CN101076004A - 无线通信装置 - Google Patents

Abstract

一种用于接收由通过OFDM调制的信号构成的包的无线通信装置包括以下元件。带通滤波器提取期望频带的OFDM信号。具有根据所接收信号强度所控制的增益的低通放大器放大期望的OFDM信号。频率转换器将放大的FDM信号下变频为基带信号。模数转换器将基带信号转换成数字信号。第一高通滤波器从对应于包的预定前同步码部分的基带信号中去除DC偏移。频率偏移估计器从组成已通过第一高通滤波器从中去除DC偏移的基带信号的采样信号中估计频率偏移。频率偏移校正器从基带信号中去除估计的频率偏移。解调器从补偿了频率偏移的基带信号中解调配置在频域中的副载波信号。

Description

无线通信装置

相关申请的交叉参考

本发明包含于2006年5月16日向日本专利局提交的日本专利申请JP 2006-137047、于2007年2月19日向日本专利局提交的JP2007-037719、以及于2007年4月17日向日本专利局提交的JP2007-108046的主题，它们的全部内容结合于此作为参考。

技术领域

本发明涉及用于接收通过正交频分复用(OFDM)调制的射频(RF)信号的无线通信装置。特别地，本发明涉及用于使用不利用中频(IF)级的直接转换架构来接收信号的无线通信装置。

更具体地，本发明涉及一种用于使用添加到包头中的训练序列去除频率偏移以及解调OFDM符号的无线通信装置。特别地，本发明涉及一种用于在所接收的OFDM符号中存在随时间变化的DC偏移以及同相和正交相(IQ)不平衡的情况下精确估计频率偏移的无线通信装置。

背景技术

无线网络已作为取代传统的有线通信系统的无缆系统而引起关注。IEEE(电气和电子工程师协会)802.11是无线网络通用的标准。

例如，当在户外环境中设置无线网络时，会出现接收装置接收到直达波与多个反射波和延迟波的叠加的问题，即，出现多路接收。多路接收导致延迟失真(或频率选择性衰落)，从而导致通信误差。延迟失真引起符号间的干扰。在诸如IEEE 802.11a/g的无线局域网(LAN)标准中，采用作为一种多载波调制模式的OFDM调制模式(例如，参见IEEE 802.11a，部分11：无线LAN媒体访问控制(MAC)层和物理层(PHY)说明：5GHZ频带中的高速物理层；以及IEEE 802.11g，部分11：无线LAN媒体访问控制(MAC)层和层物理(PHY)说明：2.4GHZ频带中的高速物理层)。

表格

标准	IEEE 802.11a	IEEE 802.11g
			使用频率	5.2GHz	2.4GHZ
最大传输速度	54Mbps	54Mbps
			调制模式	OFDM	OFDM

OFDM发射机以低于信息传输速率的速率在每个符号周期将通过串行信号传输的信息转换成并行数据，然后将多个并行数据流分配给副载波，用于对每个副载波的振幅和相位进行调制。OFDM发射机还对多个副载波执行逆向快速傅里叶逆变换(IFFT)，以将频域副载波转换成时域信号，并传输所得到的信号。OFDM接收机执行与OFDM发射机的操作相反的操作。即，OFDM接收机执行快速傅里叶变换(FFT)以将时域信号转换成频域信号，用于根据对应于副载波的调制模式进行解调。OFDM接收机还执行并-串转换，以及再生由串行信号传输的原始信息。确定载波的频率以使副载波在符号周期上彼此正交。彼此正交的副载波意味着给定副载波的频谱的峰值点恒定地匹配于其它副载波的频谱的零点，并且它们之间不会出现串扰。因此，传输数据是在具有正交频率的多个载波上传输的，并且实现了载波的窄带宽、高频率使用效率、以及对频率选择性衰落的抵抗力高的优点。因此，可以通过使用FFT算法实现有效的OFDM调制解调器。OFDM传输模式用在无线LAN系统、诸如地面地面数字广播系统(例如，参见J.OLSSON，″WLAN/WCDMA Dual-Mode Receiver Architecture DesignTrade-Offs″Proc.of IEEE 6th CAS Symp.，vol.2，pp.725-728，2004年5月31日至6月2日)、第四代移动通信系统，以及电力线载波通信系统的各种其它宽带数字通信系统中。

在无线通信装置的RF前端中，在传输过程中通常在使用频率转换器(积分调制器)将模拟基带信号上变频为RF频带信号以及使用带通滤波器限制频带之后，使用可变增益放大器电路放大传输功率。在接收过程中，通过低噪声放大器(LNA)放大由天线接收的信号，然后使用本地频率f_LC将其下变频为基带信号。自动增益控制(AGC)电路用于使自身信号的电流维持在适当的恒定水平。

在近来的无线通信装置中，对发射/接收信号进行上变频或下变频的频率转换器使用直接转换架构，以使用载波频率f_C作为本地频率f_L0执行直接频率转换。直接转换架构并不使用外部中频(IF)滤波器(也称为“RF级间滤波器”)，从而与超外差结构相比降低了尺寸和功耗并增加了集成性。另外，原则上，没有生成假频，并且直接转换架构在发射机和接收机的设计方面更加出色。然而，在直接转换接收机架构中，已经指出由于接收频率与本地频率相等所以由本地信号的自混频而在下变频器的输出处引起直流分量、或DC偏移的问题(例如，参见Anuj Batra，″03267r1P802-15_TG3a-Multi-band-OFDM-CFP-Presentation.ppt″，pp.17，2003年7月)。由于本地信号与低噪声放大器或混频器的RF端口之间的有限隔离而出现自混频。本文中所使用的术语DC被定义为OFDM调制模式中的基带信号中的0Hz(零IF)。

OFDM通信系统具有发射机和接收机中振荡器频率之间的小误差(例如，在无线LAN中，使用具有大约20ppm精度的振荡器)会引起接收机中频率偏移的问题。虽然副载波彼此并不干扰，但是在存在频率偏移的情况下无法维持副载波之间的频率正交性，从而导致解调特性的劣化，即，接收数据中的误差。

在诸如IEEE 802.11通信系统的分组交换无线通信系统中，在每个包的包头处放置发射机和接收机所知的符号，即，训练序列。接收机使用接收到的训练序列执行低噪声放大器的自动增益控制、DC偏移估计和去除、频率偏移估计和去除、包检测、以及定时检测。如果通过模拟电路执行频率偏移处理，那么就会增加电路结构的复杂性和功耗。因此，本发明的发明人考虑到优选地通过数字处理执行频率偏移的估计和补偿处理。响应于频率偏移的观察，数据相位被反转以校正频率偏移。

以下将在IEEE 802.11a/g的背景下检查频率偏移的问题。图15示出了在IEEE 802.11a/g中所指定的前同步码结构(例如，参见M.Itami，″OFDM Modulation Technique″，Triceps 2000；以及IEEE802.11a，部分11：无线LAN媒体访问控制(MAC)和物理层(PHY)说明：5GHZ频带中的高速物理层)。如图15所示，将8.0μs的短前同步码周期和8.0μs的长前同步码周期添加到包头中。短前同步码周期由短训练序列(STS)构成，其中，重复传输十个短前同步码符号t₁至t₁₀。长前同步码周期由长训练序列(LTS)构成，其中，在1.6μs的保护间隔GI2之后重复传输两个长前同步码符号T₁至T₂。一个短前同步码符号由12个副载波构成，并具有0.8μs的长度，这对应于IFFT/FFT周期T_FFT的四分之一。一个长前同步码符号由52个副载波构成，并且具有3.2μs的长度，这对应于IFFT/FFT周期T_FFT。如图30所示，OFDM信号不包括DC或0Hz副载波，以避免DC偏移干扰。

IEEE 802.11a/g没有指定前同步码的使用。通常，接收机设置接收机的增益并使用0.8μs的四个STS符号校正DC偏移，以及使用剩余的六个STS符号执行频率偏移的估计和校正、包检测、和粗定时检测。

根据如下的等式(1)，可以使用0.8微秒周期的STS得到频率偏移的估计：

$\mathrm{\Δf}\left(k\right)=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_{\mathrm{STS}}}\frac{1}{M}\underset{i=k}{\overset{k+M-1}{\mathrm{\Σ}}}\arg \left(S\left(i\right)S{(i-16)}^{*}\right)\·\·\·\left(1\right)$

其中，T_STS表示0.8微秒，S(i)表示在20MHz频率处采样的STS信号，S^*(i)表示STS信号的复共轭，以及M表示采样平均数。

可以基于由STS功率电平标准化的校正值执行包检测和粗定时检测，这由以下等式(2)给出：

$\mathrm{CF}\left(k\right)=\frac{1}{N}\underset{i=k}{\overset{k+M-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{S\left(i\right)S{(i-16)}^{*}}{S\left(i\right)S{\left(i\right)}^{*}}\·\·\·\left(2\right)$

其中，N表示采样平均数。

在包检测的过程中，为由以上等式(2)给出的校正值设置阈值电平，并且当校正值超过阈值电平时检测包。在粗定时检测的过程中，利用校正值在STS的末端从增大变为减小的特性。即，将当前检测的校正值与先前确定的校正值进行比较，以确定粗定时。

因此，接收机使用每个包的前同步码部分执行低噪声放大器的自动增益控制、DC偏移估计和去除、频率偏移估计和去除、包检测、以及定时检测。

然而，频率偏移估计、包检测、和定时检测的精度对DC偏移很敏感，并且出现在存在DC偏移情况下难以精确估计频率偏移的问题。尤其在上述直接转换架构中，由自混频引起的DC偏移的问题很严重，并且接收信号的质量可被频率偏移和DC偏移削弱。

例如，在I轴和Q轴输入处存在DC偏移的情况下，校正值甚至会在寂静时间期间增大。即，校正值恒定加一，并且由于连续增大，校正值超过作为包检测基础的阈值。因此，接收机识别出甚至在寂静时间段也接收包，从而导致操作误差。

另外，在I轴和Q轴输入处存在DC偏移的情况下，甚至在接收信号彼此不相关的部分中，由于DC偏移的影响使得校正值并不从增大变为减小。因此，劣化了粗定时检测特性。

另外，在存在DC偏移的情况下，频率偏移估计的精度降低，并且残留的频率偏移进一步劣化接收信号的特性。仍未去除的频率偏移引起训练序列之后的OFDM符号的所有副载波的相位旋转，并引起即使信噪(SN)比增大仍会出现包误差的误差平层。相反，当在存在频率偏差的情况下估计DC偏移时难以精确估计DC偏移。因此，期望解决存在DC偏移和频率偏移的问题。

如上所述，期望在与前四个STS符号t₁至t₄一样短的时间段内，在频率偏移校正电路模块的前一级中执行高精度的DC偏移校正。通常，难以实现短时高精度的DC偏移校正，并且功耗和电路尺寸显著增加。

已经存在用于使用高通滤波器(HPF)去除DC偏移的方法、用于同时估计DC偏移和频率偏移的方法、用于并行估计DC偏移和频率偏移的方法、用于重复DC偏移估计和频率偏移补偿的方法等等。

图16图解示出了使用HPF去除DC偏移的接收机的结构(例如，参见W.Namgoong and T.H.Meng，″Direct-Conversion RFReceiver Design)″，IEEE Trans.on Commun.Vol.49，No.3，2001年3月)。在图16所示的接收机中，使用HPF去除包括在所接收OFDM符号中的DC偏移分量。然后，执行信号处理以估计频率偏移，并且从训练序列之后的OFDM符号中去除频率偏移。然而，在该方法中，HPF使OFDM符号中的近DC信号衰减，可能劣化解调特性。

一种防止近DC信号衰减的方法为相对于副载波间隔充分减小HPF的截止频率f_c(参见图17A)。然而，如果通过自动增益控制改变低噪声放大器的增益，则存在产生时变DC偏移的问题(例如，参见S.Otaka、T.Yamaji、R.Fujimoto、和H.Tanimoto，″A Low Offset1.9GHz Direct Conversion Receiver IC with Spurious Free DynamicRange of over 67 dB″，IECE Trans.on Fundamentals，vol.E84-A，no.2，pp.513-519，2001年2月)。具有低截止频率f_c的HPF具有低响应，并且可通过HPF传输时变DC偏移。

例如，在图15所示的前同步码结构中，低噪声放大器的增益在短前同步码周期的中心周围从高向低改变。DC偏移根据增益的改变而随时间极大地发生变化，并且高频分量包括在DC偏移中(参见图31的部分(a))。由于具有低截止频率f_c的HPF具有低响应，所以时变DC偏移的高频分量通过HPF传输，并且在后级中经过频率偏移估计器。如果这种残留的DC仍然存在于后续长前同步码周期中，则会影响在长前同步码周期中执行的细频率偏移估计(参图31的部分(b))，从而导致较低的估计精度。

例如，在IEEE 802.11a/g中，前同步码周期明显变短，期望使用HPF快速收敛残留DC偏移。通过极大地增加HPF的截止频率f_c来最小化收敛时间(例如，参见T.Yuba和Y.Sanada，″DecisionDirected Scheme for IQ Imbalance Compensation on OFDCM DirectConversion Receiver″，IEICE Trans.on Communications，vol.E89-B，no.1，pp.184-190，2006年1月)。

具有增大的截止频率f_c的HPF对通过改变低噪声放大器的增益而引起的DC偏移的变化具有高响应，甚至可以截止有效的近DC信号(参见图17B)。因此，可能劣化OFDM解调特性。

考虑到更好的瞬时响应和快的收敛速度，优选地HPF的截止频率f_c很高。在图15所示的前同步码结构中，在DC分量和最接近DC分量的副载波之间具有1.25MHz间隔的STS中，即使截止频率很高也不会截止近DC副载波的信号。然而，在最接近DC的副载波之间具有312.5kHz间隔的后续LTS中，HPF将截止近DC副载波的信号，从而导致解调特性的劣化。

图18图解示出了同时估计DC偏移和频率偏移的接收机的结构(例如，参见G.T.Gil、I.H.Sohn、J.K.Park、和Y.H.Lee，″JointML Estimation of Carrier Frequency，Channel，I/Q Mismatch，and DCOffset in Communication Receivers″，IEEE Trans.on Vehi.Tech.，Vol.54，No.1，2005年1月)。在图18所示的接收机中，使用极大似然估计法同时估计并补偿DC偏移和频率偏移。然而，由于极大似然估计法的大量计算和长计算时间，使得在具有有限偏移补偿时间的系统中难以执行极大似然估计。在图15所示的前同步码结构中，期望在约前四个STS符号t₁至t₄，即，约3.2微秒内完成DC偏移估计。

图19图解示出了并行估计DC偏移和频率偏移的接收机的结构(例如，参见C.K.Ho、S.Sun和P.He，″Low Complexity FrequencyOffset Estimation in the Presence of DC Offset″，Proc.of IEEEInternational Conference on Communications 2003，Vol.3，pp.2051-2055，2003年5月；以及美国专利申请公开第2003/0174790和2005/0078509号)。DC偏移估计器通过在整个前同步码上求平均来估计DC偏移。后级中的频率偏移估计器计算前同步信号的相关函数，并减去估计的DC偏移，以从DC偏移去除信号中估计精确的频率偏移。然而，如果在前同步码接收期间通过改变低噪声放大器的增益等改变DC偏移的电平，则可能错误估计DC偏移。

图20图解示出了重复DC偏移估计和频率偏移补偿的接收机的结构(例如，参见美国专利公开第2005/0020226、2003/0133518、2004/0202102、和2005/0276358号)。在图20所示的接收机中，DC偏移去除器去除DC偏移，然后估计频率偏移。在补偿频率偏移之后，进一步估计DC偏移以删去残留的DC偏移。该方法用很长时间来收敛DC偏移去除的反馈回路，并且很难使用用于短前同步码的方法。另外，如果通过改变低噪声放大器的增益等改变DC偏移，则在频率偏移估计中会出现误差。

众所周知，DC偏移电平根据在低噪声放大器中设置的增益的改变而变化。图18至图20所示的接收机没有充分考虑到DC偏移根据低噪声放大器中的增益改变而随时间变化。

OFDM直接转换接收机还具有IQ不平衡以及由本地信号的自混频所引起的DC偏移的问题。直接转换架构不在数字域中使用IF信号，并且不在数字域中而在模拟域中执行IQ积分调制。IQ不平衡是由同相(I)分量和正交相(Q)分量之间的不平衡所引起的。具体地，IQ相不平衡是由输入至I信道和Q信道混频器的本地信号之间的非90度相差所引起的，以及IQ增益不平衡是由I信道和Q信道中的信号之间的增益差所引起的(例如，参见T.Yuba和Y.Sanada，″Decision Directed Scheme for IQ Imbalance Compensation onOFDCM Direct Conversion Receiver″，IEICE Trans.onCommunications，vol.E89-B，no.1，pp.184-190，2006年1月)。与DC偏移类似，IQ不平衡引起频率偏移估计精度的劣化，并且还影响解码特性。

因此，在OFDM直接转换接收机架构中，接收信号的质量会由于频率偏移、DC偏移、和IQ不平衡而降低。图18至图20中所示的接收机并没有考虑到时变DC偏移和IQ不平衡。

发明内容

因此，期望提供一种使用直接转换架构的极好的无线通信装置，其中，可以在存在时变DC偏移的情况下适当去除频率偏移以实现具有较高特性的OFDM调制。

另外，还期望提供一种极好的无线通信装置，其中，在接收的OFDM符号中同时存在时变DC偏移、IQ不平衡、和频率偏移的情况下，可以去除DC偏移以及精确估计频率偏移。

根据本发明的第一实施例，提供了一种用于接收由通过正交频分复用(OFDM)调制的信号构成的包的无线通信装置。该无线通信装置包括以下元件。带通滤波器提取期望频带的OFDM信号。具有根据接收信号的强度所控制的增益的低噪声放大器放大期望频带的OFDM信号。频率转换器将放大的FDM信号下变频为基带信号。模数转换器将基带信号转换成数字信号。第一高通滤波器从对应于包的预定前同步码部分的基带信号中去除DC偏移。频率偏移估计器从组成基带信号(已通过第一高通滤波器从该基带信号中去除DC偏移)的采样信号中估计频率偏移。频率偏移校正器从基带信号中去除所估计的频率偏移。解调器从补偿频率偏移的基带信号中解调排列在频域中的副载波信号。

本发明的实施例涉及用于使用直接转换架构接收OFDM信号的无线通信装置。没有IF滤波器的直接转换架构容易实现宽带接收机，并且允许接收机设计的灵活性。然而，存在由本地信号的自混频引起的DC偏移影响频率偏移或定时检测的问题。

在根据本发明实施例的无线通信装置中，在使用第一高通滤波器从对应于包的预定前同步码部分的基带信号部分中去除DC偏移之后，以高精度估计频率偏移。从已估计频率偏移的部分之后的接收基带信号部分中去除估计的频率偏移。

具有简单电路结构的差分滤波器被用作第一高通滤波器来去除DC偏移。该差分滤波器对在前同步接收期间通过改变低噪声放大器的增益等而引起的DC偏移电平的改变具有十分高的响应。

如果用于DC偏移去除的截止频率f_c增大，则对通过改变低噪声放大器的增益而引起的DC偏移的改变的响应增加。然而，存在甚至会截止近DC信号的问题，导致解调特性的劣化(参见图17B)。然而，由于用于频率偏移估计的前同步码部分被划分并且执行DC偏移去除，所以增大的截止频率f_c可能不影响后续数据部分中的解调特性。

如果DC偏移由于低噪声放大器的增益等的改变而快速改变，则DC偏移可能通过差分滤波器传输。因此，用作第一高通滤波器的差分滤波器可以配置成一旦检测到DC偏移的快速改变时，就将检测信号输入至后级中的频率偏移估计器。当输入检测信号时，频率偏移估计器并不对从差分滤波器获得的采样信号执行频率偏移估计。因而，实现了高估计精度。

假设输入至无线射频通信装置的OFDM信号不包括DC副载波。频率偏移估计器可以配置成使用传输两个OFDM符号的前同步码估计频率偏移。

具体地，一个OFDM符号由n个副载波构成。当两个传输的OFDM符号的时间波形的第i个采样由s(i)表示，第一个传输的OFDM符号的采样由{s(0)，s(1)，...，s(n-1)}表示，第二个传输的OFDM符号的采样由{s(n)，s(n+1)，...，s(2n-1)}表示，频率偏移由Δf表示，以及DC偏移由D来表示时，第一高通滤波器可以配置成对由以下等式(3)给出的接收到的基带信号执行由以下等式(4)给出的操作，并输出采样信号d(i)：

r(i)＝s(i)exp(j2πΔfi)+D                    …(3)

d(i)＝r(i+1)-r(i)

＝s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi)  …(4)

频率偏移校正器可被配置成使用采样信号d(i)执行由下列等式(5)所给出的操作，以估计包括在所接收的基带信号r(i)中的频率偏移Δf：

$d(i+n)/d\left(i\right)=\frac{s(i+1+n)\exp \left(j2\mathrm{\πf}(i+1+n)\right)-s(i+n)\exp \left(j2\mathrm{\πf}(i+n)\right)}{s(i+1)\exp \left(j2\mathrm{\πf}(i+1)\right)-s\left(i\right)\exp \left(j2\mathrm{\πf}\left(i\right)\right)}$

$=\exp \left(j2\mathrm{\π\Δf}\left(n\right)\right)\·\·\·\left(5\right)$

在作为根据本发明实施例的无线通信系统的一个实例的IEEE802.11a/g中，具有相同符号的传输重复的短前同步和长前同步都包括在每个包的包头处。因此，通过执行上述操作，可以从已去除DC偏移的信号中更精确地估计频率偏移。

从由差分滤波器构成的第一高通滤波器输出的采样信号d(i)由上述等式(4)确定。更具体地，如以下等式(6)所给出的，将由D(i+1)-D(i)给出的第i个和第(i+1)个采样之间的DC偏移变化添加至采样信号d(i)。如果DC偏移变化量很小，则不会出现问题。然而，如果DC偏移由于低噪声放大器的增益改变等而在采样信号之间极大地变化，则DC偏移影响频率偏移估计：

d(i)＝r(i+1)-r(i)

＝{s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi)}+{D(i+1)-D(i)}

…(6)

因此，当采样输出d(i)的绝对值由于由D(i+1)-D(i)给出的第i个和第(i+1)个采样之间的DC偏移变化而较大时，第一高通滤波器可被配置成将检测信号输出至在后级中的频率偏移估计器。响应于检测信号，频率偏移估计器并不使用由上述等式(5)给出的操作对第i个采样输出执行频率偏移据估计。因而，实现了高估计精度。

如上所述，频率偏移估计器从已去除DC偏移的信号中估计频率偏移。频率偏移校正器从用于频率偏移估计的部分之后的接收基带信号部分(即，没有从中去除DC偏移)中去除通过频率偏移估计器估计的频率偏移。换句话说，仅对执行频率偏移估计的前同步码部分去除DC偏移，而对用于频率偏移估计的部分之后的前同步码部分和有效载荷部分去除频率率偏移但并不去除DC偏移。在这种情况下，可能产生即使以高精度执行频率偏移估计，DC偏移仍会影响在后续级中的解调电路的问题。

因此，优选地，还在已在所接收基带信号中估计频率偏移的部分之后的部分中设置用于去除DC偏移的装置。

例如，在频率转换器使用直接转换架构的情况下，通过本地振荡器振荡的本地频率的相位可以根据由频率偏移估计器估计的频率偏移而反转。因此，可以从在已估计频率偏移的部分之后包括DC偏移的接收基带信号部分中消除DC偏移和频率偏移的影响。

可选地，无线通信装置还可以包括DC偏移估计器，估计由模数转换器转换的数字基带信号中的DC偏移，并且可从转换的数据基带信号中去除估计的DC偏移。

通常通过对转换的数字基带信号求平均来估计DC偏移。因此，如果DC偏移由于低噪声放大器的增益改变等而快速改变，则平均值不再有用，并且DC偏移估计的构成将导致精度的劣化。因此，一旦检测到DC偏移的快速改变，差分滤波器可被配置成将检测信号输入至DC偏移估计器。DC偏移估计器可被配置成排除在输入检测信号之前估计的估计数据并重新估计DC偏移，以防止估计精度的降低。

可选地，可以通过第二高通滤波器对使用直接转换架构下变频的接收基带信号进行滤波，并且可以去除由本地信号的自混频等所引起的DC偏移，此后，可将产生的信号转换成数字信号。第二高通滤波器允许所有信号通过，并且优选地将第二高通滤波器的截止频率设置的相对较低，使得不截止OFDM符号中的近DC信号。

具有低截止频率的第二高通滤波器具有低响应，并引起DC偏移长时间的影响。然而，在使用具有足够高截止频率的第一高通滤波器去除DC偏移之后估计频率偏移，从而得到高估计精度。另外，仅对执行频率偏移估计的前同步码部分执行高截止频率的滤波，并且不会劣化后续信号的解调特性。

通常，不仅在频率偏移估计中而且在诸如包检测或粗定时检测的其它信号处理中，特性劣化对DC偏移非常敏感。

因此，无线通信装置还可以包括使用已通过差分滤波器从中去除DC偏移的信号来执行包检测和粗定时检测的检测器。

无线通信装置还可以包括将模数转换器的输出端专门连接至导向第一高通滤波器的路径或导向DC偏移校正器的路径的开关。开关可配置成在检测器检测到用于频率偏移估计的预定前同步码部分的末端时，将模数转换器的输出端从导向第一高通滤波器的路径转换到导向DC偏移校正器的路径。

由于在检测到预定前同步码部分末端之前的周期内将模数转换器的输出端连接至导向第一高通滤波器的路径，所以频率偏移估计器可以在预定前同步码部分的末端之前的一段时间内使用已使用第一高通滤波器从中去除DC偏移的接收基带信号以高精度估计频率偏移。

DC偏移估计器可被配置成在预定前同步码部分末端之前的一段时间内估计DC偏移。当检测到预定前同步码部分的末端时，模数转换器的输出端切换到导向DC偏移校正器的路径。可以使用通过DC偏移估计器在长时间段内以高精度估计的DC偏移，对预定前同步码部分末端之后的接收基带信号部分执行DC偏移校正。在预定前同步码部分末端之后的接收基带信号部分中，不使用第一高通滤波器去除DC偏移，并且不考虑SNR特征的劣化。

频率偏移估计器可配置成在预定前同步码部分末端之前的一段时间内估计频率偏移，并且频率偏移估计器可被配置成从预定前同步码部分末端之后的接收基带信号部分中校正估计的频率偏移。

根据本发明的实施例，提供了一种符合IEEE 802.11a标准的无线通信系统。在IEEE 802.11a标准中，将由具有相对较大副载波间隔的短训练序列构成的短前同步码部分以及由具有相对较小副载波间隔的长训练序列构成的长前同步码部分添加到每个包的包头中。

配置根据本发明实施例的无线通信装置使得利用具有相对较大副载波间隔的短前同步码部分，并且在使用具有足够高截止频率的差分滤波器去除DC偏移之后估计频率偏移，从而得到高估计精度。即，由于仅使用短前同步码部分执行频率偏移校正，所以可将开关配置成在短前同步码部分末端之后的长前同步码部分的开头出将模数转换器的输出端从导向第一高通滤波器的路径切换到导向DC偏移校正器的路径。

然后，频率偏移估计器在短前同步码部分中估计频率偏移，并且频率偏移校正器从长前同步码部分中去除估计的频率偏移。DC偏移估计器在短前同步码部分中估计DC偏移，并且DC偏移校正器从长前同步码部分中去除估计的DC偏移。

在短前同步码部分之后传输的长前同步码部分可以以任意形式被接收机使用。通常，使用短前同步码部分执行粗频率偏移估计，然后使用长前同步码部分执行细频率偏移校正和信道估计。因此，在短前同步码部分中估计精确的频率偏移，以实现更加精确的信道估计。

例如，无线通信装置还可以包括：第二频率偏移估计器，在短前同步码部分之后的长前同步码部分中估计频率偏移；以及第二频率偏移校正器，在长前同步码部分中去除通过第二频率偏移估计器估计的频率偏移。第二频率偏移估计器接收在已从中去除在短前同步码部分中估计的频率偏移和DC偏移的长前同步码部分之后的接收基带信号部分，并估计频率偏移。第二频率偏移校正器从长前同步码部分之后的接收基带信号部分中去除通过第二频率偏移估计器估计的频率偏移

可选地，可将在已从中去除在短前同步码部分中估计的频率偏移和DC偏移的长前同步码部分之后的接收基带信号部分反馈给频率偏移估计器，以从长前同步码部分之后的接收基带信号部分中估计频率偏移。频率偏移校正器从长前同步码部分之后的接收基带信号部分中去除估计的频率偏移。

在任意一种情况下，从已去除下短前同步码部分中估计的频率偏移和DC偏移并且已校正在长前同步码部分之后的部分中估计的残留频率偏移的接收基带信号中估计信道，从而获得具有高精度的信道信息。

如果所接收的基带信号包括IQ不平衡，则即使执行频率偏移校正，也不能获得期望的接收特性。为了避免这种不利，无线通信装置还可以包括IQ不平衡估计器和IQ不平衡校正器。通过这种结构，可以删除包括在所接收基带信号中的IQ不平衡，并且可以获得进一步改善的接收特性。

OFDM直接转换接收机不仅具有DC偏移而且具有由输入至I轴和Q轴混频器的本地信号之间的相位差以及混频器之间的振幅差所引起的IQ不平衡的问题。与DC偏移类似，IQ不平衡引起频率偏移估计精度的劣化，并且还影响解码特性。

当频率偏移估计器使用已从中去除DC偏移并且其中仍然存在IQ不平衡的接收基带信号估计频率偏移时，频率偏移信息包括频率偏移值Δf和由IQ不平衡带来的分量，即，IQ不平衡分量。

在一般的通信系统中，从发射机传输多个前同步码符号，并且接收机中的频率偏移估计器可以估计每个前同步码符号的频率偏移。频率偏移可以表示为复空间上的向量。表示IQ不平衡分量的向量方向根据前同步码符号而不同。通过将前同步码符号估计的频率偏移顺序相加，频率偏移估计器可相对减小包括在估计的频率偏移值中的IQ不平衡分量，并且可以最终得到更加精确的频率偏移。

接收机通常包括调节低噪声放大器增益的增益控制器。当在通过频率偏移估计器执行的频率偏移估计期间改变低噪声放大器的增益时，包括在设置大增益时估计的频率偏移中的IQ不平衡分量增大。因此，如果将对多个前同步码符号估计的频率偏移简单相加，则可能难以有效地减小IQ不平衡分量的比例。

在这种情况下，当接收对应的前同步码符号时，频率偏移估计器可以根据设置在低噪声放大器中的增益将对前同步码符号估计的每个频率偏移进行加权，并且可将加权的频率偏移相加以得到最终的频率偏移值。因此，可以相对地减小包括在估计的频率偏移值中的IQ不平衡分量，并且可以最终获得更加精确的频率偏移。

通常，在接收机中，在信号检测开始时确定低噪声放大器的大增益，并且根据接收信号的功率将增益改变为较低的增益。因此，频率偏移估计器将小权重应用于在第一个若干前同步码符号中估计的频率偏移(期间在低噪声放大器中设置大增益)，而将大权重应用于在增益改变为较小增益的后续前同步码符号中估计的频率偏移，并将加权的频率偏移相加以得到最终的频率偏移。具体地，将权重应用于频率偏移等效于将频率偏移估计向量(以下描述)或差分滤波器的输出乘以加权因子。

具体地，频率偏移估计器被配置成基于对每个前同步码符号估计的频率偏移的绝对值来计算加权因子，以通过加权因子对频率偏移进行加权，并将加权的频率偏移相加以得到最终的频率偏移值。

例如，频率偏移估计器可通过将加权因子0应用于绝对值超过预定阈值的频率偏移以及将加权因子1应用于绝对值不超过预定阈值的频率偏移将对前同步码符号估计的频率偏移进行加权，并且可将加权的频率偏移相加以得到最终的频率偏移值。即，忽略在低噪声放大器中设置大增益的前同步码周期内估计的频率偏移。例如，可基于接收信号的强度确定预定阈值。

可选地，频率偏移估计器可以通过将由频率偏移的绝对值的倒数所形成的加权因子应用于频率偏移来将对前同步码符号估计的频率偏移进行加权，并且可将加权的频率偏移相加以得到最终的频率偏移值。

根据本发明的实施例，可以实现使用直接转换架构的极好的无线通信装置，其中，可以适当去除频率偏移以在存在时变DC偏移的情况下实现具有较高特性的OFDM解调。

根据本发明的另一个实施例，可以实现极好的无线通信装置，其中，可以去除DC偏移，并且可以在接收的OFDM符号中同时存在时变DC偏移、IQ不平衡、和频率偏移的情况下精确地估计频率偏移。

根据本发明实施例的无线通信装置使用直接转换架构接收OFDM信号。即使OFDM信号包括DC偏移，无线通信装置也可以通过使用差分滤波器去除DC偏移来执行高速高精度的频率偏移估计。另外，如果由于低噪声放大器的增益改变而产生DC偏移的快速改变，则从差分滤波器的输出中检测DC偏移改变，并且不对该输出执行频率偏移估计。因此，可以增加频率偏移估计的精度。

此外，根据本发明的实施例，当将包括频率偏移信息的向量信号相加时，根据对应于前同步信号的电平(即，低噪声放大器的增益)将向量信号乘以加权因子。因此，在频率偏移估计期间降低IQ不平衡和时变DC偏移影响的同时，可以使用简单的信号处理执行更加精确的频率偏移估计。

通过以下对本发明优选实施例的详细描述和附图，本发明的其它特征和优点将变得显而易见。

附图说明

图1是示出根据本发明实施例的无线通信装置中的接收机结构的示图；

图2是示出在符合IEEE 802.11a/g标准的无线LAN系统中的OFDM符号的副载波结构的示图；

图3是示出当DC偏移功率与OFDM信号功率的比为30dB以及通过副载波间隔标准化的频率偏移值时得到的估计频率偏移值的平方误差的示图；

图4是示出无线通信装置中的另一个接收机结构实例的示图；

图5是示出无线通信装置中的另一个接收机结构实例的示图；

图6是示出无线通信装置中的另一个接收机结构实例的示图；

图7是示出无线通信装置中的另一个接收机结构实例的示图；

图8是示出使用高通滤波器的输出执行频率偏移估计和校正、包检测、以及粗定时检测的外围同步电路的结构实例的示图；

图9示出使用高通滤波器的输出执行频率偏移估计和校正、包检测、以及粗定时检测的另一个外围同步电路的结构实例的示图；

图10是示出用于通过开关控制器28调节切换定时的方法实例的示图；

图11A是示出使用差分滤波器的高通滤波器21的结构实例的示图；

图11B是示出使用基于移动平均的DC偏移估计器和校正器的高通滤波器21的另一个结构实例的示图；

图12是示出DC偏移估计器25的结构实例的示图；

图13是示出包括在LTS中执行频率偏移校正和信道估计的电路模块的外围同步电路的结构实例的示图；

图14是示出被配置以使频率偏移估计器22和频率偏移校正器24分别估计并去除LTS之后的接收基带信号部分的频率偏移的外围同步电路的结构实例的示图；

图15是示出在IEEE 802.11a/g中指定的前同步码结构的示图；

图16是示出使用HPF去除DC偏移的接收机结构的示意图；

图17A是示出使用相对于副载波间隔具有充分小频率的HPF去除OFDM信号的DC分量的示图；

图17B是示出使用相对于副载波间隔具有大频率的HPF去除OFDM信号的DC分量以截止近DC信号的示图；

图18是示出同时估计DC偏移和频率偏移的接收机结构的示意图；

图19是示出并行估计DC偏移和频率偏移的接收机结构的示意图；

图20是示出重复DC偏移估计和频率偏移补偿的接收机结构的示意图；

图21是示出差分滤波器5和频率偏移估计器6的结构的具体实例的示图；

图22是示出通过自动增益控制改变低噪声放大器2的增益影响差分滤波器5的输出的示图；

图23是示出IQ不平衡原因的示图；

图24是示出复空间中的频率偏移信息的向量表示的示图；

图25是示出差分滤波器5和频率偏移估计器6结构的具体实例的示图；

图26是示出在低噪声放大器2中增益改变之前和之后的频率偏移的估计向量的示图；

图27是示出通过将存储元件310的输出顺序相加到对应于短前同步码符号t₃和t₄的乘法器305的15个采样输出以及对应于短前同步码符号t₅和t₁₀的乘法器305的79个采样输出所得到的估计合成向量的示图；

图28是示出通过根据乘法器305的输出信号的绝对值将频率偏移以加权因子加权并将加权的频率偏移加相而得到的估计合成向量的示图；

图29是示出使用相关技术方法以及所提出方法的频率偏移估计精度值(均方误差对标准化的频率偏移值)的示图；

图30是示出作为在IEEE 802.11a/g中指定的副载波的配置示图；

图31是示出DC偏移对频率偏移的影响的示图；

图32是示出使用差分滤波器5去除残留的DC偏移的示图；

图33是示出在根据本发明另一个实施例的无线通信装置中的接收机的结构的示图；

图34是示出图33中所示的接收机中的差分滤波器5、频率偏移估计器6、和IQ不平衡估计器1000的结构的具体实例的示图；

图35是示出在LNA的增益没有改变的环境中的α估计中的MSE的示图，其中，α＝0.05以及θ＝5°；

图36是示出在LNA的增益没有改变的环境中的θ估计中的MSE的示图，其中，α＝0.05以及θ＝5°

图37是示出差分滤波器5、频率偏移估计器6、以及IQ不平衡估计器1000的结构的具体实例的示图；

图38是示出无线通信装置中另一个接收机的结构实例的示图；

图39是示出无线通信装置中另一个接收机的结构实例的示图；

图40是示出无线通信装置中另一个接收机的结构实例的示图；

图41是示出无线通信装置中另一个接收机的结构实例的示图；

图42是示出使用高通滤波器的输出执行频率偏移估计和校正、包检测、以及粗定时检测的外围同步电路的结构实例的示图；

图43是示出使用高通滤波器的输出执行频率偏移估计和校正、包检测、以及粗定时检测的另一个外围同步电路的结构实例的示图；

图44是示出包括在LTS中执行频率偏移校正、IQ不平衡校正、和信道估计的电路模块的外围同步电路的结构实例的示图；以及

图45是示出包括在LTS中执行频率偏移校正、IQ不平衡校正、和信道估计的电路模块的外围同步电路的结构实例的示图。

具体实施方式

第一实施例

以下将参考附图详细描述本发明的第一实施例。

本发明设计一种用于使用直接转换架构接收OFDM信号的无线通信装置。没有使用IF滤波器的直接转换架构容易地实现宽带接收机，并增加了接收机设计的灵活性。

OFDM通信系统的问题在于发射机和接收机中振荡器的频率之间的小误差会引起频率偏移，其被看作是接收机的数字部分中的接收信号的相位旋转现象。在通常的程序中，使用添加到每个包的包头中的已知训练序列来观察频率偏移，并校正频率偏移。

然而，直接转换接收机具有由于本地信号的自混频而在下变频器的输出处引起直流分量、或DC偏移的问题。频率偏移估计和定时检测的精度易于受到DC偏移的影响，难以在存在DC偏移的情况下精确估计频率偏移。

根据本发明实施例的无线通信装置通过使用差分滤波器去除DC偏移实现了高速和高精度频率偏移估计。

图1示出了根据本发明第一实施例的无线通信装置中的接收机的结构。图1所示的装置具有用于接收OFDM信号的直接转换接收机以及用于补偿频率偏移的模块。

当天线接收OFDM信号时，只有OFDM信号中期望频带的信号被传输通过带通滤波器(BPF)1，并被低噪声放大器(LNA)2放大。接收到的RF信号具有由发射机和接收机的本地振荡器之间的频率误差而引起的频率偏移。

自动增益控制(AGC)电路调节低噪声放大器2的增益，以将接收信号的功率维持在适当的恒定水平。例如，在IEEE 802.11a/g中指定50dB或更大的增益控制范围。通常，在信号检测开始时，在低噪声放大器2中设置大增益，然后，例如在短前同步码周期的中心周围(在第一实施例中，在第四个短前同步码t₄的末端处)，根据接收信号的功率切换到较低增益。增益切换电平(gain switchinglevel)约为20dB。AGC机构是众所周知的，此处不再赘述。

使用混频器3将放大的接收信号乘以由本地振荡器11产生的本地频率f_L0，并使用直接转换模式将其频率转换为基带信号。通过模数(AD)转换器(ADC)4将基带信号转换成数字信号。

在接收机的直接转换架构中，由于接收频率和本地频率相等，所以通过本地信号的自混频而在下变频器的输出处引起直流分量、或DC偏移。如果低噪声放大器2的增益通过自动增益控制被改变，则DC偏移也随时间而改变(例如，参见IEEE 802.11a，部分11：无线LAN介质存取控制(MAC)层和物理层(PHY)说明：2.4GHZ频带中的高速物理层)。当前级中的接收基带信号具有时变DC偏移以及频率偏移。

数字基带信号中的前同步信号的预定周期被划分并输入至差分滤波器5。在去除DC偏移分量之后，将得到的信号输入至频率偏移估计器6，以从已通过减去估计的DC偏移去除DC偏移的信号中估计更精确的频率偏移。图21示出了差分滤波器5和频率偏移估计器6的结构的具体实例。差分滤波器5包括延迟单元201和加法器202。频率偏移估计器6包括延迟单元203、复共轭计算电路204、乘法器205、加法器206、存储元件207、以及相位检测电路208。

差分滤波器5是一种具有简单电路结构和高响应的高通滤波器。当在短前同步码t₄的末端处根据接收信号的功率将低噪声放大器2的增益改变为较低增益(如上所述)时，DC偏移电平改变。差分滤波器5对DC偏移电平的改变具有非常高的响应，从而防止高频分量从中通过。

如果增大用于DC偏移去除的截止频率f_c，则对通过改变低噪声放大器2的增益所产生的DC偏移的改变的响应增大。然而，甚至还会截止近DC信号，导致解调特性劣化的问题(参见图17B)。相反，配置图1所示的接收机，使得为DC偏移去除划分用于频率偏移估计的前同步码部分(即，具有相对大的副载波间隔的STS)。换句话说，仅对执行频率偏移估计的前同步码部分去除DC偏移，而对用于频率偏移估计的部分之后的前同步码部分和有效载荷部分去除频率偏移但不去除DC偏移。因此，即使截止频率f_c增大，也不会对后续的数据部分(在具有短副载波间隔的LTS之后)的解调特性产生不利的影响。

如果DC偏移由于低噪声放大器2的增益改变等而快速改变，则可以通过差分滤波器5传输DC偏移。当将这种脉冲波形输入至频率偏移估计器6时，可能增加均方误差(MSE)。因此，一旦检测到DC偏移的快速改变，差分滤波器5就将检测信号输入至频率偏移估计器6。当输入的检测信号为包括DC偏移的信号时，频率偏移估计器6确定从差分滤波器5输出的采样，并且不会对该采样输出执行频率偏移估计。因此，可以维持高估计精度。

例如，可以基于增益改变的次数和所接收信号的电平计算差分滤波器5用于检测DC偏移的快速改变的阈值。

估计的频率偏移值被输入至频率偏移校正器7，并补偿在用于频率偏移估计的部分之后的OFDM符号部分的基带信号中的频率偏移。

频率偏移校正器7的输出被输入至离散傅立叶变换(DFT)单元8，并解调排列在频域中的副载波信号。

假设输入至根据本发明第一实施例的接收机的OFDM信号不包括DC副载波(DC对应于OFDM解调中的基带信号中的0Hz)。频率偏移估计器6估计每个包的前同步码(即，在具有相对较大副载波间隔的STS中)以及存在两次传输相同OFDM信号符号的前同步码中的频率偏移。

根据本发明实施例的无线通信系统是符合IEEE 802.11a/g标准的无线LAN系统。图2示出了该无线LAN系统中的OFDM符号的副载波结构。如图2所示，一个OFDM符号由64个副载波构成，其中的52个副载波被调制成信息信号，以及4个副载波用作导频信号。在包括DC分量的剩余副载波上不传输信号(即，剩余副载波携带空信号)。

当将在用于频率偏移估计的部分之后(即，在LTS之后)的接收基带信号部分(其受DC偏移和频率偏移的影响)输入至频率偏移校正器7时，精确地补偿并解调频率偏移，而不会带来通过高通滤波器去除DC偏移而引起的解调特性的劣化。

图15示出了在IEEE 802.11a/g中指定的前同步码结构。在长前同步码周期中，由3.2微秒的长训练序列(LTS)符号构成的OFDM符号被连续传输两次。OFDM符号的时间波形的第i个采样由s(i)表示。采样{s(0)，s(1)，...，s(63)}与第一OFDM符号相关，以及采样{s(64)，s(65)，...，s(127)}与第二OFDM符号相关(如果离散傅立叶变换的阶由N表示，则第一OFDM符号是采样{s(0)，s(1)，...，s(N/4-1)}的集合，以及第二OFDM符号是采样{s(N/4)，s(N/4+1)，...，s(2N/4-1)}的集合)。

如果此时的频率偏移由Δf表示，DC偏移由D表示，则与第i个短前同步码相关的接收基带信号由以下等式给出：

r(i)＝s(i)exp(j2πΔfi)+D                   …(7)

差分滤波器5包括延迟单元201和加法器202。通过AD转换器4得到的AD转换信号被输入至延迟201的输入端。AD转换信号还被输入至加法器202的第一输入端，并且延迟单元201的输出经过变换然后被输入至加法器202的第二输入端，用于它们之间的相减。因此，差分滤波器5根据以下等式(8)处理所接收到的基带信号：

d(i)＝r(i+1)-r(i)

＝s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi)  …(8)

等式(8)表示相对于第i个短前同步码的差分滤波器5的输出信号。

后级中的频率偏移估计器6包括延迟单元203、复共轭计算电路204、乘法器205、加法器206、存储元件207、和相位检测电路208。加法器202的输出被输入至延迟单元203和乘法器205的第一输入端。延迟单元203将输入信号延迟对应于短前同步码长度的N/4(＝16)个采样，并将延迟的信号输入至后级中的复共轭计算电路204。复共轭计算电路204的输出被输入至乘法器205的第二输入端。因此，乘法器205对每个短前同步码t₁、t₂等执行由以下等式给出的互相关操作。

$d(i+16)/d\left(i\right)=\frac{s(i+1+16)\exp \left(j2\mathrm{\πf}(i+1+16)\right)-s(i+n)\exp \left(j2\mathrm{\πf}(i+16)\right)}{s(i+1)\exp \left(j2\mathrm{\πf}(i+1)\right)-s\left(i\right)\exp \left(j2\mathrm{\πf}\left(i\right)\right)}$

$=\exp \left(j2\mathrm{\π\Δf}\left(16\right)\right)\·\·\·\left(9\right)$

乘法器205的输出连接至加法器206的第一端，以及存储元件207的输出连接至加法器206的第二输入端。加法器206的输出被输入至存储元件207和相位检测电路208。然后，使用加法器206将对所有短前同步码通过以上等式(9)确定的互相关结果相加，并估计频率偏移Δf。

使用频率偏移校正器7补偿在用作频率偏移估计的部分之后的接收基带信号的部分(受频率偏移的影响)的频率偏移。具体地，根据频移通过反转数据相位来校正频率偏移。短训练序列(STS)还可以用于以与以上相类似的方式来执行频率偏移估计(在这种情况下，采样数为16)。

图3示出了当DC偏移功率与OFDM信号功率的比为30dB以及通过副载波间隔标准化的频率偏移值时得到的估计频率偏移值的均方误差。从图3可以看出，通过使用差分滤波器5从用于频率偏移估计的接收前同步信号中去除DC偏移来实现精确的频率偏移估计。由于STS具有相同训练序列符号的重复(参见图15)，所以可以使用类似操作估计频率偏移。

在上面的等式(9)中，假设DC偏移恒定或者不随时间变换，并且差分滤波器5可以删除DC偏移。然而，当改变低噪声放大器2的增益时，DC偏移电平的改变作为高频分量而出现，并且差分滤波器5的输出表示DC偏移的振幅。

具体地，自动增益控制电路在信号检测开始时为低噪声放大器2设置大增益，并使用第一至第四短前同步码t₁至t₄确定用于将接收信号的功率维持在恒定水平的适当增益(由于多路的影响而不使用前同步码t₁和t₂)。在第五短前同步码t₅的开始将增益切换到较低增益。增益切换电平约为20dB。DC偏移电平还根据增益的切换而变换，这在前同步码t₅开始时影响差分滤波器5的输出(参见图22)。

如果第i个采样的DC偏移值由D(i)表示，则当由于低噪声放大器2的增益改变等而导致OFDM采样中的DC偏移改变时，通过以下等式(10)确定差分滤波器5的输出：

d(i)＝r(i+1)-r(i)

＝{s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi)}+{D(i+1)-D(i)}

…(10)

从以上等式了解，当DC偏移快速改变时，残留第(i+1)个采样的DC偏移和第i个采样的DC偏移之间的差(D(i+1)-D(i))，并且差分滤波器5的输出d(i)的绝对值增大。因此，当检测到DC偏移改变时，不去除DC偏移并通过差分滤波器5传输。

在图1所示的接收机中，一旦检测到输出d(i)的绝对值超过预定值，差分滤波器就对后级中的频率偏移估计器6给出指示(检测信号)，从而不对包括DC偏移影响的第i个采样输出d(i)执行频率偏移估计。因而，频率偏移估计器6在不考虑DC偏移的情况下估计频率偏移，从而改进了估计精度。即使在频繁执行低噪声放大器2的自动增益控制的情况下，也不对传输的DC偏移分量执行频率偏移估计，从而维持高的估计精度。

如上所述，由于在使用差分滤波器5去除DC偏移之后估计频率偏移，所以图1中所示接机的结构可以实现精确的频率偏移估计，同时处理出现DC偏移和频率偏移的情况。另外，由于排除了在改变低噪声放大器2增益的周期中得到的估计频率偏移值，所以可以维持高的估计精度。

在图1所示的接收机结构中，频率偏移校正器7从用于频率偏移估计的部分之后的接收基带信号部分(即，没有从中去除DC偏移)中去除通过频率偏移估计器6估计的频率偏移。换句话说，当对估计频率偏移的前同步码部分去除DC偏移，而对用于频率偏移估计的部分之后的前同步码部分和有效载荷部分去除频率偏移但不去除DC偏移。在这种情况下，可能产生即使频率偏移估计精度很高但DC偏移也会影响后级中的解调电路的问题。

图4示出了用于解决这个问题的接收机电路的实例。在图1所示接收机的结构中，在从输入至差分滤波器5的接收基带信号中去除DC偏移之后，使用通过频率偏移估计器6估计的频率偏移，通过频率偏移校正器7使在用于频率偏移估计的部分之后的接收基带信号的DC偏移包括部分经受频率偏移补偿。另一方面，在图4所示的接收机的结构中，在通过差分滤波器5去除DC偏移之后，基于通过频率偏移估计器6估计的频率偏移反转通过本地振荡器11振荡的本地频率的相位。因此，可以从用于频率偏移估计的部分之后的接收基带信号的DC偏移包括部分中同时去除DC偏移和频率偏移的影响。

同样，在这种情况下，一旦检测到DC偏移的快速改变，差分滤波器5就将检测信号输入至频率偏移估计器6。如上所述，当输入检测信号时，频率偏移估计器6不对从差分滤波器5得到的采样输出执行频率偏移估计，从而避免通过差分滤波器5传输的DC偏移的影响。

图5是能够从用于频率偏移估计的部分之后(LTS之后)的接收基带信号部分中去除DC偏移影响的另一个接收机的结构实例。

在图5所示的接收机中，接收基带信号中前同步信号的预定周期被划分并输入至差分滤波器5以去除DC偏移，并且频率偏移估计器6估计频率偏移。一旦检测到DC偏移的快速改变，差分滤波器5就将检测信号输入至频率偏移估计器6。如上所述，当输入检测信号时，频率偏移估计器6不对从差分滤波器5得到的采样输出执行频率偏移估计，以避免通过差分滤波器5传输的DC偏移的影响。

并行于频率偏移估计处理，DC偏移估计器9估计接收基带信号的DC偏移，并且DC偏移校正器10从接收基带信号中去除DC偏移。然后，基于在已去除DC偏移之后估计的高精度频率偏移值，频率偏移校正器7对已去除DC偏移的用于频率偏移估计的部分之后的接收基带信号的部分执行频率偏移补偿。

通常，通过对转换的数字基带信号求平均来估计DC偏移。因此，如果DC偏移由于低噪声放大器2的增益改变等而快速改变，则平均值不再有用，并且DC偏移估计的连续将导致精度劣化。因此，一旦检测到DC偏移的快速改变，差分滤波器5就将检测信号输入至频率偏移估计器6和DC偏移估计器9。DC偏移估计器9排除在输入检测信号之前估计的估计数据，然后重新估计DC偏移，以防止估计精度的降低。

图6示出了能够从用于频率偏移估计的部分之后(LTS之后)的接收基带信号的部分中去除DC偏移影响的另一个接收机的结构实例。

在图6所示的接收机中，混频器3通过将接收该信号乘以通过本地振荡器11产生的本地频率f_L0，使用直接转换架构对该接收信号进行下变频。最终的接收基带信号包括由本地信号的自混频等所引起的DC偏移(参见图32的部分(a))。通过使DC偏移通过高通滤波器(HPF)12来将其去除。由于高通滤波器12允许所有信号通过，所以将高通滤波器12的截止频率设置的相对较低，使得不截止OFDM符号中的近DC信号。通过AD转换器(ADC)4将通过高通滤波器12传输的基带信号转换成数字信号。

具有低截止频率f_c的高通滤波器12确保后级中的良好解调特性，但是对DC偏移的改变具有低响应。因此，如果由于低噪声放大器2的增益切换等而发生DC偏移改变，则改变的影响会保留很长时间，并且DC偏移连续传输通过过高通滤波器12(参见图32的部分(b))。为了处理这种情况，将接收基带信号中的前同步信号的预定周期分为两个分支，一个分支被输入至具有较高截止频率的差分滤波器5以去除残留的DC偏移。如图32的部分(c)所示，差分滤波器阻挡残留的DC偏移，并且在前同步码t₅的开始处改变增益时仅输出强烈的脉冲波形。

然后，频率偏移估计器6基于差分滤波器5输出的自相关值来估计频率偏移。频率偏移校正器7从接收基带信号中去除频率偏移。

一旦检测到DC偏移的快速改变，差分滤波器5就将检测信号输入至频率偏移估计器6。如果脉冲波形被输入至频率偏移估计器6，则MSE可能增大。因此，如上所述，当输入检测信号时，频率偏移估计器6不对从差分滤波器5得到的采样输出执行频率偏移估计，以避免通过差分滤波器5传输的DC偏移的影响。

如上所述，可以基于增益改变的次数和接收信号电平计算差分滤波器5用于检测DC偏移的快速改变的阈值。例如，接收信号强度指示(RSSI)电路可以设置在高通滤波器12的后级中，以检测接收信号电平。

DC偏移估计器9估计用于频率偏移估计的部分之后的接收基带信号的部分的DC偏移，并且DC偏移校正器10从接收基带信号中去除DC偏移。

一旦接收到DC偏移的快速改变，差分滤波器5就将检测信号输入至DC偏移估计器9。如上所述，DC偏移估计器9排除输入检测信号之前估计的估计数据，并且重新估计DC偏移，以防止估计精度的降低。

然后，基于在去除DC偏移之后估计的高精度频率偏移值，频率偏移校正器7对用于频率偏移估计的部分(已去除DC偏移)之后的接收基带信号的部分执行频率偏移补偿。

图7示出了能够从用于频率偏移估计的部分之后(LTS之后)的接收基带信号的部分中去除DC偏移的影响的又一接收机的结构实例。

在图7所示的接收机中，混频器3通过将接收信号乘以由本地振荡器11产生的本地频率f_L0，使用直接转换架构对该接收信号进行下变频。通过后级中的高通滤波器12传输得到的接收基带信号，以从接收基带信号中去除通过本地信号的自混频等所引起的DC偏移。由于高通滤波器12允许包括在包中的所有信号通过，所以高通滤波器12的截止频率f_c设置的相对较低，使得不会截止OFDM符号中的近DC信号。然后，通过AD转换器(ADC)4将接收基带信号转换成数字信号。

具有低截止频率f_c的高通滤波器12确保后级中的良好解调特性，但是对DC偏移的改变具有低响应。因此，如果由于低噪声放大器2的增益切换等而发生DC偏移改变，则改变的影响会保留很长时间，并且DC偏移连续传输通过高通滤波器12(参见图32的部分(b))。为了解决这种情况，将接收基带信号中的前同步信号的预定周期分成两个分支，将一个分支输入至具有更高截止频率的差分滤波器5以去除残留的DC偏移。如图32的部分(c)所示，差分滤波器5阻挡残留的DC偏移，并且在前同步码t₅的开始处改变增益时仅输出强烈的脉冲波形。

基于估计的频率偏移反转通过本地振荡器11振荡的本地频率的相位。因此，可以从用于频率偏移估计的部分之后的接收基带信号的DC偏移包括部分中同时去除DC偏移和频率偏移的影响。

一旦检测到DC偏移的快速改变，差分滤波器5就将检测信号输入至频率偏移估计器6。如果将脉冲波形输入至频率偏移估计器6，则MSE增大。因此，如上所述，当输入检测信号时，频率偏移估计器6不对从差分滤波器5得到的采样输出执行频率偏移估计，以避免通过差分滤波器5传输的DC偏移的影响。

可以基于增益改变的次数和接收信号电平来计算差分滤波器5用于检测DC偏移的快速改变的阈值。如上所述，例如，RSSI电路可设置在高通滤波器12的后级中以检测接收信号电平。

在本发明的第一实施例中，使用重复传输两次相同OFDM信号符号的前同步码估计频率偏移。在图15的前同步码结构中，使用STS执行用于包检测、粗定时检测、以及频率偏移估计和校正的信号处理。在该信号处理中，特性劣化对DC偏移非常敏感。

在图6所示的接收机中，通过使用作为一种高通滤波器的差分滤波器5的输出信号来去除DC偏移的影响，以确保高精度的频率偏移估计。还可以使用高通滤波器的输出信号来执行包检测和粗定时检测，以防止由于DC偏移所引起的特性劣化。

图8示出了使用高通滤波器的输出执行频率偏移估计和校正、包检测、以及粗定时检测的外围同步电路的结构实例。

图8所示的同步电路包括关于每个I轴和Q轴输入信号的导向高通滤波器21和DC偏移估计器25的路径，并且专门打开或关闭两个开关26和27以在两个路径之间进行切换。

STS在最接近DC的副载波之间具有1.25MHz的相对较大的副载波间隔。鉴于此，将高通滤波器21的截止频率设置的较高，以确保对DC偏移改变的期望响应特性。因此，在最小SNR损耗内可以抑制DC偏移的影响。

在同步处理期间，DC偏移估计器25从接收基带信号中估计DC偏移。STS具有0.8μs的周期，并且可使用移动平均等来估计DC偏移。如果STS的前四个符号t₁至t₄被用于自动增益控制、DC偏移处理等，则同步电路可以最大地获得六个符号t₅至t₁₀的估计时间，即，4.8微秒，并且确保高精度的DC偏移估计。

在STS末端之前的周期期间，IQ输入端连接至导向高通滤波器21的路径，并且频率偏移估计器22和包检测和粗定时检测器23分别从已去除DC偏移的接收基带信号中以高精度执行频率偏移估计、以及包检测和粗定时检测。

在STS的末端，转换开关26和27的开/关状态，并将IQ输入端从导向高通滤波器21的路径切换到导向DC偏移校正器的路径。在STS的末端处使用粗定时检测器23的输出信号。

DC偏移估计器25使用STS的末端之前足够长的时间执行DC偏移估计，从而实现高精度的DC偏移校正。在STS末端之后，不存在导向高通滤波器21的路径。即，不使用具有高截止频率的高通滤波器21对具有短副载波间隔的LTS之后的接收基带信号的部分执行DC偏移去除，并且不考虑SNR中的劣化。

另外，在STS末端之前的周期期间，频率偏移校正器24使用通过频率偏移估计器22估计的频率偏移，对在STS末端之后的接收基带信号的部分执行频率偏移校正。

在图8所示的同步电路的结构中，使用粗定时检测信号确定导向高通滤波器21的路径与导向频率偏移校正器的路径之间的切换时间。鉴于数字电路的处理延迟，可以在STS末端之前切换路径。

在图9所示的同步电路的结构中，并不响应于粗定时检测器23的检测信号来直接切换开关26和27，而是另外设置用于控制开关26和27切换的开关控制器28。图10示出了用于使用开关控制器28调节切换定时的方法实例。

开关控制器28使用输入信号的相关值的移动平均值确定切换定时。切换控制器28设置预定阈值，并且当移动平均值超过阈值时将作为控制信号的定时输出至开关26和27。如图10所示，通过设置阈值，可以在从包检测到粗定时的周期内灵活调节切换定时。

图11A和图11B示出了高通滤波器21的结构实例。图11A示出了使用差分滤波器的结构，以及图11B示出了使用基于移动平均的DC偏移估计器和校正器的结构。

图12示出了DC偏移估计器25的结构实例。在图12所示的结构中，可以使用开关控制器28或粗定时检测器23的输出信号保持在开关26和27的切换定时获得的估计DC偏移值。因此，DC偏移校正器可以使用在STS末端处估计的高精度DC偏移值，对STS末端之后的接收基带信号的部分执行DC偏移校正。

图8和图9所示的同步电路被配置为仅使用在IEEE 802.11a中指定的前同步码结构中的STS，考虑DC偏移来执行频率偏移校正，并且可以任意使用STS末端之后的LTS。

通常，在使用STS执行粗频率偏移校正之后，使用LTS执行细频率偏移校正和信道估计。因此，在STS中估计精确的频率偏移，以实现更精确的信道估计。

图13示出了包括在长前同步码周期内执行频率偏移校正和信道估计的电路模块的外围同步电路的结构实例。在图13所示的实例中，与用于STS的频率偏移估计器22和频率偏移校正器24独立地设置用于LTS的频率偏移估计器31和频率偏移校正器32，并且还在后级中设置信道估计器33。频率偏移估计器22使用短前同步码执行粗频率偏移估计(其中，由于第一和第二短前同步码t₁和t₂可能受到多路的影响，所以第三和以下的短前同步码t₃至t₁₀被用于估计)。频率偏移估计器31使用长前同步码T₁和T₂执行细频率偏移估计。

在短前同步码周期的末端，IQ输入端从导向高通滤波器21的路径切换到导向DC偏移校正器的路径。在LTS之后，每个DC偏移校正器从每个IQ输入信号中减去使用STS末端之前足够长的时间所估计的精确DC偏移，以校正DC偏移。然后，频率偏移校正器24在STS末端之前的周期期间校正通过频率偏移估计器22估计的频率偏移。

一旦接收到已去除使用STS估计的DC偏移和偏移的LTS之后的接收基带信号的部分，频率偏移估计器31就执行细频率偏移估计。频率偏移校正器32从LTS之后的接收基带信号的部分中去除通过频率偏移估计器31估计的频率偏移。

信道估计器33使用已使用LTS去除次要的(残留)频率偏移的接收基带信号以更高的精度执行信道估计。

在图13所示的电路结构中，额外设置对LTS之后的接收基带信号的部分执行频率偏移估计和去除的电路模块。可选地，频率偏移估计器22和频率偏移校正器24可以配置为分别估计和去除LTS之后的接收基带信号的部分中的频率偏移。图14示出了在后种情况下的外围同步电路的结构实例。

在STS的末端，IQ输入端从导向高通滤波器21的路径切换到导向DC偏移校正器的路径。在LTS之后，每个DC偏移校正器从每个IQ输入信号中减去使用STS的末端前足够长的时间所估计的精确DC偏移以校正DC偏移。然后，频率偏移校正器24在STS末端之前的周期期间校正通过频率偏移估计器22估计的频率偏移。

另外，在STS的末端处，打开开关27以产生用于将频率偏移校正器24的输出端返回到频率偏移估计器22的路径。

频率偏移估计器22接收已去除使用STS估计的DC偏移和频率偏移的LTS之后的接收基带信号的部分，并且进一步估计频率偏移。频率偏移校正器24从LTS之后的接收基带信号的部分中去除通过频率偏移估计器22估计的频率偏移。

信道估计器33使用已使用LTS去除次要的(残留)频率偏移的接收基带信号以更高精度执行信道估计。

已描述了一种在OFDM直接转换接收机中用于在DC偏移根据低噪声放大器的增益改变而变化时降低频率偏移估计处理中改变DC偏移的影响的方法。

OFDM直接转换接收机还具有IQ不平衡以及由本地信号的自混频所引起的DC偏移的问题。由输入至I轴和Q轴混频器的本地信号之间的相位差以及混频器之间的振幅差引起IQ不平衡。与DC偏移类似，IQ不平衡引起频率偏移估计精度的劣化，并且还影响解码特性。以下将详细描述在存在IQ不平衡和时变DC偏移存在的情况下估计频率偏移的方法。

在图1所示的接收机结构中，DC偏移电平根据低噪声放大器2的增益改变而变化。当变化的DC偏移等于或大于预定值时，不对从差分滤波器5输出的符号执行频率偏移估计(参见图22)，从而降低频率偏移估计处理中的变化的DC偏移的影响。然而，图1所示的接收机没有充分考虑到IQ不平衡的影响。

OFDM直接转换接收机具有IQ不平衡以及由本地信号的自混频所引起的DC偏移的问题。直接转换架构并不使用数字域的IF信号，并且IQ积分解调不是在数字域中执行而是在模拟域中执行。因而，通过同相(I)分量和正交相(Q)分量之间的不平衡引起IQ不平衡。具体地，通过输入至I信道和Q信道混频器的本地信号之间的非90度相位差引起IQ相位不平衡，而通过I信道和Q信道中的信号之间的增益差引起IQ增益不平衡。

图23示出了IQ不平衡的原因。在图23中，将来自单个本地振荡器的本地信号分成两个分支，将一个分支的相位移位90°以生成余弦信号和正弦信号。如果两个信号具有90°以上的相位差或具有不同的振幅，则经过频率转换的基带信号会失真。这种现象被称为IQ不平衡。通过差分滤波器传输失真的影响，因此，IQ不平衡引起频率偏移估计精度的劣化。

如果余弦信号和正弦信号之间的相位差由θ来表示，振幅差由λ来表示(以分贝(dB)表示)，则本地频率f_c的本地信号的I分量和Q分量由以下公式表示，并被输入至对应的混频器：

I分量：(1+α)cos(2πf_ct-θ/2)

Q分量：-(1-α)sin(2πf_ct+θ/2)

其中，α由使用振幅差λ的下列等式来表示：

$\mathrm{\α}=\frac{{10}^{\mathrm{\λ}/20}-1}{{10}^{\mathrm{\λ}/20}+1}$

使用对应的混频器将本地信号的分量与接收信号r(i)频率相乘。复传输符号设置为X_n＝a_n+jb_n。

$r\left(t\right)(1+\mathrm{\α})\cos (2\mathrm{\π}{f}_{c}t-\frac{\mathrm{\θ}}{2})$

$=\frac{(1+\mathrm{\α})}{2}\underset{n=-N/2}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}\left[(a_n-b_n)\right\{\cos (2\mathrm{\π}(2f_c+n{f}_0)t-\frac{\mathrm{\θ}}{2})+\cos (2\mathrm{\πn}{f}_{0}t+\frac{\mathrm{\θ}}{2})\}-$

$(a_n+b_n)\{\sin (2\mathrm{\π}(2f_c+n{f}_0)t-\frac{\mathrm{\θ}}{2})+\sin (2\mathrm{\πn}{f}_{0}t+\frac{\mathrm{\θ}}{2})\}]$

$r\left(t\right)\{-(1-\mathrm{\α})\sin (2\mathrm{\π}{f}_{c}t+\frac{\mathrm{\θ}}{2})\}$

$=-\frac{(1-\mathrm{\α})}{2}\underset{n=-N/2}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}\left[(a_n-b_n)\right\{\sin (2\mathrm{\π}(2f_c+n{f}_0)t+\frac{\mathrm{\θ}}{2})-\sin (2\mathrm{\πn}{f}_{0}t-\frac{\mathrm{\θ}}{2})\}$

$+(a_n+b_n)\{\cos (2\mathrm{\π}(2f_c+n{f}_0)t+\frac{\mathrm{\θ}}{2})-\cos (2\mathrm{\πn}{f}_{0}t-\frac{\mathrm{\θ}}{2})\}]$

不考虑IQ不平衡的接收基带信号通过以上等式(7)确定，而在IQ不平衡影响下的接收复基带信号通过以下等式(11)确定：

$\hat{r}\left(i\right)=(\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{j\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2})r\left(i\right)+(\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}-j\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2})r^{*}\left(i\right)\·\·\·\left(11\right)$

$\hat{r}\left(i\right)=\mathrm{\φr}\left(i\right)+{\mathrm{\ψ}}^{*}{r}^{*}\left(i\right)$

其中

$\mathrm{\φ}=\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{j\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}$

$\mathrm{\ψ}=\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+j\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}$

在等式(11)中，i表示在短前同步码中的采样数，以及上标星号(*)表示复共轭。

因此，在IQ不平衡的影响下的从差分滤波器5输出的差分信号由以下等式(12)确定：

$d\left(i\right)=\hat{r}(i+1)-\hat{r}\left(i\right)$

$=\mathrm{\φ}(r(i+1)-r\left(i\right))+{\mathrm{\ψ}}^{*}(r^{*}(i+1)-r^{*}\left(i\right))\·\·\·\left(12\right)$

频率偏移估计器6基于由以上等式(12)确定的差分信号来估计频率偏移。乘法器205将差分信号乘以延迟N/4采样的差分信号，以获得关于每个采样的频率偏移估计向量。包括从差分滤波器5输出的IQ不平衡的自相关值(即，频率偏移估计向量)由以下等式(13)表示：

$\hat{d}(i+\frac{N}{4}){\hat{d}}^{*}\left(i\right)$

$={\left|\mathrm{\φ}\right|}^2{|r(i+1)-r\left(i\right)|}^2\exp (j2\mathrm{\π\ΔfN}/4)+{\mathrm{\φ}}^{*}{\mathrm{\ψ}}^{*}{(r^{*}(i+1)-r^{*}\left(i\right))}^2\exp (-j2\mathrm{\π\ΔfN}/4)$

$+\mathrm{\φ\ψ}{(r(i+1)-r\left(i\right))}^2\exp (j2\mathrm{\π\ΔfN}/4)+{\left|\mathrm{\ψ}\right|}^2{|r(i+1)-r\left(i\right)|}^2\exp (j2\mathrm{\π\ΔfN}/4)\·\·\·\left(13\right)$

由以上等式(13)表示的频率偏移信息具有四项。如图24所示，这些项被表示为复空间中的向量。

等式(13)中的第一项是仅依赖于频率偏移的向量。即，当接收到的基带信号不包括IQ不平衡时，仅从乘法器205输出第一项，并且可从向量的角度中估计频率偏移。

等式(13)中的第二至第四项是由IQ不平衡产生的项，这些项导致频率偏移估计精度的劣化。在第四项中，值|ψ|²小到可以忽略(应该理解，由于α约为0.1以及θ约为0.05°，所以ψ很小)。第二和第三项是复共轭对，将这两项相加以仅产生实数分量，其被看作是频率偏移估计精度劣化的主要原因。

乘法器205确定每个短前同步码的互相关结果，使用加法器206将所有短前同步码的互相关结果相加以估计频率偏移Δf。包括在互相关结果的总和中的失真依赖于同步信号模式的采样总数。

图21示出了差分滤波器5和频率偏移估计器6的结构实例，其中，虽然没有充分考虑频率偏移估计过程中的IQ不平衡的影响，但考虑了时变DC偏移。图25示出了抑制IQ不平衡影响的差分滤波器5和频率偏移估计器6的结构实例。在图25中，差分滤波器5包括延迟单元301和加法器302。频率偏移估计器6包括延迟单元303、复共轭计算电路304、乘法器305和306、系数计算电路307、加法器309、存储元件310、以及相位检测电路311。

以下将参考图25描述通过抑制频率偏移估计过程中的IQ不平衡和时变DC偏移的影响执行更精确的频率偏移估计的操作。

通过带通滤波器1传输由天线接收的信号，并且通过低噪声放大器2仅放大期望的OFDM信号。使用乘法器3将放大信号乘以来自本地振荡器11的本地信号，并被转换成基带信号。通过AD转换器4将接收的基带信号转换成数字信号。如果由IQ不平衡引起的振幅差和相位差分别由α和θ表示，则接收的基带信号由以上的等式(11)表示。

差分滤波器5包括延迟单元301和加法器302。将通过AD转换器4得到的AD转换信号输入至延迟单元301的输入端。还将AD转换信号输入至加法器302的第一输入端，并且延迟单元301的输出经过反转并被输入至加法器302的第二输入端，用于它们之间的相减。因此，差分滤波器5根据以上的等式(12)处理接收到的基带信号。

后级中的频率偏移估计器6包括延迟单元303、复共轭计算电路304、乘法器305和306、系数计算电路307、加法器309、存储元件310、以及相位检测电路311。加法器302的输出被输入至延迟单元303和乘法器305的第一端。延迟单元303将输入信号延迟对应于短前同步码长度的N/4(＝16)个采样，并将延迟信号输入至后级中的复共轭计算电路304。复共轭计算电路304的输出被输入至乘法器305的第二输入端。因此，在频率偏移估计器6中，对短前同步码t₁、t₂等中的每一个执行由以上的等式(13)给出的操作。

等式(13)中的第一项是包括频率偏移Δf的向量。使用加法器309和存储元件310将向量相加，并通过相位检测电路311检测相加向量的旋转角度。因此，估计频率偏移Δf的值。

如前所述，等式(13)中的第二至第四项是由IQ不平衡产生的项，并且这些项引起频率偏移估计精度的劣化。如上所述，在第四项中，值ψ的绝对值小到可以忽略。第二和第三项是复共轭对，并将这两项相加以仅产生将作为频率偏移估计精度劣化的主要原因的实数分量。

第二和第三项是依赖于短前同步码r(i)模式和频率偏移的向量，并且向量的方向不固定。在有效数目的采样上，使用存储元件310和加法器309将从乘法器305输出的用于前同步码符号的估计频率偏移值在充分多的采样上相加，从而增加等式(13)中的第一项，同时相对于第一项减小第二至第四项中的失真分量。通过后级中的相位检测电路311检测向量的相位。因此，可以估计更精确的频率偏移。

如果低噪声放大器2的增益在通过频率偏移估计器6执行频率偏移估计的过程中改变，则包括在当设置大增益时估计的频率偏移中的IQ不平衡分量增大。因此，如果将多个前同步码符号上估计的频率偏移简单相加，则可能难以充分减小IQ不平衡分量的比例。

通常，在接收机中，在开始信号检测时为低噪声放大器2确定大增益，此后，根据接收信号的功率率将增益变为较低的增益。具体地，在开始信号检测时自动增益控制电路为低噪声放大器2设置大增益，并且使用第一至第四短前同步码t₁至t₄确定期望增益。在开始第五短前同步码t₅时将增益切换成较低的增益。增益切换电平约为20dB。

假设考虑到多路的影响而不使用第一和第二短前同步码t₁和t₂用于频率偏移估计。在这种情况下，例如，如图26所示，复空间中表示改变低噪声放大器2的增益之前和之后的频率偏移(从乘法器305输出)的频率偏移估计向量的振幅彼此显著不同。即，关于短前同步码符号t₃和t₄的乘法器305的输出的绝对值较大，而关于短前同步码符号码t₅和t₁₀的乘法器305的输出的绝对值较小。关于前同步码t₃和t₄的乘法器305的输出仅是15个采样。因此，在具有比第一项的值更大值的存储元件310中残留包括在关于前同步码t₃和t₄的乘法器305的输出中的等式(13)中的第二和第三项的合成向量。

在图21所示的结构中，所有短前同步码t₃至t₁₀的互相关结果的总和被用于频率偏移估计。用于计算自相关的采样数越大，依赖于等式(13)中的第二和第三项的失真越小。然而，如果低噪声放大器2的增益被改变，则由于关于短前同步码符号码t₃和t₄的采样振幅明显大于其它前同步码符号的振幅，所以在估计向量中残留了依赖于第二和第三项的失真向量。结果，通过将对应于短前同步码符号t₅和t₁₀的乘法器205的输出的79个采样顺序与存储元件207的输出相加而得到的估计合成向量(参见图27)引起频率偏移估计精度的劣化。

相反，在图25所示的频率偏移估计器6的结构中，当接收对应的前同步码符号时，根据在低噪声放大器2中设置的增益将对每个前同步码符号估计的频率偏移进行加权，并将加权的频率偏移相加以得到最终的频率偏移值。因此，在通过更大因子改变低噪声放大器2的增益之后(或者在频率偏移估计的增益改变之前不使用采样)，可以通过对采样进行加权相对减小包括在估计频率偏移值中的IQ不平衡分量，并且可最终得到更精确的频率偏移。

具体地，将乘法器305的输出信号的绝对值输入至系数计算电路307，并且将对应系数输入至乘法器306。系数计算电路307使用以下所述的第一种或第二种方法中的任一种计算对应于乘法器305的输出信号的绝对值的加权因子。对应于乘法器305的输出信号的绝对值的加权因子的计算基本上等同于对应于在低噪声放大器2中设置的增益振幅的加权因子的计算。

以下将描述第一种方法。

确定阈值。如果乘法器305的输出信号的绝对值超过阈值，则将系数设置为0。如果绝对值不超过阈值，则将系数设置为1。例如，从接收信号强度指示(RSSI)中确定阈值。在这种情况下，根据以下等式(14)估计频率偏移：

$\mathrm{\Δf}=\arg \left\{\underset{i=5N/4+1}{\overset{\mathrm{ION}}{\mathrm{\Σ}}}\hat{d}(i+\frac{N}{4}){\hat{d}}^{*}\left(i\right)\right\}/(2\mathrm{\πN}/4)\·\·\·\left(14\right)$

换句话说，在第一种方法中，在低噪声放大器2的增益改变之后从短前同步码t₅至t₁₀中估计频率偏移。在这种情况下，用于计算自相关的采样数增大，并且可减小依赖于IQ不平衡的失真项数。

以下将描述第二种方法。

乘法器305的输出信号的绝对值的倒数(reciprocal)被用作系数。在这种情况下，根据以下等式估计频率偏移：

$\mathrm{\Δf}=\arg \{\underset{i=2N/4+1}{\overset{3N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\hat{d}(i+\frac{N}{4}){\hat{d}}^{*}\left(i\right)}{\left|\hat{d}(i+\frac{N}{4}){\hat{d}}^{*}\left(i\right)\right|}+\underset{j=5N/4+1}{\overset{10N}{\mathrm{\Σ}}}\hat{d}(j+\frac{N}{4}){\hat{d}}^{*}\left(j\right)\}/(2\mathrm{\πN}/4)\·\·\·\left(15\right)$

如图26所示，此处假设低噪声放大器2的增益在短前同步码t₄和t₅之间瞬时改变。通过这种处理，可以减小由于IQ不平衡出现在加法器302输出中的失真分量的影响。

图28示出了使用第一种方法通过频率偏移估计器6得到的估计合成向量。如图28所示，删除了在低噪声放大器2的增益减小之前使用短前同步码符号t₃和t₄得到的估计向量。因此，与图27所示的实例不同，将足够数目采样的估计向量相加，从而增加等式(13)中的第一项，同时相对于第一项减小第二至第四项中的失真分量。

图29示出了与使用图21所示结构所获得的频率偏移估计精确值相比的使用第一种方法获得的频率偏移估计精确值(均方误差对标准化的频率偏移值)。

在图1所示的接收机中，以与图25所示的方式配置差分滤波器5和频率偏移估计器6。因此，在存在IQ不平衡和时变DC偏移的情况下，可通过简单的信号处理实现精确的频率偏移估计。

第二实施例

根据第一实施例的直接转换OFDM接收装置使用即使在存在IQ不平衡和时变DC偏移的情况下也可以通过简单的信号处理精确估计频率偏移的技术。根据第一实施例的装置目的在于提供适当的频率偏移估计，但并在于和频率偏移校正一起执行IQ不平衡校正。

然而，IQ不平衡校正以及简单的频率偏移校正基本上都落在本发明的范围内。以下将描述在不脱离本发明范围的情况下用于校正IQ不平衡的OFDM接收装置。

图33和图34示出了根据本发明第二实施例的用于实现上述功能的OFDM接收装置的结构。图33和图34分别对应于图1和图21，并且与图1和图21所示的类似分量由相同的参考标号表示。

如图33和图34所示，根据第二实施例的OFDM接收装置被配置为从差分滤波器5输出的信号被输入至频率偏移估计器6和IQ不平衡估计器1000。

来自差分滤波器5的输出信号通过以上的等式(12)表示，而相对于输出信号延迟N/4(＝16)个采样的信号通过以下等式确定：

$d(i+\frac{N}{4})=\mathrm{\φ}(r(i+\frac{N}{4})-r(i+\frac{N}{4}-1))+{\mathrm{\ψ}}^{*}{(r(i+\frac{N}{4})-r(i+\frac{N}{4}-1))}^{*}$

$=\mathrm{\φ}(r\left(i\right)-r(i-1))\exp \left(j2\mathrm{\π\Δf}\frac{N}{4}\right)+{\mathrm{\ψ}}^{*}{(r\left(i\right)-r(i-1))}^{*}\exp (-j2\mathrm{\π\Δf}\frac{N}{4})$

$=\mathrm{\φ\η\γ}+{\mathrm{\ψ}}^{*}{\mathrm{\η}}^{*}{\mathrm{\γ}}^{-1}\·\·\·\left(16\right)$

其中，η＝(r(i)-r(i-1))，以及γ＝exp(j2πΔf(N/4)。

相对于由等式(12)确定的信号提前N/4个采样的信号由以下等式表示：

$d(i-\frac{N}{4})=\mathrm{\φ}(r(i-\frac{N}{4})-r(i-\frac{N}{4}-1))+{\mathrm{\ψ}}^{*}{(r(i-\frac{N}{4})-r(i-\frac{N}{4}-1))}^{*}$

$=\mathrm{\φ}(r\left(i\right)-r(i-1))\exp (-j2\mathrm{\π\Δf}\frac{N}{4})+{\mathrm{\ψ}}^{*}{(r\left(i\right)-r(i-1))}^{*}\exp \left(j2\mathrm{\π\Δf}\frac{N}{4}\right)$

$=\mathrm{\φ\η}{\mathrm{\γ}}^{-1}+{\mathrm{\ψ}}^{*}{\mathrm{\η}}^{*}\mathrm{\γ}\·\·\·\left(17\right)$

在等式(16)和(17)中，从以上的等式(13)中得到值γ，并通过频率偏移估计器6中的相位检测电路208的操作来确定。将通过相位检测电路208确定的值分反馈给IQ不平衡估计器1000，以从等式(16)和(17)中减少一个未知数，并且等式(16)和(17)可用作值d、φ和η的函数。结果，应该理解，相对于三个未知变量(φ、η和d)得到三个等式(即，等式(12)、(16)、和(17))，并且可以得到所有变量的解。

对应于每个等式(12)、(16)、和(17)的三个采样经受由如下等式(18)和(19)所给出的操作：

$\frac{d(i-\frac{N}{4})-d\left(i\right){\mathrm{\γ}}^{-1}}{\mathrm{\γ}-{\mathrm{\γ}}^{-1}}={\mathrm{\ψ}}^{*}{\mathrm{\η}}^{*}\·\·\·\left(18\right)$

$\frac{d(i+\frac{N}{4})-d\left(i\right)\mathrm{\γ}}{\mathrm{\γ}-{\mathrm{\γ}}^{-1}}=\mathrm{\φ\η}\·\·\·\left(19\right)$

因此，可从等式(18)和(19)中得到由以下等式(20)表示的关系：

$\frac{{\mathrm{\ψ}}^{*}}{{\mathrm{\φ}}^{*}}=\frac{d(i-\frac{N}{4})-d\left(i\right){\mathrm{\γ}}^{-1}}{{(d\left(i\right)\mathrm{\γ}-d(i+\frac{N}{4}))}^{*}}=\mathrm{\ϵ}\·\·\·\left(20\right)$

由于从以上的等式(11)中通过以下等式表示值φ和ψ：

$\mathrm{\φ}=\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{j\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}$

$\mathrm{\ψ}=\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+j\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}$

因此，通过近似以上的等式，值φ和η由以下等式表示：

$\mathrm{\φ}=\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{j\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}\≈1+\mathrm{j\α}\frac{\mathrm{\θ}}{2}$

$\mathrm{\ψ}=\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+j\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}\≈\mathrm{\α}+j\frac{\mathrm{\θ}}{2}$

如上所述，在以上等式中，α和θ表示：

(i)α＝I分量和Q分量的振幅值；以及

(ii)θ＝余弦信号和正弦信号之间的相位差。

当信号的I分量和Q分量具有以下两种关系时，出现IQ不平衡：

(a)通过将来自锁相回路(PLL)的输出信号分成两个信号且一个信号经过90°移相器产生输入至混频器3用于频率转换的本地信号(即，本地振荡器11的输出信号)。如果来自PLL的输出信号是高频信号，则移相器并不完全具有90°的相移(即，信号的I分量和Q分量彼此不正交)，导致出现相位差θ。

(b)由于由移相器所引起的损耗、关于I和Q分量的放大器之间的增益误差等，在A/D转换器的输入处的I分量和Q分量之间出现振幅差，并且值α不为0。

根据这些关系，基于三个采样d(i-N/4)、d(i)、和d(i+N/4)确定值α和θ，并且基于确定的值α和θ校正接收的复基带信号，从而校正IQ不平衡。在根据第二实施例的OFDM接收装置中，IQ不平衡估计器1000确定值α和θ(即，IQ不平衡估计器1000估计IQ不平衡)，并且IQ不平衡校正器1100将所接收的复基带信号乘以对应于确定值的校正系数，以执行IQ不平衡校正。

以下将描述使用IQ不平衡估计器1000确定值α和θ的具体技术。将φ和ψ的适当表达式带入等式(20)中，生成以下等式：

$\mathrm{\ϵ}=({\mathrm{\ϵ}}_I+j{\mathrm{\ϵ}}_Q)=\frac{{(\mathrm{\α}+j\frac{\mathrm{\θ}}{2})}^{*}}{{(1+\mathrm{j\α}\frac{\mathrm{\θ}}{2})}^{*}}=\frac{(\mathrm{\α}-j\frac{\mathrm{\θ}}{2})}{(1-\mathrm{j\α}\frac{\mathrm{\θ}}{2})}\·\·\·\left(21\right)$

为实部和虚部求解等式(21)，生成以下等式：

$\mathrm{\α}={\mathrm{\ϵ}}_I+{\mathrm{\ϵ}}_Q\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\θ}}{2}\·\·\·\left(22\right)$

$\frac{\mathrm{\θ}}{2}=-{\mathrm{\ϵ}}_Q+{\mathrm{\ϵ}}_I\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\θ}}{2}\·\·\·\left(23\right)$

根据等式(22)和(23)，确定值α和θ满足以下关系：

${\mathrm{\ϵ}}_I{\mathrm{\α}}^2+(-{\mathrm{\ϵ}}_I^2-{\mathrm{\ϵ}}_Q^2-1)\mathrm{\α}+{\mathrm{\ϵ}}_1=0$

$\mathrm{\α}=\frac{-(-{\mathrm{\ϵ}}_I^2-{\mathrm{\ϵ}}_Q^2-1)-\sqrt{{(-{\mathrm{\ϵ}}_I^2-{\mathrm{\ϵ}}_Q^2-1)}^2-4{\mathrm{\ϵ}}_I^2}}{2{\mathrm{\ϵ}}_I}\·\·\·\left(24\right)$

$\mathrm{\θ}=2\left(\frac{-{\mathrm{\ϵ}}_Q}{1-{\mathrm{\ϵ}}_I\mathrm{\α}}\right)\·\·\·\left(25\right)$

其中，ε通过等式(20)确定，并且得到等式(20)中的变量d作为来自差分滤波器5的输出信号。由于值γ是通过相位检测电路208确定的，所以应该明白，从来自差分滤波器5的输出信号(即，值d)中确定值ε，因此确定了从相位检测电路208反馈的信号(即，值γ)以及值α和θ。

在第二实施例中，IQ不平衡估计器1000执行上述操作以确定值α和θ，并将对应于确定值的相关系数输出至IQ不平衡校正器1100。结果，使用IQ不平衡校正器将接收的复基带信号乘以校正系数，校正了在接收的复基带信号中引起的IQ不平衡。

IQ不平衡校正器1100可被设置在ADC 4和DFT 8之间的任意位置处。经验发现设置在频率偏移校正器7上游的IQ不平衡校正器1100提供了改善的接收特性。另外，经验指出，当朝向差分滤波器5相对于分支点x的上游执行IQ不平衡校正并将校正信号分给差分滤波器5时，与相对于分支点x的下游执行IQ不平衡校正的情况相比改善了接收特性。鉴于此，虽然根据第二实施例的OFDM接收装置被配置为IQ不平衡校正器1100没有设置在ADC 4和分支点x之间(参见图33)，但是如果改变IQ不平衡校正器1100的位置，仍可以实现期望的优点。因此，可以不考虑IQ不平衡校正器1100的位置来实施本发明。

可以基于值α和θ使用任何方法确定校正系数。例如，IQ不平衡估计器1000可以实验性地确定对应于确定值α和θ的校正系数，并可将具有实验值和值α和θ之间对应关系的表存储在IQ不平衡估计器1000中。可选地，可从值α和θ中直接确定校正系数。在这种情况下，可以使用以下方法。即，根据以上的等式(11)，通过以下等式来确定接收的复基带信号：

$\hat{r}\left(i\right)={\hat{r}}_I\left(i\right)+j{\hat{r}}_Q\left(i\right)$

$=(\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{j\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2})(r_I\left(i\right)+j{r}_Q\left(i\right))+(\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}-j\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2})(r_I\left(i\right)-j{r}_Q\left(i\right))$

$=(\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2})r_I\left(i\right)+(-\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}-\mathrm{\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2})r_Q\left(i\right)$

$+j(-\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2})r_I\left(i\right)+j(\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}-\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2})r_Q\left(i\right)$

因此，确定了满足以下表达式的校正系数，并将接收的复基带信号乘以确定的校正系数以校正IQ不平衡：

$\left(\begin{array}{c}{\hat{r}}_I\left(i\right)\\ {\hat{r}}_Q\left(i\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}& -\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}-\mathrm{\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}\\ -\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}& \cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}-\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{r}_I\left(i\right)\\ r_Q\left(i\right)\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{r}_I\left(i\right)\\ r_Q\left(i\right)\end{array}\right)={\left(\begin{array}{cc}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}& -\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}-\mathrm{\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}\\ -\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}+\mathrm{\α}\sin \frac{\mathrm{\θ}}{2}& \cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}-\mathrm{\α}\cos \frac{\mathrm{\θ}}{2}\end{array}\right)}^{-1}\left(\begin{array}{c}{\hat{r}}_I\left(i\right)\\ {\hat{r}}_Q\left(i\right)\end{array}\right)\·\·\·\left(26\right)$

其它部件的结构和操作与第一实施例相类似。

因此，在根据第二实施例的OFDM接收装置中，IQ不平衡估计器1000基于来自差分滤波器5的接收复基带信号来确定校正系数，并且IQ不平衡校正器1100将接收的复基带信号乘以确定的校正值，以校正包括在接收的复基带信号中的IQ不平衡。

通过使用这种方法，OFDM接收装置实现了图35和图36所示的期望MSE特性。图35和图36中所示的实验值表示在没有改变LAN 2增益的情况下当α＝0.05和θ＝5°时得到的MSE。图35示出了值α估计中的MSE，以及图36示出了值θ估计中的MSE。

虽然已描述了用于第一实施例的图1和图21中所示结构的IQ不平衡校正方法，但同样可以以其它装置配置实现IQ不平衡校正。以下将描述差分滤波器5和频率偏移估计器6的结构的其它实例。

图37示出了差分滤波器5和频率偏移估计器6结构的另一个实例。在图37所示的结构中，将IQ不平衡估计器1000添加到图25所示的差分滤波器5和频率偏移估计器6的结构中。在图37中，与图25所示类似的部件由相同的参考标号表示。

如图37所示，根据第二实施例，如图34所示的结构，将来自差分滤波器5(即，延迟单元301和加法器302)的输出信号输入至IQ不平衡估计器1000，并将对应于值γ的来自相位检测电路311的信号反馈给IQ不平衡估计器1000。IQ不平衡估计器1000基于输入信号执行由等式(16)至(25)给出的操作，并确定不平衡校正系数。IQ不平衡校正器1100将所接收的复基带信号乘以确定的校正系数，以校正在接收的复基带信号中所引起的IQ不平衡。其它部件的操作与图25所示的类似，因而省略其详细描述。

第二实施例的修改

第一修改

如图38至图41所示，可以对图33所示的OFDM接收装置进行各种修改。图38示出了被配置为将用于IQ不平衡校正的结构添加到图4所示OFDM接收装置中的OFDM接收装置。图39、图40、和图41示出了被配置为将用于IQ不平衡校正的结构分别添加到图5、图6、和图7所示OFDM接收装置中的OFDM接收装置。

在图38至图41所示的任一结构中，(i)将来自差分滤波器5的输出信号(参见图34)输入至IQ不平衡估计器1000，以及(ii)将对应于值γ的信号从相位检测电路208反馈给IQ不平衡估计器1000。IQ不平衡估计器1000基于输入信号执行由等式(16)至(25)所给出的操作以确定校正系数。IQ不平衡校正器1100基于校正系数来校正在接收的复基带信号中所引起的IQ不平衡。由于将用于IQ不平衡校正的结构添加到图4所示的OFDM接收装置中，所以图38、图39、图40、和图41中所示的OFDM接收装置的其它结构和操作分别与图4、图5、图6、和图7中所示的OFDM接收装置相类似。

如上所述，在图38至图41所示的任一结构中，IQ不平衡校正器1100可设置在ADC 4和DFT 8之间的任意位置处。然而，在图38至图41所示的结构中，使用以下方法来改善接收特性。

在图38和图41所示的OFDM接收装置中，IQ不平衡校正器1100设置在ADC 4和朝向差分滤波器5的分支点之间，使得可将经过IQ不平衡校正的信号输入至差分滤波器5。

在图39和图40所示的OFDM接收装置中，出于以下两个原因，使从DC偏移校正器10输出的信号在进行频率偏移校正之后进行IQ不平衡校正。

第一个原因是与在执行DC偏移校正之前执行IQ不平衡校正时的情况相比，当在执行DC偏移校正之后执行IQ不平衡校正时，改善了接收特性。

第二个原因是与在执行IQ不平衡校正之前执行频率偏移校正的情况相比，当在执行IQ不平衡校正之后执行频率偏移校正时，改善了接收特性。

图8和图9所示的同步电路也可以进行修改从而添加用于IQ不平衡校正的结构。图42和图43示出了被配置为将用于IQ不平衡校正的结构分别添加到图8和图9所示的同步电路中的同步电路的电路结构。在图42和图43中，与图8和图9所示部件执行相同功能和操作的部件由与图8和图9所示参考标号相同的参考标号表示。以下将描述图42和图43中所示的同步电路。

在图42所示的同步电路中，IQ不平衡校正器1100设置在DC偏移校正器和频率偏移校正器24之间。来自HPF 21的输出信号被输入至频率偏移估计器22以及包检测器和粗定时检测器23，并且还输入至IQ不平衡估计器1000。与图33中所示的OFDM接收装置，来自频率偏移估计器22的对应于值γ的信号被输入至IQ不平衡估计器1000，然后IQ不平衡估计器1000基于输入信号执行由等式(16)至(25)所给出的操作以确定校正系数。将确定的校正系数从IQ不平衡估计器1000提供给IQ不平衡校正器1100，以基于校正系数对接收的复基带信号执行IQ不平衡校正。

如上所述，对应于图42的图8所示的同步电路包括用于每个I轴和Q轴输入信号的导向高通滤波器21和DC偏移估计器25的路径，并且专门打开或关闭两个开关26和27以在两个路径之间进行切换。在激活这些路径中的导向HPF 21的路径的情况下，IQ不平衡估计器1000确定校正系数。其它结构(例如，开关26和27的切换控制)类似于图8所示的同步电路，因而省略其详细描述。

以下将描述图43所示的同步电路。在图43所示的同步电路中，开关26和27并不响应于包检测器和粗定时检测器23的检测信号而直接切换，而是另外设置开关控制器28。同样在这个结构中，IQ不平衡校正器1100设置在DC偏移校正器和频率偏移校正器24之间，并且对接收的复基带信号执行IQ不平衡校正。

如图42和图43所示，取代仅使用STS执行DC偏移校正、IQ不平衡校正、以及频率偏移校正，可以实现使用LTS实现更精确的频率偏移校正的功能。图44和图45示出了用于执行该功能的外围同步电路的电路结构。图44和图45是示出被配置为将用于IQ不平衡校正的结构添加到图13和图14所示同步电路中的同步电路结构的示图，并且与图13和图14所示部件执行相同功能和操作的部件由图13和图14所示相同的参考标号表示。

在图44所示的同步电路中，与用于STS的IQ不平衡估计器1200和IQ不平衡校正器1300独立地设置用于LTS的IQ不平衡估计器1400和IQ不平衡校正器1500。用于STS的IQ不平衡估计器1200确定用于使用短前同步码执行粗IQ不平衡校正的校正系数。用于LTS的IQ不平衡估计器1400确定用于使用长前同步码T₁和T₂确定执行细IQ不平衡校正的校正系数。

如上所述，在短前同步码周期的末端处，将IQ输入端从导向高通滤波器21的路径切换到导向DC偏移校正器的路径。在LTS之后，IQ不平衡校正器1300通过将所接收的复基带信号乘以在STS末端之前确定的校正系数来执行IQ不平衡校正。此后，IQ不平衡校正器1500使用LTS校正次要(残留)的IQ不平衡。

在图44所示的电路结构中，单独设置对LTS之后的接收复基带信号的部分执行IQ不平衡校正的电路模块。可选地，如图45所示，IQ不平衡估计器1600和IQ不平衡校正器1700可以使用STS执行IQ不平衡校正，而且还可以使用LTS执行IQ不平衡校正。

已参考本发明的具体实施例详细描述了本发明。然而，应该理解，在不背离本发明范围的情况下，本领域技术人员可以对实施例作出各种修改和变更。

虽然本文中描述的实施例在符合IEEE 802.11标准的无线通信系统的背景下，但是本发明的范围不限于此。根据本发明实施例的接收机还可以用在前同步码部分中重复传输相同的OFDM符号的无线通信系统中，其中，DC副载波被设置为空符号以实现精确的频率偏移估计。不仅是无线LAN的应用，而且诸如地面数字广播系统、第四代移动通信系统、和电力线载波通信系统的基于OFDM传输模式的各种数字通信技术也落在本发明的范围内。

虽然可以通过本发明的实施例克服直接转换接收机中所引起的DC偏移问题，但是本发明的范围不限于此。使用其它频率转换方法对RF接收信号进行下变频的接收机可用于处理DC偏移和频率偏移问题。

应该了解，以示例性实施例的形式披露了的本发明，并且本说明书中的披露内容并非用于限制本发明的范围。本发明的真实范围应根据所附权利要求来确定。

本领域的技术人员应该理解，根据设计要求和其他因素，可以有多种修改、组合、再组合和改进，均应包含在本发明的权利要求或等同物的范围之内。

Claims (31)

1.一种无线通信装置，用于接收由通过正交频分复用调制的信号构成的包，包括：

带通滤波器，提取期望频带的正交频分复用信号；

低噪声放大器，具有根据接收信号的强度所控制的增益，以放大所述期望频带的所述正交频分复用信号；

频率转换器，将所放大的正交频分复用信号下变频为基带信号；

模数转换器，将所述基带信号转换成数字信号；

第一高通滤波器，从对应于所述包的预定前同步码部分的所述基带信号中去除DC偏移；

频率偏移估计器，从组成已通过所述第一高通滤波器从中去除所述DC偏移的所述基带信号的采样信号中估计频率偏移；

频率偏移校正器，从所述基带信号中去除所估计的频率偏移；以及

解调器，从补偿了所述频率偏移的所述基带信号中解调排列在频域中的副载波信号。

2.根据权利要求1所述的无线通信装置，其中，所述第一高通滤波器包括差分放大器。

3.根据权利要求1所述的无线通信装置，其中，一旦检测到DC偏移的快速改变，所述第一高通滤波器就向所述频率偏移估计器输入检测信号；以及

所述频率偏移估计器不对所述采样信号中当输入所述检测信号时从所述第一高通滤波器获得的采样信号执行频率偏移估计。

4.根据权利要求1所述的无线通信装置，其中，输入至所述无线通信装置的所述正交频分复用信号不包括DC副载波；以及

所述频率偏移估计器使用传输两个正交频分复用符号的前同步码估计偏移。

5.根据权利要求4所述的无线通信装置，其中，一个正交频分复用符号由n个副载波构成，

当所述两个传输的正交频分复用符号的时间波形的第i个采样由s(i)表示，第一个传输的正交频分复用符号的采样由{s(0)，s(1)，...，s(n-1)}表示，第二个传输的正交频分复用符号的采样由{s(n)，s(n+1)，...，s(2n-1)}表示，所述频率偏移由Δf表示，以及所述DC偏移由D表示时，由以下的等式(1)给出所述基带信号，所述第一高通滤波器对所述基带信号执行由以下等式(2)所给出的操作，并输出采样信号d(i)，以及

所述频率偏移校正器使用所述采样信号d(i)执行由以下等式(3)所给出的操作来估计所述频率偏移Δf：

r(i)＝s(i)exp(j2πΔfi)+D    …(1)

d(i)＝r(i+1)-r(i)

    ＝s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi)       …(2)

$d(i+n)/d\left(i\right)=\frac{s(i+1+n)\exp \left(j2\mathrm{\πf}(i+1+n)\right)-s(i+n)\exp \left(j2\mathrm{\πf}(i+n)\right)}{s(i+1)\exp \left(j2\mathrm{\πf}(i+1)\right)-s\left(i\right)\exp \left(j2\mathrm{\πf}\left(i\right)\right)}$

$=\exp \left(j2\mathrm{\π\Δf}\left(n\right)\right)---\left(3\right).$

6.根据权利要求5所述的无线通信装置，其中，当所输出的采样信号d(i)的绝对值由于由D(i+1)-D(i)所给出的第i个和第(i+1)个采样之间的DC偏移改变而很大时，根据以下等式：

d(i)＝r(i+1)-r(i)

    ＝{s(i+1)exp(j2πΔf(i+1))-s(i)exp(j2πΔfi)}+{D(i+1)-D(i)}

              …(4)

所述第一高通滤波器通过对所述第i个采样执行由所述等式(3)给出的操作，向所述频率偏移估计器输出不估计频率偏移的检测信号。

7.根据权利要求1所述的无线通信装置，其中，所述频率转换器根据直接转换模式，使用由本地振荡器产生的本地频率将所述期望频带的所述放大正交频分复用信号转换为基带信号，以及

根据由所述频率偏移估计器估计的所述频率偏移反转由所述本地振荡器振荡的所述本地频率的相位。

8.根据权利要求1所述的无线通信装置，进一步包括：

DC偏移估计器，估计由所述模数转换器转换的数字基带信号中的DC偏移；以及

DC偏移校正器，从所转换的数字基带信号中去除估计的DC偏移。

9.根据权利要求8所述的无线通信装置，其中，一旦检测到DC偏移的快速改变，所述第一高通滤波器就向所述DC偏移估计器输入检测信号；以及

所述DC偏移估计器排除在输入所述检测信号之前确定的估计DC偏移值，并重新估计DC偏移。

10.根据权利要求1所述的无线通信装置，进一步包括第二高通滤波器，对从所述频率转换器输出的所述基带信号进行滤波，

其中，所述模数转换器将通过所述第二高通滤波器传输的所述基带信号转换成数字信号。

11.根据权利要求10所述的无线通信装置，其中，所述第二高通滤波器的截止频率被设置为低于所述第一高通滤波器的截止频率。

12.根据权利要求8所述的无线通信装置，进一步包括使用所述第一高通滤波器的输出信号执行包检测和粗定时检测的检测器。

13.根据权利要求12所述的无线通信装置，进一步包括将所述模数转换器的输出端专门连接至导向所述第一高通滤波器的路径或导向所述DC偏移校正器的路径的开关。

14.根据权利要求13所述的无线通信装置，其中，在所述检测器检测到用于频率偏移估计的所述预定前同步码部分的末端时，所述开关将所述模数转换器的所述输出端从导向所述第一高通滤波器的路径切换到导向所述DC偏移校正器的路径。

15.根据权利要求14所述的无线通信装置，其中，所述频率偏移估计器在所述预定前同步码部分的末端之前的一段时间内使用已使用所述第一高通滤波器从中去除所述DC偏移的所述基带信号估计频率偏移。

16.根据权利要求14所述的无线通信装置，其中，所述DC偏移估计器在所述预定前同步码部分的末端之前的一段时间内估计DC偏移，以及

所述DC偏移校正器从所述预定前同步码部分的末端之后的所述基带信号的部分中校正所估计的DC偏移。

17.根据权利要求14所述的无线通信装置，其中，所述频率偏移估计器在所述预定前同步码部分的末端之前的一段时间内估计频率偏移，以及

所述频率偏移校正器从所述预定前同步码部分的末端之后的所述基带信号的部分中校正所估计的频率偏移。

18.根据权利要求13所述的无线通信装置，进一步包括确定所述模数转换器的输出信号的相关值的移动平均值、并在所述移动平均值超过预定阈值时控制所述开关的切换的开关控制器。

19.根据权利要求13所述的无线通信装置，其中，接收到的包包括由具有相对较大副载波间隔的短训练序列构成的短前同步码部分以及由具有相对较小副载波间隔的长训练序列构成的长前同步码部分，以及

在所述短前同步码部分的末端之后的所述长前同步码部分的开始处，所述开关将所述模数转换器的所述输出端从导向所述第一高通滤波器的路径切换到导向所述DC偏移校正器的路径。

20.根据权利要求19所述的无线通信装置，其中，所述频率偏移估计器在所述短前同步码部分中估计频率偏移，以及所述频率偏移校正器从所述长前同步码部分中去除所估计的频率偏移，以及

所述DC偏移估计器在所述短前同步码部分中估计DC偏移，以及所述DC偏移校正器从所述长前同步码部分中去除所估计的DC偏移，

所述无线通信装置还包括：

第二频率偏移估计器，从已从中去除在所述短前同步码部分中估计的所述频率偏移和所述DC偏移的所述长前同步码部分之后的所述基带信号的部分中估计频率偏移，以及

第二频率偏移校正器，从所述长前同步码部分之后的所述基带信号的所述部分的中去除由所述第二频率偏移估计器估计的所述频率偏移。

21.根据权利要求19所述的无线通信装置，其中，所述频率偏移估计器在所述短前同步码部分中估计频率偏移，以及所述频率偏移校正器从所述长前同步码部分中去除所估计的频率偏移，

所述DC偏移估计器在所述短前同步码部分中估计DC偏移，以及所述DC偏移校正器从所述长前同步码部分中去除所估计的DC偏移，

将已从中去除在所述短前同步码部分中估计的所述频率偏移和所述DC偏移的所述长前同步码部分之后的所述基带信号的部分反馈给所述频率偏移估计器，以从所述长前同步码部分之后的所述基带信号的所述部分中估计频率偏移，以及

所述频率偏移校正器从所述长前同步码部分之后的所述基带信号的所述部分中去除所估计的频率偏移。

22.根据权利要求20或21所述的无线通信装置，进一步包括信道估计器，所述信道估计器从已从中去除在所述短前同步码部分中估计的所述频率偏移和所述DC偏移并且已校正在所述长前同步码部分之后的所述基带信号的所述部分中估计的所述频率偏移的基带信号中估计信道。

23.根据权利要求1所述的无线通信装置，进一步包括：

同相和正交相不平衡估计器，从已通过所述第一高通滤波器从中去除所述DC偏移的所述采样信号中估计同相和正交相不平衡；以及

同相和正交相不平衡校正器，从所述基带信号中校正所述同相和正交相不平衡。

24.根据权利要求23所述的无线通信装置，其中，所述同相和正交相不平衡校正器对已校正了所述DC偏移的所述基带信号执行同相和正交相不平衡校正。

25.根据权利要求23所述的无线通信装置，其中，所述频率偏移校正器从已通过所述同相和正交相不平衡校正器校正了所述同相和正交相不平衡的所述基带信号中去除所估计的频率偏移。

26.根据权利要求1所述的无线通信装置，其中，传输用于频率偏移估计的多个前同步码符号，以及

所述频率偏移估计器将对所述前同步码符号中每一个所估计的频率偏移相加以获得最终的估计频率偏移值。

27.根据权利要求26所述的无线通信装置，进一步包括调节所述低噪声放大器的所述增益的增益控制器，

其中，当接收到对应的前同步码符号时，所述频率偏移

估计器根据在所述低噪声放大器中设置的所述增益对为所述前同步码符号估计的每个所述频率偏移进行加权，并将经过加权的频率偏移相加以获得最终的频率偏移值。

28.根据权利要求26所述的无线通信装置，其中，所述频率偏移估计器基于针对每个所述前同步码符号估计的所述频率偏移的绝对值来计算加权因子，通过所述加权因子对所述频率偏移进行加权，并将经过加权的频率偏移相加以获得最终的频率偏移值。

29.根据权利要求28所述的无线通信装置，其中，所述频率偏移估计器通过将加权因子0应用于绝对值超过预定阈值的频率偏移以及将加权因子1应用于绝对值不超过所述预定阈值的频率偏移对为所述前同步码符号估计的所述频率偏移进行加权，并将经过加权的频率偏移相加以获得最终的频率偏移值。

30.根据权利要求29所述的无线通信装置，其中，所述频率偏移估计器基于所接收信号的强度确定所述预定阈值。

31.根据权利要求28所述的无线通信装置，其中，所述频率偏移估计器通过将由所述频率偏移的所述绝对值的倒数形成的加权因子应用于所述频率偏移对为所述前同步码符号估计的所述频率偏移进行加权，并将经过加权的频率偏移相加以获得最终的频率偏移值。

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