CN101212196A - 永久磁铁电动机的无脉动控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于，提供一种永久磁铁电动机的无脉动控制装置，在将单相或三相交流电压通过二极管整流电路转换为直流电压来驱动永久磁铁电动机的变换器的驱动器系统中，抑制因二极管整流的动作引起的“直流电压的脉动”所产生的低频电流脉动现象，降低电动机的转矩脉动及噪音。根据由交流电压的电源频率算出的“脉动频率的设定值”和变换器的电流检测值，推定出“直流电压的脉动频率”，使用所得到的“脉动频率的设定值”和电流检测值，对变换器的输出电压进行修正。

Description

永久磁铁电动机的无脉动控制装置

技术领域

本发明涉及在将单相或三相的交流电压通过二极管整流电路转换为直流电压来驱动永久磁铁电动机的变换器(inverter)的驱动器系统中，抑制因二极管整流的动作引起的“直流电压的脉动”所产生的低频电流脉动现象，从而降低电动机的转矩脉动及噪音的控制方式。

背景技术

首先，对电流脉动的产生原因进行说明。

当通过使用了二极管的全波整流电路将三相交流电压转换为直流电压时，在直流电压中会产生相对于输入到全波整流电路的电源频率具有六倍频率成分的脉动。

要降低脉动，只要增大连接在整流电路的输出侧的平滑电容器的容量即可，但存在着电源系统大型化的问题。

当直流电压中存在脉动时，在变换器的三相输出电压、电流中除了变换器的动作频率成分以外，还含有电源频率的六倍脉动成分和变换器的动作频率成分的“和的频率成分”和“差的频率成分”。

这里，当变换器的动作频率成分和交流电压的电源频率的六倍脉动成分接近时，在由变换器驱动的电动机的电阻值小的情况下，由于上述的“差的频率成分”而产生大的脉动电流，从而发生电动机的输出转矩产生脉动的脉动现象。

作为该脉动现象的抑制方式，例如在特开2004-104898号公报中公开了一种下述方法：检测旋转坐标系的γ-δ轴电流的高频成分，并运算三相相电流脉动成分，将该运算值进行放大后，对三相电压指令值进行修正。

专利文献1：特开2004-104898号公报

但是，在特开2004-104898号公报记载的方法中，为了提取旋转坐标系的γ-δ轴电流的高频成分，需要高通滤波器。

因此，当存在着电源频率(50Hz、60Hz)等的差异或频率误差等时，为了提高脉动现象的抑制效果，必须对上述高通滤波器中设定的增益等进行微调。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种永久磁铁电动机的无脉动控制装置，即使存在电源频率(50Hz、60Hz)等的差异或频率误差等时，也无需调整就可以实现无脉动控制。

本发明根据由交流电压的电源频率运算出的“脉动频率的设定值”和变换器的电流检测值，推定“直流电压的脉动频率”，使用所得到的“脉动频率的推定值”和电流检测值对变换器的输出电压进行修正。

由此，可以抑制因二极管整流动作引起的“直流电压的脉动”所产生的低频电流脉动，从而能够降低电动机的转矩脉动(torque ripple)与噪音。

附图说明

图1是表示本发明一个实施例的永久磁铁电动机的无脉动控制装置的构成图；

图2是直流电压中无脉动时的电流控制特性；

图3是直流电压中有脉动时的电流控制特性；

图4是图1的控制装置中的脉动频率推定部14的构成图；

图5是图1的控制装置中的脉动抑制运算部15的说明图；

图6是图1的控制装置中的脉动频率推定部14的构成图(f₀ ^*＜f₀)；

图7是图1的控制装置中的脉动频率推定部14的构成图(f₀ ^*＞f₀)；

图8是使用了本发明时的电流控制特性(直流电压中有脉动)；

图9是在脉动频率推定部14中应用了PLL控制的说明图；

图10是在脉动抑制运算部15中应用了积分控制的说明图；

图11是表示本发明的另一个实施例的永久磁铁电动机的无脉动控制装置的构成图；

图12是表示本发明的又一个实施例的永久磁铁电动机的无脉动控制装置的构成图。

图中：1、1a-交流电源，2、2a-二极管整流电路，3-平滑电容器，4-变换器(inverter)，5-电流检测器，6-永久磁铁电动机，7-位置检测器，8-频率运算部，9、16-坐标转换部，10-d轴电流控制运算部，11-q轴电流控制运算部，12-矢量控制运算部，13-脉动频率设定部，14、14a-脉动频率推定部，15、15a-脉动抑制运算部，17-相位误差推定部，18-频率推定部，19-相位运算部，Id^*-第一d轴电流指令值，Id^**-第二d轴电流指令值，Iq^*-第一q轴电流指令值，Iq^**-第二q轴电流指令值，Vdc^*-d轴的电压指令值，Vqc^*-q轴的电压指令值，Idc-d轴的电流检测值，Iqc-q轴的电流检测值，θc-相位检测值，θc^*-相位推定值，ω₁-频率运算值，ω₁c-频率推定值，f₀-直流电压的脉动频率，f₀ ^*-脉动频率的设定值，f₀ ^--脉动频率的推定值，ΔVq-q轴的脉动补偿值。

具体实施方式

下面，使用附图对本发明的实施例进行详细说明。

[第一实施例]

图1是表示作为本发明一个实施例的永久磁铁电动机的控制装置的构成例。

交流电源1向二极管整流电路2输出三相交流电压。

二极管整流电路2将三相交流电压转换为直流电压。

平滑电容器3对作为二极管整流电路2的输出的直流电压进行平滑。

变换器4输出与作为平滑电容器3的输出的直流电压Edc和三相交流的电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*成比例的电压，来改变永久磁铁电动机6的输出电压和转速。

电流检测器5检测永久磁铁电动机6的三相交流电流Iu、Iv、Iw。

永久磁铁电动机6输出将由永久磁铁的磁通产生的转矩成分和由电枢绕组的电感产生的转矩成分进行合成后的电动机转矩。

位置检测器7检测出永久磁铁电动机6的位置θ并输出检测值θc。

频率运算部8对永久磁铁电动机6的位置检测值θc进行微分运算，算出频率运算值ω₁。

坐标转换部9以位置检测值θc为基准，根据上述三相交流电流Iu、Iv、Iw的检测值Iuc、Ivc、Iwc输出d轴及q轴的电流检测值Idc、Iqc。

d轴的电流控制运算部10根据第一d轴的电流指令值Id^*和电流检测值Idc的偏差输出第二d轴电流指令值Id^**。

q轴的电流控制运算部11根据第一q轴的电流指令值Iq^*和电流检测值Iqc的偏差输出第二q轴电流指令值Iq^**。

矢量控制运算部12基于永久磁铁电动机6的电常数和第二电流指令值Id^**、Iq^**及频率运算值ω₁，输出d轴及q轴的电压指令值Vdc^*、Vqc^*。

脉动频率设定部13设定三相电源频率为50Hz或60Hz等信息，并输出作为脉动频率的设定值的f₀ ^*。

脉动频率推定部14基于上述脉动频率的设定值f₀ ^*和电流偏差ΔIqrip(q轴的电流检测值Iqc和电流指令值Iq^*的偏差)输出脉动频率的推定值f₀ ^-。

脉动抑制运算部15使用推定值f₀ ^-和电流偏差ΔIq_rip输出q轴的脉动补偿值ΔVq。

坐标转换部16以位置检测值θc为基准，根据电压指令值Vdc^*、Vqc^*和q轴的脉动补偿值ΔVq的相加值，输出三相交流的电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*。

首先对电压和相位的基本控制方法进行详述。

电压控制的基本动作为，在d轴及q轴的电流控制运算部10及11中，使用从上位给予的第一电流指令值Id^*、Iq^*和电流检测值Idc、Iqc，运算矢量控制运算中所使用的第二电流指令值Id^**、Iq^**。

在矢量控制运算部12中，使用第二电流指令值Id^**、Iq^**和频率运算值ω1及电动机常数的设定值，运算数学式(1)所示的电压指令值Vdc^*、Vqc^*，以控制变换器4的电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*。

【数学式1】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vdc}}^{*}\\ {\mathrm{Vqc}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -{\mathrm{\ω}}_1\·{\mathrm{Lq}}^{*}\\ {\mathrm{\ω}}_1\·{\mathrm{Ld}}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{1d}^{**}\\ 1q^{**}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ω}}_1\·{\mathrm{Ke}}^{*}\end{array}\right]...\left(1\right)$

其中，R：电阻值

Ld：d轴电感值、Lq：q轴电感值

Ke：感应电压系数    ^*：设定值

另一方面，相位控制中，在解析器(resolver)或编码器等位置检测器7中检测电动机的位置θ，得到位置检测值θc。

在坐标变换部9、16中，使用该位置检测值θc进行数学式(2)及数学式(3)所示的坐标变换。

【数学式2】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vu}}^{*}\\ {\mathrm{Vv}}^{*}\\ {\mathrm{Vw}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 1/2& \sqrt{3}/2\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\ω}}_1\·t)& -\sin ({\mathrm{\ω}}_1\·t)\\ \sin ({\mathrm{\ω}}_1\·t)& \cos ({\mathrm{\ω}}_1\·t)\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vdc}}^{*}\\ {\mathrm{Vqc}}^{*}\end{array}\right]...\left(2\right)$

【数学式3】

$\left[\begin{array}{c}1\mathrm{dc}\\ 1\mathrm{qc}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\·\left[\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\ω}}_1\·t)& \sin ({\mathrm{\ω}}_1\·t)\\ -\sin ({\mathrm{\ω}}_1\·t)& \cos ({\mathrm{\ω}}_1\·t)\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iuc}\\ \mathrm{Ivc}\\ \mathrm{Iwc}\end{array}\right]...\left(3\right)$

另外，在频率运算部8中通过数学式(4)求出频率运算值ω₁。

【数学式4】

$w_1=\frac{d}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{\θc}...\left(4\right)$

以上是电压控制和相位控制的基本动作。

接着，对未设置作为本发明特征的脉动频率设定部13、脉动频率推定部14、脉动抑制运算部15时的控制特性进行阐述。

图2、图3表示了在图1的控制装置中，直流电压的脉动对控制特性的影响。

图2是无电压脉动(ΔEdc＝0)时的特性。

表示了电动机的旋转频率为290Hz的q轴电流Iq和U相电流iu。

可知q轴电流Iq与q轴电流指令值Iq*100A一致且被稳定地控制。另外，电流iu的波高值也为100A。

另一方面，图3是有电压脉动(ΔEdc＝±2.5V)时的特性。

当直流电压的脉动频率为300Hz(＝电源的频率50Hz×6倍)时，在q轴电流Iq中重叠有与电压脉动成分相同的300Hz成分。

在电流iu中产生了脉动成分300Hz和电动机旋转频率290Hz之差的频率，即10Hz的成分。波高值也超过100A，可知发生了脉动现象的情况。

下面，对作为本发明特征的脉动频率推定部14、脉动抑制运算部15的构成进行说明。

接着，使用图4对脉动频率推定部14进行说明。

由脉动频率设定部13输出的脉动频率的设定值f₀ ^*乘上常数2π的增益141并被输入到积分运算部142。作为积分运算部142的输出信号的θ₀ ^*(＝2πf₀ ^*·t)被输入给余弦信号发生部143和正弦信号发生部144。

余弦信号发生部143和正弦信号发生部144的输出信号分别被乘上q轴电流检测值中所含的高频成分ΔIq_rip(q轴电流检测值Iqc和电流指令值Iq^*的偏差)，它们的相乘值被输入给一阶滞后运算部145、146。

在反正切信号发生部147中，使用一阶滞后运算部145、146的输出信号来运算相位信号Δθ₀ ^-。

在频率误差运算部148中，根据相位信号Δθ₀ ^-输出作为脉动频率的设定值偏移量的Δf，并与脉动频率的设定值f₀ ^*相加，运算脉动频率的推定值f₀ ^-。

同样地使用图5，对脉动抑制运算部15进行说明。

脉动频率的推定值f₀ ^-乘上常数2π的增益151并被输入到积分运算部152。作为积分运算部142的输出信号的θ₀ ^-(＝2πf₀ ^-·t)被输入给余弦信号发生部153和正弦信号发生部154。

余弦信号发生部153和正弦信号发生部154的输出信号，分别乘上q轴电流检测值中所含的高频成分ΔIq_rip，它们的相乘值被输入给一阶滞后运算部155、156。

一阶滞后运算部155、156的输出信号分别被乘上常数Kpa的比例增益157、常数Kpb的比例增益158。

上述的余弦信号发生部153和正弦信号发生部154的输出信号，分别与比例增益157、158的输出信号相乘，将它们的相乘结果进行相加，并将二倍的值设定为q轴脉动补偿值ΔVq而输出。

接着，对作为本发明特征的脉动频率设定部13、脉动频率推定部14、脉动抑制运算部15的原理进行说明。

首先，对直流电压的脉动频率的推定方法进行说明。

在脉动频率设定部13中，如数学式(5)所示，假设将交流电压的电源频率(50Hz或60Hz)的6倍值作为脉动频率的设定值f₀ ^*。

【数学式5】

f₀ ^*＝6·fz                              …(5)

这里，fz：电源频率〔Hz〕

在脉动频率推定部14中进行脉动频率的推定运算。

当存在着交流电压的电源频率(50Hz或60Hz)等不同或频率的误差等时，为了进行高精度的脉动控制，需要进行脉动频率的推定运算。

在此，将q轴电流检测值Iqc中所含的高频成分ΔIq_rip定义为数学式(6)。

【数学式6】

ΔIq_rip＝ΔIq·sin(2π·f₀·t)          …(6)

其中，Δiq：脉动成分的振幅值

如数学式(7)所示，ΔIq_rip可以由q轴电流检测值Iqc和电流指令值Iq^*的偏差算出。

【数学式7】

ΔIq_rip＝Iqc-Iq^*                        …(7)

另外，在将脉动频率的假设(初始)值设为f₀ ^*时，如果将余弦信号发生部143和正弦信号发生部144的输出信号各自乘上ΔIq_rip的运算结果设定为Ia₁、Ib₁，则

【数学式8】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Ia}}_1\\ {\mathrm{Ib}}_1\end{array}\right]=\mathrm{\Δ}{\mathrm{Iq}}_{\mathrm{rip}}\left[\begin{array}{c}\cos (2\mathrm{\π}\·{f_0}^{*}\·t)\\ \sin (2\mathrm{\π}\·{f_0}^{*}\·t)\end{array}\right]$

$=\frac{1}{2}\mathrm{\ΔIp}\left[\begin{array}{c}\sin [2\mathrm{\π}\·(f_0+{f_0}^{*})\·t]+\sin [2\mathrm{\π}\·(f_0-{f_0}^{*})\·t]\\ \cos [2\mathrm{\π}\·(f_0-{f_0}^{*})\·t]+\cos [2\mathrm{\π}\·(f_0+{f_0}^{*})\·t]\end{array}\right]...\left(8\right)$

将这些信号Ia₁、Ib₁输入给一阶滞后运算部145、146，若设定可除去和的频率〔2π(f₀+f₀ ^*)〕成分的一阶滞后常数(ta、tb)，则可以将数学式(8)近似为数学式(9)那样。

其中，Φ是一阶滞后滤波器的相位滞后值。

【数学式9】

接着，在反正切信号发生部147中得到的相位信号Δθ₀ ^-为：

【数学式10】

$\mathrm{\Δ}{{\mathrm{\θ}}_0}^{^}={\tan }^{-1}\left[\frac{I{a}_2}{\mathrm{Iab}}\right]...\left(10\right)$

由数学式(10)可知，通过算出差的频率〔2π(f₀-f₀ ^*)〕成分，可以检测出“直流电压的脉动频率”和“脉动频率的设定值”的误差。

若对频率误差算出部148进行详细说明，则图6表示直流电压的脉动频率f₀为315Hz、脉动频率的设定值f₀ ^*为300Hz的相位信号Δθ₀ ^-的波形。

可知信号Δθ₀ ^-的周期T为0.0667s(＝1/15Hz)。

另外，还可知信号Δθ₀ ^-的斜度为“正”，满足f₀＞f₀ ^*的关系。

即，通过信号Δθ₀ ^-从+180°变化到-180°为止的“检查周期性(计数时间)”可知设定误差的大小，通过检查信号Δθ₀ ^-的斜度，可以推定设定误差的极性。

另一方面，图7表示直流电压的脉动频率f₀为285Hz、脉动频率的设定值f₀ ^*为300Hz的相位信号Δθ₀ ^-的波形。

和图5同样，信号Δθ₀ ^-的周期T为0.0667s(＝1/15Hz)，信号Δθ₀ ^-的斜度为“负”，满足f₀＜f₀ ^*的关系。

即，根据这些信息算出脉动频率的设定值偏移量即Δf，并与脉动频率的设定值f₀ ^*相加，从而算出脉动频率的推定值f₀ ^-。

在将该推定值f₀ ^-置换为脉动频率的设定值f₀ ^*，频率误差算出部148的输出即Δf经过规定时间后变为零时，将推定值f₀ ^-存储于微机的存储器，从下次的起动(控制动作)开始起，不再进行脉动频率设定部13和脉动频率推定部14的运算，可以将已存储的f₀ ^-作为脉动频率推定部14的输出值进行读取、使用。

在脉动抑制运算部15中进行脉动抑制的控制。

若将使用脉动频率的推定值f₀ ^-运算出的余弦信号发生部153和正弦信号发生部154的输出信号各自乘上信号ΔIq_rip的运算结果设定为Ia₃、Ib₃，则

【数学式11】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Ia}}_3\\ {\mathrm{Ib}}_3\end{array}\right]=\mathrm{\Δ}{\mathrm{Iq}}_{\mathrm{rip}}\left[\begin{array}{c}\cos (2\mathrm{\π}\·{f_0}^{^}\·t)\\ \sin (2\mathrm{\π}\·{f_0}^{^}\·t)\end{array}\right]$

$=\frac{1}{2}\mathrm{\ΔIp}\left[\begin{array}{c}\sin [2\mathrm{\π}\·(f_0+{f_0}^{^})\·t]+\sin [2\mathrm{\π}\·(f_0-{f_0}^{^})\·t]\\ \cos [2\mathrm{\π}\·(f_0-{f_0}^{^})\·t]+\cos [2\mathrm{\π}\·(f_0+{f_0}^{^})\·t]\end{array}\right]...\left(11\right)$

将这些信号Ia₃、Ib₃输入到一阶滞后运算部155、156，当设定可除去和的频率〔2π(f₀+f₀ ^*)〕成分的一阶滞后常数(ta、tb)时，可以对数学式(11)如数学式(12)那样进行近似。

其中，Φ₄是一阶滞后滤波器的相位滞后值。

【数学式12]

若将比例增益Kp(Kp＝Kpa＝Kpb)与该信号Ia₄、Ib₄相乘，进行数学式(13)的运算，则

【数学式13]

ΔVq＝Kp·ΔIq·2·[Ia₄·cos(2π·f₀^·t)+Ib₄·cos(2π·f₀^·t)]

    ＝Kp·ΔIq·2·[sin[2π·(f₀-f₀^)·t-₄]·cos(2π·f₀^·t)…(13)

    +cos[2π·(f₀-f₀^)·t-₄]×cos(2π·f₀^·t)]

    ＝Kp·ΔIq·sin(2π·(f₀·t-₄)

由此可知脉动频率f₀成分〔ΔIp·sin(2π·f₀·t-Φ₄)〕按比例增益Kp被放大的情况。

将该运算值ΔVq与q轴电压指令值Vq^*进行相加，进行运算变换器的输出电压的反馈控制，由此可以抑制脉动现象。

图8表示进行了该抑制补偿后的特性。

由图8可知，通过追加该抑制补偿，与图2的特性(无抑制补偿)相比，即使在有电压脉动(ΔEdc＝±2.5V)的情况下，也可以抑制脉动现象。

本实施例中，在脉动频率推定部14中设置频率误差算出部148进行了脉动频率的推定运算，但取而代之，可设置PLL(Phase Locked Loop)控制运算部来进行推定运算。

图9表示作为脉动频率推定部14的代替物的14a的构成。

在14a中，由后述的脉动频率的设定值f₀ ^-乘上常数2π的增益14a1代替脉动频率的设定值f₀ ^*，并输入给积分运算部14a2。

积分运算部14a2的输出信号即θ₀ ^-(＝2πf₀ ^-·t)被输入给余弦信号发生部14a3和正弦信号发生部14a4。

余弦信号发生部14a3和正弦信号发生部14a4的输出信号，分别乘上q轴电流检测值所含的高频成分Δiq_rip(q轴电流检测值Iqc和电流指令值Iq^*的偏差)，它们的相乘值被输入给一阶滞后运算部14a5、14a6。

在反正切信号发生部14a7中，使用一阶滞后运算部145、146的输出信号来运算相位信号Δθ₀ ^-。

在PLL控制运算部14a8中，以使相位信号Δθ₀ ^-变为零的方式，进行比例+积分运算，并输出脉动频率的设定值偏移量即Δf。

其中，K_PLL：比例增益

K_ILL：积分增益

将该信号Δf与脉动频率的设定值f₀ ^*相加，算出脉动频率的设定值f₀ ^-。

另外，本实施例在脉动抑制运算部15中进行了比例控制，但取而代之，进行积分控制也可以抑制脉动现象。

图10表示作为脉动抑制运算部15的代替物的15a的构成。

脉动频率的推定值f₀ ^-乘上常数2π的增益15a1后被输入到积分运算部15a2。积分运算部14a2的输出信号被输入给余弦信号发生部15a3和正弦信号发生部15a4。

余弦信号发生部15a3和正弦信号发生部15a4的输出信号分别乘上q轴电流检测值所含的高频成分ΔIq_rip，它们的相乘值被输入给一阶滞后运算部15a5、15a6。

一阶滞后运算部15a5、15a6的输出信号分别被输入给具有常数Kia的积分增益的积分运算部15a7、和具有常数Kib的积分增益的积分运算部15a8，上述的余弦信号发生部15a3和正弦信号发生部15a4的输出信号分别与积分运算部15a7、15a8的输出信号相乘，将它们的乘算结果相加，然后将二倍的值作为q轴脉动补偿值ΔVq而输出。

而且，在本实施例中，使用q轴电流检测值Iqc算出q轴脉动补偿值ΔVq，进行了q轴电压指令值Vq^*的修正，取而代之，可使用d轴电流检测值Idc算出d轴脉动补偿值ΔVd，来进行d轴电压指令值Vd^*的修正。

另外，也可以同时进行d轴及q轴的脉动抑制。

[第二实施例]

第一实施例是将三相交流电压输入到二极管整流电路的方式，但也可以使用输入单相交流电压的方式。

图11表示该实施例。

在图11中，3～16和图1的3～16为同一物。

交流电源1a向二极管整流电路2a输出单相交流电压。

二极管整流电路2a将单相交流电压转换为直流电压。

如数学式(14)所示，脉动频率设定部13a将交流电压的电源频率(50Hz或60Hz)的二倍值假设为脉动频率的设定值f₀ ^*。

【数学式14】

f₀ ^*＝2·fz    …(14)

这样，即使在具有单相交流电压的电源的实施例中，抑制脉动现象的效果也很明了。

[第三实施例]

第一实施例是由位置检测器7检测永久磁铁电动机5的位置的方式，但也可以在省略了位置传感器的控制装置中应用。

图12表示该实施例。

在图12中，1～6、9～16和图1的1～6、9～16为同一物。

17是相位误差推定部，其使用d轴及q轴电压指令值Vdc^*、Vqc^*与q轴脉动补偿值ΔVq的相加值、和d轴及q轴电流检测值Idc、Iqc，根据数学式(15)对位置推定值θc^*与电动机的位置θ的轴误差Δθ(＝θc^*-θ)进行推定运算，并输出相位误差推定值Δθc。

数学式15

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_0={\tan }^{-1}\left[\frac{{\mathrm{Vdc}}^{*}-R^{*}\·\mathrm{Idc}+{\mathrm{\ω}}_{1}0\·{\mathrm{Lq}}^{*}\·\mathrm{Iqc}}{{\mathrm{Vqc}}^{*}-R^{*}\·\mathrm{Iqc}-{\mathrm{\ω}}_{1}c\·{\mathrm{Lq}}^{*}\·\mathrm{Idc}}\right]...\left(15\right)$

18是频率推定部，其以使相位误差推定值Δθc变为零的方式，对频率推定值ω₁c进行运算。

19是对频率推定值ω₁c进行积分运算来生成相位指令值的相位运算部。

在这种无位置传感器系统中，也和上述实施例同样地动作，即便以廉价的构成也能够获得同样的效果。

在第一至第三实施例中，根据第一电流指令值(Id^*、Iq^*)和电流检测值(Idc、Iqc)生成第二电流指令值(Id^**、Iq^**)，并使用该电流指令值进行矢量控制运算，不过，也可以应用在下述方式中，

1)对第一电流指令值(Id^*、Iq^*)根据电流检测值(Idc、Iqc)生成电压修正值(ΔVd^*、ΔVq^*)，使用该电压修正值(ΔVd^*、ΔVq^*)、和第一电流指令值(Id^*、Iq^*)、频率运算值ω₁、电动机6的电常数按照数学式(16)对电压指令值(Vdc^*、Vqc^*)进行运算的矢量控制运算方式、

2)使用第一d轴电流指令值Id^*(＝0)及q轴电流检测值Iqc的一阶滞后信号Iqc_td及速度指令值ω_r ^*、电动机1的电常数，按照数学式(17)对电压指令值Vdc^*、Vqc^*进行运算的矢量控制运算方式。

【数学式16】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vdc}}^{*}\\ {\mathrm{Vqc}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -{\mathrm{\ω}}_1\·L^{*}\\ {\mathrm{\ω}}_1\·{\mathrm{Ld}}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Id}}^{*}\\ {\mathrm{Iq}}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{Ke}}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\mathrm{Vd}}^{*}\\ \mathrm{\Δ}{\mathrm{Vq}}^{*}\end{array}\right]...\left(16\right)$

【数学式17】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vdc}}^{*}\\ {\mathrm{Vqc}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -{{\mathrm{\ω}}_r}^{*}\·L^{*}\\ {\mathrm{\ω}}_r\·{\mathrm{Ld}}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Id}}^{*}\\ \mathrm{Iq}{c}_{\mathrm{td}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{Ke}}^{*}\end{array}\right]...\left(17\right)$

另外，第一至第三实施例是通过高价的电流检测器5检测三相交流电流Iu～Iw的方式，不过，根据在用于变换器4的过流检测而安装的单向分流电阻中流过的直流电流，再现三相的电动机电流Iu^、Iv^、Iw^，在使用该再现电流值的“低成本系统”中也可以对应。

Claims (9)

1.一种永久磁铁电动机的控制装置，将连接在对单相或三相电源电压进行整流以得到直流电压的整流电路的输出侧的平滑电容器的输出、即直流电压转换为任意的交流电压，并根据按照使驱动永久磁铁电动机的变换器的电流检测值与从上位给予的电流指令值一致的方式进行运算而得到的电流控制的输出值和频率运算值及电动机常数的设定值，对变换器的输出电压值进行控制，其中，

根据所述变换器的电流检测值推定直流电压的脉动频率。

2.根据权利要求1所述的永久磁铁电动机的控制装置，其特征在于，

所述直流电压的脉动频率的推定方法为：

将“电源频率的设定值(初始值)”扩大整数倍来运算“脉动频率的设定值”，根据将该运算值进行积分而得到的相位值生成正弦信号和余弦信号，

使用对该余弦信号和电流偏差(或检测值)的相乘值实施了低通滤波处理后的信号、和对该正弦信号和电流偏差(或检测值)的相乘值实施了低通滤波处理后的信号进行反正切运算，

根据该运算值的周期性算出直流电压的脉动频率与脉动频率的设定值的误差的大小，并且根据该运算值的倾斜度算出所述误差的极性，

使用这些信息和脉动频率的设定值来进行运算。

3.根据权利要求1所述的永久磁铁电动机的控制装置，其特征在于，

直流电压的脉动频率的推定方法为：

推定“脉动频率的设定值”和“直流电压的脉动频率”之间的设定误差，

根据将该设定误差与“脉动频率的设定值”的相加值进行积分而得到的相位值，生成正弦信号和余弦信号，

使用对该余弦信号和电流偏差(或检测值)的相乘值实施了低通滤波处理后的信号、和对该正弦信号和电流偏差(或检测值)的相乘值实施了低通滤波处理后的信号来进行反正切运算，

算出所述设定误差的相位信号，以使该相位信号追随为零的方式进行比例积分运算，并将该运算值和脉动频率的设定值相加。

4.根据权利要求1所述的永久磁铁电动机的控制装置，其特征在于，

将脉动频率的推定值重新设为脉动频率的设定值，

在脉动频率的推定值与脉动频率的设定值之间的误差经过规定期间变为零时，存储脉动频率的推定值，

从下次的动作开始不再进行权利要求2的脉动频率的推定动作，而参照已存储的推定值。

5.根据权利要求1所述的永久磁铁电动机的控制装置，其特征在于，

根据将脉动频率的设定值或脉动频率的推定值进行积分而得到的相位值，生成正弦信号和余弦信号，

将对余弦信号和电流偏差(或检测值)的相乘值实施了低通滤波处理后的信号按比例进行放大，

再将余弦信号与按比例放大后的值相乘，

将对正弦信号和电流偏差(或检测值)的相乘值实施了低通滤波处理后的信号按比例进行放大，

再将正弦信号与按比例放大后的值相乘，利用由这些运算结果的相加值得到的值对变换器的输出电压值进行修正。

6.根据权利要求1所述的永久磁铁电动机的控制装置，其特征在于，

根据将脉动频率的设定值或脉动频率的推定值进行积分而得到的相位值，生成正弦信号和余弦信号，

将对余弦信号和电流偏差(或检测值)的相乘值实施了低通滤波处理后的信号进行积分，

再将余弦信号与积分后的值相乘，

将对正弦信号和电流偏差(或检测值)的相乘值实施了低通滤波处理后的信号进行积分，

再将正弦信号与积分后的值相乘，

利用由这些运算结果的相加值得到的值对变换器的输出电压值进行修正。

7.根据权利要求5所述的永久磁铁电动机的控制装置，其特征在于，

至少使用d轴或q轴任意一方的电流检测值来进行运算，对变换器的输出电压值进行修正。

8.根据权利要求1所述的永久磁铁电动机的控制装置，其特征在于，

在为单相交流电压时，脉动频率的设定值为电源频率二倍的值，

另外，在为三相交流电压时，脉动频率的设定值为电源频率六倍的值

9.根据权利要求1所述的永久磁铁电动机的控制装置，其特征在于，

通过推定运算来求出电力变换器的旋转相位指令值和永久磁铁电动机的旋转相位值的偏差，即相位误差值，以使所推定的相位误差值变为零的方式运算频率运算值。

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