发送信号与通过接收滤波器以及移相电路而被调相的发送信号可相互抵消。即，上述分波器被构成为通过适当地设定移相电路的移相角能够从根本上减少向接收滤波器侧泄漏并到达接收端子的发送信号。其结果是，可获得提高了隔离度的分波器。
发明效果
根据本发明，能够从根本上减少从发送滤波器向接收滤波器侧泄漏的发送信号，从而提高隔离度。
附图说明
图1是示出第一实施方式涉及的天线分波器的概要结构的图；
图2是示出公共端子侧与接收端子经由电抗耦合的其他结构例的图；
图3是示出第一实施方式涉及的天线分波器的概要结构的变形例的图；
图4A是示出移相电路3的具体例的电路图；
图4B是示出移相电路3的具体例的电路图；
图4C是示出移相电路3的具体例的电路图；
图4D是示出移相电路3的具体例的电路图；
图5是示出图1所示天线分波器的具体电路结构例的图；
图6A是天线分波器中的接收滤波器的频率特性的图；
图6B是天线分波器中的发送滤波器的频率特性的图；
图7是示出第一实施方式中的天线分波器的发送端子与接收端子间隔离度的曲线图；
图8是示出天线分波器的电路结构的图；
图9A是第二实施方式中的天线分波器的频率特性的一个例子的图；
图9B是第二实施方式中的天线分波器的频率特性的一个例子的图；
图10是示出第二实施方式中的天线分波器的发送端子与接收端子间隔离度的曲线图；
图11是示出用封装构成的天线分波器的概要结构的图；
图12是示出包含图3所示电路结构的天线分波器的通信设备的概要结构的图；
图13是示出包含图3所示电路结构的天线分波器的模块的一个例子的图；
图14是示出现有分波器的结构的图；
图15是第三实施方式中的滤波器的电路结构图；
图16A是示出电容CB的电路结构的图；
图16B是示出滤波部(梯形滤波器)的电路结构的图；
图16C是示出图16A的电容CB以及图16B的滤波部的通过特性和相位特性的曲线图；
图17A是示出将图16A的电容CB桥接在图16B的滤波部上的电路的结构的图；
图17B是示出图17A所示电路的通过特性和相位特性的曲线图；
图18A是示出移相电路的结构的图；
图18B是示出图18A的移相电路的通过特性和相位特性的曲线图；
图19A是示出在滤波部的输入侧添加了移相电路的电路的结构的图；
图19B是示出图19A的电路的通过特性和相位特性的曲线图；
图20是在图19A所示电路中添加了桥接电容CB的电路的通过特性的曲线图；
图21A是示出移相电路的变形例的图；
图21B是示出移相电路的变形例的图；
图21C是示出移相电路的变形例的图；
图22A是示出移相电路的变形例的图；
图22B是示出移相电路的变形例的图；
图22C是示出移相电路的变形例的图；
图22D是示出移相电路的变形例的图；
图23是示出以横跨移相电路16和滤波部17的一部分的方式添加了电容CB的结构的图；
图24是示出双模式表面声波滤波器的结构例的图；
图25A是示出没有添加桥接电容CB的平衡滤波器的结构的图；
图25B是示出图25A的平衡滤波器的相位特性的曲线图；
图26是示出第四实施方式中的平衡滤波器的结构的图；
图27A是示出对图26的平衡滤波器中的输入端子In-输出端子Out1间通过特性(实线g51)进行计算所得的结果的曲线图；
图27B是示出对图26的平衡滤波器中的输入端子In-输出端子Out2间通过特性(实线g52)进行计算所得的结果的曲线图；
图28是示出对图26的平衡滤波器进行平衡合成并将其作为单端滤波器进行分析时的通过特性(实线g4)的计算结果的曲线图；
图29是第四实施方式的平衡滤波器的变形例；
图30是示出具有图26所示平衡滤波器的双工器的结构例的图；
图31A是示出图30所示平衡双工器的特性(平衡合成后)的计算结果的曲线图；
图31B是示出图30所示平衡双工器的隔离特性(实线f6)的曲线图；
图32是示出图30所示平衡滤波器的安装方式的图；
图33是示出巴仑(Balun)芯片的结构的平面图；
图34是示出发送滤波器芯片的结构的平面图；
图35是示出接收滤波器芯片的结构的平面图；
图36A是示出装片层表面上的布线图的一个例子的图；
图36B是示出中间层表面上的布线图的一个例子以及中间层的沿X-X线的剖面的图；
图36C是示出引脚焊盘(foot pad)层上的引脚焊盘的配置的图。
具体实施方式
在本发明的实施方式中，优选设定所述移相电路的移相角，以使得停工所述桥接电容输出的信号的相位与经过所述移相电路以及所述滤波器输出的信号的相位在所述滤波部的所述通带之外成相反相位。
由此，在滤波部的所述通带之外，经过所述桥接电容的信号与经过滤波部的信号彼此相位相反，相互抵消。因此，通带外(抑制带)的输出信号变小。即，在抑制带上产生衰减极点。其结果是，滤波器的抑制度变高。
本发明的实施方式可以采用如下的方式：滤波器包括平衡-不平衡变换器，该平衡-不平衡变换器具有公共端子、以及将从该公共端子输入的信号分成相位彼此相反的两个信号并分别输出的两个输出端子，所述滤波部分别连接在执行所述平衡-不平衡变换器的输出的两个输出端子上，所述平衡-不平衡变换器的一部分成为所述移相电路，所述桥接电容以桥接所述公共端子与连接在所述两个输出端子上的任一个滤波部的输出侧的方式设置。
在上述结构中，从公共端子输入的信号经平衡-不平衡变换器的移相调节变成相位彼此相反的信号，所述信号分别从两个输出端子输出并经过滤波部。从两个输出端子中的一个输出并经过了滤波部的信号与从公共端子经过桥接电容而来的信号汇合。因此，上述结构是可通过适当地设定桥接电容值来将经过桥接电容的信号的相位和经过某一个滤波部的信号的相位调节成彼此相反的相位以相互抵消的电路。
本发明的实施方式可以采用如下的方式：所述移相电路和所述滤波部形成在封装内或基板上，所述桥接形成在所述封装内或基板上。
由此，能够在将滤波器的尺寸保持为较小的情况下提高抑制度。
在本发明的实施方式中，所述移相电路优选执行相位调节，以使得从自所述移相电路到所述公共端子或所述发送端子的线路的所述一部分通过经所述电抗的耦合而到达所述接收端子的信号与通过所述移相电路到达所述接收端子的信号之间的相位差约为180度。
通过移相电路，经过移相电路到达接收端子的信号与通过经电抗的耦合而到达接收端子的信号之间的相位差被调节成约180度。因此，在接收端子，通过经电抗的耦合而被取出的发送信号与经过接收滤波器和移相电路而被调相的发送信号相互抵消的效果变高。
本发明的实施方式可以采用如下的方式：所述移相电路被设置在所述接收滤波器的靠接收端子的一侧，自所述接收滤波器到所述发送滤波器或所述公共端子的线路的一部分与所述移相电路的靠接收端子侧的线路的一部分经电抗耦合。
本发明的实施方式可以采用如下的方式：自所述移相电路到所述公共端子或所述发送端子的线路的一部分与自所述移相电路到所述接收端子的线路的一部分经电抗耦合，并且自所述发送滤波器到所述发送端子的线路的一部分与自所述移相电路到接收端子的线路的一部分经电抗耦合。
从发送端子输入的发送信号具有在经过发送滤波器之前和之后相位稍微偏移的倾向。此时，相位的偏移幅度根据发送信号的频率而不同。通常，通过了发送滤波器的发送信号中包含发送滤波器的通过频带内的各种频率分量，因此发送信号中将包含以各种偏移幅度偏移后的相位分量。通过上述结构，从发送端子输入并输入到发送滤波器之前的发送信号与通过了发送滤波器的发送信号通过经电抗的耦合而被取出并到达接收端子。因此，这些相位稍许不同的发送信号将与经过发送滤波器以及移相电路到达接收端子的发送信号相抵消。其结果是，被抵消的发送信号的相位范围变宽。
本发明的实施方式可以采用如下的方式：所述经电抗的耦合是电容耦合。由此，可抑制分波器的性能恶化，提高隔离度。
本发明的实施方式可以采用如下的方式：所述移相电路的至少一部分由集总常数电路构成。通过用集总常数电路构成移相电路，能够在将分波器的尺寸保持为较小的情况下提高抑制度或隔离度。
本发明的实施方式可以采用如下的方式：至少一部分由集总常数电路构成的所述移相电路包括电抗器和电容器，电抗器并联连接在信号线上。
在移相电路中通过将与电容器相比Q相对小的电抗器并联连接在信号线上，可抑制因添加该移相电路而引起的分波器的损失恶化。因此，能够在低损失的情况下提高分波器的隔离度或滤波器的抑制度。
本发明的实施方式可以采用如下的方式：所述接收滤波器和所述接收滤波器被容纳在封装内，所述经电抗的耦合由所述封装的布线形成。通过上述结构，能够在将分波器的尺寸保持为较小的情况下提高隔离度。
本发明的实施方式还包含包括所述分波器的模块，所述分波器的所述接收滤波器和所述接收滤波器被安装在所述模块所具备的基板上，所述经电抗的耦合由所述基板中的布线形成。通过上述结构，可获得包括在保持小尺寸的情况下提高了隔离度的分波器的模块。此外，本发明的实施方式还包含包括这种模块的通信设备。
[第一实施方式]
图1是示出第一实施方式涉及的天线分波器的概要结构的图。天线分波器10被构成为具有互不相同的通过频带的发送滤波器1和接收滤波器2并联连接在公共端子Ant上的结构。发送滤波器1连接在公共端子Ant与发送端子Tx之间。接收滤波器2和移相电路3串联连接在公共端子Ant与接收端子Rx之间。并且，从发送滤波器1到公共端子Ant的线路上的一点和移相电路3与接收端子Rx之间的线路上的一点经电容器4耦合。
天线分波器10例如被用于以便携式电话为代表的无线通信设备的天线分波器中。此时，天线分波器10的公共端子Ant连接在无线通信设备的天线上，发送端子Tx连接在对要从天线发送的发送信号进行处理的发送电路上，接收端子Rx连接在对天线所接收的接收信号进行处理的接收电路上。
从发送电路输入到发送端子Tx的发送信号通过发送滤波器1从公共端子Ant输出至天线。此外，从天线输入到公共端子Ant的接收信号通过接收滤波器2和移相电路3从接收端子Rx输出至接收电路。此时，由于发送滤波器1的通过频带(发送频带)与接收滤波器2的通过频带(接收频带)不同，因此通过了发送滤波器1的发送信号向公共端子Ant流动，而不向接收滤波器2流动。
然而，实际上发送信号的一部分向接收滤波器2流动并到达接收端子Rx，从而产生噪声。如此向接收滤波器2泄漏的发送信号通过经过接收滤波器2和移相电路3而相位被调节，之后以相位被调节的状态到达接收端子Rx。
另一方面，通过发送滤波器1后向公共端子Ant流动的发送信号的一部分在到公共端子Ant的线路上的一点被取出并通过电容器4到达接收端子Rx。由此，经过了接收滤波器和移相电路3的发送信号与没有经过接收滤波器和移相电路3的发送信号到达至接收端子Rx。
优选设定移相电路3的移相角以使上述双方的发送信号的相位差约为180度。即，设定移相电路3的移相角，以使得经过接收滤波器2和移相电路3到达接收端子Rx的发送信号的相位、与从自发送滤波器1到公共端子Ant的线路上的一点(以下称为“公共端子Ant侧”)经过电容器4到达接收端子Rx的发送信号的相位差为180度。由此，双方的发送信号彼此抵消的效果变大，从根本上减少了从发送滤波器1向接收滤波器2泄漏的发送信号。
用于获得这种效果的移相电路3中的移相角的适当值依赖于天线分波器10的电路结构。例如当接收滤波器2自身具有移相功能时，经过了接收滤波器2的信号的相位会发生偏移。因此，当在公共端子Ant-接收端子Rx之间连接接收滤波器2和移相电路3时，优选设定移相电路3的移相角，以使得在接收滤波器2中发生的相位偏移量和在移相电路3中发生的相位偏移量所合成的偏移量与从公共端子Ant侧经由电容器4到达接收端子Rx的发送信号的偏移量之间的相位差为180度。上述相位差没有必要精准为180度，只要在120度～240度的范围内就可获得抵消发送信号的效果。
此外，优选还考虑上述的接收滤波器2和移相电路3的移相功能以外的其他各种要素来确定上述移相角。因此，在确定了天线分波器10的电路结构之后，例如也可以通过使用市售的电路仿真器来计算可获得上述相位差的移相电路3的移相角。具体地说，通过利用电路仿真器的优化功能，探索最优移相角。此外，也可以通过预先测定接收滤波器2和电容器4的移相量，来计算移相电路3所需的移相角。关于天线分波器10的电路结构将在后面进行说明。
此外，通过电容器4的电容耦合而从公共端子Ant侧被取出并向接收端子Rx输出的发送信号的功率优选具有与向接收滤波器2泄漏的发送信号的功率相同程度的大小。其理由如下：如果从公共端子Ant侧向电容器4取出的发送信号的功率过大，则天线分波器10本来的性能可能会下降，如果过小，则无法完全抵消掉到达至Rx端子的发送信号。
但有时难以实际安装具有如上可取出与泄漏的发送信号同程度的功率的信号、且静电电容C小的电容器4。图2示出了在此情况下可采用的将公共端子Ant侧与接收端子Rx经电抗耦合的结构例。
在图2中，公共端子Ant侧与接收端子Rx通过两个电容器4a、4b以及线圈5而耦合，其中，两个电容器4a、4b串联设置在将公共端子Ant侧与接收端子Rx耦合的线路上，线圈5连接在所述线路与地之间。如图2所示，当要通过两个电容器4a、4b和线圈5获得与仅由图1所示电容器4所产生的电抗同程度的电抗时，电容器4a、4b的静电电容C将比电容器4的静电电容变大。因此，当难以如图1所示的那样安装一个静电电容C小的电容器4时，如图2所示，可利用静电电容C较大的电容器4a、4b来实现经相同程度的电抗的耦合。
但是，在上述图1和图2所示的电路结构中，公共端子Ant侧与接收端子Rx经由电容器4的电抗或者由电容器4a、4b和线圈5的组合产生的电抗而耦合，但所述经电抗耦合的位置不限于此。该耦合只要耦合移相电路3的公共端子Ant侧或发送端子Tx侧线路上的位置与移相电路3的接收端子Rx侧线路上的位置即可。例如，如图3所示的天线分波器10b所示，也可以是接收端子Rx和发送端子Tx经由电容器4耦合。
接着，对图1所示的移相电路3的电路结构的例子进行说明。图4A～图4D是示出移相电路3的具体例的电路图。在图4A所示的移相电路中，在输入端子In与输出端子Out之间连接有线圈6，线圈6两侧的线路经由电容器7a、7b接地。图4A所示的移相电路例如可以被用作使得从输入端子In输入的信号的相位延迟后从输出端子Out输出的延迟移相型移相电路。
图4B所示的移相电路具有将图4A所示的移相电路纵向连接多级的结构，该移相电路也可以被用作延迟移相型移相电路。在图4B所示的移相电路中，在输入端子In与输出端子Out之间连接有多个线圈6a、6b，并且在输入端子In与线圈6a之间、在线圈6a与线圈6b之间、以及在线圈6b与输出端子Out之间的线路上分别连接有电容器7a、7b以及7c，这些电容器7a、7b以及7c的另一端子均接地。即，线圈6a、6b串联连接在连接输入端子In和输出端子Out的信号线上，电容器7a、7b以及7c并联连接在信号线上。
图4A所示的移相电路适于相位延迟(延迟移相角)最大达90度的情况，图4B所示的移相电路适于相位延迟大于或等于90度的情况。
图4C和图4D所示的移相电路可以被用作使得从输入端子In输入的信号的相位超前后从输出端子Out输出的超前移相型移相电路。在图4C所示的结构中，在连接输入端子In与输出端子Out的线路上连接有电容器7，电容器7两侧的线路经由线圈6c、6d接地。图4D所示的结构是将图4C所示的移相电路纵向连接多级的结构。在图4D所示的结构中，在输入端子In与输出端子Out之间连接有多个电容器7f、7g，并且在输入端子In与电容器7f之间、在电容器7f与电容器7g之间、以及在电容器7g与输出端子Out之间的线路上分别连接有线圈6e、6f以及6g，这些线圈6e、6f以及6g的另一端子均接地。即，电容器7f、7g串联连接在连接输入端子In和输出端子Out的信号线上，线圈6e、6f以及6g并联连接在信号线上。
图4C所示的移相电路适于相位超前(超前移相角)最小达-90度的情况，图4D所示的移相电路适于相位超前小于或等于-90度的情况。
图4A～图4D所示的移相电路例如可由集总常数元件(电容器或线圈等)构成。此时，与如图4A和图4B所示那样将线圈串联连接在连接输入端子In和输出端子Out的信号线上并将电容器并联连接在信号线上的场合相比，如图4C和图4D所示那样将电容器串联连接在信号线上并将线圈并联连接于信号线上时，输入端子In和输出端子Out之间的信号损失趋于更小。这是因为线圈的Q值低于电容器的Q值的缘故。
移相电路的具体结构不限于图4A～图4D，除此之外，也可以是其他的公知的移相电路的结构。此外，图4A～图4D所示的移相电路既可以由线圈、电容器等集总常数元件构成，也可以通过组合集总常数元件和带状线、微带线等分布常数元件来构成。此外，图4A～图4D所示的移相电路既可以由片式电容器和片式线圈构成，也可以用IPD(Integrated PassiveDevice，集成无源元件)构成。
接着，利用图5对图1所示的天线分波器10的具体结构的例子进行说明。在图5所示的例子中，天线分波器10的发送滤波器1采用了六级连接的梯形滤波器的结构。即，在发送滤波器1中，由串联谐振器11和并联谐振器12构成的滤波器被连接多级，串联谐振器11连接在连接公共端子Ant和发送端子Tx的线路(串联臂)上，并联谐振器12连接在连接所述线路和地的线路(并联臂)上。接收滤波器2也同样是由串联谐振器21和并联谐振器22构成的滤波器所构成的六级连接的梯形滤波器。
串联谐振器11、21和并联谐振器12、22例如可采用压电薄膜谐振器(Film Bulk Acoustic Wave Resonator：FBAR)、SMR(Solidly MountedResonator，固态装配型谐振器)或表面声波(Surface Acoustic Wave：SAW)谐振器。
此外，从发送滤波器1和接收滤波器2至公共端子Ant侧的线路上设置有匹配电路8。匹配电路8由连接在从公共端子Ant至发送滤波器1和接收滤波器2的线路以及地之间的线圈81构成。移相电路3采用了图4B所示的线路结构。
如果例如假定W-CDMA(频带I)的便携式电话为图5所示的天线分波器10的用途，则发送频带为1920～1980MHz，发送频带为2110～2170MHz。这里，对当设定发送滤波器1、接收滤波器2中的谐振器11、12、21、22各自的谐振频率以达到上述频带时的天线分波器10的频率特性进行说明。
图6A和图6B是示出作为一个例子而将电容器4的值设为15fF、移相电路的移相角设为191度时的天线分波器10的频率特性的图。在图6A、图6B所示的曲线图中，纵轴表示插入损失，横轴表示频率。此外，图7是示出隔离度的曲线图，该隔离度表示在上述天线分波器10中从发送端子Tx输入的发送信号中的向接收滤波器2泄漏并达到接收端子Rx的发送信号可被抑制的程度。图6A和图6B所示的频率特性以及图7所示的隔离度是通过电路仿真器获得的。
图6A是示出天线分波器10中的接收滤波器2的频率特性R1的曲线图。图6B是示出天线分波器10中的发送滤波器1的频率特性T1的曲线图。在图6A、图6B所示的曲线图中，分别用虚线表示关于现有结构的天线分波器(下面称为现有的天线分波器)的接收滤波器的频率特性R0以及发送滤波器的频率特性T0，这里，现有结构即为从图5所示的线路结构中去掉移相电路3和通过电容器4所实现的电容耦合之后的结构。
如图6B所示，发送滤波器1的频率特性T1与现有的天线分波器的发送滤波器的频率特性T0基本相同。与此相对，在图6A所示的接收滤波器2的频率特性R1中，非通过频带处的插入损失低于现有的天线分波器的接收滤波器。因此，如图7所示，尤其在发送频带(1920～1980MHz)，隔离度TR1与现有的天线分波器的隔离度TR0相比改善了约25dB以上。图7所示的隔离度是使用输入到发送端子Tx的发送信号的功率A和向接收滤波器2侧泄漏并到达接收端子Rx的发送信号的功率B并如下述表达式1那样计算而得的值(单位为dB)。
X＝(10)×log(B/A)  ...(表达式1)
[第二实施方式]
第二实施方式是对上述第一实施方式涉及的天线分波器10的电路结构进行变形的例子。图8是示出本实施方式涉及的天线分波器100的电路结构的图。在图8中，对于与图5相同的部分标注相同的标号。
在图8所示的天线分波器100中，发送滤波器1a为4级连接的梯形滤波器，并且接收滤波器2a为5级连接的梯形滤波器。匹配电路8a由分别串联连接在发送滤波器1a和接收滤波器2a的线路上的线圈6f以及配置在所述线路和地之间的电容器7f、7g来构成。
在图8所示的天线分波器100中，公共端子Ant和接收端子Rx经电容器4耦合。并且，发送端子Tx和接收端子Rx通过包含电容器4c、电容器4d以及线圈5a的电路而耦合。该电路被构成为在连接发送端子Tx和接收端子Rx的线路上串联连接两个电容器4c、4d并在这些电容器4c、4d直接的线路与地之间配置线圈5a的结构。
由此，在天线分波器100中，发送信号分别从发送端子Tx和公共端子Ant被取出并到达至接收端子Rx。因此，从发送端子Tx和公共端子Ant双方取出的发送信号向接收滤波器2a泄漏并与经过移相电路3后到达接收端子Rx的发送信号相抵消。通过发送滤波器1a之后从公共端子Ant被取出的发送信号相对于从发送端子Tx被取出的发送信号相位稍稍偏移。因此，包含稍稍偏移的两个相位的发送信号与向接收滤波器2a泄漏的发送信号相抵消。其结果是，被抵消的发送信号的相位范围变宽。
例如，从发送滤波器1a向接收滤波器2a侧泄漏的发送信号在经过发送滤波器1a、匹配电路8a以及接收滤波器2a的过程中相位有时会发生偏移。所述偏移的幅度具有根据发送信号的频率而不同的倾向。因此，向接收滤波器2a泄漏的发送信号有时在包含以各种偏移幅度偏移后的相位分量的状态下达至接收端子Rx。由于这种泄漏发送信号与从发送端子Tx和公共端子Ant双方被取出的发送信号相抵消，因而被抵消的信号的相位范围变宽。因此，在图8的电路结构中，通过适当地设定移相电路的移相角，例如可在整个发送频带中抵消发送信号。
图9A和图9B是示出作为一个例子而将天线分波器100的发送频带设为1920～1980MHz、将发送频带设为2110～2170MHz、将电容器4c和电容器4d的静电电容设为0.37pF、将电容器4的静电电容设为0.8fF、将线圈5a的感抗设为0.14nH并将移相电路的移相角设为158度时的天线分波器100的频率特性的图。在图9A、图9B所示的曲线图中，纵轴表示插入损失，横轴表示频率。此外，图10是示出上述天线分波器10中的发送端子Tx与接收端子Rx之间的隔离度的曲线图。图9A和图9B所示的频率特性以及图10所示的隔离度是通过电路仿真器获得的。
图9A是示出天线分波器100中的接收滤波器2a的频率特性R2的曲线图。图9B是示出天线分波器100中的发送滤波器1a的频率特性T2的曲线图。在图9A、图9B所示的曲线图中，分别用虚线示出了关于现有结构的天线分波器的接收滤波器的频率特性R0a以及发送滤波器的频率特性T0a，这里，现有结构即为从图8所示的线路结构中去掉移相电路3、通过电容器4实现的公共端子Ant-接收端子Rx间的电容耦合、以及发送端子Tx-接收端子Rx之间的耦合之后的结构。
如图9B所示，发送滤波器1a的频率特性T2与现有的天线分波器的发送滤波器的频率特性T0a基本相同。与此相对，在图9A所示的接收滤波器2a的频率特性R2中，发送频带(1920～1980MHz)处的插入损失低于现有的天线分波器的接收滤波器。并且，如图10所示，在发送频带(1920～1980MHz)，隔离度TR1与现有的天线分波器的隔离度TR0a相比改善了约10dB以上。
以上对本发明的实施方式进行了说明，但本发明可适用范围不限于上述实施方式。例如，将电介质滤波器用作天线分波器的发送滤波器和/或接收滤波器时，也可获得同样的效果。此外，第一实施方式中的用于电容耦合的电容器4、第二实施方式中的电容器4、4c、4d以及线圈5可用IPD构成。
此外，在上述实施方式中，说明了将移相电路3设置在从接收滤波器2、2a向接收端子Rx侧的线路上的例子，但移相电路3的位置不限于此。例如，移相电路3也可以设置在从接收端子Rx向公共端子Ant侧的线路上，也可以作为匹配电路8或8a的一部分来设置。
此外，作为经电抗的耦合的例子，在第一实施方式中说明了公共端子Ant侧-接收端子Rx间的耦合，在第二实施方式中说明了公共端子Ant-接收端子Rx间的耦合和发送端子Tx-接收端子Rx间的耦合的组合，但耦合位置不限于这些。只要耦合移相电路3的公共端子Ant或发送端子Tx侧的线路和移相电路3的接收端子Rx侧的线路即可。
此外，例如当将发送滤波器和接收滤波器收纳在封装内来构成天线分波器时，可以将用于公共端子Ant-接收端子Rx间的耦合、公共端子Ant-接收端子Rx间的耦合的电容器4、4a～4d以及线圈5、5a中的至少一部分置于封装内。
图11是示出由收纳有发送滤波器和接收滤波器的封装构成的天线分波器的概要结构的图。图11所示的天线分波器10b以封装的方式构成了图3所示电路结构的天线分波器10b。在图11所示的结构要素中，对于与图3所示电路的结构要素相对应的部分标注相同的标号。
如图11所示，发送滤波器1、接收滤波器2以及移相电路3被设置在封装20的底面上。并且，在封装20的底面形成了布线图案。发送滤波器1以及接收滤波器2与公共端子Ant之间的连接、发送滤波器1与发送端子Tx之间的连接、以及接收滤波器2与接收端子Rx经由移相电路3的连接通过该布线图案实现。而且，发送端子Tx和接收端子Rx经由电容器4的耦合(电容耦合)也通过封装的底面上的布线图案来形成。但该电容耦合不限于通过封装底面上的布线图案来形成的情况，例如也可以通过具有将电介质夹在上部电极和下部电极之间的构造的集总常数电容器和线圈来形成。
此外，具备在上述实施方式中示出的天线分波器10、10a、10b或100的通信设备也被包含在本发明的实施方式中。
图12是示出包含图3所示电路结构的天线分波器10b的通信设备30的概要结构的图。在图12所示的结构要素中，对于与图3所示电路的结构要素相对应的部分标注相同的标号。在图12所示的通信设备30中，在模块板31上设置有发送滤波器1、接收滤波器2、移相电路3、功率放大器32、RFIC 33、基带IC。
发送滤波器1以及接收滤波器2与公共端子Ant之间的连接、发送滤波器1与发送端子Tx经由移相电路3的连接、以及接收滤波器2与接收端子Rx之间的连接通过形成在模块板31上的布线图案实现。而且，发送端子Tx和接收端子Rx经由电容器4的耦合(电容耦合)也通过封装的底面上的布线图案来形成。公共端子Ant与通信设备30所具有的天线(图中没有示出)连接。
发送端子Tx经由功率放大器32连接在RFIC 33上，接收端子Rx也连接在RFIC 33上。RFIC 33连接在基带IC 34上。RFIC 33由半导体芯片及其他部件构成。在RFIC 33中集成了包括用于处理从接收端子输入的接收信号的接收电路以及用于处理经由功率放大器32向公共端子Ant输出的发送信号的发送电路在内的电路。功率放大器32是将从RFIC 33的发送电路输出的发送信号放大并向发送滤波器1的发送端子Tx输入该放大后的发送信号的电路。
此外，基带IC 34也由半导体芯片及其他部件构成。在基带IC 34中集成了用于将从RFIC 33中所包含的接收电路获取的接收信号变换成音频信号或分组数据的电路、以及用于将音频信号或分组数据变换成发送信号并向RFIC 33中所包含的发送电路输出该发送信号的电路。
虽图中没有示出，但基带IC 34例如与扬声器、显示器等输出设备连接，从而能够输出在基带IC 34中基于接收信号变换的音频信号或分组数据并使通信设备30的用户识别。此外，麦克风、按钮等通信设备30所具有的输入设备也与基带IC 34连接，从而构成了通过基带IC 34可将用户输入的声音或数据变换成发送信号的结构。
通信设备30的结构不限于图12所示的例子。此外，作为在通信设备30的一部分中使用的部件的集合的模块、即包含上述实施方式的天线分波器10、10a、10b或100的模块也被包含在本发明的实施方式中。
图13是示出包含图3所示电路结构的天线分波器10b的模块的一个例子的图。在图13所示的例子中，在模块板31a上设置有发送滤波器1、接收滤波器2、移相电路3、匹配电路35、功率放大器32。公共端子Ant、发送滤波器1、接收滤波器2、移相电路3、电容器4、接收端子Rx以及发送端子Tx的连接关系与图12所示的通信设备相同。发送端子Tx经由匹配电路35与功率放大器32连接。但究竟将哪些部件或电路做成一个模块是任意的，不限于图13所示的例子。
如上述实施方式的天线分波器10、10a、10b、100所示，根据本发明，通过利用从天线分波器内部取出的另外的发送信号抵消向接收电路泄漏的发送信号，可获得大幅度提高隔离度的效果。而且，能够在保持小型、低损失的状态下提高隔离度，从而还可提高高性能的天线分波器。
本发明作为提高了隔离度的天线分波器、或具有该天线分波器的通信设备以及模块很有用。
[第三实施方式]
(本实施方式的结构)
图15是第三实施方式中的滤波器的电路结构图。图15所示的滤波器15的输入端子In侧和输出端子Out之间连接有移相电路16和滤波部17。此外，滤波器15中还设有将输入端子In-移相电路16之间的节点与滤波部17-输出端子Out之间的节点通过桥接而耦合的桥接电容CB。
移相电路16包括串联连接的线圈L1和并联连接的电容器C1。滤波部17是由四级滤波元件D1～D4连接构成的梯形滤波器。各滤波元件D1～D4包括串联谐振器S1～S4以及并联谐振器P1～P4。
(本实施方式的原理)
通过如滤波器15这样构成滤波器，可提高抑制带的抑制度，从而可获得优异的滤波特性。下面对其原理进行说明。
图16A是示出将电容CB串联连接在输入端子In与输出端子Out之间的电路结构的图。图16B是示出将滤波部17(梯形滤波器)串联连接在输入端子In与输出端子Out之间的电路结构的图。图16C是示出图16A所示电容CB的通过特性和相位特性、以及图16B所示滤波部的通过特性和相位特性的曲线图。
在图16C所示的曲线图中，横轴的刻度表示频率，左侧纵轴的刻度表示衰减量[dB]，右侧纵轴的刻度表示相位[°]。在图16C中，实线g1表示图16B所示的滤波部17的通过特性，实线h1表示滤波部17的相位特性。虚线i表示图16A所示的电容CB的通过特性，虚线j表示电容CB的相位特性。在图16C所示的例子中，如果关注通带低频侧的抑制带(约1700MHz～约1920MHz)，则可知滤波部17的相位约为-20°～-50°。另一方面，电容CB的相位约为85°。
图17A是示出将图16A的电容CB桥接在图16B的滤波部17的输入端子In和输出端子Out之间的电路结构的图。即，图17A示出了在梯形滤波器的输入输出端子之间添加了静电电容＝0.05pF的桥接电容CB的电路结构。
图17B是示出图17A所示电路的通过特性和相位特性的曲线图。在图17B中，实线g2表示通过特性，实线h2表示相位特性。还以虚线j示出图16A的电容CB的相位容量以用于参考。在图17中，流过桥接电容CB的电流与流过滤波部17的电流的相位差在通带低频侧的抑制带约为105°～135°。
这里可预测，若将该抑制带处的所述相位差设定为180°，则这些桥接电容CB的电流和滤波部17的电流相抵消，可改善抑制带的抑制度。因此，考虑将流过滤波部17的电流的相位改变成与流过桥接电容CB的电流的相位相反的相位。
例如，如果将图18A所示的移相电路(相位延迟电路)16连接到滤波部17，则可改变输出相位。移相电路16包括串联连接在输入端子In和输出端子Out之间的线圈L1(串联电抗器)和并联连接在输入端子In和输出端子Out之间的电容器C1(并联电容器)。这里，图18B是示出线圈L1的感抗为5.74nH、电容器C1的静电电容为1.15pF时的移相电路16的通过特性(实线k)和相位特性(实线m)的曲线图。相位特性约为-60°。可预测如果将该移相电路16连接到滤波部17，则能够将流过滤波部17的电流的相位改变60°左右。
图19A是示出在滤波部17的输入侧添加移相电路16的电路的结构的图。图19B是图19A的电路的通过特性(实线g3)和相位特性(实线h3)的曲线图。图19B中的虚线j表示图16A的电容CB的相位特性。从图19B可知，通过将移相电路16添加到滤波部17，相位改变了约60°，通带低频侧的抑制带的相位变为约-80°～-110°。
在图19B的曲线图的1790MHz附近，实线g3所示的移相电路16和滤波部17的相位与虚线j所示的桥接电容CB的相位之间的差D约为180°。即，通带低频侧的抑制带处的两者的相位差D约为180°(反相位)。
从该结果可预测，通过在图19A所示电路中添加桥接在输入端子In与输出端子Out之间的桥接电容CB来构成图15所示的结构，抑制带处的输出信号变小。即可以预测：在抑制带，流过桥接电容CB的电流与流过移相电路16以及滤波部17的电流彼此相位相反而抵消，从而输出信号变小(成为衰减极点)。
图20是通过在图19A所示电路中添加桥接电容CB而构成为与图15相同的电路的通过特性(实线g4)的曲线图。在图20所示的曲线图中示出：如所预测的那样在1790MHz附近产生了衰减极点，并且通带低频侧的滤波器的抑制度得到了改善。如此，通过构成图15所示的电路，在抑制带产生衰减极点，从而可实现具有高抑制度的滤波器。
如果改变桥接电容CB的静电电容值，流经桥接电容CB的电流的相位就会发生变化。因此，能够通过改变桥接电容CB的静电电容值来任意地控制衰减极点的频率。
(移相电路的变形例)
在本实施方式中使用的移相电路(相位改变元件)16除图18A所示的电路结构以外，例如还可以构成为图21A～图21C所示的电路结构。图21A和图21B所示的电路结构均为串联连接线圈L1、并联连接电容器C1的结构。图21B的电路是所谓的LCL-T型电路。线圈L1或电容器C1例如可通过芯片部件或集成无源元件(IPD)等来实现。此外，如图21C所示，移相电路也可以通过分布常数类型的带状线或微带线等传输线(Transmission line)18构成。
根据滤波器的抑制带处的初始相位，移相电路有时使相位延迟，有时使相位超前。当使相位超前时，例如可使用图22A～图22D所示的移相电路。图22A～图22C的移相电路均为串联连接电容器C1、并联连接线圈L1的结构。图22D的移相电路由传输线18构成。
上述移相电路的变形例也可适用于其他实施方式，也可以采用图4A～图4D所示的移相电路作为本实施方式的移相电路。
(滤波部17的变形例)
桥接电容CB也可以不添加在移相电路16和滤波部17的最外侧，例如也可以如图23所示的那样以桥接移相电路16的输入端子In侧和滤波部17的中间部的方式添加桥接电路CB。在图23的例子中，以横跨构成梯形滤波器的多级滤波元件的一部分与移相电路16的方式设置桥接电容CB。根据与上述相同的原理，如此横跨移相电路16和滤波部17的一部分来设置时也能够提高滤波器的抑制度。
在本实施方式中，滤波部17作为一个例子由梯形滤波器构成。滤波部17也可以是其他任意类型的滤波器。例如，可以使用双模式表面声波滤波器。图24是示出双模式表面声波滤波器的结构例的图。图24的双模式表面声波滤波器包括与输入端子In连接的输入IDT 19、连接在输入IDT19的两侧的输出IDT 21a、21b、以及设置在输出IDT 21a、21b的外侧的反射器22a、22b。输出IDT 21a、21b与输出端子Out连接。
桥接电容CB既可以用芯片部件或IPD实现，也可以制作在滤波器芯片上。此外，如后面所述，也可以将桥接电容CB形成在安装滤波器的封装或基板上。
[第四实施方式]
第四实施方式是将上述第三实施方式中的滤波器适用于平衡滤波器的方式。
图25A是示出没有添加桥接电容CB的平衡滤波器的结构的图。该平衡滤波器使用巴仑23以及滤波部(梯形滤波器)17a、17b构成。这里，巴仑23是一种平衡-不平衡转换器，该平衡-不平衡转换器包括：公共端子(输入端子In)；将输入到公共端子的信号的相位约延迟90°后输出的输出端子24a；以及将输入到公共端子的信号的相位约超前90°后输出的输出端子24b。在图25A所示的例子中，巴仑23使用线圈L2、L3以及电容器C2、C3构成。作为梯形滤波器的滤波部17a、17b分别连接在巴仑的两个输出端子24a、24b，由此构成了不平衡输入-平衡输出的平衡滤波器。滤波部17a、17b与上述第三实施方式中的滤波部17相同。
在图25A所示类型的平衡滤波器中，输入端子In与一个输出电子Out1之间的线路、以及输入端子In与另一输出电子Out2之间的线路分别具有在移相电路上连接了滤波部17a或17b的结构。因此可以想到：通过将第三实施方式的桥接电容CB连接的任一个线路上，可获得改善抑制度的效果。
图25B是示出图25A的平衡滤波器的输入端子In-输出端子Out1间的相位特性(实线h41)、输入端子In-输出端子Out2间的相位特性(实线h42)的曲线图。图25B的曲线图是巴仑的线圈L2、L3的感抗为5.74nH、电容器C2、C3的静电电容为1.15pF时的计算结果。此外，在上述曲线图中还示出了图16A所示的电容CB(静电电容＝0.05pF)的相位特性(虚线j)。如果关注比通带位于低频侧的频带的相位特性，则1790MHz附近处的电容CB的相位与输入端子In-输出端子Out1间的相位之差约为180°(反相位)。因此可以认为：通过构成为在输入端子In-输出端子Out1之间添加了0.05pF左右的桥接电容CB的结构(图26所示的结构)，能够在输入端子In-输出端子Out1间的抑制特性中产生抑制极点，从而能够改善抑制度。
即，图26是示出本实施方式中的平衡滤波器的结构的图。图27A是示出对图26所示结构的平衡滤波器中的输入端子In-输出端子Out1间通过特性(实线g51)进行计算所得的结果的曲线图。在该曲线图中还示出了没有添加桥接电容CB的结构(图25A所示的结构)的平衡滤波器的通过特性(实线g41)。根据该曲线图可知，通过添加桥接电容CB，输入端子In-输出端子Out1之间的通过特性在1790MHz附近产生了衰减极点。其结果是，提高了比通带位于低频侧的频带的抑制度。另一方面，图27B是示出输入端子In-输出端子Out2间通过特性(实线g52)的曲线图。实线g52与不设置桥接电容CB时的通过特性(实线g42)重合。即，添加桥接电容CB的时候和不添加的时候都具有相同的通过特性。图28是示出对图26的平衡滤波器进行平衡合成并将其作为单端滤波器进行分析时的通过特性(实线g4)的计算结果的曲线图。可知进行平衡合成时，衰减极点向高频侧移动，从而在1860MHz附近产生衰减极点。如此，从进行平衡合成后的分析也可知，通过添加桥接电容CB能够提高比通带位于低频侧的频带的抑制度。
图29是示出本实施方式的平衡滤波器的变形例的图。在该变形例中，平衡滤波器包括巴仑23a、以及连接在巴仑23a的输出端子24a、24b上的平衡输入-平衡输出型的梯形滤波器17c。梯形滤波器17c被构成为并联谐振器P1～P4连接在由串联谐振器S1～S4分别连接而成的两个路径之间的结构。此外，作为一个例子，在巴仑23a中使用了CLC的π型电路和LCL的π型电路。
(双工器的结构例)
图30是示出具有图26所示平衡滤波器的双工器的结构例的图。在该双工器中，接收滤波器25和发送滤波器26连接在天线端子Ant上。接收滤波器25的输出侧端子为接收端子Rx1、Rx2，发送滤波器26的输入侧端子为发送端子Tx。即，该双工器将图26所示的平衡滤波器用作接收滤波器(Rx滤波器)25。因此，接收端子Rx1、Rx2是平衡输出端子。发送滤波器26由梯形滤波器构成。
图31A是示出图30所示平衡双工器的特性(平衡合成后)的计算结果的曲线图。在曲线图中，实线g6Rx表示接收滤波器25的特性，实线g6Tx表示发送滤波器26的特性。此外，虚线g7Rx、g7Tx表示将没有桥接电容CB的结构(图25A所示的结构)的平衡滤波器用于接收滤波器的平衡双工器的、接收滤波器和发送滤波器各自的特性(实线g6Tx和虚线g7Tx基本重合)。从图31A可知，通过添加桥接电容CB，一个接收端子Rx的输出信号被抵消，接收滤波器的比通带位于低频侧的频带的抑制度得到了改善。
图31B是示出图30所示平衡双工器的发送端子Tx-接收端子Rx间隔离特性(实线f6)的曲线图。实线f7表示使用了没有桥接电容CB的结构(图25A所示的结构)的平衡滤波器的平衡双工器的隔离特性。从图31B可知，发送端子Tx-接收端子Rx间的隔离特性也反映了接收滤波器25的抑制特性从而得到了极大改善。使用第三实施方式的滤波器来构成双工器时，同样也能够获得效果。
(双工器的安装例)
图32是示出图30所示平衡滤波器的安装方式的图。在图32所示的例子中，巴仑芯片28、发送滤波器芯片33以及接收滤波器芯片34通过倒装工艺被安装在具有空腔29的陶瓷封装36中。巴仑芯片32是形成图30中的巴仑23的IPD芯片。发送滤波器芯片33是形成发送滤波器26的芯片，接收滤波器芯片34是形成滤波部17a、17b的芯片。这些每一个芯片与陶瓷封装36例如通过Au(金)凸块而导通。金属盖27作为封盖被设置在安装了这些芯片的陶瓷封装36的上部。由此，空腔29被气密地密封。
陶瓷封装36例如可以是包括安装芯片的装片层及其下的中间层的分层封装。在此情况下，在中间层的背面设置有引脚焊盘，从而形成了引脚焊盘层。跨接在天线端子Ant-接收端子Rx1之间的桥接电容CB可例如如后所述的那样形成在陶瓷封装36内。
图33是示出巴仑芯片28的结构的平面图。在图33所示的例子中，在石英板37上的天线端子Ant与输出端子24a之间形成有线圈L2，在输出端子24b与GND端子之间形成有线圈L3。线圈L2、L3例如由使用了铜等金属膜的螺旋线圈形成。此外，在天线端子Ant与输出端子24b之间形成有电容器C3，在输出端子24a与GND端子之间形成有电容器C2。电容器C2、C3例如由MIM电容器形成。
图34是示出发送滤波器芯片33的结构的平面图。在图34所示的例子中，由设置在压电板38上的表面声波元件形成了梯形滤波器的串联谐振器以及并联谐振器。表面声波元件经由线路图案与天线端子Ant、发送端子Tx以及接地端子GND连接。
图35是示出接收滤波器芯片34的结构的平面图。在图35所示的例子中，由设置在压电板39上的表面声波元件形成了梯形滤波器的串联谐振器S1～S4以及并联谐振器P1～P4。表面声波元件经由线路图案与输出端子24a、24b、接收端子Rx以及接地端子GND连接。图33～图25中所示的各个部分的标号与图30所示的各个部分的标号相对应。
接着，对在陶瓷封装36中形成桥接电容CB时的结构例进行说明。图36A是示出陶瓷封装36的装片层表面上的布线图的一个例子的图。图36B是示出中间层表面上的布线图的一个例子以及中间层的沿X-X线的剖面的图，其中中间层是装片层的下层。图36C是示出引脚焊盘层上的引脚焊盘的配置的图，引脚焊盘层是装片层的下层。
在图36A～图36C中，空白的长方形或正方形表示连接芯片和陶瓷封装36的凸块。此外，空白圆圈表示与其他层导通的通孔。线路图案将凸块与凸块、通孔与通孔、或者凸块与通孔连接起来。图36A～图36C中的线路图案的标号是与由该符号表示的线路图案连接的各个端子的标号。各个端子的标号与图30所示的标号对应。此外，在图36A～图36C中至少示出了与桥接电容CB相关的线路和端子的布局，省略了其他布局。
例如，在图36A所示的装片层，巴仑芯片28的天线端子Ant通过线路图案与通孔连接，发送滤波器33的天线端子Ant也通过线路图案与通孔连接。这些通孔导通到图36B所示的中间层，并在中间层通过线路图案(与Ant端子连接的线路图案)彼此相连。在图36B所示的例子中，用虚线示出了设置在中间层背面的引脚焊盘。与该中间层的Ant端子连接的线路图案的另一端子被配置在接收端子Rx1的引脚焊盘的上方。如此，通过与天线端子Ant连接的线路图案(布线)被构成为延伸到接收端子Rx1的引脚焊盘的正上方，该线路图案与接收端子Rx1的引脚焊盘形成将陶瓷作为电介质层的平行板电容器(参见图36B的剖面)。因此，通过调节线路图案与引脚焊盘的重叠部分W，能够获得期望的电容值。进而可通过线路图案来任意地控制衰减极点频率。
如此，桥接电容CB可通过简单的结构实现。因此，例如可容易地获得期望的滤波器抑制特性，而且不会产生封装尺寸变大以及由于布线构造变复杂而引起的干扰等的问题。

Claims (14)

1.一种滤波器，包括：
滤波部，该滤波部使输入信号中的通带的信号通过并输出；
移相电路，该移相电路与滤波部的输入侧或输出侧连接，用于偏移信号的相位；以及
桥接电容，该桥接电容横跨所述移相电路和所述滤波部而设置。
2.如权利要求1所述的滤波器，其中，所述移相电路的移相角被设定为，使得通过所述桥接电容输出的信号的相位与通过所述移相电路以及所述滤波器输出的信号的相位在所述滤波部的所述通带之外成相反相位。
3.如权利要求2或3所述的滤波器，其中，包括平衡-不平衡变换器，该平衡-不平衡变换器具有公共端子、以及将从该公共端子输入的信号分成相位彼此相反的两个信号并分别输出的两个输出端子，
所述滤波部分别连接在执行所述平衡-不平衡变换器的输出的两个输出端子上，
所述平衡-不平衡变换器的一部分成为所述移相电路，
所述桥接电容以桥接所述公共端子与连接在所述两个输出端子上的任一个滤波部的输出侧的方式设置。
4.如权利要求1至3中任一项所述的滤波器，其中，
所述移相电路和所述滤波部形成在封装内或基板上，
所述桥接形成在所述封装内或基板上。
5.一种分波器，包括公共端子、发送端子以及接收端子，
所述分波器包括：
发送滤波器，该发送滤波器连接在所述公共端子与所述发送端子之间；
接收滤波器，该接收滤波器连接在所述公共端子与所述接收端子之间；以及
移相电路，该移相电路与所述接收滤波器串联连接在所述公共端子与所述接收端子之间，
其中，自所述移相电路到所述公共端子或所述发送端子的线路的一部分与自所述移相电路到所述接收端子的线路的一部分经电抗耦合。
6.如权利要求5所述的分波器，其中，所述移相电路执行相位调节，以使得从自所述移相电路到所述公共端子或所述发送端子的线路的所述一部分通过经所述电抗的耦合而到达所述接收端子的信号与通过所述移相电路到达所述接收端子的信号之间的相位差约为180度。
7.如权利要求5或6所述的分波器，其中，
所述移相电路被设置在所述接收滤波器的靠接收端子的一侧，
自所述接收滤波器到所述发送滤波器或所述公共端子的线路的一部分与自所述移相电路到所述接收端子侧的线路的一部分经电抗耦合。
8.如权利要求5或6所述的分波器，其中，
自所述移相电路到所述公共端子或所述发送端子的线路的一部分与自所述移相电路到所述接收端子的线路的一部分经电抗耦合，并且
自所述发送滤波器到所述发送端子的线路的一部分与自所述移相电路到接收端子的线路的一部分经电抗耦合。
9.如权利要求5至8中任一项所述的分波器，其中，所述经电抗的耦合是电容耦合。
10.如权利要求1至9中任一项所述的分波器或滤波器，其中，所述移相电路的至少一部分由集总常数电路构成。
11.如权利要求10所述的分波器或滤波器，其中，至少一部分由集总常数电路构成的所述移相电路包括电抗器和电容器，电抗器并联连接在信号线上。
12.如权利要求5至9中任一项所述的分波器，其中，所述经电抗的耦合由所述封装的布线形成。
13.一种模块，包括权利要求5至9中任一项所述的分波器，
其中，所述分波器的所述接收滤波器和所述接收滤波器被安装在所述模块所具备的基板上，
所述经电抗的耦合由所述基板中的布线形成。
14.一种通信设备，包括权利要求13所述的模块。
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