CN102255532A

CN102255532A - 单相多电平pwm变换器的并联结构

Info

Publication number: CN102255532A
Application number: CN201110189622XA
Authority: CN
Inventors: 岳啸鸣; 范辉; 潘瑾; 李铁成
Original assignee: Electric Power Research Institute of State Grid Hebei Electric Power Co Ltd
Current assignee: Electric Power Research Institute of State Grid Hebei Electric Power Co Ltd; Hebei Electric Power Construction Adjustment Test Institute; State Grid Corp of China SGCC
Priority date: 2011-07-07
Filing date: 2011-07-07
Publication date: 2011-11-23

Abstract

本发明涉及一种单相多电平PWM变换器的并联结构，适用于分布式电源、可再生能源发电并网、充放电及其储能等系统。本发明包括2个以上的单相多电平PWM变换器及其控制电路单元、数字信号处理器和单相交流电源电路；其还包括1个公用的统一电压调节器；所述统一电压调节器由电压采样电路、电压传感器、第三加法器和外环电压PI调节器组成；所述电压采样电路与所述负载R_L并联。本发明的优点是解决了在并联运行时各单相多电平PWM变换器能量流向的一致性问题，避免了环流的产生，同时解决了各单相多电平PWM变换器并联运行时的均流问题，本发明适用于大功率、规模化电力电子变流应用场合。

Description

单相多电平PWM变换器的并联结构

技术领域

本发明涉及一种单相多电平PWM变换器的并联结构，适用于分布式电源、可再生能源发电并网、充放电及其储能等系统。

背景技术

近年来电力电子技术不断发展，被广泛应用于需要电能变换的各个领域。在低压小功率的用电领域，电力电子技术趋于成熟，而在高压大功率应用领域，多电平功率变换技术逐渐成为研究的核心和热点问题。

多电平变换技术是一种通过改进变换器自身拓扑结构来实现高压大功率输出的新型变换器，它无需升压变压器和均压变压电路。由于输出电压电平数增加，使得输出波形具有更好的谐波频谱，每个开关器件所承受的电压应力减小。多电平变换技术已成为电力电子技术中，以高压大功率变换为研究对象的一个新的研究领域。多电平变换器之所以成为高压大功率变换的研究热点，是因为它具有以下特点：

（1）每个功率器件仅承受1/（n-1）的母线电压（n为电平数）；

（2）电平数的增加，改善了输出电压波形，减小了输出电压波形畸变（THD）；

（3）可以以较低的开关频率获得和高开关频率下两电平变换器相同的输出电压波形，从而降低了开关损耗；

（4）无需输出变压器，大大减小了系统的体积和损耗。

多电平PWM变换器可以有效抑制PWM控制所造成的高次谐波，PWM控制可以减少多电平PWM变换器输出的阶梯形电压中含有的低次谐波，因此二者结合才能获得最佳的频谱特性。随着分布式电源，可再生能源发电并网，充放电及其储能等技术的发展，多电平PWM变换器应用程度得到进一步深化，大功率、规模化工程应用势在必行。然而多电平PWM变换器采用积木方式并联扩大容量的方法遇到了问题。由于多电平PWM变换器一般采用双闭环控制策略，外环控制多电平PWM变换器的直流输出电压U_dc，内环控制变换器网侧交流电流；并且在满足恒值控制直流电压U_dc的目标下，能量自动双向变换，即：当直流侧电压高于给定值时，调节器作用的同时，能量自动从直流侧流向变换器网侧；当直流侧电压低于给定值时，调节器作用的同时，能量自动从变换器网侧流向直流侧。由于各个变换器给定参数以及调节参数的分散性，可能造成给定参数的细小差异，以及调节参数的不一致，当两个或多个多电平PWM变换器并联时，在同一时刻，将可能出现部分变换器工作在整流状态，部分变换器工作在逆变状态。由于各多电平PWM变换器的内阻均极小，这种部分整流、部分逆变的情形可能在并联的多电平PWM变换器之间形成大的环流，轻则影响变换器的正常工作，影响整个系统的稳定性，降低系统的性能；重则危害，甚至损坏三相多电平PWM变换器的并联结构。因此，一般不允许多电平PWM变换器并联工作。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种能够解决并联多电平PWM变换器能量流向的一致性问题，避免环流的产生，并且能够解决多电平PWM变换器并联均流难题的单相多电平PWM变换器的并联结构。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案：

一种单相多电平PWM变换器的并联结构，其包括2个以上的单相多电平PWM变换器及其控制电路单元、数字信号处理器和单相交流电源电路；其还包括1个公用的统一电压调节器；所述各单相多电平PWM变换器及其控制电路单元的输入端并联后接所述单相交流电源电路，其输出端并联后接同一负载R_L；所述统一电压调节器由电压采样电路、电压传感器、第三加法器和外环电压PI调节器组成；所述电压采样电路与所述负载R_L并联，所述电压采样电路的输出端依次经所述电压传感器、第三加法器接所述外环电压PI调节器的输入端，所述第三加法器的另一个输入端接各单相多电平PWM变换器的直流输出给定电压U_dc ^*，所述外环电压PI调节器的输出端分别接所述各单相多电平PWM变换器及其控制电路单元中的控制电路的相应输入端。

所述单相交流电源电路由单相交流电源的火线及零线、电阻R₃、电感L₁组成；所述单相多电平PWM变换器的第一桥臂的上下臂连接处a点依次经电阻R₃、电感L₁接单相交流电源的火线，其第二桥臂的上下臂连接处b点接单相交流电源的零线。

所述电压采样电路为由电阻R₁与电阻R₂串联组成的分压电路，电阻R₁与R₂串联后与所述负载R_L并联，电阻R₁和电阻R₂的节点接所述电压传感器的输入端。

本发明的有益效果如下：

（1）将各并联的单相多电平PWM变换器的外环电压调节器独立出来，形成一个公用的统一电压调节器，解决了在并联运行时各单相多电平PWM变换器能量流向的一致性问题，避免了环流的产生。

（2）以统一电压调节器的输出控制电压作为各并联单相多电平PWM变换器有功电流给定分量，功率因数或网侧无功功率换算为无功电流给定分量，各并联单相多电平PWM变换器采用闭环电流控制实现并联均流控制，同时解决了各单相多电平PWM变换器并联运行时的均流问题。

（3）本发明适用于大功率、规模化电力电子变流应用场合。

附图说明

图1为本发明的原理框图；

图2为典型单相三电平PWM变换器主电路拓扑结构图；

图3为单相多电平PWM变换器的控制电路的原理框图；

图4为单相多电平PWM变换器多单元并联的具体实施方式框图。

具体实施方式

本实施例为单相多电平PWM变换器（单相三电平PWM变换器）的并联结构（参见图1-4）。

如图1所示，本实施例包括2个以上的单相多电平PWM变换器及其控制电路单元和数字信号处理器；还包括1个公用的统一电压调节器；所述各单相多电平PWM变换器及其控制电路单元的输入端并联后接同一单相交流电源电路，其输出端并联后接同一负载R_L；所述统一电压调节器由电压采样电路1、电压传感器2、第三加法器3和外环电压PI调节器4组成；所述电压采样电路1与所述负载R_L并联，所述电压采样电路1的输出端依次经所述电压传感器2、第三加法器3接所述外环电压PI调节器4的输入端，所述第三加法器3的另一个输入端接各单相多电平PWM变换器的直流输出给定电压U_dc ^*，所述外环电压PI调节器4的输出端分别接所述各单相多电平PWM变换器及其控制电路单元中的控制电路的相应输入端。。

图2为典型的单相多电平PWM变换器拓扑电路，功率开关管（V₁ ~V₈）为含有反并联二极管的IGBT， V₁和V₃构成第一上臂，V₅和V₇构成第一下臂，V₂和V₄构成第二上臂，V₆和V₈构成第二下臂，第一上臂和第一下臂串联构成第一桥臂，第二上臂和第二下臂串联构成第二桥臂， VD₁和VD₃为第一箝位二极管，VD₂和VD₄为第二箝位二极管，直流侧滤波电容器C₁、C₂，交流电源火线依次经电阻R₃、线性电感L₁接入第一桥臂的上下臂连接处a点，零线直接接第二桥臂的上下臂连接处b点。

所述单相多电平PWM变换器的并联结构是指由并联单元1、并联单元2、…、并联单元N并联组成的电路，其中每个并联单元由单相多电平PWM变换器及其控制电路组成。其特点是：各个变流电路的交流侧取自同一个交流电源电路，直流侧并联构成直流母线，共同分担直流负载R_L。

图3所示为单相多电平PWM变换器的控制框图。控制方法基于电网电压定向的矢量控制技术，采用双闭环控制，外环为电压控制环，内环为网侧电流控制环。现详细说明如下：

外环以直流输出电压信号作为电压反馈量，经R₁，R₂组成的分压电路1分压、电压传感器2获得，以直流输出给定电压U_dc ^*为恒值目标，经外环电压PI调节器4进行比例-积分处理，输出控制电流i_d ^*；内环分为d轴电流调节器6和q轴电流调节器5，其过程是取变换器交流侧电流信号，利用

Figure 201110189622X100002DEST_PATH_IMAGE001

信号生成器10和αβ/dq变换11，解耦得到与电压合成矢量同方向的直流电流分量i_d、与电压合成矢量垂直的直流电流分量i_q；由于i_d与电压合成矢量同方向，因此i_d称为电流有功分量，控制i_d可调节变换器的有功功率，而i_q称为电流无功分量，控制i_q可调节变换器的无功功率；取变换器交流侧电压接入锁相环8和空间矢量相位计算环节9，空间矢量相位计算环节9输出正弦、余弦信号（sinθ）、（cosθ）至αβ/dq变换器11和dq /αβ变换器14，dq /αβ变换器14再经过串联的αβ/abc变换器15、SVPWM信号生成器16与多电平PWM变换器连接；变换器交流侧

信号生成器10，再连接αβ/dq变换器11，αβ/dq变换器11两路输出，其中i_q信号经第一加法器12、q轴电流调节器5与dq /αβ变换器14变为u_α输出，i_d信号经第二加法器13、d轴电流调节器6与dq /αβ变换器14变为u_β输出；u_α、u_β经abc/αβ变换器15生成u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*；u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*经SVPWM信号发生器16后，输出六路PWM逆变器桥臂功率管的控制信号。在直流正、负母线之间并联R₁、R₂组成的分压电路1，分压电路1经过电压传感器2、第三加法器3、外环电压PI调节器4与第二加法器13连接。所述电压传感器2采用霍尔电压传感器，其型号为SKIT_V25V6。所述第三加法器3和外环电压PI调节器4均由软件实现，所述软件安装在所述数字信号处理器中，所述数字信号处理器的型号为2812。

具体运算过程现详细说明如下：

1. 通过锁相环电路8实时检测电网电动势e的相位，经空间矢量相位计算环节9确定电压定向矢量的位置角θ，求得正弦、余弦函数sinθ、cosθ并将其输出至αβ/dq变换器11和dq /αβ变换器14中。

2. αβ/dq变换器11根据输入的θ的正弦、余弦函数sinθ、cosθ，实现αβ两相静止坐标系至dq同步旋转止坐标系的变换，将静止坐标系下正弦分量i_α、i_β最终变换为同步旋转坐标系下直流分量i_d，i_q。

3. 以外环电压PI调节器4的输出i_d ^*作为d轴电流调节器6的给定参数，交流电流解耦得到的直流分量i_d作为d轴电流调节器6的反馈，外环电压PI调节器4的输出i_d ^*与交流电流解耦得到的直流分量i_d先经过第二加法器13、在经过d轴电流调节器6运算输出控制电压u_d ^*。

4. 以无功功率或功率因数换算的无功电流分量i_q ^*作为q轴电流调节器5的给定参数，交流电流解耦得到的直流分量i_q作为q轴电流调节器5的反馈，无功电流分量i_q ^*与交流电流解耦得到的直流分量i_q先经过第一加法器12、在经过q轴电流调节器5输出控制电压u_q ^*。

5. dq /αβ变换器14变换根据输入的θ的正弦、余弦函数sinθ、cosθ，实现dq同步旋转止坐标系至αβ两相静止坐标系的变换，将同步旋转坐标系下d轴电流调节器、q轴电流调节器输出的控制电压u_d ^*、u_q ^*变换为静止坐标系下正弦分量u_α、u_β。

6. 两相静止坐标系下正弦分量u_α、u_β进一步经abc/αβ变换器15将两相静止坐标系变换为三相静止坐标系，得到预期的PWM变换器网侧三相电压u_a ^*,u_b ^*, u_c ^*；再通过SVPWM信号生成器16脉宽调制后，输出多电平PWM变换器桥臂功率管的控制信号。

由于解耦之后，单相多电平PWM变换器的有功功率与d轴电流分量成正比，无功功率与q轴电流分量成正比，其规律满足关系式（1），其中U_G为电网相电压有效值。

（1）

因此，控制d轴电流分量可调节有功功率即直流母线电压，控制q轴电流分量可调节无功功率或功率因数，实现PWM变换器的直流电压和网侧无功功率的独立控制，并使系统具有好的静态和动态性能。

图4为单相多电平PWM变换器并联结构的具体实施方式框图。所述多单元多电平PWM变换器的并联结构由并联单元1、并联单元2、…、并联单元N组成。其中每个并联单元由单相多电平PWM变换器及其控制电路组成。各多电平PWM变换器交流侧并联接同一交流电源；各多电平PWM变换器直流输出并联到直流母线，其并联运行的关键技术是：

1. 将各并联的单相多电平PWM变换器的外环电压调节器独立出来，形成一个公用的统一电压调节器，具体是以直流输出电压信号作为电压反馈量，经R₁、R₂组成的分压电路1分压、电压传感器2获得电压反馈量，以直流输出给定电压U_dc ^*为恒值目标，经外环电压PI调节器4进行比例-积分处理后输出控制电流i_d ^*，作为各并联单相多电平PWM变换器闭环电流控制d轴电流调节器6的给定信号；

2. 并联单元1的闭环电流控制分为d轴电流调节器6和q轴电流调节器5，以统一电压调节器的输出控制电流i_d*作为d轴电流调节器6的给定信号，交流电流解耦得到的直流分量i_d作为d轴电流调节器6的反馈，经d轴电流调节器6输出控制电压u_d*；以无功功率或功率因数换算的无功电流分量i_q*作为q轴电流调节器5的给定信号，交流电流解耦得到的直流分量i_q作为q轴电流调节器5的反馈，经q轴电流调节器5输出控制电压u_q*，并联单元1的电流矢量控制过程具体与上述图3中的单相多电平PWM变换器的内环电流矢量控制相同。并联单元2至并联单元N的工作原理与并联单元1相同。

这样，一方面，克服了并联单相多电平PWM变换器给定参数以及调节参数的分散性，避免了在并联运行过程中部分变换器工作在整流状态，部分变换器工作在有源逆变状态，排除了在所并联的单相多电平PWM变换器之间形成环流的因素；另一方面，各并联的单相多电平PWM变换器的控制策略简化为网侧交流电流闭环控制，实质上实现了并联变换器间的均流控制，从而，本发明解决了在并联运行时各单相多电平PWM变换器能量流向的一致性问题，避免了环流的产生；同时，也解决了单相多电平PWM变换器并联的均流难题。单相多电平PWM变换器的并联结构及其控制方法适用于大功率规模化电力电子变流应用场合。

Claims

1.一种单相多电平PWM变换器的并联结构，其包括2个以上的单相多电平PWM变换器及其控制电路单元、数字信号处理器和单相交流电源电路；其特征在于其还包括1个公用的统一电压调节器；所述各单相多电平PWM变换器及其控制电路单元的输入端并联后接所述单相交流电源电路，其输出端并联后接同一负载R_L；所述统一电压调节器由电压采样电路（1）、电压传感器（2）、第三加法器（3）和外环电压PI调节器（4）组成；所述电压采样电路（1）与所述负载R_L并联，所述电压采样电路（1）的输出端依次经所述电压传感器（2）、第三加法器（3）接所述外环电压PI调节器（4）的输入端，所述第三加法器（3）的另一个输入端接各单相多电平PWM变换器的直流输出给定电压U_dc ^*，所述外环电压PI调节器（4）的输出端分别接所述各单相多电平PWM变换器及其控制电路单元中的控制电路的相应输入端。

2.根据权利要求1所述的单相多电平PWM变换器的并联结构，其特征在于所述单相交流电源电路由单相交流电源的火线及零线、电阻R₃、电感L₁组成；所述单相多电平PWM变换器的第一桥臂的上下臂连接处a点依次经电阻R₃、电感L₁接单相交流电源的火线，其第二桥臂的上下臂连接处b点接单相交流电源的零线。

3.根据权利要求2所述单相多电平PWM变换器的并联结构，其特征在于所述电压采样电路（1）为由电阻R₁与电阻R₂串联组成的分压电路，电阻R₁与R₂串联后与所述负载R_L并联，电阻R₁和电阻R₂的节点接所述电压传感器（2）的输入端。

4.根据权利要求3所述的三相多电平PWM变换器的并联结构，其特征在于所述电压传感器（2）采用霍尔电压传感器，其型号为SKIT_V25V6。