JP2008161027A - 同期モータの駆動装置。 - Google Patents

Abstract

【課題】ベクトル制御方式で回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に生じる軸誤差Δθに基づいて誘起電圧を補正することで、モータ電流の脈動を抑制して安定した速度制御を可能とすること。
【解決手段】位置センサレス・ベクトル制御方式で速度制御を行う同期モータの駆動装置において、ベクトル制御におけるｄ軸電流指令Ｉｄ、ｑ軸電流指令Ｉｑ、周波数指令ｆ及び誘起電圧定数Ｋｅを入力とし、ｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑを出力するモータ印加電圧演算部２０を有し、同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に発生する軸誤差Δθに基づいて誘起電圧定数Ｋｅを補正する誘起電圧補正部２２を設け、誘起電圧補正部２２で補正した誘起電圧定数Ｋｅｃをモータ印加電圧演算部２０に入力すること。
【選択図】図２

Description

本発明は、同期モータの磁極位置を検出する磁極位置センサと同期モータの電流を検出する電流センサとを用いずに、同期モータの速度制御を行うことが可能な同期モータの駆動装置に関する。

同期モータの磁極位置を検出する磁極位置センサと、同期モータの電流を検出する電流センサとを用いることなく、誘導同期モータ、直流同期モータを安定した状態で高回転させることが可能なベクトル制御は従来知られている（例えば、特許文献１を参照）。

磁極位置の基本原理は、同期モータの電機定数とモータ電圧およびモータ電流に基づいて磁極位置を推定演算を行うものであるが、同期モータが回転することで発生する誘起電圧を利用して位置を推定する制御も知られている（例えば、特許文献２を参照）。磁極位置の推定は、同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間の軸誤差Δθを推定演算するものであり、この演算によって得られた軸誤差Δθが零となるように同期モータの周波数指令を修正することで、位置センサレス・ベクトル制御を実現することができる。

一方、電流センサを用いずに電流を検出する方法としては、同期モータを駆動するインバータの直流電流を検出し、その瞬時値とインバータブリッジ回路内のスイッチング素子のオン／オフ信号から同期モータの交流電流を再現する「インバータ母線に配したシャント抵抗を利用した方法」が知られている（例えば、非特許文献１を参照）。この非特許文献１によると、シャント抵抗（電流検出用抵抗）の電流は、インバータブリッジ回路内のスイッチング素子のオン／オフに同期して通流／遮断する電流であり、電流検出のタイミングが重要となるが、直流電圧が高い場合、或いはインバータブリッジ回路内のスイッチング素子を駆動する周波数が高い場合など、同期モータの様々な要因により、スイッチング素子のオン時間が短くなると電流検出器に流れる電流の通流時間が減少し、電流検出が困難となるという課題が生じる。

このような課題を解決した方法が、例えば、特許文献３に提案されている。この特許文献３によると、電動機電流を２相再現可能である場合と１相のみ再現可能である場合とをＰＷＭ制御の毎々の１チョッパ期間毎に判別し、２相再現可能である場合の時間が示す割合を算出し、この割合に基づいてＰＷＭ制御のチョッパ周波数を切り替えるように制御している。
特許第３７８３１５９号 特許第３４１１８７８号 特開２００４−１０４９７７号公報 平成１４年電気学会全国大会「インバータ母線電流センシングによるＰＭモータの正弦波駆動」第２０１頁（２００２年３月２６日発行）

ところで、同期モータの加速／減速中、或いは外乱や高負荷状態、特に、低回転数の高負荷で１回転中に高回転／低回転と状態が入れ替わる状態（１回転中で回転脈動がある状態）において、同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に軸誤差Δθが発生する。同期モータが回転することで発生する誘起電圧においても、磁極位置のズレと同様に、同期モータの誘起電圧（例えば、１０００ｒｐｍの回転数制御しようとしているときに、実際には負荷変動などで９５０ｒｐｍで回転する場合があり、９５０ｒｐｍ回転のときに固定子巻線に実際に発生する誘起電圧）と制御上で仮定している誘起電圧（例えば、１０００ｒｐｍの回転数による誘起電圧）との間でズレが発生する。

しかし、上記特許文献や上記非特許文献に開示されている従来技術では、軸誤差Δθを零とするように周波数を補正する周波数補正手段はあるが、誘起電圧を補正する手段はなく同期モータへのモータ印加電圧は一定のままである。そのため、同期モータへのモータ印加電圧が過剰もしくは不足となり、シャント抵抗（電流検出用抵抗）に流れる直流電流が脈動する場合がある。

本発明の目的は、上述した回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に生じる軸誤差Δθに基づいて誘起電圧を補正することで、モータ電流の脈動を抑制して安定した速度制御を可能とする同期モータの駆動装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、本発明は主として次のような構成を採用する。
位置センサレス・ベクトル制御方式で速度制御を行う同期モータの駆動装置において、
ベクトル制御におけるｄ軸電流指令Ｉｄ、ｑ軸電流指令Ｉｑ、周波数指令ｆ及び誘起電圧定数Ｋｅを入力とし、ｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑを出力するモータ印加電圧演算部を有し、同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に発生する軸誤差Δθに基づいて前記誘起電圧定数Ｋｅを補正する誘起電圧補正部を設け、前記誘起電圧補正部で補正した誘起電圧定数を前記モータ印加電圧演算部に入力する構成とする。

また、位置センサレス・ベクトル制御方式で速度制御を行う同期モータの駆動装置において、
ベクトル制御におけるｄ軸電流指令Ｉｄ、ｑ軸電流指令Ｉｑ、周波数指令ｆ及び誘起電圧定数Ｋｅを入力とし、ｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑを出力するモータ印加電圧演算部を有し、前記ｄ軸電圧指令Ｖｄ、前記ｑ軸電圧指令Ｖｑ、前記周波数指令に比例したモータ電圧位相基準値θに前記軸誤差Δθを加算したモータ電圧位相瞬時値θｄを入力とし、Ｕ相モータ電圧Ｖｕ、Ｖ相モータ電圧Ｖｖ、Ｗ相モータ電圧Ｖｗを出力する２相−３相変換演算部を有し、同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に発生する軸誤差Δθに基づいて前記誘起電圧定数Ｋｅを補正する誘起電圧補正部を設け、前記誘起電圧補正部で補正した誘起電圧定数を前記モータ印加電圧演算部に入力することで、モータ電流の脈動を軽減させる構成とする。

また、前記同期モータの駆動装置において、前記誘起電圧補正部は、前記軸誤差Δθに補正ゲインＫｐを乗算して誘起電圧補正値ΔＫｅとし、入力された基準の誘起電圧定数Ｋｅに前記誘起電圧補正値ΔＫｅを加算して、補正後の誘起電圧定数として出力する構成とする。

本発明によれば、同期モータの加速／減速中、或いは外乱や高負荷状態、特に低回転数の高負荷で１回転中に高回転／低回転と状態が入れ替わる状態において、同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に軸誤差Δθが生じることで発生するモータ電流脈動を、誘起電圧補正手段を用いることによって軽減することができる。

本発明の実施形態に係る同期モータ駆動装置について、図１〜図５を参照しながら以下詳細に説明する。図１は本発明の実施形態に係る同期モータ駆動装置におけるベクトル制御方式の全体回路構成を示す図である。図２は本実施形態に関するベクトル制御演算を構成するブロック図である。図３は本実施形態に関するベクトル制御演算ブロックに含まれる誘起電圧補正手段を示す図である。図４は本実施形態に関する誘起電圧補正手段を適用しない場合におけるＵ相のモータ電流波形を示す図である。図５は本実施形態に関する誘起電圧補正手段を適用した場合におけるＵ相のモータ電流波形を示す図である。

図１において、１は商用電源、２はインダクタンス（リアクトル）、３は整流ダイオード（第１の整流回路）、４は切替リレー（スイッチ）、５〜７は平滑コンデンサ（５，６は分圧コンデンサ、７は平滑コンデンサ）、８は電流検出用抵抗、９はインバータブリッジ回路（インバータ）、１０は整流ダイオード（第２の整流回路）、１１はスイッチング素子（ＩＧＢＴ等）、１２はＡＤ変換器、１３〜１５はドライバ、１６は中央演算処理装置（ＣＰＵ）、１７はマイコン、１８は同期モータ（直流ブラシレスモータ）、をそれぞれ表す。

図１に示す本実施形態に関する回路構成の動作について説明する。商用電源１からの交流電源は、インダクタンス２を介して整流ダイオード３により整流され、平滑コンデンサ５〜７によって平滑されて直流電源に変換される。インバータブリッジ回路９には直流電源が供給され、インバータブリッジ回路を構成する６個のスイッチング素子のオンオフ動作によって同期モータ１８に回転磁界を与え同期モータ１８を駆動する。インバータブリッジ回路９がオンオフ動作することで電流検出用抵抗８に電流ＩＤＣが流れる。

マイコン１７はＡＤ変換器１２によってアナログからデジタル化された電流ＩＤＣを読込み、ベクトル制御に必要な演算処理を行う。ベクトル制御演算により得られる振幅と位相の正弦波電圧がインバータブリッジ回路９を介して同期モータ１８に出力されるようにドライバ１５にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を出力する。また、インバータインバータブリッジ回路９に供給する直流電圧のレベルを変更するため、リレー４を駆動するドライバ１３に切り替え信号を出力する。リレー４をオンして分圧コンデンサ６をチャージすることにより倍電圧整流回路が構成される。

更に、回路の力率を向上させるため、スイッチング素子１１を駆動するドライバ１４に駆動信号を出力することでインバータインバータブリッジ回路９に供給する直流電圧のレベルが上昇する。このように、マイコン１７はＡＤ変換器１２によって電流検出用抵抗８に流れる電流ＩＤＣを読み込み、ベクトル制御によって同期モータを駆動する。

次に、図２を用いてベクトル制御演算の構成について説明する。２０はモータ印加電圧演算、２１は２相→３相変換演算、２２は誘起電圧補正器、２３は位相補正器、２４は軸誤差演算器、２５は一次遅れフィルタ、２６は３相→２相変換演算、２７は相電流再現演算、１２，１５，１６は図１と同一である。Ｉｄ＊はｄ軸電流指令、Ｉｑ＊はｑ軸電流指令、ｆ＊は周波数指令、Ｖｄ＊はｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊はｑ軸電圧指令、ＶｕはＵ相モータ電圧、ＶｖはＶ相モータ電圧、ＶｗはＷ相モータ電圧、Ｋｅは誘起電圧定数（発電定数）、Ｋｅｃは誘起電圧補正後の定数、θｄは軸誤差補正後の電圧位相、Ｉｄｃはｄ軸モータ電流、Ｉｑｃはｑ軸モータ電流、Δθはｑ軸電流指令とｑ軸モータ電流との軸誤差、ＩｕはＵ相モータ電流、ＩｗはＷ相モータ電流、ＩＤＣは電流検出用抵抗８に流れる直流電流である。

なお、モータ印加電圧演算２０は、ｆ＊、Ｉｄ＊、Ｉｑ＊及び補正後の誘起電圧定数Ｋｅｃを入力とし、Ｖｄ＊とＶｑ＊を出力とし、この入力と出力の関係式は従来知られていることであって、因みに、背景技術欄で引用した特許第３４１１８７８号の段落番号０１２６に記載されている数式で示されている。ここで、Ｋｅｃはこの数式で使用される定数であり、この定数を本願の図２に示す誘起電圧補正器２２の出力で変更することが、後述するが本実施形態の特徴である。

ここにおいて、本実施形態に係る同期モータ駆動装置における構成上の特徴についてまず概説する。本実施形態では、同期モータへの印加電圧を演算する電圧指令演算器（図２のモータ印加電圧演算に対応）に対して、同期モータが回転することで発生する誘起電圧から同期モータの磁極位置を求めた回転座標軸（ｄ−ｑ軸）（実際の回転軸）と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）（マイコンで仮定して制御したいとしている回転軸）との間に生じる軸誤差Δθによって誘起電圧を補正する補正手段（図２の誘起電圧補正器に対応）を設け、この誘起電圧補正器により演算された誘起電圧補正値ΔＫｅを、モータ印加電圧を演算する電圧指令演算器に含まれる誘起電圧に加算して最適なモータ印加電圧を演算し、同期モータに供給する駆動制御である。

定性的に説明すると、同期モータが回転することによって固定子巻線に発生する誘起電圧は、Ｋｅ・ω_１（２πｆ_１）で決まるが、この周波数ｆ_１に対応した誘起電圧と等しい値の誘起電圧が発生していないと軸ずれを起こしていると云える。発生している誘起電圧が当該ｆ_１対応の誘起電圧よりも高いと云うことは実際の回転数が制御したい回転数よりも高くなっていて磁極位置が進んでいることを表している。この場合には、同期モータへの制御出力としてモータ印加電圧が不足していることになるので、誘起電圧が高くなった分の補正値をプラスして同期モータに印加することとなる。そして、従来技術では軸誤差Δθを求めてこのΔθによってモータの回転速度を直接に制御するものであったのに対して、本実施形態では、モータの脈動に基づいた誘起電圧の補正値を用いてモータに印加する電圧を対象として制御するものであるので、モータの回転脈動を軽減することができるものである。

具体的には、図２と図３の説明で詳述するが、同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に生じる軸誤差Δθを軸誤差演算器２４により演算する。誘起電圧補正器２２は、この軸誤差演算器２４により演算された軸誤差Δθに補正ゲイン２８を乗算し、誘起電圧補正値ΔＫｅとする。その際、軸誤差Δθの値が同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）に対し、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）が進んでいるという場合、制御側の周波数指令ｆ＊に対して同期モータが遅れている状態で、同期モータの誘起電圧値が制御上で認識している誘起電圧値よりも小さく、同期モータに対して過剰にモータ印加電圧（２０の出力）を与えていることになる。従って、誘起電圧補正値をマイナス値とする。

逆に、軸誤差Δθの値が同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）に対し、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）が遅れているという場合、制御側の周波数指令ｆ＊に対して同期モータが進んでいる状態で、同期モータの誘起電圧値が制御上で認識している誘起電圧値より大きく、同期モータに対してモータ印加電圧（２０の出力）が不足している。従って、誘起電圧補正値ΔＫｅをプラス値とする。

この誘起電圧補正器２２により演算された誘起電圧補正値ΔＫｅをモータ印加電圧を演算する電圧指令演算器２０に含まれる誘起電圧に加算して最適なモータ印加電圧を演算し、同期モータに供給することである。

続いて、ベクトル制御演算の内容について説明する。図２は、本実施形態の特徴である誘起電圧補正器２２を除いて、ベクトル制御演算として一般的な計算を示したものである。各演算ブロックの計算式は電気工学ハンドブックの第５９４頁〜第５９６頁（２００１年２月２０日発行）に示されているので説明は省略する。モータ印加電圧演算２０は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、周波数指令ｆ＊、ｑ軸モータ電流Ｉｑｃを一次遅れフィルタ２５を介して平滑／平均化されたｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を算出する。

誘起電圧補正器２２は、誘起電圧定数Ｋｅに軸誤差演算器２４により算出された軸誤差Δθに基づいて補正値を求め、それを加算して誘起電圧補正後の定数Ｋｅｃを算出する。位相補正器２３は、周波数指令ｆ＊に比例させてモータ電圧位相の基準値θを求め、軸誤差演算器２４により算出された軸誤差Δθを加算してモータ電圧位相の瞬時値θｄとする。この軸誤差補正後の電圧位相θｄを２相→３相変換演算２１に印加する。２相→３相変換演算２１は、電圧位相θｄ、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊より、Ｕ相モータ電圧Ｖｕ、Ｖ相モータ電圧Ｖｖ、Ｗ相モータ電圧Ｖｗを算出する。

軸誤差演算器２４は、同期モータの磁極位置を求めた回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に生じる軸誤差Δθを算出する。相電流再現演算２７は、ＡＤ変換器１２によって電流検出用抵抗８に流れる直流電流ＩＤＣを読み込み、Ｕ相モータ電流Ｉｕ、Ｗ相モータ電流Ｉｗを算出する。３相→２相変換演算２６は、Ｕ相モータ電流Ｉｕの、Ｗ相モータ電流Ｉｗのからｑ軸モータ電流Ｉｑｃ、ｄ軸モータ電流Ｉｄｃを算出する。

また、直流電流ＩＤＣが読めなかった場合、ＩｕとＩｗが再現できない。そこで、前回有効のＩｕとＩｗから求めたｑ軸モータ電流Ｉｑｃ、ｄ軸モータ電流Ｉｄｃを基に、Ｉｕの値、Ｉｗの値を求めておき、相電流再現演算２７にて相電流が再現できなかった場合に、このＩｕとＩｗの値で代用する。一次遅れフィルタ２５は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊算出用であり、ｑ軸モータ電流Ｉｑｃを一次遅れフィルタ処理しｑ軸電流指令Ｉｑ＊とする。

次に、図３を用いて、本実施形態の構成上の特徴である誘起電圧補正器２２について説明する。２８は補正ゲインＫｐ、２９は加算器であり、２２は図２と同一である。Δθは同期モータの磁極位置を求めた回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と、制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に生じる軸誤差、Ｋｅは同期モータが回転することで発生する誘起電圧の定数、ΔＫｅは軸誤差Δθに補正ゲインＫｐを乗算した値である。

補正ゲインＫｐ２８は、軸誤差Δθに補正ゲインＫｐを乗算し誘起電圧補正値ΔＫｅを出力する。加算器２９は、この誘起電圧補正値ΔＫｅと基準の誘起電圧定数（基準の発電定数）Ｋｅを加算して誘起電圧補正後の誘起電圧定数（発電定数）Ｋｅｃとする。

次に、図４と図５に示す電流波形について説明する。図４は、誘起電圧補正手段の無い従来の駆動装置で、低回転数かつ高負荷状態で同期モータを駆動した際のＵ相のモータ電流波形である（Ｕ相に限らずどの相でも同様な波形）。図を見ても判るようにモータ電流がある一定の周期で脈動している。

図５は、図４と全く同じ条件で、本実施形態で採用する誘起電圧補正手段を用いた駆動装置で同期モータを駆動させた場合の波形である。図を見ても判るように誘起電圧補正手段を用いることでモータ電流の脈動が軽減されている。さらに、図３に示す誘起電圧補正器２４内の補正ゲインＫｐを調整することで、モータ電流の脈動を一層抑制することも可能である。これによって、軸誤差Δθがほぼ零に近づくこととなり、モータの回転数の脈動が軽減され、安定した駆動制御ができようになる。

本発明の実施形態に係る同期モータ駆動装置におけるベクトル制御方式の全体回路構成を示す図である。 本実施形態に関するベクトル制御演算を構成するブロック図である。 本実施形態に関するベクトル制御演算ブロックに含まれる誘起電圧補正手段を示す図である。 本実施形態に関する誘起電圧補正手段を適用しない場合におけるＵ相のモータ電流波形を示す図である。 本実施形態に関する誘起電圧補正手段を適用した場合におけるＵ相のモータ電流波形を示す図である。

符号の説明

１：商用電源、２：インダクタンス（リアクトル）、３：は整流ダイオード（第１の整流回路）、４：切替リレー（スイッチ）、５〜６：分圧コンデンサ、７：平滑コンデンサ、８：電流検出用抵抗、９：インバータブリッジ回路（インバータ）、１０：整流ダイオード（第２の整流回路）、１１：スイッチング素子（ＩＧＢＴ等）、１２：ＡＤ変換器、１３〜１５：ドライバ、１６：中央演算処理装置、１７：マイコン、１８：同期モータ（直流ブラシレスモータ）、２０：モータ印加電圧演算、２１：２相→３相変換演算、２２：誘起電圧補正器、２３：位相補正器、２４：軸誤差演算器、２５：一次遅れフィルタ、２６：３相→２相変換演算、２７：相電流再現演算、Ｉｄ＊：ｄ軸電流指令、Ｉｑ＊：ｑ軸電流指令、ｆ＊：周波数指令、Ｖｄ＊：ｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊：ｑ軸電圧指令、Ｖｕ：Ｕ相モータ電圧、Ｖｖ：Ｖ相モータ電圧、Ｖｗ：Ｗ相モータ電圧、Ｋｅ：誘起電圧定数、Ｋｅｃ：誘起電圧補正後の定数、θｄ：軸誤差補正後の電圧位相、Ｉｄｃ：ｄ軸モータ電流、Ｉｑｃ：ｑ軸モータ電流、Δθ：同期モータの磁極位置と制御上の磁極位置との軸誤差、Ｉｕ：Ｕ相モータ電流、Ｉｗ：Ｗ相モータ電流、ＩＤＣ：電流検出用抵抗８に流れる直流電流、２２：誘起電圧補正器、２８：補正ゲイン、２９：加算器、Δθ：同期モータの磁極位置と制御上の磁極位置との軸誤差、Ｋｅ：誘起電圧の定数、ΔＫｅ：誘起電圧補正値、Ｋｅｃ：誘起電圧補正後の定数

Claims (4)

1. 位置センサレス・ベクトル制御方式で速度制御を行う同期モータの駆動装置において、
   ベクトル制御におけるｄ軸電流指令Ｉｄ、ｑ軸電流指令Ｉｑ、周波数指令ｆ及び誘起電圧定数Ｋｅを入力とし、ｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑを出力するモータ印加電圧演算部を有し、
   同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に発生する軸誤差Δθに基づいて前記誘起電圧定数Ｋｅを補正する誘起電圧補正部を設け、
   前記誘起電圧補正部で補正した誘起電圧定数を前記モータ印加電圧演算部に入力する
   ことを特徴とする同期モータの駆動装置。
2. 位置センサレス・ベクトル制御方式で速度制御を行う同期モータの駆動装置において、
   ベクトル制御におけるｄ軸電流指令Ｉｄ、ｑ軸電流指令Ｉｑ、周波数指令ｆ及び誘起電圧定数Ｋｅを入力とし、ｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑを出力するモータ印加電圧演算部を有し、
   前記ｄ軸電圧指令Ｖｄ、前記ｑ軸電圧指令Ｖｑ、前記周波数指令に比例したモータ電圧位相基準値θに前記軸誤差Δθを加算したモータ電圧位相瞬時値θｄを入力とし、Ｕ相モータ電圧Ｖｕ、Ｖ相モータ電圧Ｖｖ、Ｗ相モータ電圧Ｖｗを出力する２相−３相変換演算部を有し、
   同期モータの磁極位置を基準とした回転座標軸（ｄ−ｑ軸）と制御上で仮定している回転座標軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との間に発生する軸誤差Δθに基づいて前記誘起電圧定数Ｋｅを補正する誘起電圧補正部を設け、
   前記誘起電圧補正部で補正した誘起電圧定数を前記モータ印加電圧演算部に入力することで、モータ電流の脈動を軽減させる
   ことを特徴とする同期モータの駆動装置。
3. 請求項１または２において、
   前記誘起電圧補正部は、前記軸誤差Δθに補正ゲインＫｐを乗算して誘起電圧補正値ΔＫｅとし、入力された基準の誘起電圧定数Ｋｅに前記誘起電圧補正値ΔＫｅを加算して、補正後の誘起電圧定数として出力する
   ことを特徴とする同期モータの駆動装置。
4. 請求項３において、
   前記補正ゲインＫｐの値を調整することによって前記モータ電流の脈動軽減を微調整することを特徴とする同期モータの駆動装置。

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