CN102237816A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力变换装置。电力变换装置的控制电路，在基于输入信息计算出的一个控制周期中开关元件的状态和下一个控制周期中开关元件的状态的关系成为不连续的关系时，基于一个控制周期中开关元件的状态和下一个控制周期中开关元件的状态，在下一个控制周期中追加进行使开关元件导通或关断的控制。

Description

电力变换装置

下述优先权申请公开的内容作为引文纳入本申请。国际专利申请PCT/JP2010/057577(2010年4月28日申请)

技术领域

本发明涉及将直流电力变换为交流电力，或将交流电力变换为直流电力的电力变换装置。

背景技术

接受直流电力并将上述直流电力变换为用于供给到旋转电机的交流电力的电力变换装置，具备多个开关元件。通过上述开关元件反复进行开关动作，将被供给的直流电力变换为交流电力。上述电力变换装置的多数，还进一步被用于通过上述开关元件的开关动作将旋转电机感应的交流电力变换为直流电力。上述开关元件普遍基于使用以一定(固定)频率变化的载波的脉冲宽度调制方式(以下称为PWM方式)进行控制。通过提高载波的频率，可提高控制精度，并使旋转电机产生的扭矩变得平滑。

但是，在上述开关元件从关断(截断)状态切换到导通状态时，或者从导通状态切换到关断状态时，电力损耗将增大，发热量也增大。

电力变换装置的一例，如日本特开昭63-234878号公报所公开。

期望减少上述开关元件的电力损耗，并且，通过减少电力损耗能够减少开关元件的发热量。为此，优选减少上述开关元件的开关次数。但是如上所述，在普遍使用的PWM方式中，若为了减少上述开关元件的单位时间的开关次数而减小载波的频率，则从电力变换装置输出的电流的畸变会增大，这将导致扭矩脉动增大。

发明内容

本发明提供能够实现开关损耗的降低的电力变换装置，或者提供能够实现开关损耗的降低的电力变换装置的控制方法。

以下实施方式所述的电力变换装置，除上述课题外，能够解决在电负载的状态发生变化的情况下也维持高可靠性的课题。

以下说明的实施方式反映了适用于产品的研究成果，解决了适用于产品的更加具体的各种课题。通过以下实施方式中的具体的结构和作用解决的具体的课题，在以下实施方式中进行说明。

本发明的电力变换装置的第一特征在于，包括：具有多个开关元件，接受直流电力，产生供给到电负载的交流电力的功率开关(powerswitching)电路；基于用于控制上述电负载的输入信息，产生对上述功率开关电路的各开关元件的导通或不导通(关断)的动作进行控制的控制信号的控制电路；基于上述控制电路产生的控制信号，产生对各开关元件的导通或不导通的动作进行控制的脉冲信号的脉冲发生电路，其中，上述控制电路，在上一个运算周期中算出的脉冲信号的上升沿或下降沿的运算结果，与下一个运算周期中算出的脉冲信号的上升沿或下降沿的状态相比发生变化时，进行对下一个运算周期的脉冲信号的上升沿或下降沿的状态实施修正的处理。

本发明的电力变换装置的第二特征在于，在第一特征的基础上，为了降低要输出的交流电力中高次谐波的产生，进行输出使功率开关元件导通的相位的运算处理，基于由上述运算处理得到的相位，产生上述脉冲信号。

根据本发明，可提供能够抑制开关损耗的电力变换装置。

另外，以下实施方式的装置具有如下效果，即，对于供给交流电力的电负载的状态变化，能够维持高可靠性的控制。

另外，在以下的实施方式中，如后所述，解决了各种以实现理想产品的课题。

附图说明

图1是表示混合动力车的控制模块的图。

图2是表示电路结构的图。

图3是对PWM控制和矩形波控制进行说明的图。

图4是表示矩形波控制中产生的高次谐波成分的例子的图。

图5是表示电动发电机的控制系统的图。

图6是表示脉冲发生器(生成器)的结构的图。

图7是表示脉冲运算器的结构的图。

图8是表示脉冲发生器的基本动作的图。

图9是表示脉冲发生器的脉冲运算器的动作的流程图。

图10是表示上升沿和下降沿的相位表的例子的图。

图11是表示在不进行脉冲连续性补偿的情况下输出的脉冲信号波形的例子的图。

图12是表示在已进行脉冲连续性补偿的情况下输出的脉冲信号波形的例子的图。

图13是表示在已进行最小脉冲宽度控制的情况下输出的脉冲信号波形的例子的图。

图14是表示脉冲修正处理的流程图。

图15是表示由脉冲修正处理输出的脉冲信号波形的一例的图。

图16是表示由脉冲修正处理输出的脉冲信号波形的一例的图。

图17是表示由脉冲修正处理输出的脉冲信号波形的一例的图。

图18是表示由脉冲修正处理输出的脉冲信号波形的一例的图。

图19是表示由脉冲修正处理输出的脉冲信号波形的一例的图。

图20是表示由脉冲修正处理输出的脉冲信号波形的一例的图。

图21是表示由脉冲修正处理输出的脉冲信号波形的一例的图。

图22是表示由脉冲修正处理输出的脉冲信号波形的一例的图。

图23是表示利用相位计数器进行的脉冲生成方法的图。

图24是表示PHM控制模式下的线电压波形的一例的图。

图25是线电压的脉冲宽度与其他脉冲列不等时的说明图。

图26是表示PHM控制模式下的线电压波形的一例的图。

图27是表示PHM控制模式下的相电压波形的一例的图。

图28是表示线电压与相端子电压的变换表的图。

图29是表示将矩形波控制模式下的线电压脉冲变换为相电压脉冲的例子的图。

图30是表示将PHM控制模式下的线电压脉冲变换为相电压脉冲的例子的图。

图31是表示使调制度变化时的线电压脉冲中的基波和作为消除对象的高次谐波成分的振幅大小的图。

图32是表示PHM控制模式下的线电压波形的一例的图。

图33是表示PHM控制模式下的相电压波形的一例的图。

图34是用于说明PWM脉冲信号的生成方法的图。

图35是表示PWM控制模式下的线电压波形的一例的图。

图36是表示PWM控制模式下的相电压波形的一例的图。

图37是将基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形和基于PWM脉冲信号的线电压脉冲波形进行比较的图。

图38是表示对PWM控制模式和PHM控制模式进行切换的状态的图。

图39是用于对PWM控制和PHM控制中的脉冲形状的不同进行说明的图。

图40是表示电动机转速和基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的关系的图。

图41是表示PHM控制和PWM控制中生成的线电压脉冲数和电动机转速的关系的图。

图42是表示第二实施方式的脉冲发生器的结构的图。

图43是表示第二实施方式的脉冲运算器435的结构的图。

图44是表示第二实施方式产成脉冲的基本原理的图。

图45是第二实施方式的脉冲发生器的运算处理流程图。

图46是用于对现有的同步PWM控制中使载波变化时的问题点进行说明的图。

图47是用于将基于同步PWM控制的PWM脉冲波形和本实施方式的PHM脉冲波形进行比较的图。

图48是用于对现有的同步PWM控制中采用别的方法使载波变化时的问题点进行说明的图。

图49是用于将从非同步PWM控制向同步PWM控制切换时的PWM脉冲波形和本实施方式的PHM脉冲波形进行比较的图。

图50是用于将从同步PWM控制向非同步PWM控制切换时的PWM脉冲波形和本实施方式的PHM脉冲波形进行比较的图。

图51是对消除3次、5次、7次谐波时的U相和V相的线电压的模式(pattern)进行说明的说明图。

图52是表示脉冲发生器基于时间函数的动作的图。

图53是表示脉冲输出电路的一例的电路图。

具体实施方式

除了上述内容之外，在以下的实施方式中，能够解决用以实现产品化的课题，且发挥产品化上期望的效果。在下面记载下述实施方式所述的装置能解决的课题或所具有的效果——虽然有与上述记载的内容重复的部分。进一步地，在实施方式的说明中，对具体课题的解决和具体的效果进行说明。

[功率开关电路的开关频率的降低]

在以下实施方式中说明的电力变换装置，基于从直流电力变换的交流输出的交流波形的角度即相位，对功率开关电路所具有的开关元件的开关动作进行控制。由此，与现有的PWM方式相比，能够减少上述开关元件的开关动作的单位时间的开关次数或交流输出的每个周期的开关次数，能够降低电力损耗。

另外，在以下实施方式说明的电力变换装置中，通过基于交流输出的相位对功率开关电路所具有的开关元件的开关动作进行控制，能够减少高次谐波，减少每单位时间的开关次数或交流输出的每个周期的开关次数，而且能够抑制脉动的增大。

在以下说明的实施方式中，能够选择要减少的高次谐波的次数。由于像这样能够根据本发明的适用对象来选择消除次数，所以能够防止要消除次数的种类超出必要地增多，由此能够减少功率开关电路的开关元件的每单位相位的开关次数。此外，由于将次数减少的高次谐波按单位相位重叠并基于重叠的波形来控制功率开关电路的开关元件的开关时序(switching timing)，所以能够减少功率开关电路的开关元件的开关次数。

[对控制对象的状态变动和外部扰动的稳定性]

在以下实施方式中，决定控制周期并使控制周期反复，由此对功率开关电路的开关元件的导通和关断进行控制。由于功率开关电路的开关元件的导通或关断的动作跨越上述多个控制周期进行，所以发生运算处理的输入信息在上一个控制周期和下一个运算周期不同的情况，存在上述开关元件的导通或关断动作的状态在控制周期的途中发生变化的课题。在以下实施方式中，在运算处理中对上一个控制周期中的导通和关断的动作的运算结果和下一个控制周期中的导通和关断动作的运算结果变得不连续的情况进行调查，进行与运算结果变得不连续的情况对应的处理，所以能够得到稳定的控制、高可靠性的控制。

在以下实施方式中，虽然与现有的PWM控制相比，开关元件的开关次数减少，但具有开关动作的间隔变长的属性。因此，上一个控制周期中的导通和关断的运算结果和下一个控制周期中的导通和关断的运算结果存在不连续的可能性。通过进行应对运算结果的不连续的处理，能够确保稳定的控制、高可靠性的控制。

为使开关元件稳定动作，优选以具有比某个基准期间更长的关断期间的方式进行控制。上一个控制周期和下一个控制周期的运算结果因输入参数的变化而成为不同的状态，开关元件的关断期间可能会变得比某个基准期间短。在以下实施方式中，调查开关元件的关断期间，当其可能会比基准期间短时，进行延长关断期间或去除关断期间的处理。由此具有能够确保开关元件的动作稳定的效果。

为使开关元件稳定动作，优选以具有比某个基准期间更长的导通期间的方式进行控制。上一个控制周期和下一个控制周期的运算结果因输入参数的变化而成为不同的状态，开关元件的导通期间可能会变得比某个基准期间短。在以下实施方式中，调查开关元件的导通期间，当其可能会比基准期间短时，进行延长导通期间的处理。由此具有能够确保开关元件的动作稳定的效果。

另外，作为开关元件，优选动作速度较快，并且能够基于控制信号对导通和关断动作两者都进行控制的元件，作为这样的元件例如有insulated gate bipolar transistor(绝缘栅双极型晶体管，以下称为IGBT)和场效应晶体管(MOS晶体管)，这些元件从响应性和控制性的观点出发较为理想。

从上述电力变换装置输出的交流电力被供给到由旋转电机等构成的电感电路供给，基于电感的作用流通交流电流。在以下实施方式中，作为电感电路以起到电动机和发电机的作用的旋转电机为例进行说明。使用本发明来产生驱动旋转电机的交流电力，从效果方面来看是最优的，但也可以将本发明作为对旋转电机以外的电感电路供给交流电力的电力变换装置使用。

在以下实施方式中，能够根据规定的条件切换开关元件的开关动作的方法。例如，在旋转电机的转速较快的第一动作区域，基于想要输出的交流输出，例如交流电压的相位，发生开关元件的开关动作，另一方面在旋转电机的转速比上述第一动作区域慢的第二动作区域，利用基于一定频率的载波对开关元件的动作进行控制的PWM方式来控制上述开关元件。上述第二动作区域能够包含上述旋转电机的转子停止的状态。另外，以下实施方式中，作为旋转电机以用作电动机和发电机的电动发电机为例进行说明。

[减少输出的交流电流的畸变]

基于要输出的电力的交流波形的角度使开关元件导通或者关断的方式中，在输出的交流输出的频率较低的区域中，交流波形的畸变有增大的倾向。在上述说明中，能够在交流输出的频率较低的第二区域，使用PWM方式基于时间的经过对开关元件进行控制，而在频率比第二区域高的第一区域，基于角度对开关元件进行控制。通过像这样使用不同的方式控制开关元件，产生能够减少所输出的交流电流的畸变的效果。

[基本控制]

对于本发明的实施方式的电力变换装置，参照附图在以下详细说明。本发明的实施方式的电力变换装置，是用作产生用于驱动混合动力用汽车(以下称为HEV)和纯电动汽车(以下称为EV)的旋转电机的交流电力的电力变换装置的示例。HEV用的电力变换装置和EV用的电力变换装置在基本的结构和控制上共同点较多，作为代表例，对于将本发明的实施方式的电力变换装置应用于混合动力汽车的情况下的控制结构和电力变换装置的电路结构，使用图1和图2进行说明。图1是表示混合动力汽车的控制模块的图。

在本发明的实施方式的电力变换装置，对搭载于汽车上的车载电机系统的车载用电力变换装置进行说明。特别是，以用于车辆驱动用电机系统且搭载环境和动作环境等非常严格的车辆驱动用电力变换装置为例进行说明。车辆驱动用电力变换装置作为对车辆驱动用的旋转电机进行驱动的控制装置设置在车辆驱动用电机系统中。该车辆驱动用的电力变换装置，将从构成车载电源的车载电池或者车载发电装置供给的直流电力变换为规定的交流电力，并将获得的交流电力供给到上述旋转电机，驱动上述旋转电机。此外，因为上述旋转电机除了电动机的功能之外还具有发电机的功能，所以上述电力变换装置根据运转模式，不仅进行将直流电力变换为交流电力的动作，还进行将上述旋转电机产生的交流电力变换为直流电力的动作。变换后的直流电力对车载电池供给。

本实施方式中，说明作为汽车和货车等的车辆驱动用的电力变换装置使用的示例。但是，也适用于除此以外的领域中使用的电力变换装置，例如火车和船舶、飞机等的电力变换装置，以及用于产生对驱动工厂中的设备的旋转电机供给的交流电力的工业用的电力变换装置，或者对家庭的太阳能发电系统和家庭的电子产品进行驱动的旋转电机的控制装置中使用的电力变换装置。本实施方式最适合用于接受直流电力并产生供给到旋转电机的交流电力的电力变换装置。

图1中，HEV110为一台电动车辆，具备两个车辆驱动用系统。其中一个是以作为内燃机的发动机(engine)120为动力源的发动机系统。发动机系统主要用作HEV的驱动源。另一个是以电动发电机192、194为动力源的车载电机系统。车载电机系统主要用作HEV的驱动源和HEV的电力产生源。电动发电机192、194例如为三相同步电动机或者三相感应电动机等旋转电机。它们因为根据电力变换装置的运转方法的不同既作为电动机又作为发电机动作，所以此处称为电动发电机。

车体的前部设置有前轮车轴114和设置于前轮车轴114的两端的一对前轮112。车体的后部设置有后轮车轴(省略图示)和设置于后轮车轴的两端的一对后轮。本实施方式的HEV中，使用将由动力驱动的主动轮作为前轮112、将连带转动的从动轮作为后轮的所谓前轮驱动方式，但也可以使用相反的方式，即后轮驱动方式。

在前轮车轴114的中央部设置有前轮侧差动齿轮(以下称为“前轮侧DEF”)116。前轮车轴114与前轮侧DEF116的输出侧机械连接。前轮侧DEF116的输入侧与变速器118的输出轴机械连接。前轮侧DEF116是将由变速器118变速并传递来的旋转驱动力分配到左右前轮车轴114的差动式动力分配机构。变速器118的输入侧与电动发电机192的输出侧机械连接。电动发电机192的输入侧通过动力分配机构122与发动机120的输出侧和电动发电机194的输出侧机械连接。其中，电动发电机192、194和动力分配机构122被收纳在变速器118的壳体的内部。

电力变换装置140或电力变换装置142，与作为平滑用电容器动作的电容器模块500，和用于供给高电压的直流电力的电池136电连接。从电池136供给的直流电力，由电力变换装置140或142分别变换为用于驱动电动发电机192或电动发电机194的交流电力。电动发电机192和电动发电机194，是在转子中具有形成磁极的永磁铁的同步电动机。电力变换装置140或142产生的交流电力，分别供给到这些定子的电枢绕组，电动发电机192或194的转速或旋转扭矩通过电力变换装置140或142分别控制。当电动发电机192或194作为发电机动作时，电动发电机192或194产生的交流电力分别通过电力变换装置140或142变换为直流电力，对电池136充电。电容器模块500，在电力变换装置140或电力变换装置142将直流电力变换为交流电力的状态下，或者将交流电力变换为直流电力的状态下，起到除去产生的脉动和电噪声的作用。

本实施方式所示的车载电机系统，具有由电动发电机192和电力变换装置140构成的第一电动发电单元，和由电动发电机194与电力变换装置142构成的第二电动发电单元这两个单元，根据车辆的运转状态选择性地控制它们的功能。即，如果将发动机120用在车辆行驶的加速或减速中，车辆的行驶效率就有变低的倾向，所以要使发动机120在效率良好的运转区域内运转，而使车辆行驶的加速和减速尽可能通过第一和第二电动发电单元进行。例如，在车辆行驶的状态下，通过第一电动发电单元产生车辆的行驶扭矩。当电池136蓄积的电量不足时，使发动机120在效率良好的运转区域内运转，将由发动机120产生的旋转扭矩通过第二电动发电单元变换为电力，供给到电池136或第一电动发电单元。

通过利用电池136的电力使第一电动发电单元作为电动单元动作，能够仅利用电动发电机192的动力使车辆行驶。另外，使第一电动发电单元或第二电动发电单元作为发电单元动作，将发动机120产生的动能或从车轮供给的车辆的动能变换为电能，能够对电池136充电。对使电动发电机192或电动发电机194作为电动机动作还是作为发电机动作的控制，通过电力变换装置140或电力变换装置142的控制进行。例如如果进行使电力变换装置140或电力变换装置142产生的交流电力的相位对于电动发电机192或电动发电机194的转子的磁极处于进相的控制，则电动发电机192或电动发电机194作为电动机动作，电能由电动发电机192或电动发电机194变换为机械能。反之如果进行使电力变换装置140或电力变换装置142产生的交流电力的相位相对电动发电机192或电动发电机194的转子的磁极处于滞向的控制，则电动发电机192或电动发电机194作为发电机动作，机械能由电动发电机192或电动发电机194变换为电能，电力变换装置140或电力变换装置142将交流电力变换为直流电力，将直流电力供给电池136。

电池136还可以作为用于驱动辅助用的电动机195的电源而使用。作为辅助用的电动机，例如为驱动空气调节机的压缩机的电动机，或者驱动控制用的油压泵的电动机。从电池136对电力变换装置43供给直流电力，由电力变换装置43将直流电力变换为交流的电力，对电动机195供给。电力变换装置43具有与电力变换装置140和142同样的功能，对向电动机195供给的交流的相位和频率、电力进行控制。例如通过供给对于电动机195的转子的旋转为进相的交流电流，使电动机195产生扭矩。另一方面，通过产生迟相的交流电流，电动机195作为发电机作用，进行再生制动状态的运转。像这样的电力变换装置43的控制功能与电力变换装置140和142的控制功能相同。因为电动机195的容量比电动发电机192和194的容量小，所以电力变换装置43的最大变换电力比电力变换装置140和142小。但是，电力变换装置43的电路结构和动作基本上与电力变换装置140和142的电路结构和动作类似。

电力变换装置140、142和电力变换装置43以及电容器模块500在电学上处于密接的关系。并且在需要应对发热的对策这一点上是共通的。此外优选使装置的体积尽量小地制作。出于上述各点，以下详述的电力变换装置，将电力变换装置140、142和电力变换装置43以及电容器模块500内置在电力变换装置的壳体内。利用该结构，能够实现小型并且可靠性高的装置。

此外，通过将电力变换装置140、142和电力变换装置43以及电容器模块500内置在一个壳体内，在配线简化和噪声应对方面也有效。此外能够降低电容器模块500和电力变换装置140、142以及电力变换装置43间的连接电路的电感，降低峰值电压，并且实现发热的降低和散热效率提高。

接着，使用图2说明电力变换装置140、142或者电力变换装置43的电路结构。其中，图1～图2所示的实施方式中，以个别地构成电力变换装置140、142或者电力变换装置43的情况为例进行说明。电力变换装置140、142或者电力变换装置43以相同的结构发挥相同的作用，具有相同的功能。此处，作为代表例说明电力变换装置140。

本实施方式的电力变换装置200，具有电力变换装置140、142，电容器模块500，和电力变换装置43，但在图2中省略了电力变换装置142和电力变换装置43。电力变换装置140具有功率开关电路144和控制部170。另外，功率开关电路144具有作为上臂动作的开关元件和作为下臂动作的开关元件。在该实施方式中作为开关元件使用IGBT(绝缘栅型双极晶体管)。作为上臂动作的IGBT328与二极管156并联连接，作为下臂动作的IGBT330与二极管166并联连接。上下臂的串联电路150设置有多个，在图2的例子中设置了与U相、V相和W相对应的三个上下臂的串联电路150。构成每个串联电路150的上下臂的接点169，通过交流端子159与作为用于向电动发电机192供给交流电力的交流电力线的交流母线186连接。

作为开关元件的上臂和下臂的IGBT328、330，接收从控制部170输出的驱动信号，进行开关动作，将从电池136供给的直流电力变换为三相交流电力。该变换后的电力供给到电动发电机192的电枢绕组。如上所述，电力变换装置140也进行将电动发电机192产生的三相交流电力变换为直流电力的动作。

本实施方式的电力变换装置200如图1所述，除了电力变换装置140和142外还另外具有电力变换装置43和电容器模块500。由于如上所述电力变换装置140、142和电力变换装置43具有相同的电路结构，此处以电力变换装置140为代表进行记载，如上所述，省略电力变换装置142和电力变换装置43。

功率开关电路144由三相的桥接电路构成。电池136的正极侧和负极侧与直流正极端子314和直流负极端子316电连接。在直流正极端子314和直流负极端子316之间，分别并联地电连接有与各相对应的上下臂的串联电路150、150、150。此处，将上下臂的串联电路150称为臂。各臂包括上臂侧的开关元件328和二极管156，下臂侧的开关元件330和二极管166。

本实施方式中，举例表示了使用IGBT328和330作为开关元件的情况。IGBT328和330包括集电极(collector electrode)153和163、发射极(emitter electrode)(信号用发射极端子155、165)、栅电极(gateelectrode)(栅电极端子154、164)。在IGBT328、330的集电极153、163与发射极之间，如图所示并联地电连接有二极管156、166。二极管156、166具备阴极电极和阳极电极这两个电极。以使从IGBT328、330的发射极向着集电极的方向为正向的方式，阴极电极与IGBT328、330的集电极连接，阳极电极与IGBT328、330的发射极电连接。作为开关元件，也可以使用MOSFET(金属氧化物半导体型场效应晶体管)。该情况下，不需要二极管156和二极管166。

上下臂的串联电路150与对三相的电动发电机192供给的交流电力的各相对应，各串联电路150、150、150中，连接IGBT328的发射极和IGBT330的集电极163的接点169用于分别输出U相、V相、W相的交流电力。各相的上述接点169分别通过交流端子159和连接器188，与电动发电机192的U相、V相、W相的电枢绕组(同步电动机中为定子绕组)连接，由此，在上述电枢绕组流过U相、V相、W相的电流。上述上下臂的串联电路彼此并联地电连接。上臂的IGBT328的集电极153经由正极端子(P端子)157与电容器模块500的正极侧电容器电极通过直流母线等电连接，下臂的IGBT330的发射极经由负极端子(N端子)158与电容器模块500的负极侧电容器电极通过直流母线等电连接。

电容器模块500用于构成平滑电路，以抑制因IGBT328、330的开关动作而产生的直流电压的变动。电容器模块500的正极侧电容器电极与电池136的正极侧通过直流连接器138电连接，电容器模块500的负极侧电容器电极与电池136的负极侧通过直流连接器138电连接。由此，电容器模块500连接在上臂IGBT328的集电极153和电池136的正极侧之间与下臂IGBT330的发射极和电池136的负极侧之间，相对电池136和上下臂的串联电路150并联地电连接。

控制部170具有控制电路172，接收输入的电动发电机192的控制信息和电动发电机192的转速、磁极位置等状态信息，产生对功率开关电路144的各开关元件进行控制的控制信号，将控制信号供给到驱动电路174。驱动电路174基于控制信号，产生作为对开关元件的导通和关断动作进行控制的驱动信号的驱动脉冲，供给到各开关元件的栅电极154或164。上述控制电路172具有用于对IGBT328、330的开关时序进行运算处理的微型计算机。对电动发电机192要求的目标扭矩值或目标转速、电动发电机192的转子的磁极位置、供给到电动发电机192的各相的实际电流值，被输入到该微型计算机中。上述电流值是基于从电流传感器180输出的检测信号检测出的。磁极位置是基于从设置在电动发电机192上的旋转磁极传感器(未图示)输出的检测信号检测出的。在本实施方式中以检测三相的电流值的情况为例进行说明，但也可以检测双相的电流值。控制电路的微型计算机，基于上述目标扭矩值或目标转速，对从上下臂的串联电路150供给到电动发电机192的电枢绕组的各相的目标电流值进行运算。基于这些目标电流值和实际测定的电流值进行反馈控制。或者基于目标转速和实际转速进行反馈控制。

进一步详述，控制电路172内的微型计算机，基于输入的目标扭矩值计算电动发电机192的d、q轴的电流指令值，并基于该计算出的d、q轴的电流指令值与检测出的d、q轴的电流值的差来计算d、q轴的电压指令值，再根据该d、q轴的电压指令值生成脉冲状的驱动信号。

控制电路172如后所述具有产生两种方式的驱动信号的功能。该两种方式的驱动信号，基于电感负载即电动发电机192的状态或者要变换的交流输出的频率等来加以选择。

上述两种方式中的一种，是基于要输出的交流波形的相位来控制作为开关元件的IGBT328、330的开关动作的调制方式(作为PHM方式在之后说明)。上述两种方式中的另一种，是基于要输出的交流波形与一定频率的载波的交点，对作为开关元件的IGBT328、330的开关动作进行控制的，一般被称为PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)的调制方式。

驱动电路174在驱动下臂的情况下，将脉冲状的调制波的信号放大，并将其作为驱动信号，输出到对应的下臂的IGBT330的栅电极。此外，在驱动上臂的情况下，将脉冲状的调制波的信号的基准电位的电平切换至上臂的基准电位的电平后将脉冲状的调制波的信号放大，并将其作为驱动信号，输出到对应的上臂的IGBT328的栅电极。由此，各IGBT328、330基于输入的驱动信号进行开关动作。这样，通过根据来自控制部170的驱动信号(drive signal)进行的各IGBT328、330的开关动作，电力变换装置140将从作为直流电源的电池136供给的电压变换为电角度按每2π/3rad错开的U相、V相、W相的各输出电压，对作为三相交流电动机的电动发电机192供给。其中，电角度指的是电动发电机192的旋转状态，具体而言与转子的位置对应，在0到2π之间周期性地变化。通过将该电角度用作参数，能够根据电动发电机192的旋转状态来确定各IGBT328、333的开关状态，即U相、V相、W相的各输出电压。

此外，控制部170还进行异常检测(过电流、过电压、过温度等)，对上下臂的串联电路150进行保护。因此，对控制部170输入传感信息(sensing signal)。例如，流过各IGBT328、330的发射极的电流的信息，从各臂的信号用发射极端子155、165输入到对应的驱动部(IC)。由此，各驱动部(IC)进行过电流检测，当检测到过电流的情况下停止对应的IGBT328、330的开关动作，保护对应的IGBT328、330免受过电流危害。上下臂的串联电路150的温度的信息从设置于上下臂的串联电路150的温度传感器(未图示)输入微型计算机。此外，上下臂的串联电路150的直流正极侧的电压的信息也被输入微型计算机。微型计算机基于上述信息进行过温度检测和过电压检测，当检测到过温度或者过电压的情况下停止所有IGBT328、330的开关动作，保护上下臂的串联电路150，进而保护包含该电路150的半导体模块免受过温度或者过电压危害。

图2中，上下臂的串联电路150是上臂的IGBT328和上臂的二极管156，与下臂的IGBT330和下臂的二极管166的串联电路。IGBT328、330为开关用半导体元件。功率开关电路144的上下臂的IGBT328、330的导通和关断动作按一定的顺序切换。该切换时电动发电机192的定子绕组的电流在由二极管156、166形成的电路中流动。

上下臂的串联电路150如图所示，包括Positive端子(P端子、正极端子)157、Negative端子(N端子158、负极端子)、来自上下臂的接点169的交流端子159、上臂的信号用端子(信号用发射极端子)155、上臂的栅电极端子154、下臂的信号用端子(信号用发射极端子)165和下臂的栅极端子电极164。此外，电力变换装置200在输入侧具有直流连接器138，在输出侧具有交流连接器188，通过各连接器138和188与电池136和电动发电机192分别连接。此外，作为产生对电动发电机输出的三相交流的各相的输出的电路，也可以采用针对各相位将两个上下臂的串联电路并联连接的电路结构的电力变换装置。

在本实施例中，例如在电动发电机192的转速较低的区域，用PWM控制方式对电动发电机192进行控制(以下记作PWM控制模式)，另一方面在转速较高的区域，用后述的PHM控制方式对电动发电机192进行控制(以下记作PHM控制模式)。在PWM控制模式中，电力变换装置140用如图3所示的一定频率的载波信号产生对构成上下臂的开关元件的导通或不导通进行控制的驱动信号。

具体而言，利用控制电路172内的微型计算机，基于输入的目标扭矩值或目标转速计算电动发电机192的d、q轴的电压指令值，并将其变换为U相、V相、W相的电压指令值。然后，将与各相的电压指令值相应的正弦波作为基波，并将其与作为载波的规定周期的三角波进行比较，将具有基于该比较结果确定的脉冲宽度的脉冲状的调制波输出到驱动电路174。通过将与该调制波相应的驱动信号从驱动电路174输出到与各相的上下臂分别对应的IGBT328、330，将从电池136输出的直流电压变换为三相交流电压，对电动发电机192供给。

对于PHM的内容在之后详细说明。在PHM控制模式下，由控制电路172生成的调制波被输出到驱动电路174。由此，从驱动电路174向各相的对应的IGBT328、330输出与该调制波相应的驱动信号。其结果，从电池136输出的直流电压被变换为三相交流电压，对电动发电机192供给。

在像电力变换装置140一样使用开关元件将直流电力变换为交流电力的情况下，若减少每单位时间或者交流输出的每规定相位的开关次数，能够减少开关损耗，但另一方面，因为存在所变换的交流输出含有较多高次谐波成分的倾向，所以存在扭矩脉动增大，电动发电机192的控制的响应性恶化的可能。特别是在PHM控制方式中，产生的交流电力在低频的情况下畸变有增大的倾向。对此本实施方式中，根据要变换的交流输出的频率或者与该频率关联的电动发电机192的转速等来选择性地切换PWM控制模式和PHM控制模式。具体而言，在不容易受到低次的高次谐波影响的电动发电机192的旋转域即高速旋转域中应用PHM控制模式，在容易产生扭矩脉动的低速旋转域应用PWM控制方式。通过像这样选择性地使用PWM控制方式和PHM控制方式，能够将扭矩脉动的增大抑制得比较低，进一步能够减少开关损耗。

另外，作为开关次数最小的电动发电机192的控制状态，存在使开关元件在输出的交流半周期中各导通或关断一次的基于矩形波的控制状态。由该矩形波进行的控制如图3所示。在上述PHM控制模式中，是随着输出的交流输出波形的调制度的增大而减少的每半周期的开关次数变得最少的最终状态。如果如以下说明的那样逐渐增大调制度，则产生的交流输出的半周期中的开关元件的开关次数逐渐减少，最终导通次数变为一次。因此如果进行PHM控制，则转移至矩形波控制的转移控制，作为PHM控制方式的一个控制形态平滑地转移。其结果是，电动发电机的产生扭矩和转速能够平滑地变化，向矩形波控制转移。对于这一点在后面详细说明。

为了说明PHM控制方式，参照图3，首先对PWM控制和矩形波控制进行说明。图3(A)是PWM控制的概念图，是基于输入到电力变换装置的控制指令，首先算出用于对电动发电机192的扭矩和转速进行控制的交流电力，并将该算出的值在图3(A)中作为输出的交流波形表示的波形。是将上述输出的交流波形与一定频率的载波的大小关系进行比较，基于比较结果产生对构成开关电路的开关元件的导通和关断进行控制的驱动信号，以对开关元件的导通和不导通进行控制的方式。通过采用PWM控制方式，能够向电动发电机192供给脉动较少的交流电力，能够实现扭矩脉动较少的电动发电机192的控制。另一方面，由于每单位时间或交流波形每个周期的开关元件的开关次数较多，存在开关损耗较大的缺点。

图3(B)是表示相对PWM来说很极端的矩形波控制的方式的概念图。在该矩形波控制方式中，在基于输入到电力变换装置的控制指令算出的输出交流波形的半周期中输出一个矩形波。该矩形波控制方式中，由于开关元件的开关次数变少，所以具有能够降低开关损耗的效果。而另一方面，供给到电动发电机192的交流电力的交流波形若忽略电感负载的影响则成为矩形波状，成为正弦波含有5次、7次、11次...等高次谐波成分的状态。如果对矩形波进行傅立叶展开，在正弦基波的基础上，出现5次、7次、11次...等高次谐波成分。该高次谐波成分导致产生电流畸变，成为电动发电机192的扭矩脉动的原因。如上所述，PWM控制和矩形波控制的长处和短处互不相同。

当利用矩形波状地对开关元件的导通和关断进行控制的矩形波控制方式产生交流电力时，将交流输出中产生的高次谐波成分的例子用图4(a)和(b)表示。图4(a)为将矩形波状变化的交流波形分解为作为基波的正弦波和5次、7次、11次、……等高次谐波成分的示例。图4(a)所示的矩形波的傅立叶级数展开，如式(1)所示。

f(ωt)＝4/π×{sinωt+(sin3ωt)/3+(sin5ωt)/5+(sin7ωt)/7+…}…(1)

式(1)表示，由以4/π·(sinωt)表示的作为基波的正弦波，和作为其高次谐波成分的3次、5次、7次、……的各成分，形成图4(a)所示的矩形波的情况。这样，可知通过对基波合成更高次的高次谐波能够接近矩形波。

图4(b)表示对基波、3次谐波、5次谐波的各振幅分别进行比较的状态。若设图4(a)的矩形波的振幅为1，则基波的振幅表现为1.27，3次谐波的振幅表现为0.42，5次谐波的振幅表现为0.25。像这样，因为高次谐波的次数越高，其振幅越小，可知矩形波控制中越高次的高次谐波，影响越小。

因为在以矩形波形状使开关元件导通和关断的情况下可能产生扭矩脉动，所以出于这一观点，通过消除影响较大的低次的高次谐波成分，而对于影响较小的高次的高次谐波成分忽略其影响并使这些高次谐波成分包含于波形中，由此虽然与矩形波控制方式相比开关电路的开关元件的开关次数增多，但是与PWM方式相比，能够减少开关元件的开关次数，能够降低开关次数的开关损耗。由于高次的高次谐波对于扭矩脉动的影响较小，可实现能够将扭矩脉动的增大抑制得较小的电力变换器。在本实施方式所使用的PHM控制中，根据对矩形波交流电流所具有的高次谐波成分进行控制的状态，输出削减了一定程度的交流电力，由此，将电动发电机192的控制的扭矩脉动的影响限制在使用时不发生问题的范围，能够大幅降低开关次数的开关损耗。这样的控制方式，如上所述，在本说明书中记作PHM控制方式。

接着对用于实现上述PHM控制的控制电路172的结构用图5进行说明。另外，上述控制电路172，为了控制电动发电机192，具有用两种控制方法产生开关电路的开关元件的控制信号的能力，并对应控制方式产生两种上述控制信号。接着将电动发电机192的两种控制方法作为实施方式进行阐述。

-第一实施方式-

本发明的第一实施方式的控制电路172的电动发电机192的控制系统用图5表示。在控制电路172中，通过上级控制装置，输入作为目标扭矩值的扭矩指令T*。电流指令变换部410，基于输入的扭矩指令T*，和基于由旋转磁极传感器193检测出的磁极位置信号θ通过角速度运算器460算出的电角速度ωre，使用预先存储的扭矩-转速映射表(map)的数据，求取d轴电流指令信号Id*和q轴电流指令信号Iq*。电流指令变换器410中求得的d轴电流指令信号Id*和q轴电流指令信号Iq*，分别输出到电流控制器(ACR)420、421。

电流控制器(ACR)420、421，基于从电流指令变换器410输出的d轴电流指令信号Id*和q轴电流指令信号Iq*，和在控制电路172上未图示的三相二相变换器中将由电流传感器180检测出的电动发电机192的相电流检测信号lu、lv、lw根据来自旋转传感器的磁极位置信号变换到d、q轴上而得的Id、Iq电流信号，以使流过电动发电机192的电流追踪d轴电流指令信号Id*和q轴电流指令信号Iq*的方式，分别计算d轴电压指令信号Vd*和q轴电压指令信号Vq*。在电流控制器(ACR)420中求得的d轴电压指令信号Vd*和q轴电压指令信号Vq*，被输出到PHM控制用的脉冲调制器430。另一方面，在电流控制器(ACR)421中求得的d轴电压指令信号Vd*和q轴电压指令信号Vq*，被输出到PWM控制用的脉冲调制器440。

PHM控制用的脉冲调制器430由电压相位差运算器431、调制度运算器432、脉冲发生器(脉冲生成器)434构成。从电流控制器420输出的d轴电压指令信号Vd*和q轴电压指令信号Vq*，在脉冲调制器430中被输入到电压相位差运算器431和调制度运算器432。

电压相位差运算器431计算电动发电机192的磁极位置与d轴电压指令信号Vd*和q轴电压指令信号Vq*所表示的电压相位的相位差，即电压相位差。若令该电压相位差为δ，则电压相位差δ如式(2)所示。

δ＝arctan(-Vd*/Vq*)……………………………………(2)

电压相位差运算器431进而通过将上述电压相位差δ和来自旋转磁极传感器193的磁极位置信号θ所表示的转子相位角相加，计算电压相位。然后，将与计算出的电压相位相应的电压相位信号θv输出到脉冲发生器434。该电压相位信号θv，在令磁极位置信号θ所表示的转子相位角为θre时，如式(3)所示。

θv＝δ+θre+π…………………………………………(3)

调制度运算器432通过对d轴电压指令信号Vd*和q轴电压指令信号Vq*所表示的矢量的大小用电池136的电压进行归一化来计算调制度，将与该调制度相应的调制度信号a输出到脉冲发生器434。本实施方式中，上述调制度信号a基于对图2所示的功率开关电路144供给的直流电压即电池电压来确定，具有电池电压升高时调制度a减小的倾向。此外还具有指令值的振幅值增大时调制度a增大的倾向。具体而言，若令电池电压为Vdc，则a如式(4)所示。其中，式(4)中，Vd表示d轴电压指令信号Vd*的振幅值，Vq表示q轴电压指令信号Vq*的振幅值。

a＝(√((2/3)*(Vd^2+Vq^2))/(Vdc/2)…………………………(4)

脉冲发生器434基于来自电压相位差运算器431的电压相位信号θv，和来自调制度运算器432的调制度信号a，生成基于与U相、V相、W相的各上下臂分别对应的6种PHM控制的脉冲信号。然后，将生成的脉冲信号输出到切换器450，从切换器450输出到驱动电路174，由此对各开关元件输出驱动信号。其中，对于基于PHM控制的脉冲信号(在本说明书中除了记作脉冲信号以外还存在特别记作PHM脉冲信号的情况)的产生方法，在后文详细说明。

另一方面，PWM控制用的脉冲调制器440，基于从电流控制器421输出的d轴电压指令信号Vd*和q轴电压指令信号Vq*，和基于来自旋转磁极传感器193的磁极位置信号θ由角速度运算器460计算的电角速度ωre，用众所周知的PWM方式，生成基于与U相、V相、W相的各上下臂分别对应的6种PWM控制的脉冲信号(以下称为PWM脉冲信号)。基于上述六种PWM控制的脉冲信号(以下记作PWM脉冲信号)，控制各自的开关元件的动作为导通或不导通。将产生的PWM脉冲信号向切换器450传送。

切换器450，选择从PHM控制用的脉冲调制器430输出的PHM脉冲信号，或PWM控制用的脉冲调制器440输出的PWM脉冲信号的任意一个，基于所选择的信号向驱动电路174发送脉冲信号，驱动电路174基于由切换器450选择的脉冲信号，产生对各开关元件的开关动作进行控制的驱动脉冲，向各开关元件的栅极供给电流。该切换器450的脉冲信号的选择动作，如上所述根据电动发电机192的转速等进行。例如，当电动发电机192的转速比作为切换线(Switching Line)设定的规定阈值低时，选择利用PWM方式在脉冲调制器440中产生的脉冲信号。因此在电动发电机192的转速比阈值低的状态下，电力变换装置140以PWM控制方式控制电动发电机192。另一方面当电动发电机192的转速较高时，通过切换器450选择脉冲发生器434产生的脉冲信号，电力变换装置140以PHM控制方式控制电动发电机192。

PHM控制方式虽然具有能够减少开关电路的开关元件的开关次数的效果，但是由于基于输出的交流的相位进行开关动作，所以在输出的交流的频率较低的状态下，存在容易发生畸变等问题。在输出的交流频率较低的状态下，通过利用现有的PWM控制方式，具有能够改善控制特性的效果。

如上所述，从控制电路172对驱动电路174输出PHM脉冲信号或者PWM脉冲信号。根据该脉冲信号，驱动电路174向功率开关电路144的各IGBT328、330输出驱动信号。

接着对图5的脉冲发生器434的详细情况进行说明。在本实施方式中，脉冲发生器434例如如图6所示，具有脉冲运算器435，和基于该脉冲运算器435的运算结果产生脉冲信号的脉冲输出电路436。脉冲运算器435例如如图7所示，具有相位检索器437和脉冲修正器438。图5的电流指令变换器410、电流控制器(ACR)420、电流控制器(ACR)421、电压相位差运算器431、调制度运算器432和图7的相位检索器437、脉冲修正器438的功能，通过根据程序动作的处理器的处理来实现。另外脉冲调制器440也具有如图6的运算部和脉冲输出部，脉冲调制器440的运算部也通过根据程序动作的处理器的处理来进行。另外，在本说明书中除了实际的代数计算，也将包括大小比较和从数据表中进行检索等处理，称作运算(计算)。

如上所述，脉冲运算部的运算结果，即用于产生脉冲信号的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’输入到用于产生脉冲信号的脉冲输出电路436，输出对应于功率开关电路的各开关元件的脉冲信号。将图6的脉冲输出电路436的详细电路的一例用图53表示。另外，由于根据脉冲运算器434输出的与各开关元件的导通和非导通(关断)相关的运算结果来产生各开关元件的脉冲信号的电路，对于各开关元件以相同电路相同动作进行，所以作为代表公开并说明对一个开关元件产生一个脉冲信号的情况，为了回避繁杂省略其他情况。另外，脉冲调制器440也基本上具有如图6的结构的脉冲运算器和脉冲输出电路，该脉冲输出电路是与图53相同的电路。

图7的相位检索器437，基于来自电压相位差运算器431的电压相位信号θv、来自调制度运算器432的调制度信号a和来自角速度运算器460的电角速度信号ωre，根据预先存储的脉冲信号的相位信息表，针对U相、V相、W相的上下各臂，检索脉冲信号的上升沿相位θon和下降沿相位θoff，将该检索结果的信息向脉冲修正器438输出。在这里脉冲信号是指，为了对构成图2的功率开关电路144的六个开关元件即IGBT328或330每个进行导通动作而使用的信号。如果基于脉冲信号从驱动电路174向IGBT328或330的栅极端子施加驱动脉冲，则被施加驱动脉冲的IGBT在脉冲信号为高电平(真值的“1”)的期间导通。在这里脉冲信号的高电平，不是指电压值的高低，而是指使开关元件导通的期间；脉冲信号的低电平(真值的“0”)不是指电压值的高低，而是指使开关元件关断的期间。脉冲修正器438，对在相位检索器437中通过基于数据检索的运算求得的上升沿相位θon和下降沿相位θoff，实施用于进行最小脉冲宽度限制和脉冲连续性补偿的脉冲修正处理等修正即微调整，将其结果作为脉冲修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’，向脉冲输出电路436输出。在这里，相位θon和相位θon’是指将脉冲信号变更到高电平(真值的“1”)的位置即时刻，相位θoff和相位θoff’是指将脉冲信号变更到低电平(真值的“0”)的位置即时刻。具体而言，相位θon和相位θon’，或相位θoff和相位θoff’，表示用于决定时刻的图53的相位计数器510的计数值，当不输出相位函数的运算结果，而是输出时间函数的运算结果时，上述相位计数器510不对基于单位相位角的脉冲计数，而是作为对时钟脉冲计数的定时计数器510’动作。

脉冲输出电路436，基于从脉冲运算器435的脉冲修正器438输出的脉冲修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’，对应各开关元件，生成用于U相、V相、W相的上下各臂的开关动作指令的脉冲信号。将由脉冲输出电路436生成的面向各相的上下各臂的六种PHM脉冲信号，如上所述向切换器450输出，通过上述切换器450和驱动电路174，供给到图2所示各IGBT的栅极。

对本实施方式的脉冲发生器434的基本动作用图8和图52进行说明。图8和图52虽然公开了大致相同的内容，但图8是基于相位角的函数的动作例，而图52是将相位角变换为时间的函数的，基于时间的函数的动作例。基于时间的函数的动作虽然和基于相位的函数的动作基本相同，但需要将作为相位角的函数算出的运算结果，使用转速的数据变换为时间函数，输入到脉冲输出电路。这种情况由于能够使用对时钟进行计数的定时计数器生成作为运算结果的比较对象的计数值，所以有简化电路的效果。

在图5所示的电动发电机192的控制系统中，根据出于控制系统的性能的要求等，决定对电动发电机192的控制周期T。该控制周期T为例如数百μs左右。在每个该控制周期，执行上述图7的运算处理，计算出在其下一个控制周期中产生的脉冲信号的上升沿相位θon’或/和下降沿相位θoff’。用图8和图52对基于运算结果产生脉冲信号的动作进行说明。

现在，假设图7的的运算处理的执行时刻，是控制周期Tn-1结束的时刻，即控制周期Tn的开始时刻。另外在未图示的控制周期Tn-1中，进行用于在控制周期Tn的期间中产生的脉冲信号的运算，将计算出的结果暂时保持在作业用的存储器(RAM)中。由于在图8和图52所示例中控制周期Tn的期间碰巧是不产生脉冲信号的状态，所以控制周期Tn-1中的运算结果表示不产生脉冲信号的内容。

在本实施方式中，在控制周期Tn的期间产生的脉冲信号的运算期间是控制周期Tn-1，该运算结果在接下来的控制周期Tn开始时从作业用存储器(RAM)中读出，设定到图6的脉冲输出电路436。图53是图6的脉冲输出电路436的详细电路的一例，上述运算期间被设定到图53的寄存器516中。基于该设定的运算结果，图6、图53的脉冲输出电路436动作，输出脉冲信号。但是，如上所述由于现在写入寄存器516的运算结果是不产生脉冲信号的内容的数据，所以在控制周期Tn中脉冲输出电路436不产生脉冲信号。在本实施方式中，将运算结果设定到图6、图53的脉冲输出电路436中的时刻是控制周期的开始时刻，但这只是一例，也可以不在控制周期Tn的开始时刻设定，而是在控制周期Tn-1中进行运算后立即设定运算结果。例如，也可以在图53的寄存器516中的已经保持的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’之后，输入新的运算结果。脉冲输出电路436由于按输入的顺序，基于输入的运算结果输出脉冲信号，所以进行基于运算结果的脉冲信号的输出动作。即，只要能在产生基于运算结果的脉冲信号的时刻之前将运算结果设定到脉冲输出电路436即可。

脉冲发生器434的脉冲运算器435，在每个控制周期，反复计算用于对作为开关元件的IGBT328、330的开关动作进行控制的脉冲信号的上升沿时刻和下降沿时刻。如上所述，脉冲发生器434的运算功能，实际上通过根据计算机程序动作的计算机的处理得以实现。由于上述计算机不仅执行本申请的实施方式的处理，也执行系统中其他必要的处理，所以上述计算机在上述控制周期中的短期间中，完成图7(图9)所示的运算。该图7(图9)的运算处理，在每个执行周期反复进行。对于图7的运算处理，相位检索器437的具体处理内容用图9的801～805表示，脉冲修正器438的具体处理内容用图9的806和图14表示。上述计算机的运算期间，在图8、图52中作为运算处理期间opn表示。

在控制周期Tn运算处理期间opn，执行与Tn+1的控制周期中产生的脉冲信号相关的运算。在控制周期Tn开始时，将在上一个运算周期Tn-1中执行的运算结果设定到脉冲运算器435，接着继续执行图7(图9)的运算。另外，与在控制周期Tn+2中产生的脉冲信号相关的运算，在控制周期Tn+1的运算处理期间opn中进行。

在控制周期Tn的运算处理期间opn中，通过电压相位差运算器431获取转子相位角θre。基于该转子相位角θre，在电压相位差运算器431中利用上述式(3)计算电压相位，将电压相位信号θv向脉冲发生器434的相位检索器437输出。脉冲发生器434的相位检索器437，根据该电压相位信号θv和来自角速度运算器460的电角速度信号ωre，算出下一个控制周期Tn+1的开始相位θv1和结束相位θv2，从预先保持了运算结果的存储器的表中通过检索来计算出该范围内的上升沿相位θon和下降沿相位θoff。基于该上升沿相位θon和下降沿相位θoff，通过脉冲修正器438运算脉冲修正处理后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’。基于运算结果，利用与脉冲输出电路436的相位计数器进行比较匹配的功能，输出脉冲信号。另外如上所述，图8和图53中，作为代表例表示了一个用于进行六个开关元件的导通动作的脉冲信号的产生动作。

在图8所示动作中，控制周期Tn中的运算处理中，通过运算求得用于决定控制周期Tn+1中的脉冲信号的上升沿相位θon’和脉冲信号的下降沿相位θoff’的时刻的计数器518(图53)的计数值C1和C2。在图52中，通过运算求得与时间函数Ton和Toff对应的计数值C1和C2，这里，该时间函数Ton和Toff对应于上升沿相位θon’和脉冲信号的下降沿相位θoff’的时刻。将用于决定作为运算结果的相位θon’和相位θoff’或者时间Ton和Toff的位置的值C1和C2设定到寄存器516，并且在指定脉冲信号的上升沿和下降沿的位(寄存器516的R/S部)，设定基于运算结果的内容。在R/S部中，例如R用二进制的“0”表示下降沿，S用二进制的“1”表示上升沿。

在控制周期Tn+1开始时，基于运算结果的计算值C1和“S”以及计算值C2和“R”依次输入寄存器516。基于输入的数据，计算值C1保持在寄存器518中，将信号“S”输入触发器512。在最初输入寄存器516的数据中，基于“S ”信号，触发器512变为设定状态，将设定信号“1”发送到与门513S，另一方面将信号“0”发送到与门513R，使与门513S成为开状态。另一方面使与门513R变为关状态。

计数器510对表示单位相位角的脉冲信号进行计数。如图8所示，当计算值C1是角度函数时，计数器510对表示单位相位角的脉冲信号进行计数。

在相位θon’处，计数器510的计数值与寄存器518的值一致，比较器511的输出通过门513S输入触发器514S，触发器514S的输出上升。脉冲信号从触发器514供给到驱动电路174，从驱动电路174向对应的开关元件供给驱动电流，对应的开关元件变为导通状态。在脉冲信号的上升时刻，根据触发器512的输出，门513S打开，门513R关闭。另一方面，在运算结果的下降沿数据中，触发器512变为重置状态，门513S关闭，门513R打开。

如果在上述相位θon’的时刻产生比较器511的输出，则由于比较器的输出，触发器514变为设定状态，并且将信号发送到寄存器516，将寄存器516的数据转移到寄存器518，将运算结果C2输入寄存器518，将表示下降沿的信号“R”输入触发器512，从触发器512的重置侧将信号“1”送到门513R。门513S关闭，门513R打开。在相位θoff’的时刻，比较器511的输出通过门513R输入到触发器514的重置侧，来自触发器514的输出脉冲下降。通过该动作，产生图8、图52所示脉冲信号。

另外，由于在控制周期Tn+1期间产生的脉冲就此结束，所以在寄存器516的剩余部分，输入例如比计数器510的计数值大的值。通过相位θoff’的时刻的比较器511的输出，在寄存器516中保持比计数器的最大计数大的值。直到寄存器516的数据被覆写为止，比较器511中条件都不成立，不产生输出信号。

图9表示详细说明上述图6和图7的脉冲运算器435的动作的流程图。用于进行该流程图动作的程序，在图8、图52的控制周期的开始时执行，即与控制周期同步地执行。在步骤801中，将上一个周期中计算出并暂时保持在保持存储器RAM中的运算结果输入到输出电路436。即，运算结果输入图53的寄存器516。接着在步骤802中，利用脉冲运算器435内的相位检索器437，获取来自电压相位差运算器431的电压相位信号θv、来自调制度运算器432的调制度信号a和来自角速度运算器460的电角速度信号ωre。在步骤803中，利用相位检索器437，将步骤801中获取的电角速度ωre与控制周期Tn的长度相乘，由此算出每个控制周期的相位变化量θn。在步骤804中，利用相位检索器437，将步骤802中获取的电压相位θv与步骤803中算出的相位变化量θn相加，求得控制周期Tn的结束相位，即下一个控制周期Tn+1的开始相位θv1。另外，通过将相位变化量θn乘以2后的值与电压相位θv相加，求得下一个控制周期Tn+1的结束相位θv2。

在步骤805中，利用相位检索器437，在下一个控制周期Tn+1的期间，即在从开始相位θv1到结束相位θv2的范围内，基于存储在存储器中的相位信息表，算出上升沿相位θon和下降沿相位θoff。此时相位检索器437进行ROM检索。在ROM检索中，基于步骤801中获取的调制度a，在步骤803中算出的电压相位的范围内，利用预先存储在ROM(未图示)中的表，对规定开关的开时刻的上升沿相位，和规定开关关的时刻的下降沿相位进行检索。将该ROM检索所用的上升沿、下降沿相位表的例子用图10表示。在这里，表示了对MF1～MFn的各调制度将上升沿相位和下降沿相位表格化的例子。步骤805中算出的上升沿相位θon和下降沿相位θoff，向脉冲修正器438输出。

在步骤806中，利用脉冲运算器435内的脉冲修正器438，对步骤805中算出的上升沿相位θon和下降沿相位θoff，实施用于进行最小脉冲宽度限制和脉冲连续性补偿的脉冲修正处理。然后，将脉冲修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’向脉冲输出电路436输出。该脉冲修正处理的具体内容在后面详细说明。通过基于控制周期的开始条件执行以上说明的步骤801～806的处理，运算结果输入到脉冲输出电路436，从脉冲输出电路436将脉冲信号送到切换器450。

接着，对图9的步骤806中执行的脉冲修正处理进行说明。如上所述的脉冲修正处理，是为了在脉冲修正器438中对生成的PHM脉冲实施最小脉冲宽度限制和脉冲连续性补偿而执行的。所谓最小脉冲宽度限制，是指当与步骤805中算出的上升沿相位θon和下降沿相位θoff相应的脉冲宽度不足最小脉冲宽度时，将该脉冲宽度作为最小脉冲宽度输出。此时的最小脉冲宽度，根据作为开关元件的IGBT328、330的响应速度等决定。所谓脉冲连续性补偿，是指当在基于一个控制周期前的运算生成的脉冲波形与应当在目前的控制周期输出的脉冲波形之间，脉冲模式(pattern)发生变化，这样下去的话脉冲连续性无法保持时，将脉冲波形变化然后输出，以保持脉冲连续性，或者不发生异常，或者特性不降低。另外，由于像这样的脉冲模式的变化，因用于运算的输入值的变化而发生，所以在由于外部扰动等主要原因而导致电动发电机192的状态急剧变化时和切换控制模式时等特别容易发生。

图11表示当不进行上述连续性补偿时脉冲信号的脉冲模式发生变化的例子。在控制周期Tn-1中，通过上述方法算出上升沿相位θon，在控制周期Tn中输出脉冲信号11a的实线所示的信号。该脉冲信号11a是控制周期Tn-1中已经算出的结果，在控制周期Tn的运算中无法更改。在控制周期Tn中，由于输入参数与上一个控制周期相比发生变化，控制周期Tn的运算结果相对于控制周期Tn-1的状态发生变化。在图11的例子中，基于控制周期Tn-1中的运算的脉冲信号11a，预定在控制周期Tn中取实线的值，并进一步在控制周期Tn+1的虚线部下降，下降位置预定在控制周期Tn中计算。但是，由于输入参数的变化，控制周期Tn中运算的结果变化为脉冲信号11b的波形，在通过控制周期Tn的运算无法控制的控制周期Tn中已经变为下降动作。像这样，在输入参数随着电动发电机的状态变化而变化等情况下，会产生在邻接的控制周期间无法维持脉冲信号的连续性的问题。

通过进行与控制周期Tn+1中产生的脉冲信号11b相关的运算的控制周期Tn中的运算，在图11所示情况下，成为在下一个控制周期Tn+1中产生的脉冲信号11b的波形中不发生上升和下降的变化的结果。该脉冲信号11b，由于在控制周期Tn+1期间不存在上升沿相位θon和下降沿相位θoff，所以能够不进行数据设定，或者能够进行以下等操作，即，新输入比图53的计数器510的最大值更大的值，实现不从比较器511产生上升和下降的定时脉冲的状态。

但是，在控制周期Tn中已经输出的脉冲波形11a中，由于相位θv1处不是关(OFF)(低电平)而是开(ON)(高电平)，所以实际从脉冲输出电路436输出的脉冲信号11c中，本来应该在控制周期Tn+1成为关(低电平)，但却成为了开(高电平)，与运算结果不同，可能会输出持续长时间高电平的异常的脉冲信号。例如，如果脉冲信号长时间持续高电平，就会发生开关元件的导通时间变得异常的长，电流值异常增大等问题，进一步会有损害安全性之虞。

图12表示为了解决跨越控制周期的脉冲信号的连续性的问题，进行脉冲信号的连续性补偿时输出的脉冲信号。此时，当在控制周期Tn对下一个控制周期Tn+1的脉冲信号12b进行运算时，确认该脉冲信号12b的产生动作的开始位置——在本实施例中为控制周期的开始位置即相位θv1——的脉冲信号的电平的高低状态，即作为开关元件的IGBT328、330的导通或关断的控制状态，与控制周期Tn的脉冲信号12a作比较。其结果，当脉冲信号12a与脉冲信号12b的信号电平(高或低)状态在相位θv1处不一致，在邻接的控制周期的边界处脉冲信号变得不连续时，进行修正处理。将修正处理后的脉冲信号表示为脉冲信号12c。进行强制使脉冲信号12c的电平(高或低)的状态在相位θv1处与上一个脉冲信号的电平(高或低)的状态匹配(一致)的处理。由此，能够解决由脉冲信号的不连续性导致的问题。

前面已经说过，在本说明书中脉冲信号的高电平代表二值信号的一个，是意味着使开关元件成为导通状态的信号。另外，脉冲信号的低电平是二值信号的另一个，是意味着使开关元件成为关断状态的信号。脉冲信号的高电平和低电平，如上所述，意味着逻辑值的一个和另一个，不直接表示脉冲信号的实际电压值是高还是低。

在图12中，当在向脉冲输出电路436写入新运算结果的时刻即相位θv1处，脉冲信号12a是高电平，脉冲信号12b是低电平时，进行上述修正操作。在这种情况下，在相位θv1处进行使修正后的脉冲信号12c强制地成为低电平的操作。例如，将在相位θv1处成为脉冲修正后的下降沿相位θoff’的数据，新设定到脉冲输出电路436。另一方面，与图12的公开内容相反地，当在作为控制周期的切换部的相位θv1处，脉冲信号12a是低电平，脉冲信号12b是高电平时，在相位θv1处，使修正后的脉冲信号12d强制地成为高电平。此时，设定相位θon’的数据，以使修正后的脉冲信号在相位θv1处上升。另外，以使脉冲信号12a和脉冲信号12b的开关状态通过相位θv1处的数据设定而变得一致的方式进行修正，能够解决因脉冲信号不连续导致的问题。

在为了进行基于脉冲信号的连续性的补偿控制而强制地改变脉冲信号的电平时，优选考虑逆变电路的死时间，以通过最小脉冲宽度限制来使该脉冲宽度不至小于最小脉冲宽度。图13表示了满足最小脉冲宽度限制的条件的脉冲信号的例子。脉冲信号13a表示在控制周期Tn-1算出的，在控制周期Tn的相位θon的时刻上升的波形。该脉冲信号13a的虚线部分是在控制周期Tn中算出的部分。

在控制周期Tn的运算中，输入参数相对于控制周期Tn-1发生变化，其结果是，控制周期Tn中的运算结果成为脉冲信号13b的虚线所示波形，与脉冲信号13a相比发生了变化。如果如图12说明的那样，在控制周期Tn+1开始时强制地使脉冲信号变化为低电平，则脉冲信号会成为脉冲信号13c的波形。脉冲信号的高电平的宽度变得非常短。如上所述，脉冲信号的高电平表示作为功率开关电路144的开关元件的IGBT的导通状态。要想得到开关元件的正确的动作，需要以一定时间以上的宽度，对开关元件的栅极端子施加用于使开关元件导通的驱动信号。因此需要使上述脉冲信号的高电平宽度在规定的脉冲宽度以上。

在脉冲信号13c无法满足上述最小脉冲宽度的限制。在这样的情况下，需要将脉冲信号的高电平的宽度扩大到最小脉冲宽度以上。脉冲信号13d是以使脉冲信号的高电平宽度在最小脉冲宽度以上的方式进行修正控制的例子。

图13是将脉冲信号的高电平宽度扩大到最小脉冲宽度以上的例子，但当脉冲信号的低电平宽度非常短时也会产生问题。要想得到开关元件的正确的动作，如果开关元件的关断时间较短，则无法得到正确的动作。若功率开关电路144的上下臂的串联电路短路，则会造成大事故。因此，需要使构成串联电路的上下臂中的一个处于关断状态。当脉冲信号的低电平宽度非常短时，难以稳定地关断开关元件，有可能会导致串联电路的短路事故。因此，当脉冲信号的低电平宽度较短时，进行将脉冲信号的低电平宽度扩大到规定时间以上的动作。

将用于解决以上说明的跨越脉冲信号的控制周期时的问题的修正处理的步骤，用图14的流程图进行详细的说明。该流程图是用于解决图11～图13说明的课题的处理，作为控制周期Tn的运算处理中进行的脉冲信号的修正处理例进行说明。因此，图14的流程图中处理的运算结果，在控制周期Tn+1开始时输入到脉冲输出电路436，反映到控制周期Tn+1中的脉冲信号的产生动作中。

在步骤901中，脉冲修正器438判定在下一个控制周期Tn+1的期间内是否存在图9的步骤805中由相位检索器437算出的上升沿相位θon。当控制周期Tn+1的期间内存在上升沿相位θon时，前进至步骤902，当不存在时前进至步骤907。在步骤902中，脉冲修正器438判定在下一个控制周期Tn+1的期间内是否存在图9的步骤805中由相位检索器437算出的下降沿相位θoff。当控制周期Tn+1的期间内存在下降沿相位θoff时，前进至步骤903，当不存在时前进至步骤905。

在步骤903中，脉冲修正器438，判定与从上升沿相位θon到下降沿相位θoff为止的期间或从下降沿相位θoff到上升沿相位θon为止的期间所对应的脉冲宽度ΔT，是否不足规定的最小脉冲宽度。另外，脉冲宽度ΔT能够通过求取上升沿相位θon和下降沿相位θoff的相位差，并将该相位差除以电角速度ωre来求得。另外，最小脉冲宽度如上所述能够根据作为开关元件的IGBT328、330的响应速度等预先决定。当脉冲宽度ΔT不足最小脉冲宽度时前进至步骤904，当为最小脉冲宽度以上时前进至步骤916。

在步骤904中，脉冲修正器438将由相位检索器437算出的脉冲消除。即，与从相位检索器437输出的上升沿相位θon和下降沿相位θoff的值无关地，不将脉冲修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’的任何一个向脉冲输出电路436输出。由此，由脉冲输出电路436生成的PHM脉冲信号在控制周期Tn+1的期间内不发生变化，使作为开关元件的IGBT328、330的导通或关断的控制状态得以维持。执行步骤904后，前进至步骤916。

在步骤905中，脉冲修正器438判定下一个控制周期Tn+1的开头是否是关(OFF)区域。当是关区域时，即控制周期Tn中由相位检索器437算出的脉冲信号在相位θv1处是关状态时，前进至步骤906。另一方面，当是开区域时，即控制周期Tn中由相位检索器437算出的脉冲信号在相位θv1处是开状态时，前进至步骤913。

在步骤906中，脉冲修正器438使由相位检索器437算出的脉冲在下一个控制周期Tn+1的开头强制地下降。即，通过将相位θv1新设定为脉冲修正后的下降沿相位θoff’，能够使由脉冲输出电路436生成的PHM脉冲信号在控制周期Tn+1的开头强制地变为关。由此，在脉冲修正器438中，在控制周期Tn的IGBT328、330的关断状态和下一个控制周期Tn+1的IGBT328、330的关断状态的关系变为不连续关系时，追加IGBT328、330的关断控制。执行步骤906后，前进至步骤913。

在步骤907中，脉冲修正器438判定在下一个控制周期Tn+1的期间内是否存在图9的步骤805中由相位检索器437算出的下降沿相位θoff。当控制周期Tn+1的期间内存在下降沿相位θoff时前进至步骤908，当不存在时前进至步骤910。

在步骤908中，脉冲修正器438判定下一个控制周期Tn+1的开头是否是开(ON)区域。当是开区域时，即控制周期Tn中由相位检索器437算出的脉冲信号在相位θv1处是开状态时，前进至步骤909。另一方面，当是关区域时，即控制周期Tn中由相位检索器437算出的脉冲信号在相位θv1处是关状态时，前进至步骤913。

在步骤909中，脉冲修正器438使由相位检索器437算出的脉冲在下一个控制周期Tn+1的开头强制地上升。即，通过将相位θv1新设定为脉冲修正后的上升沿相位θon’，能够使由脉冲输出电路436生成的脉冲信号在控制周期Tn+1的开头强制地变为开。由此，在脉冲修正器438中，在控制周期Tn的IGBT328、330的导通状态和下一个控制周期Tn+1的IGBT328、330的导通状态的关系变为不连续关系时，追加进行IGBT328、330的导通控制。执行步骤909后，前进至步骤913。

在步骤910中，脉冲修正器438判定下一个控制周期Tn+1的开头是否是开区域。当是开区域时，即控制周期Tn中由相位检索器437算出的脉冲信号在相位θv1处是开状态时，前进至步骤911。另一方面，当是关区域时，即控制周期Tn中由相位检索器437算出的脉冲信号在相位θv1处是关状态时，前进至步骤912。

在步骤911中，脉冲修正器438与步骤909同样地，使由相位检索器437算出的脉冲在下一个控制周期Tn+1的开头强制地上升。即，通过将相位θv1新设定为脉冲修正后的上升沿相位θon’，能够使由脉冲输出电路436生成的PHM脉冲信号在控制周期Tn+1的开头强制地变为开。由此，在脉冲修正器438中，在控制周期Tn的IGBT328、330的导通状态和下一个控制周期Tn+1的IGBT328、330的导通状态的关系变为不连续关系时，追加进行IGBT328、330的导通控制。执行步骤911后，前进至步骤913。

在步骤912中，脉冲修正器438与步骤906同样地，使由相位检索器437算出的脉冲在下一个控制周期Tn+1的开头强制地下降。即，通过将相位θv1新设定为脉冲修正后的下降沿相位θoff’，能够使由脉冲输出电路436生成的PHM脉冲信号在控制周期Tn+1的开头强制地变为关。由此，在脉冲修正器438中，在控制周期Tn的IGBT328、330的关断状态和下一个控制周期Tn+1的IGBT328、330的关断状态的关系变为不连续关系时，追加进行IGBT328、330的关断控制。执行步骤912后，前进至步骤913。

在步骤913中，脉冲修正器438，将上一个控制周期Tn-1中算出的脉冲修正后的上升沿相位θon’或下降沿相位θoff’的信息作为上次值获取，基于该上次值计算强制切换时的脉冲宽度。即，求得步骤906、909、911或912中作为这一次的脉冲修正后的上升沿相位θon’或下降沿相位θoff’新设定的相位θv1，与上次值的上升沿相位θon’或下降沿相位θoff’的相位差，通过将该相位差除以电角速度ωre计算强制切换时的脉冲宽度。另外，上次值的上升沿相位θon’或下降沿相位θoff’的信息，通过后述的步骤917中保存的数据获取。当作为上次值的上升沿相位θon’或下降沿相位off’保存多个相位值时，获取其中离相位θv1最近的值。

在步骤914中，脉冲修正器438判定步骤913中计算出的强制切换时的脉冲宽度是否不足最小脉冲宽度。其中，最小脉冲宽度采用与步骤903的判定中使用的相同的脉冲宽度。当强制切换时的脉冲宽度不足最小脉冲宽度时，前进至步骤915，当在最小脉冲宽度以上时，前进至步骤916。

在步骤915中，脉冲修正器438使步骤913中计算出的强制切换时的脉冲宽度设定为最小脉冲宽度。即，将步骤906、909、911或912中设定的这一次的脉冲修正后的上升沿相位θon’或下降沿相位θoff’的值，从作为其初始设定值的θv1起变更为对上次值的上升沿相位θon’或下降沿相位θoff’加上相当于最小脉冲宽度的相位值而得的值。

由此，在脉冲修正器438中，将强制切换时的脉冲宽度限制为不会不足最小脉冲宽度。另外，当步骤906、909、911和912都不执行时，也可以省略步骤913～915的各处理。

在步骤916中，脉冲修正器438将通过上述各处理最终决定的脉冲修正后的上升沿相位θon’或下降沿相位θoff’向脉冲输出电路436输出。即，当步骤903中判定为脉冲宽度ΔT在最小脉冲宽度以上时，将来自相位检索器437的上升沿相位θon和下降沿相位θoff保持原样作为脉冲修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’输出。另外，通过步骤906、909、911或912，设定了使脉冲强制地上升或下降时的脉冲修正后的上升沿相位θon’或下降沿相位θoff’的值时，将该设定值输出。但是，在通过执行步骤915更改了设定值时，将该更改后的设定值输出。

在步骤917中，脉冲修正器438，将步骤916中输出的脉冲修正后的上升沿相位θon’或下降沿相位θoff’的值保存到未图示的存储器中。当在下一个控制周期Tn+1中执行图14的流程图时，作为上次值获取该保存的值。

通过以上说明的步骤901～917，在脉冲修正器438中进行脉冲修正处理。

将由上述脉冲修正处理输出的脉冲信号的例子用图15～图22分别表示。图15表示的是在图14的流程图中依次执行步骤901、902、903和904的各处理时的脉冲信号的例子，即图14的①-②-③-④的处理。在这种情况下，在控制周期Tn中，例如输出脉冲信号15a。该脉冲信号15a基于控制周期Tn-1中的运算，无法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，进行对下一个控制周期Tn+1的脉冲信号15b的预测运算。如果在步骤903中判定为该脉冲信号15b的脉冲宽度ΔT比最小脉冲宽度窄，则在步骤904中将该脉冲消除。其结果是，实际输出的基于修正运算的脉冲信号成为脉冲信号15c，脉冲信号的高电平部分被消除。通过这样的方式，抑制具有最小脉冲宽度以下的高电平宽度(开关元件的导通宽度)的脉冲信号的产生。

图16表示在图14的流程图中依次执行了步骤901、902、903的各处理，不进行步骤904的处理时的脉冲信号的例子，即图14的①-②-③-⑤的处理。在这种情况下，在控制周期Tn中，例如输出脉冲信号16a。该脉冲信号16a基于控制周期Tn-1中的预测运算，无法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，对下一个控制周期Tn+1的脉冲信号16b进行运算。如果在步骤903中判定为该脉冲信号16b的脉冲宽度ΔT在最小脉冲宽度以上，则不执行步骤904。其结果是，脉冲信号16b保持原样作为修正后的脉冲信号16c输出。

图17表示在图14的流程图中依次执行了步骤901、902、905和906的各处理时的脉冲信号的例子，即图14的①-②-⑥-⑦的处理。在这种情况下，在控制周期Tn中，例如输出脉冲信号17a。该脉冲信号17a基于控制周期Tn-1中的运算，无法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，进行对下一个控制周期Tn+1的脉冲信号17b的预测运算。根据该脉冲信号17b，如果在步骤905中判定控制周期Tn+1的开始时刻的相位θv1是关状态(低电平状态)，则在步骤906中新对脉冲输出电路436设定用于使相位θv1为脉冲修正后的下降沿相位θoff’的数据。其结果是，实际输出的基于修正运算的脉冲信号成为脉冲信号17c所示波形。使该脉冲信号17c在控制周期Tn+1的开始时刻强制地下降。如此，能够通过修正处理解决脉冲信号的高电平状态异常地长时间持续的课题。

图18表示在图14的流程图中依次执行了步骤901、902、905的各处理，不进行步骤906时的脉冲信号的例子，即图14的①-②-⑥-⑧的处理。在这种情况下，在控制周期Tn中，例如输出脉冲信号18a。该脉冲信号18a基于控制周期Tn-1中的运算，无法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，对下一个控制周期Tn+1的脉冲信号18b进行运算。根据该脉冲信号18b，如果在步骤905中判定为控制周期Tn+1的开始时刻的相位θv1是开状态(高电平状态)，则不执行步骤906。其结果是，脉冲信号18b保持原样作为修正处理后的脉冲信号18c输出。

图19表示在图14的流程图中依次执行了步骤901、907、908和909的各处理时的脉冲信号的例子，即图14的①-⑨-⑩-

的处理。在这种情况下，在控制周期Tn中，例如输出脉冲信号19a。该脉冲信号19a基于控制周期Tn-1中的运算，无法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，对下一个控制周期Tn+1的脉冲信号19b进行运算。根据该脉冲信号19b，如果在步骤908中判定为控制周期Tn+1的开始时刻的相位θv1是开状态(高电平状态)，则在步骤909中将相位θv1作为脉冲修正后的上升沿相位θon’在脉冲输出电路436中设定新数据。其结果是，实际输出的修正处理后的脉冲信号19c，在控制周期Tn+1的开始时刻强制地上升。如此，能够使脉冲信号接近基于新参数的处理结果，使控制性得以改善。

图20表示在图14的流程图中依次执行了步骤901、907和908的各处理，不进行步骤909时的脉冲信号的例子，即图14的①-⑨-⑩-

的处理。在这种情况下，在控制周期Tn中，例如输出脉冲信号20a。该脉冲信号20a基于控制周期Tn-1中的运算，无法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，对下一个控制周期Tn+1的脉冲信号20b进行运算。根据该脉冲信号20b，如果在步骤908中判定为控制周期Tn+1的开始时刻的相位θv1是关状态(低电平状态)，则在不执行步骤909。其结果是，脉冲信号20b保持原样作为修正后的脉冲信号20c输出。

图21表示在图14的流程图中依次执行了步骤901、907、910和911的各处理时的脉冲信号的例子，即图14的①-⑨-

的处理。在这种情况下，在控制周期Tn中，例如输出脉冲信号21a。该脉冲信号21a基于控制周期Tn-1中的运算，无法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，对下一个控制周期Tn+1的脉冲信号21b进行运算。根据该脉冲信号21b，如果在步骤910中判定为控制周期Tn+1的开始时刻的相位θv1是开状态，则在步骤911中将相位θv1作为脉冲修正后的上升沿相位θon’在脉冲输出电路436中新设定数据。其结果是，实际输出的修正处理后的脉冲信号21c，在控制周期Tn+1的开始时刻强制地上升。通过这样的方式，能够使脉冲信号接近基于新参数的运算结果，使控制性得以改善。

图22表示在图14的流程图中依次执行了步骤901、907、910和912的各处理时的脉冲信号的例子，即图14的①-⑨-

的处理。在这种情况下，在控制周期Tn中，例如输出脉冲信号22a。该脉冲信号22a基于控制周期Tn-1中的运算，无法在控制周期Tn中更改。在控制周期Tn中，对下一个控制周期Tn+1的脉冲信号22b进行运算。根据该脉冲信号22b，如果在步骤910中判定为控制周期Tn+1的开始时刻的相位θv1是关状态(低电平状态)，则在步骤912中将相位θv1作为脉冲修正后的下降沿相位θoff’在脉冲输出电路436中新设定数据。其结果是，实际输出的修正后的脉冲信号22c，在控制周期Tn+1的开始时刻强制地下降。通过这样的方式，能够改善脉冲信号的高电平状态异常地长时间持续，流过开关元件的电流异常地增大的课题。

接着，对脉冲修正前的相位检索器的运算方法即脉冲信号的上升沿相位和下降沿相位的决定方法进行说明。图10的表所示的上升沿相位和下降沿相位的相位，能够通过以下式(5)～(8)所示行列式预先运算。

在这里，作为一例，列举消除3次、5次、7次谐波成分的情况。

作为消除的高次谐波次数，指定3次、5次、7次谐波成分，进行如下的矩阵运算。

在这里对3次、5次、7次的消除次数生成如式(5)的行向量。

[x₁ x₂ x₃]＝π/2[k₁/3 k₂/5 k₃/7]……(5)

式(5)的右边括号内的各元素为k1/3、k2/5、k3/7。k1、k2、k3可以选择任意的奇数。但是，不能选择k1＝3、9、15，k2＝5、15、25，k3＝7、21、35等。在该条件下，3次、5次、7次的成分被完全消除。

上式的一般性地表述为：设分母的值为要消除的高次谐波次数，设分子的值为除了分母的奇数倍以外的任意的奇数，由此能够确定式(5)的各元素的值。此处在式(5)的示例中，因为消除次数为三种(3次、5次、7次)，所以行矢量的元素数为三个。同样，能够对N种消除次数设定元素数为N的行矢量，确定各元素的值。

另外，在式(5)中，还可以通过使各元素的分子和分母的值为上述情况以外的值，从而将该谱(spectrum)整形而不是消除高次谐波成分。因此，在以谱整形而不是以消除高次谐波成分为主要目的的情况下，也可以任意选择各元素的分子和分母的值。该情况下，分子和分母的值不一定需要为整数，但是作为分子的值不能选择分母的奇数倍。此外，分子和分母的值不需要为常数，可以为随时间变化的值。

如上所述，在通过分母和分子的组合来确定其值的元素为三个的情况下，能够如式(5)所示设定3列的矢量。同样，能够设定通过分母和分子的组合来确定其值的元素数为N的矢量，即N列的矢量。以下，将该N列的矢量称为高次谐波基准相位矢量。

在高次谐波基准相位矢量如式(5)所示为3列的矢量的情况下，将该高次谐波基准相位矢量转置，进行式(6)的运算。其结果，获得S1～S4的脉冲基准角度。

脉冲基准角度S1～S4为表示电压脉冲的中心位置的参数，用于与后述的三角波载波进行比较。像这样，在脉冲基准角度为4个(S1～S4)的情况下，一般而言，线电压每一个周期的脉冲数为16个。

$\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\\ S_3\\ S_4\end{array}\right]=\{2\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 1& 0& 1\\ 1& 1& 0\\ 1& 1& 1\end{array}\right]-\left[\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& 1& 1\\ 1& 1& 1\\ 1& 1& 1\end{array}\right]\}\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\end{array}\right]\·\·\·\·\·\·\left(6\right)$

此外，代替式(5)如式(7)所示，在高次谐波基准相位矢量为4列的情况下，实施矩阵运算式(8)。

[x₁ x₂ x₃ x₄]＝π/2[k₁/3 k₂/5 k₃/7 k₄/11]……(7)

$\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\\ S_3\\ S_4\\ S_5\\ S_6\\ S_7\\ S_8\end{array}\right]=\{2\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 1& 0& 0& 1\\ 1& 0& 1& 0\\ 1& 0& 1& 1\\ 1& 1& 0& 0\\ 1& 1& 0& 1\\ 1& 1& 1& 0\\ 1& 1& 1& 1\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1\end{array}\right]\}\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\\ x_4\end{array}\right]\·\·\·\·\·\·\left(8\right)$

其结果，获得S1～S8的脉冲基准角度输出。此时线电压每一个周期的脉冲数为32个。

消除的高次谐波成分的数量和脉冲数的关系一般而言如下所述。即，在消除的高次谐波成分为2个的情况下，线电压每一个周期的脉冲数为8个脉冲，在消除的高次谐波成分为3个的情况下，线电压每一个周期的脉冲数为16个脉冲，在消除的高次谐波成分为4个的情况下，线电压每一个周期的脉冲数为32个脉冲，在消除的高次谐波成分为5个的情况下，线电压每一个周期的脉冲数为64个脉冲。同样，随着消除的高次谐波成分的数量增加一个，线电压每一个周期的脉冲数变为2倍。

但是，在线电压采用正的脉冲和负的脉冲重叠的脉冲配置的情况下，存在脉冲数量与上述不同的情况。

将与如上所述得到的脉冲基准角度输出相应的上升沿和下降沿的相位按变动度列表化，存储在ROM中。通过相位检索器437用该表进行ROM检索，决定PHM脉冲信号的上升沿和下降沿的相位，在UV线电压、VW线电压、WU线电压三种线电压中分别形成脉冲信号。这些各线电压的脉冲信号，是分别具有2π/3的相位差的相同的脉冲信号。因此，以下代表各线电压，只对UV线电压进行说明。

此处，UV线电压的基准相位θuvl和电压相位信号θv以及转子相位θre之间，存在式(9)的关系。

θuvl＝θv+π/6＝θre+δ+π/6[rad]………………(9)

式(9)所表示的UV线电压的波形以θuvl＝π/2，3π/2的位置为中心轴对称，并且以θuvl＝0，π的位置为中心点对称。从而，UV线电压脉冲的一个周期(θuvl从0到2π)的波形能够通过以下方式来表现：基于θuvl从0到π/2之间的脉冲波形，将其按每π/2左右对称或者上下对称地进行配置。

实现它的一个方法为以下算法：将0≤θuvl≤π/2的范围内的UV线电压脉冲的中心相位与四通道的相位计数进行比较，基于其比较结果，针对一个周期即0≤θuvl≤2π的范围生成UV线电压脉冲。图23表示其概念图。

图23表示0≤θuvl≤π/2的范围内线电压脉冲为4个的情况的示例，以carr1、carr2的高度方向的偏差确定脉冲宽度(carr3、carr4也同样)。图23中，脉冲基准角度S1～S4表示这4个脉冲的中心相位。

carr1(θuvl)、carr2(θuvl)、carr3(θuvl)、carr4(θuvl)表示4通道的各相位计数。上述各相位计数对于基准相位θuvl均为具有2πrad的周期的三角波。此外，carr1(θuvl)和carr2(θuvl)在振幅方向具有dθ的偏差，carr3(θuvl)和carr4(θuvl)的关系也是相同的，即，dθ＝carr1(θuvl)-carr2(θuvl)＝carr3(θuvl)-carr4(θuvl)。

dθ表示线电压脉冲的宽度。基波的振幅对于该脉冲宽度dθ线性地变化。

线电压脉冲在各相位计数carr1(θuvl)、carr2(θuvl)、carr3(θuvl)、carr4(θuvl)与表示0≤θuvl≤π/2的范围内脉冲的中心相位的脉冲基准角度S1～S4的各交点形成。由此，按每90度形成对称的模式(pattern)的脉冲信号。

进一步详细而言，在carr1(θuvl)、carr2(θuvl)与S1～S4分别一致的点，生成具有正的振幅的宽度dθ的脉冲。另一方面，在carr3(θuvl)、carr4(θuvl)与S1～S4分别一致的点，生成具有负的振幅的宽度dθ的脉冲。

图24表示按调制度描绘通过以上说明的方法生成的线电压的波形的一例。图24中，表示了作为式(5)的k1、k2、k3的值，分别选择k1＝1，k2＝2，k3＝3，使调制度从0到1.0变化时的线电压脉冲波形的示例。根据图24，可知脉冲宽度的增加与调制度的增加大致成比例。通过这样增加脉冲宽度，能够增大电压的有效值。但是，θuvl＝0，π，2π附近的脉冲，在调制度为0.4以上时，即使调制度变化，脉冲宽度也不会发生变化。这样的现象是由于具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲重合(重叠)而产生的。

如上所述，上述实施方式中，通过从驱动电路174向功率开关电路144的各开关元件发送驱动信号，各开关元件基于要输出的交流输出，例如交流电压的相位来进行开关动作。交流输出的一个周期内开关元件的开关次数，具有要消除的高次谐波的种类越多，开关次数越多的倾向。此处在输出对三相交流的旋转电机供给的三相交流电力的情况下，由于3的倍数的高次谐波相互抵消，所以可以不包含在要除去的高次谐波中。

此外从其他观点来看，当供给的直流电力的电压降低时，调制度增大，存在导通的各开关动作的导通期间变长的倾向。此外，在驱动电动机192等旋转电机时增大旋转电机的产生扭矩的情况下，调制度增大，结果各开关动作的导通期间变长，而在减小旋转电机的产生扭矩的情况下，各开关动作的导通期间变短。在导通期间增大，关断时间变短的情况下，即开关间隔缩短某种程度的情况下，存在无法安全关断开关元件的可能性，该情况下不进行关断，进行保持导通状态至下一个导通期间的控制。

此外从其他观点来看，在输出的交流输出例如交流电流的畸变的影响较大的频率较低的状态，特别是在旋转电机停止或者转速非常低的状态下，不使用PHM方式的控制，而是以使用固定周期的载波的PWM方式来控制功率开关电路144，在转速增加的状态下切换到PHM方式来控制功率开关电路144。在将本发明应用于汽车驱动用的电力变换装置的情况下，出于影响车的高档感等原因，在车从停止状态起发动并加速的阶段特别希望减少扭矩脉动的影响。因此至少在车从停止状态到发动状态下用PWM方式控制功率开关电路144，在加速至一定程度后切换到PHM方式。由此，至少在发动时能够实现扭矩脉动较少的控制，并且至少在转移到通常驾驶的均速行驶的状态下能够用开关损耗较小的PHM方式来进行控制，能够实现抑制扭矩脉动的影响同时损耗较小的控制。

根据本发明中使用的PHM脉冲信号，其特征在于，在如上所述地确定调制度时，除了例外，均生成由脉冲宽度相等的脉冲列组成的线电压波形。其中，例外的线电压的脉冲宽度与其他脉冲列不等的情况，指的是上述具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲重合的情况。该情况下，若将脉冲重合的部分分解为具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲，则脉冲的宽度在整个区域一定相同。即，调制度随着脉冲宽度的变化而变化。

此处，进而使用图25详细说明例外的线电压的脉冲宽度与其他脉冲列不等的情况。图25的上部，表示了将在图24中调制度为1.0时的线电压脉冲波形中π/2≤θuvl≤3π/2的范围放大的状态。该线电压脉冲波形中，中心附近的两个脉冲具有与其他脉冲不同的脉冲宽度。

图25的下部表示将这样的脉冲宽度与其他脉冲不同的部分分解后的状态。从该图中可知，在该部分中，分别具有与其他脉冲相同的脉冲宽度的具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲相重合，通过合成这些脉冲形成了与其他脉冲的脉冲宽度不同的脉冲。即，通过这样将脉冲的重合分解，根据PHM脉冲信号形成的线电压的脉冲波形由具有恒定(一定)的脉冲宽度的脉冲构成。

图26表示本发明生成的基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的另一例。此处，表示了作为式(5)的k1、k2、k3的值，分别选择k1＝1，k2＝1，k3＝5，并使调制度从0到1.27变化时的线电压脉冲波形的示例。图26中，当调制度为1.17以上时，在θuvl＝π/2、3π/2的位置处，相互邻接的左右对称的两个脉冲之间的间隙消失了。从而，可知虽然在调制度不到1.17的范围内能够消除目标高次谐波成分，但在调制度为1.17以上时无法有效消除高次谐波成分。当调制度进一步增大时，在其他位置处邻接的脉冲之间的间隙也将消失，最终在调制度为1.27时成为矩形波的线电压脉冲波形。

图27表示将图26所示的线电压脉冲波形用对应的相电压脉冲波形表示的示例。图27中与图26相同地，可知调制度为1.17以上时邻接的两个脉冲间的间隙消失。其中，图27的相电压脉冲波形与图26的线电压脉冲波形之间，存在π/6的相位差。

在图27中，随着调制度变大，脉冲输出电路436产生的PHM脉冲信号的低电平宽度逐渐变窄。图27的椭圆A1～A3，表示功率开关元件基于脉冲信号的低电平宽度处于关断状态的期间。随着调制度增大，A1所示的开关元件的关断期间，缩短至A2所示关断期间，进一步如果脉冲信号的低电平宽度变得比规定的时间宽度，则如A3所示，关断动作被消除，导通状态连续。像这样的控制在椭圆B1～B3的部分也相同，并且其他部分也相同。通过这样使调制度增大，最终转移至在交流输出波形的半周期导通一次的矩形波控制。交流波形的后半的半周期也同样，椭圆C1～C3和D1～D3的动作的变化也同样。另外，由于相电压的极性在后半的半周期中相对于前半的半周期极性相反，所以椭圆C1～C3和D1～D3所示波形的上侧是开关元件的关断期间，波形的下侧是开关元件的导通期间。在PHM控制方式中，通过增大调制度，能够逐渐缩短开关元件的关断时间，平滑地转移到矩形波控制。因此具有能够平滑地控制电动发电机的扭矩和转速的效果。

接着，说明将线电压脉冲变换为相电压脉冲的方法。图28表示在从线电压脉冲到相电压脉冲的变换中使用的变换表的示例。该表中左端的列中记载的1～6的各模式，是对获取的每个开关状态分配的编号。在模式1～6中，从线电压到输出电压的关系一对一地确定。上述各模式对应于在直流侧和三相交流侧之间存在能量传递的活跃(active)期间。其中，图28的表中记载的线电压，是将作为不同的相的电位差可取的模式(pattern)，用电池电压Vdc归一化整理而得的。

图28中，例如，模式1表示的是Vuv→1、Vvw→0，Vu→-1，其表示对Vu-Vv＝Vdc，Vv-Vw＝0，Vw-Vu＝-Vdc归一化的情况。此时的相电压即相端子电压(与栅极电压成比例)，根据图28的表为Vu→1(U相的上臂导通，下臂关断)，Vv→0(V相的上臂关断，下臂导通)，Vw→0(W相的上臂关断，下臂导通)。即，图28的表中，归一化表示了Vu＝Vdc，Vv＝0，Vw＝0的情况。模式2～6能够以与模式1相同的想法形成。

图29表示使用图28的变换表将以矩形波的状态控制功率开关电路144的模式下的线电压脉冲变换为相电压脉冲的示例。图29中，上层作为线电压的代表例表示UV线电压Vuv，在其下方表示U相端子电压Vu，V相端子电压Vv，W相端子电压Vw。如图29所示，在矩形波控制模式下，图28的变换表所示的模式从1到6顺序变化。此外，在矩形波控制模式下不存在后述的三相短路期间。

图30表示将图24例示的线电压脉冲波形根据图28的变换表变换为相电压脉冲的状态。图30中，上层作为线电压的代表例表示UV线电压脉冲，在其下方表示U相端子电压Vu，V相端子电压Vv，W相端子电压Vw。

在图30的上部，表示了模式(直流侧与三相交流侧之间存在能量传递的活跃期间)的编号，和成为三相短路的期间。三相短路的期间是使三相的上臂全部导通或者使三相的下臂全部导通中的一种，根据开关损耗和导通损耗的状况，选择其中一种开关模式即可。

例如，当UV线电压Vuv为1时，U相端子电压Vu为1，V相端子电压Vv为0(模式1，6)。当UV线电压Vuv为0时，U相端子电压Vu和V相端子电压Vv为相同的值，即Vu为1并且Vv为1(模式2，三相短路)，或者Vu为0并且Vv为0(模式5，三相短路)中的一种。当UV线电压Vuv为-1时，U相端子电压Vu为0，V相端子电压Vv为1(模式3，4)。基于这样的关系，生成相电压即相端子电压的各脉冲(栅极电压脉冲)。

图30中，线电压脉冲和各相的相端子电压脉冲的模式(pattern)为，对于相位θuvl，以π/3为最小单位准周期性地反复的模式。即，0≤θuvl≤π/3的期间的使U相端子电压的1和0反转的模式与π/3≤θuvl≤2π/3的W相端子电压的模式相同。此外，0≤θuvl≤π/3的期间的使V相端子电压的1和0反转的模式与π/3≤θuvl≤2π/3的U相端子电压的模式相同，0≤θuvl≤π/3的期间的使W相端子电压的1和0反转的模式与π/3≤θuvl≤2π/3的V相端子电压的模式相同。在电动发电机192的转速和输出恒定的稳定状态下，这样的特征表现得特别显著。

此处，将上述模式1～6定义为，在不同的相上分别使上臂用的IGBT328和下臂用的IGBT330导通而从作为直流电源的电池136对电动发电机192供给电流的第一期间。此外，将三相短路期间定义为使上臂用的IGBT328或者下臂用的IGBT330中的一者在所有相上导通而用电动发电机192蓄积的能量维持扭矩的第二期间。在图30所示的示例中，可知上述第一期间和第二期间按照电角度交替地形成。

进而在图30中，例如在0≤θuvl≤π/3的期间，作为第一期间的模式6和5将作为第二期间的三相短路期间夹在二者之间交替地反复。此处从图28可知，模式6中，在V相使下臂用的IGBT330导通，另一方面，在其他的U相、W相使与V相不同的一侧即上臂用的IGBT328导通。另一方面，在模式5中，在W相使上臂用的IGBT328导通，另一方面，在其他的U相、V相使与W相不同的一侧即下臂用的IGBT330导通。即，在第一期间中，选择U相、V相、W相中的一个相(模式6时为V相，模式5时为W相)，对于所选择的这一个相，使上臂用的IGBT328或者下臂用的IGBT330导通，并且，对于其他两个相(模式6时为U相和W相，模式5时为U相和V相)，使与所选择的一个相不同一侧的臂用的IGBT328、330导通。此外，按每个第一期间交替所选择的一个相(V相、W相)。

在0≤θuvl≤π/3以外的期间也与上述同样，使作为第一期间的模式1～6的某个，将作为第二期间的三相短路期间夹在中间交替反复。即，在π/3≤θuvl≤2π/3的期间使模式1和6，在2π/3≤θuvl≤π的期间使模式2和1，在π≤θuvl≤4π/3的期间使模式3和2，在4π/3≤θuvl≤5π的期间使模式4和3，在5π/3≤θuvl≤2π的期间使模式5和4分别交替重复。由此，与上述同样地，在第一期间，选择U相、V相、W相中的任意一个相，对于选择的这个相，使上臂用的IGBT328或者下臂用的IGBT330导通，并且，对于其他两个相，使与所选择的一个相不同侧的臂用的IGBT328、330导通。并且，按每个第一期间交替所选择的一个相。

形成上述第一期间即模式1～6的期间的电角度位置，和该期间的长度，能够根据对电动发电机192要求的扭矩和转速等请求指令相应地变化。即如上所述，为了使消除的高次谐波的次数伴随电动发电机192的转速或扭矩的变化而变化，使形成第一期间的特定的电角度位置变化。或者，根据电动发电机192的转速或扭矩的变化，使第一期间的长度即脉冲宽度变化，使调制度变化。由此，能够使流过电动发电机192的交流电流的波形——更具体地说使交流电流的高次谐波成分——变化为期望的值，通过该变化，控制从电池136对电动发电机192供给的电力。其中，特定的电角度位置和第一期间的长度这两者中，可以只使某一者变化，也可以使两者同时变化。

此处，脉冲的形状和电压具有以下关系。图示的脉冲的宽度具有使电压的有效值变化的效果，线电压的脉冲宽度较宽时电压的有效值较大，较窄时电压的有效值较小。此外，在消除的高次谐波的个数较少的情况下，电压的有效值较高，因此调制度的上限接近矩形波。该效果在旋转电机(电动发电机192)高速旋转时有效，能够超出通常用PWM控制的情况下的输出的上限地进行输出。即，通过使从作为直流电源的电池136对电动发电机192供给电力的第一期间的长度，和形成该第一期间的特定的电角度位置发生变化，能够使施加到电动发电机192的交流电压的有效值变化，获得与电动发电机192的旋转状态相应的输出。

此外，图30所示的驱动信号的脉冲形状，对于U相、V相和W相的各相而言，以任意的θuvl即电角度为中心左右不对称。并且，脉冲的开期间(ON期间)或者关期间(OFF期间)中至少一方包含以θuvl(电角度)计连续π/3以上的期间。例如U相中，具有以θuvl＝π/2附近为中心前后分别为π/6以上的ON期间，和以θuvl＝3π/2附近为中心前后分别为π/6以上的OFF期间。同样，在V相中，具有以θuvl＝π/6附近为中心前后分别为π/6以上的OFF期间，和以θuvl＝7π/6附近为中心前后分别为π/6以上的ON期间，在W相中，具有以θuvl＝5π/6附近为中心前后分别为π/6以上的OFF期间，和以θuvl＝11π/6附近为中心前后分别为π/6以上的ON期间。脉冲形状具有如上所述的特征。

如上所述，根据本实施方式的电力变换装置，选择PHM控制模式时，在与电角度相应的特定的时序(timing)，交替地产生从直流电源对电动发电机192供给电力的第一期间，和使三相全桥的所有相的上臂导通或者使所有相的下臂导通的第二期间。由此，与选择PWM控制模式的情况相比，开关的频率可以控制在1/7至1/10以下。从而，能够减少开关损耗。进而，还能够减轻EMC(电磁噪声)。

而后，说明如图26所示使调制度变化时线电压脉冲波形中的高次谐波成分的消除的状态。图31是表示使调制度变化时线电压脉冲中基波和作为消除对象的高次谐波成分的振幅的大小的图。

图31(a)表示将3次和5次的高次谐波作为消除对象的线电压脉冲中基波和各高次谐波的振幅的示例。根据该图，可知在调制度为1.2以上的范围内，5次谐波不能完全消除，仍会出现。图31(b)表示将3次、5次和7次的高次谐波作为消除对象的线电压脉冲中基波和各高次谐波的振幅的示例。根据该图，可知在调制度为1.17以上的范围内，5次和7次的高次谐波不能完全消除，仍会出现。

另外，图32、33分别表示与图31(a)对应的线电压脉冲波形和相电压脉冲波形的示例。此处表示的是，设定元素数为2的行矢量，分别选择k1＝1、k2＝3作为各元素(k1/3、k2/5)中k1、k2的值，使调制度从0到1.27变化时的线电压脉冲波形和相电压波形的示例。此外，图31(b)与图26、27分别表示的线电压脉冲波形和相电压脉冲波形对应。

根据上述说明可知，当调制度超过某个一定的值时，作为消除对象的高次谐波因不能完全消除而开始出现。此外，可知作为消除对象的高次谐波的种类(数量)越多，越难以用较低的调制度完全消除高次谐波。

而后，参照图34说明图5所示的PWM控制用脉冲调制器440中PWM脉冲信号的生成方法。图34(a)表示U相、V相、W相的各相中的电压指令信号和PWM脉冲的生成中使用的三角波载波的波形。各相的电压指令信号是使相位相互错开2π/3的正弦波的指令信号，振幅根据调制度相应地变化。通过针对U、V、W各相分别将该电压指令信号与三角波载波信号进行比较并将二者的交点作为脉冲的开关(ON OFF)的时序，生成图34(b)、(c)、(d)分别表示的与U相、V相、W相的各相对应的电压脉冲波形。其中，上述脉冲波形中的脉冲数均与三角波载波中的三角波脉冲数相等。

图34(e)表示UV线电压的波形。该脉冲数为三角波载波中三角波脉冲数的2倍，即与面向各相的上述电压脉冲波形中脉冲数的2倍相等。另外，对于其他线电压即VW线电压和WU线电压是同样的。

图35表示按调制度描绘由PWM脉冲信号形成的线电压的波形的一例。此处，表示使调制度从0到1.27变化时的线电压脉冲波形的示例。图35中，当调制度为1.17以上时，相互邻接的两个脉冲间的间隙消失，合为一个脉冲。这样的脉冲信号被称为过调制PWM脉冲。最终，在调制度为1.27时，成为矩形波的线电压脉冲波形。

图36表示的是，用对应的相电压脉冲波形表示图35所示的线电压脉冲波形的示例。图36中与图35相同，可知当调制度为1.17以上时，邻接的两个脉冲间的间隙消失。其中，在图36的相电压脉冲波形和图35的线电压脉冲波形之间，存在π/6的相位差。

此处，对基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形和基于PWM脉冲信号的线电压脉冲波形进行比较。图37(a)表示基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其相当于图24中调制度为0.4的线电压脉冲波形。另一方面，图37(b)表示基于PWM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其相当于图35中调制度为0.4的线电压脉冲波形。

针对图37(a)和图37(b)，对脉冲数进行比较，可知图37(a)所示的基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形，与图37(b)所示的基于PWM脉冲信号的线电压脉冲波形相比，脉冲数大幅减少。因此，使用PHM脉冲信号时，因为生成的线电压脉冲数较少，控制响应性比PWM信号的情况降低，但是与使用PWM信号的情况相比能够大幅减少开关次数。其结果，能够大幅减少开关损耗。

图38表示通过切换器450的切换动作来切换PWM控制模式和PHM控制模式时的状态。此处表示的是，在θuvl＝π时将切换器450的选择目标从PWM脉冲信号切换到PHM脉冲信号，由此将控制模式从PWM控制模式切换到PHM控制模式时的线电压脉冲波形的示例。

接着，参照图39说明PWM控制和PHM控制中的脉冲形状的不同。图39(a)表示PWM脉冲信号的生成中使用的三角波载波，和由该PWM脉冲信号生成的U相电压、V相电压和UV线电压。图39(b)表示由PHM脉冲信号生成的U相电压、V相电压和UV线电压。对这些图进行比较，可知在使用PWM脉冲信号的情况下UV线电压的各脉冲的脉冲宽度不是恒定(固定)的，而相对的，在使用PHM脉冲信号的情况下UV线电压的各脉冲的脉冲宽度是恒定的。其中，存在如上所述的脉冲宽度不恒定的情况，这是由于具有正的振幅的脉冲和具有负的振幅的脉冲重合而导致的，若将脉冲的重合分解，则所有脉冲为相同脉冲宽度。此外还可知，在使用PWM脉冲信号的情况下三角波载波与电动机转速的变动无关，是固定的，因此UV线电压的各脉冲的间隔也与电动机转速无关，是固定的，而与此相对，在使用PHM脉冲信号的情况下，UV线电压的各脉冲的间隔根据电动机转速相应地变化。

图40表示电动机转速和基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的关系。图40(a)表示规定的电动机转速下基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其相当于图24中调制度为0.4的线电压脉冲波形，电角度(UV线电压的基准相位θuvl)每2π具有16个脉冲。

图40(b)表示使图40(a)的电动机转速变为2倍时的基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其中，图40(b)的横轴的长度对于时间轴来说与图40(a)等价。比较图40(a)和图40(b)时可知，电角度每2π的脉冲数仍然是16个脉冲，但相同时间内的脉冲数在图40(b)中为2倍。

图40(c)表示使图40(a)的电动机转速变为1/2倍时的基于PHM脉冲信号的线电压脉冲波形的一例。其中，图40(c)的横轴的长度也与图40(b)同样地，对于时间轴来说与图40(a)等价。比较图40(a)和图40(c)时可知，由于图40(c)中电角度每π的脉冲数为8个脉冲，所以电角度每2π的脉冲数仍然为16个脉冲，但是相同时间内的脉冲数在图40(c)中变为1/2倍。

如上所述，在使用PHM脉冲信号的情况下，线电压脉冲的每单位时间的脉冲数与电动机转速成比例地变化。即，考虑电角度每2π的脉冲数时，其与电动机转速无关，是恒定的。另一方面，在使用PWM脉冲信号的情况下，如图39所示，线电压脉冲的脉冲数与电动机转速无关，是恒定的。即，考虑电角度每2π的脉冲数时，其随着电动机转速上升而减少。

图41表示PHM控制和PWM控制中分别生成的电角度每2π(即线电压每个周期)的线电压脉冲数和电动机转速的关系。其中，图41表示的是，使用8极电动机(极对数4)，PHM控制中作为消除对象的高次谐波成分为3、5、7次三个，正弦波PWM控制中使用的三角波载波的频率为10kHz的情况的示例。如此可知，电角度每2π的线电压脉冲数，在PWM控制的情况下随着电动机转速的上升而减少，与此相对，在PHM控制的情况下与电动机转速无关，是恒定的。其中，PWM控制中的线电压脉冲数能够用式(10)求出。

(线电压脉冲数)

＝(三角载波的频率)/{(极对数)×(电动机转速)/60}×2

..............................(10)

其中，图41中，表示了使PHM控制中作为消除对象的高次谐波成分为3个的情况下的线电压每周期的线电压脉冲数为16个的情况，这个值与作为消除对象的高次谐波成分的数量相应地如上所述地发生变化。即，在作为消除对象的高次谐波成分为2个的情况下为8，在作为消除对象的高次谐波成分为4个的情况下为32，在作为消除对象的高次谐波成分为5个的情况下为64，随着作为消除对象的高次谐波成分的数量增加1，线电压每个周期的脉冲数变为2倍。

根据以上说明的实施方式，能够实现上述作用效果，进而还能够实现以下记载的作用效果。

(1)电力变换装置140具备包括上臂用和下臂用的IGBT328、330的三相全桥型的功率开关电路144，和对各相的IGBT328、330输出驱动信号的控制部170，通过与驱动信号相应的IGBT328、330的开关动作，将从电池136供给的电压变换为按电角度各错开2π/3rad的输出电压，对电动发电机192供给。该电力变换装置140基于规定的条件切换PHM控制模式和正弦波PWM控制模式。在PHM控制模式下，根据电角度交替地形成在不同的相使上臂用的IGBT328和下臂用的IGBT330分别导通而从电池136对电动发电机192供给电流的第一期间，和使上臂用的IGBT328与下臂用的IGBT330的任意一者在所有相导通，用电动发电机192蓄积的能量维持扭矩的第二期间。在正弦波PWM控制模式下，根据基于正弦波指令信号与载波的比较结果而确定的脉冲宽度，使IGBT328、330导通，由此从电池136对电动发电机192供给电流。因此，能够减少扭矩脉动和开关损耗，并同时进行与电动发电机192的状态相应的适当的控制。

(2)控制部170的控制电路172，在PHM控制模式中，按规定的控制周期反复基于输入信息对IGBT328、330的状态进行运算，根据该运算结果，产生用于以基于功率开关电路144产生的交流输出，例如交流电压的相位的时序，对IGBT328、330的导通或关断进行控制的控制信号。进一步，在脉冲发生器434内的脉冲修正器438进行的脉冲修正处理中，实施用于保持脉冲连续性的脉冲连续性补偿。即，当上一次算出的控制周期Tn中的IGBT328、330的状态和此次算出的下一个控制周期Tn+1的IGBT328、330的状态的关系为不连续的关系时，基于它们的状态，在下一个控制周期Tn+1中追加进行使IGBT328、330导通或关断的控制。具体而言，当控制周期Tn最后的IGBT328、330的状态是导通状态，下一个控制周期Tn+1开头(最初)的IGBT328、330的状态是关断状态时，在下一个控制周期Tn+1中追加进行使IGBT328、330关断的控制(图14的步骤906、912)。当控制周期Tn最后的IGBT328、330的状态是关断状态，下一个控制周期Tn+1开头的IGBT328、330的状态是导通状态时，在下一个控制周期Tn+1中追加进行使IGBT328、330导通的控制(图14的步骤909、911)。通过这样的方式，能够抑制扭矩脉动的增大，同时实现开关损耗的降低，并提高安全性。

(3)在上述脉冲修正处理中，当与自控制周期Tn中最后切换IGBT328、330的状态时刻到下一个控制周期Tn+1的开头为止的时间相应的脉冲宽度在规定的最小脉冲宽度以上时，在下一个控制周期Tn+1的开头的相位θv1处追加进行使IGBT328、330导通或关断的控制。另一方面，当与自控制周期Tn中最后切换IGBT328、330的状态时刻到下一个控制周期Tn+1的开头为止的时间相应的脉冲宽度不足规定的最小脉冲宽度时，通过实施最小脉冲宽度限制，在从下一个控制周期Tn+1开头的相位θv1起错开的时刻，追加进行使IGBT328、330导通或关断的控制(图14步骤915)。通过这样的方式，由于追加进行使IGBT328、330导通或关断的控制，所以输出的控制信号的脉冲宽度必定在最小脉冲宽度以上，因此能够可靠地使IGBT328、330导通或关断。

(4)在脉冲修正处理中，进一步当控制周期Tn中算出的下一个控制周期Tn+1的脉冲波形的脉冲宽度不足最小脉冲宽度时，将该脉冲消除(图14步骤904)。控制电路172，产生与该脉冲消除后的脉冲波形相应的控制信号。通过这样的方式，能够预先防止IGBT328、330的开关动作无法追踪的不足最小脉冲宽度的控制信号从控制电路172输出。

——第二实施方式——

以下对本发明的第二实施方式进行说明。在上述的第一实施方式中，对在脉冲发生器434中用脉冲输出电路436生成PHM脉冲信号的例子进行了说明。与之相对地，在第二实施方式中，对代替相位计数比较器使用定时计数比较器来生成PHM脉冲信号的例子进行说明。

本实施方式的控制电路172的脉冲发生器434’，例如图42所示，由脉冲运算器435’和脉冲输出电路436’实现。脉冲运算器435’，例如图43所示，由相位检索器437、脉冲修正器438和相位/时间变换器439实现。另外，相位检索器437和脉冲修正器438，与第一实施方式中图7所示的相同。

另外，脉冲输出电路436’的具体电路与图53相同，由于运算是利用时间的函数进行的，所以对被输入运算结果的图53的寄存器518，将对时钟脉冲进行计数的定时计数器510’的计数值输出到比较器511，与寄存器518的保持值作比较。

相位/时间变换器439，将从脉冲修正器438输出的脉冲修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’变换为时间信息，作为上升沿时间Ton和下降沿时间Toff分别输出。脉冲输出电路436’基于从脉冲运算器435的相位/时间变换器439输出的上升沿时间Ton和下降沿时间Toff，分别生成作为面向U相、V相、W相的上下臂的开关指令的PHM脉冲信号。将由脉冲输出电路436’生成的面向各相的上下各臂的六种PHM脉冲信号，向切换器450输出。在这里，脉冲输出电路436’是图53的电路，如上所述，计数器510’作为对时钟脉冲进行计数的定时计数器动作。图53的电路的动作与前面和图6和图7一起说明的上述动作说明相同。

图44表示由本实施方式的脉冲发生器434’生成脉冲的基本原理。与表示第一实施方式的脉冲生成的基本原理的图8作比较，不同点在于，在图44中，将脉冲修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’分别变换为上升沿时间Ton和下降沿时间Toff，并且代替相位计数器使用定时计数器。

即，在控制周期Tn的开头，利用电压相位差运算器431获取转子相位角θre。基于该转子相位角θre，在电压相位差运算器431中利用上述式(3)计算电压相位，将电压相位信号θv向脉冲发生器434’输出。脉冲发生器434’根据该电压相位信号θv和来自角速度运算器460的电角速度信号ωre，计算下一个控制周期Tn+1的开始相位θv1和结束相位θv2，利用存储器算出该范围的上升沿相位θon和下降沿相位θoff。基于该上升沿相位θon和下降沿相位θoff，决定脉冲修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’。然后，分别求取从相位θv1到修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’为止的各个差Δθon’和Δθoff’，分别算出与这些差相应的上升沿时间Ton和下降沿时间Toff。像这样决定了上升沿时间Ton和下降沿时间Toff之后，使用与定时计数进行比较匹配的功能，对U相、V相、W相各相输出PHM脉冲信号。另外，图44中虽然只例示了U相的PHM脉冲信号，但V相、W相也是相同的。

图45表示详细说明了上述脉冲生成的步骤的流程图。另外，在图45的流程图中，与图9所示的流程图相同的符号，表示相同的动作内容。对于同样的内容，为了回避繁杂省略其说明。

脉冲发生器434’，在图45的步骤809中，利用脉冲运算器435’内的相位/时间变换器439，将在步骤806中从脉冲修正器438输出的脉冲修正后的上升沿相位θon’和下降沿相位θoff’分别变换为上升沿时间Ton和下降沿时间Toff。在这里，通过对脉冲修正后的上升沿相位θon’、下降沿相位θoff’分别减去控制周期Tn+1的开始相位θv1，来分别计算差Δθon’、Δθoff’。再通过将该差Δθon’、Δθoff’分别除以电角速度ωre，来分别计算上升沿时间Ton、下降沿时间Toff。将算出的值暂时保存在作业用存储器中。

在下一个控制周期Tn+1的开始，执行步骤801，将上一个控制周期的运算结果，从暂时保存的作业用存储器中读出，输入到脉冲输出电路436’的寄存器516中。输入动作按事件发生的顺序进行，首先输入上升沿时间Ton的计数值C1和表示上升沿的“S”，接着输入下降沿时间Toff的计数值C2和表示下降沿的“R”。图53的定时计数器510’进行计数动作，当定时计数器510’的计数值到达上升沿时间Ton的计数值C1时，基于比较器511的比较结果，通过门513S将设定信号发送到触发器514，使PHM脉冲信号上升。

接着，表示下降沿时间Toff的时刻的计数值C2输入寄存器518，表示下降沿的信号“R”输入触发器512。其结果，门513R打开，门513S关闭。定时计数器510’进行计数动作，当该计数值到达保存在寄存器518中的计数值C2时，基于比较器511的比较结果，通过门513R将重置信号发送到触发器514，触发器514成为重置状态，使PHM脉冲信号下降。通过这样的方式，生成PHM脉冲信号，将生成的PHM脉冲信号向切换器450输出。在脉冲发生器434’中，通过在第一实施方式说明过的步骤801～806的处理的基础上追加进行以上说明的步骤809的处理，生成PHM脉冲信号。

接着，对由本实施方式的脉冲发生器434’输出的PHM脉冲波形的特征用图46～50在下面进行说明。图46是用于对现有的同步PWM控制中使载波变化时的问题点进行说明的图。在同步PWM控制中，如图46所示，可以通过将各种形状的三角波用作载波波形，来对PWM脉冲的位置和宽度进行控制。但是，在这样的控制方法中存在下述问题，即，用于通过反转和频率变化来对载波波形进行各种变形的电路结构变得复杂，需要将多个三角波的形状预先存储在ROM等中。另外，由于在三角波的途中无法使载波波形发生变化，根据波形的不同，开始变化前的等待时间可能会较长，存在导致扭矩变动等的问题。

图47是用于将基于图46所示的同步PWM控制的PWM脉冲波形和本实施方式的PHM脉冲波形进行比较的图。在图47中，图上部所示的基波、载波和PWM脉冲，是将图46的一部分(区间S 1对应部分)放大的图。本实施方式的PHM脉冲，例如基于图47所示的时间计数(定时计数)来输出。该时间计数的周期，是电动发电机192控制的最小周期，与图44所示控制周期Tn相等。其如第一实施方式中说明的那样，例如为数百μs左右。

根据图47可知，在PHM脉冲中由于使用时间计数，所以不需要如同步PWM控制中的载波那样的形状复杂的三角波。因此，不需要如上所述的复杂的电路结构和向ROM等进行存储的处理。另外，用于使波形变化的等待时间是时间计数的一个周期份，由于其为数百μs左右非常的短，所以也不会发生扭矩变动等问题。

图48对现有的同步PWM控制中用与图46不同的方法使载波变化时的问题点进行说明。在同步PWM控制中如图48所示，通过使作为三角波的载波的宽度(周期)变化来对PWM脉冲的位置和宽度进行控制。但是，在这样的控制方法中，如果在三角波的途中切换非同步PWM控制和同步PWM控制，则存在无法保持脉冲连续性的情况。如果脉冲连续性无法保持，则开关元件将长时间开或关，存在因电压的过渡变动产生过电流的情况。因此，需要在三角波的峰或谷的部分进行切换，所以根据载波波形的形状的不同，控制切换的等待时间可能会较长。

图49是将从如图48所示的非同步PWM控制向同步PWM控制切换时的PWM脉冲波形和本实施方式的PHM脉冲波形进行比较。在图49中，图上部所示的载波和PWM脉冲，表示从非同步PWM控制向同步PWM控制切换时的例子。本实施方式的PHM脉冲，例如基于图49所示的时间计数来输出。该时间计数的周期，与图47相同，是电动机控制的最小周期。

从图49可知，当从非同步PWM控制向同步PWM控制切换时，如果使载波的相位变动来放大该三角波的宽度，则由该三角波决定的PWM脉冲输出前的等待时间随三角波的宽度相应地变大。另一方面，在PHM脉冲中，如上所述用于使波形变化的等待时间为时间计数的一周期份，为数百μs左右非常的短，所以能够即时输出使波形变化后的PHM脉冲，不会产生扭矩变动等问题。进一步，由于使用时间计数使脉冲波形变化，所以不需要像同步PWM控制那样改变载波的周期。另外，在使脉冲波形变化时电压相位存在变动的情况下，由于等待时间与同步PWM控制相比较短，所以不会产生电压的过渡变动，能够即时应对该相位变动。

图50是用于将与图49相反地从同步PWM控制向非同步PWM控制切换时的PWM脉冲波形和本实施方式的PHM脉冲波形进行比较的图。从图50可知，由于在作为载波的三角波的途中无法从同步PWM控制切换到非同步PWM控制，所以根据该三角波的宽度，控制切换前的等待时间会变长。另一方面，在PHM脉冲中，如图49说明的那样，用于使波形变化的等待时间为数百μs左右非常的短，所以能够即时输出使波形变化后的PHM脉冲。因此，不会产生扭矩变动等问题。

另外，上述说明中将第二实施方式的PHM脉冲波形的特征与现有的同步PWM控制作比较进行说明，但第一实施方式的PHM脉冲波形当然也具有与之相同的特征。即，即使将时间计数器替换成相位计数器，也能够输出具有与以上使用图46～50说明过的特征相同的特征的PHM脉冲波形。

根据以上说明的第二实施方式，能够发挥与第一实施方式中说明过的相同的作用效果。

对于上述图5记载的PHM控制用的脉冲调制器430的动作原理，再次在此处说明。

设定与要输出的交流输出——例如交流电压的波形——相对应的矩形波。矩形波中包含各种高次谐波，当使用傅立叶级数展开时，如式(1)所示能够分解为各高次谐波成分。

根据使用目的和状况，确定上述消除的高次谐波，生成脉冲信号。换言之，通过包含作为噪声的影响较小的高次谐波成分来实现开关次数的减少。

图51作为一例表示消除了3次、5次、7次谐波的U相和V相的线电压的模式(波形模式)的生成过程和特征。线电压指的是各相的端子的电位差，设U相的相电压为Vu，V相的相电压为Vv时，则线电压Vuv表示为Vuv＝Vu-Vv。因为V相和W相的线电压、W相和U相的线电压相同，以下，作为代表例说明U相和V相的线电压的模式的生成。

图51的横轴以U相和V相之间的线电压的基波为基准定轴，以下简称为UV线电压基准相位θuvl。如图51所示，电压脉冲的基波是以θuvl为基准的正弦波电压。生成的脉冲以该基波的π/2为中心，根据图示的步骤，对于θuvl分别配置在图中例示的位置上。此处，如上所述θuvl与电角度对应，因此图51的脉冲的配置位置能够用电角度表示。因此在以下说明中，将该脉冲的配置位置定义为特定的电角度位置。由此，能够产生S1～S4、S1’～S2’的脉冲列。该脉冲列具有不含有基波的3次、5次、7次谐波的谱分布。换言之，该脉冲列是从以0≤θuvl≤2π作为定义域的矩形波中消除了3次、5次、7次谐波的波形。其中，消除的高次谐波的次数还可以为3次、5次、7次以外。所消除的高次谐波，在基波频率较小时消除至较高次，在基波频率较大时可以仅消除较低次。例如，按以下方式使消除的次数变化：在转速较低时消除5次、7次、11次，随着转速上升变更为消除5次、7次，在转速进一步上升的情况下仅消除5次。这是由于，在高速旋转区域中，电动机的绕组阻抗变大，电流脉动较小。

同样还存在根据扭矩的大小使要消除的高次谐波的次数变化的情况。例如，在固定为某个转速的条件下增大扭矩时，按以下方式使消除的次数变化：在扭矩较小的情况下选择消除5次、7次、11次的模式，随着扭矩的增大变为消除5次、7次，在扭矩进一步增大的情况下仅消除5次。

此外，也可以不像上述说明那样单纯地伴随扭矩或转速的增大只减少消除的次数，而是相反地使其增加，或者不论扭矩和转速的增减，不变化消除的次数。这应该考虑电动发电机192的扭矩脉动、噪声、EMC等指标的大小来确定，不限于对于转速和扭矩单调变化。

上述实施方式中，能够考虑畸变对于控制对象的影响来选择想要消除的次数的高次谐波。随着如上所述想要消除的高次谐波的次数的种类增加，功率开关电路144的开关元件328和330的开关次数增大。在上述实施方式中，因为能够考虑畸变对控制对象的影响，选择想要消除的次数的高次谐波，所以能够防止消除必要以上的多种高次谐波，能够考虑畸变对于控制对象的影响来适当地减少上述开关元件328和330的开关次数。

如上述实施方式所述，在线电压的控制中，将要输出的交流输出的半个周期即相位0[rad]到π[rad]的开关时序控制为与相位π[rad]到2π[rad]的开关时序相同，能够使控制单纯化，提高控制性。进而在相位0[rad]到π[rad]或者相位π[rad]到2π[rad]的期间中，以相位π/2或者3π/2为中心在相同的开关时序进行控制，能够使控制单纯化，提高控制性。

此外，如上所述，根据使用目的或状况，以包含作为噪声的影响较小的高次谐波成分的方式生成脉冲信号，所以能够减少功率开关电路144的开关元件328和330的开关次数。

以上说明只是一个示例，本发明不限于上述各实施方式的结构。

Claims (9)

1.一种电力变换装置，其特征在于，包括：

功率开关电路，具有多个将上臂用的开关元件和下臂用的开关元件串联连接而成的串联电路，接受直流电力产生交流电力；

控制电路，基于输入信息按规定的控制周期反复运算所述开关元件的状态，并根据该运算结果，产生用于以基于由所述功率开关电路产生的交流输出的相位的时序对所述开关元件的导通或关断进行控制的控制信号；和

驱动电路，基于来自所述控制电路的控制信号，产生用于使所述开关元件导通或关断的驱动信号，其中，

所述控制电路，在基于所述输入信息运算出的一个控制周期中所述开关元件的状态和下一个控制周期中所述开关元件的状态的关系成为不连续的关系时，基于所述一个控制周期中所述开关元件的状态和所述下一个控制周期中所述开关元件的状态，在所述下一个控制周期中追加进行使所述开关元件导通或关断的控制。

2.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于：

所述控制电路，当所述一个控制周期的结尾处的所述开关元件的状态是导通状态，所述下一个控制周期的开头处的所述开关元件的状态是关断状态时，在所述下一个控制周期中，追加进行使所述开关元件关断的控制。

3.如权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于：

所述控制电路，当所述一个控制周期的结尾处的所述开关元件的状态是关断状态，所述下一个控制周期的开头处的所述开关元件的状态是导通状态时，在所述下一个控制周期中，追加进行使所述开关元件导通的控制。

4.如权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于：

所述控制电路，当相应于自所述一个控制周期中最后切换所述开关元件的状态的时刻起至所述下一个控制周期的开头为止的时间的脉冲宽度在规定的最小脉冲宽度以上时，在所述下一个控制周期的开头，追加进行使所述开关元件导通或关断的控制，

当相应于自所述一个控制周期中最后切换所述开关元件的状态的时刻起至所述下一个控制周期的开头为止的时间的脉冲宽度不足所述最小脉冲宽度时，在所述下一个控制周期的与开头错开的时刻，追加进行使所述开关元件导通或关断的控制。

5.如权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于：

所述控制电路，当所述运算结果的脉冲宽度不足规定的最小脉冲宽度时，消除该脉冲来产生所述控制信号。

6.如权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于：

所述功率开关电路，产生具有U相、V相和W相的三相交流电力，

为了产生所述相间的交流电压，从所述驱动电路对所述功率开关电路，供给表示基于所述交流电压的相位角0～π的开关时序的驱动信号，并且将表示与所述基于相位角0～π的开关时序相同的开关时序的信号，以相位角π～2π的相位供给到所述功率开关电路。

7.如权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于：

所述控制电路，在要除去的高次谐波的种类存在多个的第一高次谐波除去控制中，产生对基于要除去的所述高次谐波确定的交流波形的每半周期的开关动作进行控制的第一控制信号，并将其供给到所述驱动电路，

所述控制电路，在要除去的高次谐波的种类比第一高次谐波除去控制多的的第二高次谐波除去控制中，产生对基于要除去的所述高次谐波确定的交流波形的每半周期的开关动作进行控制的第二控制信号，并将其供给到所述驱动电路，

通过所述驱动电路的控制，所述功率开关电路，进行所述第二高次谐波除去控制的每半周期的开关次数比所述第一高次谐波除去控制的每半周期的开关次数多的开关动作。

8.如权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于：

基于规定的条件切换下述模式：

PHM控制模式，根据电角度，交替地形成在不同的相上使所述上臂用的开关元件和所述下臂用的开关元件分别导通而从所述直流电源向所述电动机供给电流的第一期间，和在全相上使所述上臂用的开关元件与所述下臂用的开关元件中的任一者导通而用蓄积于所述电动机的能量维持扭矩的第二期间；和

正弦波PWM控制模式，根据基于正弦波指令信号和载波的比较结果而确定的脉冲宽度，使所述开关元件导通，由此从所述直流电源向所述电动机供给电流。

9.如权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于：

根据电角度，交替地形成在不同的相上使所述上臂用的开关元件和所述下臂用的开关元件分别导通而从所述直流电源向所述电动机供给电流的第一期间，和在全相上使所述上臂用的开关元件与所述下臂用的开关元件中的任一者导通而用蓄积于所述电动机的能量维持扭矩的第二期间，

通过使所述第一期间的长度根据调制度变化，使流过所述电动机的交流电流的高次谐波成分变化为期望的值，

当所述调制度最大时，进行按所述电动机的每一转使各相的所述开关元件各自导通和关断一次的矩形波控制。

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