CN1083979C - 流体流速的声学测量方法 - Google Patents

Abstract

一种测量一流体流的两点之间流速的方法，在相反方向传送的二声音信号的各传播时间的测量与分别产生在每一个信号中的声音相移的测量相结合，每一个接收的信号被采样和数字化，且对应的声音相移由同步检测来决定。在连续迭代期间，此方法对于每一迭代决定一可编程相移，此相移与在先前迭代时由同步检测所获得的声音相位的值有关，以使此同步检测当前迭代的阶段的结果尽可能接近零，且此声音相移近似等于最后的可编程相移。

Description

流体流速的声学测量方法

本发明涉及一种用以测量在流体方向上间隔的两点之间流体流速的方法，根据此方法，将在相反方向上两点之间传送的两个声音信号的传播时间的测量与一通过这些声音信号的每一个在该流体中的传播而产生于每一个声音信号中的声音相移的测量予以结合以获得流速。

许多年来，流在一管子中的流体的流速(或其体积)使用置于流体流动方向上间隔点处的二声音换能器之间传送的声音信号的传播来测量。

原则上，一由第一换能器传送至第二换能器的声音信号被第二换能器接收，并测量此声音信号的传播时间T1。

同理，一由第二换能器传送至第一换能器的声音信号的传播时间T2，在该信号已被此第一换能器接收后被测量。在一管子中流体的流速Q则可写成如下：

Q＝(SL/2)(T2-T1)/T1T2，其中S表示在此二声音换能器之间流体的平均通道截面积，而L表示二换能器分开的距离。

现在，一声音信号的传播时间的精确测量在实施上视精确度要求，可能会相当复杂。

由于这些原因，相位测量方法比仅测量传播时间的方法好，因为相位测量能够更简单地获得流速测量所需的精确度。欧洲专利申请第0426309号也描述一种用以测量一流体流速的方法，且可用在一流体计数器中，并将在相反方向上流体的流动方向中相间隔的两点之间传送的二声音信号的传播时间的测量与通过每一个该声音信号在该流体中的传播而产生在每一声音信号中的声音相移的测量予以结合。

在一管子中流体的流速Q可写成如下：

Q＝(SL/4πFac)(2π[Fac(T2-T1)]+(2-1))/T1T2其中T1和T2分别表示传送在流体流动的下游方向和上游方向中的声音信号的传播时间，1和2分别表示因为这些信号的传播而产生在每一个声音信号中的声音相移，而Fac表示这些声音信号的频率。

上式显示的第一项，即2π[Fac(T2-T1)]，可决定在此传播时间差中存在的整个周期的数目。此表示法[x]表示x的整数部分。第二项，即2-1，决定在-2π和2π之间的精确相移，其在声音信号传播时影响声音信号，且是由于换能器之间流体流速的存在而产生的。此第二项可改善测量，因此获得一更精确的流速测量。数量T1T2出现在此流速公式的分母，相当于传送在上游和下游方向的声波的平均传播时间的平方。

如果T1＝L/c-v而T2＝L/c+v，其中c和v分别表示声音信号的传播速度和流体的速度，且由于该信号的传播速度主要与温度有关，而温度在流速的测量期间会缓慢地变化，因此对于一任意的流体组成而言，T1T2项会缓慢地变化，因此在每一次新的测量时，此项不再重新计算。

在此已知的申请案中，声音信号的传播时间的第一测量是这样完成的，即将该传输信号的特定位置的相位予以反相，并且在所接收的信号中检测对应于此相位反转的时刻。此时刻的检测可利用一瞬间相位检测器来达成。在上游和下游方向所实施的测量提供上式的第一项：2π[Fac(T2-T1)]。

在八个电容中采样此信号接收器以及数字化转换该采样的信号之后，此声音相移的测量可通过同步检测此数字化信号来达成，因而可决定相移1或2，即此采样信号的相位与该参考信号的相位之间的相位差。

当根据此方法来决定对应于下游1和上游2方向的声音相移后，2-1项便由此差值所决定。

因此，将2π[Fac(T2-T1)]和2-1二项相加，便可以比以前更精确地决定流速。

然而，在某些应用中，能量的消耗需要尽量小，特别是因为能量源是一电池且其寿命有限时，将能量消耗降至最小相当重要。

此外，此用于决定流体流速的方法的实施相当复杂，且需要相当大的数字计算容量。

本发明因此涉及一种测量流体流速的方法，其能量消耗比现有技术的已知方法低。

因此，本发明涉及一种用来测量在流体流动方向中间隔的两点之间的流体流速的方法，根据此方法，通过将在两点间传送于相反方向的二声音信号的每一个的传播时间的测量与通过这些声音信号的每一个在该流体中的传播所产生在每一声音信号的相移的测量予以结合来获得流速，此种对产生在每一声音信号中的声音相移的测量包括以一采样频率对所接收的该声音信号予以采样、数字化此采样的信号、及经由同步检测决定此声音相移为该采样信号的相位与一参考信号的相位之间的相位差；其特征在于，该方法经由在相同传播方向连续传输的不同声音信号的连续迭代，在第n+1阶迭代时，在介于信号传输阶段和同步检测阶段之间的这些信号之一中，引入至少一可编程相移τp(n)，此相移与前面的第n阶迭代时在先前传送的信号上所做的同步检测所决定的声音相移(n)+ref的值有关，其中，(n)表示第n阶迭代时采样信号的相位，ref表示参考信号的相位，并且，该(n)+ref值等于前面的第n阶迭代时所采样的信号的相位与该参考信号的相位之间的相位差err(n)与在第n阶迭代时所引入的可编程相移2π[Fac(T2-T1)]的总和，其中Fac表示此声音信号的频率，而τp(n-1)表示在第n-1阶迭代时所决定的可编程延迟，使得第n+1阶迭代的同步检测阶段决定一在当前迭代时所采样的信号的相位与该参考相位之间的相差err(n+1)，其尽可能接近零，而声音相移(n+1)+ref近似等于在第n+1阶迭代时所引入的可编程相移2πFacτp(n)。

此方法容易实施且使用很灵活。

实际上，此可编程相移实际上是加入该信号的延迟，可以因此在不改变本质及降低本方法的有效性的情况下在希望的阶段被分配给该信号。

此可编程相移可方便地在采样阶段时被加入到此采样信号。

此外，在同步检测阶段期间，此数字化信号被乘上具有一含有参考相位的参考正弦和一参考余弦的个别形状的参考信号，而此可编程相移则可被加入到此参考正弦和余弦中。

也可能在此方法的传输阶段将此可编程相移加入一用来产生相应的声音信号的传输信号。

为了降低能量消耗，可通过将该所接收的信号与一混频信号混频而在所接收的声音信号上实施独立的外差(heterodyning)，以获得一频率已降低的混频信号，而此可编程相移则可加入此混频信号中。

根据本发明的一特征，此可编程相移可以分成至少两个加入此信号的可编程子相移，每一个皆在介于声音信号的传输阶段和同步检测阶段之间的一个单独的阶段加入。

每一个可编程子相移最好相对于与该子相移加入时对应的阶段有关的可编程静态相移器的分辨率模数(modulus of the resolution)、对该可编程相移实施欧几里得分割(Euclidean division)来决定。

例如，此可编程相移分成两个可编程子相移，其分别加入此采样信号及此参考正弦和余弦中。

为了进一步解决能量消耗的问题，采样频率Fe等于4Fac/(2n+1)，其中Fac表示此声音信号的频率，而n是大于或等于零的整数。

因采样频率Fe选择得等于4Fac，则分成二可编程子相移且分别加入此采样信号及此参考正弦和余弦的可编程相移近似等于m(Fac/Fq)360°+k(Fac/Fe)360°，其中(Fac/Fq)360°表示与参考正弦和余弦有关的可编程相移的分辨率，而(Fac/Fe)360°表示由采样决定的分辨率，Fq表示用以实施该方法的时钟的最高频率，m表示频率Fq的数目，k表示采样频率Fe的数目。

为了通过降低计算时间和容量来进一步降低此方法的能量消耗，此采样频率Fe等于4Fac/(2n+1)，而n必须大于零。

此采样和数字化阶段最好同时进行。

此外，因流体流速根据第一项与第二项的比率来表示，其中第一项等于2π[Fac(T2-T1)](其中[x]表示x的整数部分，而T1和T2分别是此声音信号在两个传播方向中传送的传播时间，Fac是声音信号的频率)与引入于等于这些传播时间的乘积的第二项上的每一信号的声音相移之差的总和，所以这些传播时间对于第一和第二项的每一项由一不同的方法来测量。

这些声音信号的传播时间在第一项中比在第二项中更常测量。

当传输在两个传播方向并表示在第一项中的传播时间的平均超过一预定的门限值时，这些声音信号的传播时间便在第二项中测量。

当声音相移的测量数次达到一预定的最大数目时，这些声音信号的传播时间在第二项中测量。

当此二前述条件的第一个满足时，这些声音信号的传播时间在第二项中测量。

为了测量在第一项中传输在两个传播方向中的声音信号的传播时间，对于每一个信号而言，被接收的该信号被调整，对此接收信号的包络予以整形，且通过标示该包络通过一预定的门限值的时刻来决定该传播时间。

为了测量在第二项中传输在两个传播方向中的声音信号的传播时间，每一个该声音信号在各采样点的振幅值与一门限值相比较，且寻找此信号的第一个其值大于该门限值的采样点，根据此采样点，再寻找此信号的下一次或最后一次过零(passage to zero)，其可于一几乎固定的时间决定该声音信号的传播时间，此固定的时间对于二传播时间而言是相同的。

为了寻找此信号下一次过零，寻找下两个连续的采样点，此信号中振幅值为零的点夹在这两个点之间，然后在此两点之间进行直线内插，以决定此声音信号的传播时间。

根据本发明的一实施例变形，对每一第n阶迭代，将一额外的可编程延迟R(n)加入此可编程延迟τp(n)中，由于根据零平均周期定律(nil averageperiodic law)所分布的采样后谐波线折回(folding back of harmonic lines)之故，其会在一些连续的迭代上产生一相位误差E。

因此，通过施加一额外的可编程延迟，此误差会根据一零平均正弦定律(nil average sineoidal law)分布，且因此会在一些连续的声音发射(acousticshots)上受补偿。

本发明其他的特征和优点可参考附图并阅读下文所描述的非限制性实例而更清楚，其中：

-图1为一流程图，表示根据本发明一实施例的方法的不同阶段；

-图2为一流程图，表示此方法的不同阶段，该方法在声音信号传输时进行，并包括在表示于图1阶段d的声音相移测量阶段；

-图2a表示根据图2的方法的各阶段所作声音相移的各种连续的测量；

-图2b表示在表示于图2a中的例子所获得的数字值；

-图3为一用来实现根据本发明一实施例的电子电路的简化图；

-图3a说明通过过零来决定一声音信号传播时间的方法；

-图3b是一图3的电子电路的放大图，此电路通过对应于每一阶段的信号速度的包络的方法，用以决定一声音信号的传播时间；

-图4为根据本发明的一实施例的图3的电子电路的细节的部分图，其中一可编程相移在采样所接收的声音信号的阶段期间加入；

-图4a表示当此可编程相移在采样所接收的声音信号的阶段期间加入时、用以采样此信号的各种信号的同时的时间演变图；

-图5为根据本发明的第一实施例变形的图3的电子电路的细节的部分图，其中一部分的可编程相移在该采样阶段期间加入，且部分的可编程相移加入用于同步检测阶段的参考信号中；

-图6为根据本发明的第二实施例变形的图3的电子电路的细节的部分图，其中一可编程相移在传输此声音信号的阶段期间加入；

-图6a表示当此可编程相移在传输此声音信号的阶段期间加入时，用以采样的各种信号的同时的时间演变图；

-图7为根据本发明的第三实施例变形的图3的电子电路的细节的部分图，其中一可编程相移在外差所接收的声音信号的阶段期间加入；

-图8表示对于两种不同的采样频率、参考正弦和余弦的采样点的值；

-图9是图2的流程图的变形；

-图10表示在此表示声音信号的曲线上，通过对每一第n阶迭代施加一额外的延迟R(n)给图示于图2上的可编程延迟τp(n)(总共12次迭代)来获得的各种采样点；

-图11表示对于每一个图10上所表示的迭代，一曲线表示由于在根据所施加的可编程延迟τp(n)+R(n)采样之后因谐波线折回所产生的相位误差E。

图1表示根据本发明一实施例的流程图，其包含测量一流入一管中的流体流速的方法的各种阶段，该流体例如是介于流体流动方向中相间隔的两点之间的气体。

此方法的阶段以字母a至i标注在图1上。当一气体流动于一介于以一距离L间隔在此流动方向中的两超声波换能器之间的管子时，在此管中气体的流速写成：

Q＝(SL/4πFac)(2π[Fac(T2-T1)]+(2-1))/T1T2其中S表示介于两点之间流体有效的平均通道截面积：T1和T2分别表示一声音信号传送在此气流的下游和上游的传播时间；2和1分别表示由于这些信号的传播而产生于每一个声音信号中的声音相移；Fac表示这些声音信号的频率。

上式的流速表示相当于第一项与第二项的比率，第一项即2π[Fac(T2-T1)]+(2-1)，其中[x]表示x的整数部分；而第二项T1T2则等于传播时间的乘积。

第一项等于2π[Fac(T2-T1)]与(2-1)的总和，其中2π[Fac(T2-T1)]决定存在于传播时间差T2-T1中的整个周期的数目，构成此传播时间的近似测量，而(2-1)则决定产生在每一信号中的声音相移的差。

因为T1＝L/c-v，T2＝L/c+v，其中c和v分别表示声音信号的传播速度和气体的速度，且因传播速度主要取决于在流速测量期间变化缓慢的温度，所以对于给定一气体成分而言，T1T2项的变化缓慢，因此对此项予以再计算的频率较第一项为低。

然而当第二项被计算时，便需以一种不同于使用于第一项中用以测量传播时间的方法来测量传播时间T1和T2。

事实上，在第一项中，仅传播时间差起作用，亦即只对这些时间进行相对测量(差大约一个常数)就足够了。此外，在此情况中精确性的要求是很小的(大约几个微秒)，因为所在意的是Fac(T2-T1)的整个部分。

另一方面，在第二项中，因与传播时间的绝对测量有关，所以自此测量所获得的精确度直接影响到流速测量的精确度(因此需要避免与此测量有关的偏差)。

例如，如果所需关于流速的精确度是1％，则关于传播时间测量的精确度需要接近0.5％，就气体和在二普通换能器之间的长度L(例如甲烷换能器间距150mm)的传播时间而言，相当于小于2μs的误差。

因此，此气体流速的表示可写成如下：

Q＝(SL/4πFac)(2π[Fac(T2env-T1env)]+(2-1))/(T1pz-T0)(T2pz-T0)其中，传播时间T1env和T2env由包络方法测量，传播时间T1pz和T2pz用过零(passageto zero)的方法测量：T0表示为获得在气体中的传播时间所需除去的常数。这二种方法其后会详细地解释。

使用此二种不同的方法来测量传播时间是比单独地由过零的方法来完成所有的测量要更具优点，因为过零的方法比包络方法消耗更多的能量。

再参考图1，阶段a描述一阶段，其中一超声波信号从第一换能器向下游传送至第二换能器，且此超声波信号的传播时间(T1pz-T0)由过零的方法来决定。

同样地，一超声波信号向上游传送，其具有一从第二换能器至第一换能器的反向流(counter-current)，且此信号的传播时间(T2pz-T0)由如前的相同方法所决定。

在阶段b，根据计算出的值(T1pz-T0)和(T2pz-T0)，计算此系数，该系数在一特定“发射(shots)”(超声波信号的发射)数目期间现视为一常数，

KT＝K/(T1pz-T0)(T2pz-T0)，其中K＝SL/4πFac

在最后发射的时刻，已有气体体积V(n-2)存在，且流速Q(n-2)已经测量。如果假设自最后发射起流速没有变化，则Q(n-1)＝Q(n-2)且体积V(n-2)以Q(n-1)Δt的量增加，其中Δt表示在相同方向二连续发射之间所经过的时间，其使增量的体积V(n-1)＝V(n-2)+Q(n-1)Δt。

参数n表示自传播时间(T1pz-T0)和(T2pz-T0)的最后测量起所作的相移测量的次数，参数n初始化为零。

阶段c包含等待Δt的时间直到下一阶段为止。

在下一阶段d期间，超声波信号由第一换能器向下游传送至第二换能器，而此信号的传播时间T1env由包络方法决定，然后测量由于其传播在气体流中二换能器之间而在该信号中产生的超声波相移1。

相移测量的原理会在其后更详细地描述。

同理，超声波信号由第二换能器向上游传送至第一换能器，决定此信号的传播时间T2env，然后测量产生在该信号中的相对应的超声波相移2。

当此阶段完成时，在阶段e实施测试来确知是否参数n等于零。如果象阶段b描述的那样，n＝0，亦即，如果此涉及自传播时间(T1pz-T0)和(T2pz-T0)的最后测量起所作的第一相移测量，参数Tref＝(T1env+T2env)/2则被确定，其表示分别对应于上游和下游发射(阶段f)的传播时间的平均。

另一方面，如果n≠0，移动至下一阶段g，其中第一项2π[Fac(T2env-T1env)]+(2-1)根据前述T1env、1、T2env、2的测量来决定。

其次计算气体流速Q(n)，其等于最近由决定在阶段b中的KT项所决定的第一项的乘积。将目前的气体体积V(n-1)增加体积Q(n)Δt，即V(n)＝V(n-1)+Q(n)Δt。

参数Tenv＝(T1env+T2env)/2被确定，表示该平均值分别根据上游和下游发射测量最后传播时间来计算，且参数n增加。

阶段h包含等待Δt的时间直到下一阶段出现。

在阶段i期间，对二参数n和Tref的每一个进行测试，以确知是否n达到的一预定的相移测量最大数目nmax，以及|Tenv-Tref|是否超出一预定的门限值ΔTmax。

此第二条件已经建立以检查是否此传播介质经过一突然的改变，例如气体的本质或温度改变。

如果此二条件都不满足，这意味着门限值nmax未达到，且此传播介质未突然变化。在此情况中，阶段d至i再次执行。另一方面，如果至少二条件之一满足，则阶段a至i再次执行。

此相移测量的原理现在参考图2来详细描述，图2表示本发明的测量方法的不同阶段且包括在图1中的阶段d。

为了测量由于传播在二换能器之间的气流而产生于一超声波信号中的超声波相移，由连续的迭代来完成，图2表示此迭代之一，对某一传播方向中的每一超声波“发射”都进行此迭代。此连续的迭代在两传播方向上并行实施，但对于每一方向是独立的。

对于第1阶迭代，当一超声波发射已由换能器之一进行时，例如向下游发出(阶段i)，此分配有所欲测量的相对应超声波相移的超声波信号由另一换能器接收。

在采集阶段k期间，此信号在一采样频率下采样并同时数字化。

在阶段l期间(相当于同步检测工作的第一阶段)，此采样和数字化的信号乘上参考信号，这些参考信号分别具有一参考正弦sin(wti-ref)和一参考余弦cos(wti-ref)的形状，且二者都有一给定的参考相位ref。

对于N个采样点，在同步检测期间完成以下的计算：

ps＝∑a(ti)×sin(wti-ref)

pc＝∑a(ti)×cos(wti-ref)其中a(ti)表示在采样信号点i获得的值。

计算ps和pc项和计算其比率后，在阶段l期间，对此比率的值进行测试以检查ps/pc是否小于一预定的门限值(ps/pc)max，此门限值根据关于此流速测量所希望获得的精确度来选择(阶段m)。

如果ps/pc≥(ps/pc)max，这意味着比率ps/pc的反正切计算err(1)不能近似成ps/pc(Arctgx＝x)，err(1)等于(1(1)-ref)，其中1(1)表示此采样信号的超声波相位。然后需要计算此反正切(阶段n)以获得该采样信号的相位和参考相位之间相位差的值：err(1)＝Arctg(ps/pc)。

另一方面，如果ps/pc＜(ps/pc)max，则可以Arctg x＝x来作近似，而此采样信号的相位和参考相位之间相位差的值则表示为err(1)＝ps/pc(阶段o)。

在此情况中，这意味着在采样信号和参考相位之间的相位差对于由门限值(ps/pc)max所界定的所希望的精确度近似零。

在此需指出，当图2的各阶段与第一迭代相对应时，err的决定有可能需要计算比率ps/pc的反正切。

在第一迭代期间，阶段p总计写成

1(1)+ref＝err(1)

下一阶段q界定以一延迟τp(1)的形式表示的可编程相移，其与先前通过同步检测所获得的超声波相移的值有关

τp(1)＝err(1)/2πFac

根据阶段r，此可编程延迟τp(1)接着可加入传输阶段和同步检测阶段之间，以由此延迟分配所欲传送在相同的传播方向的下一超声波信号。

对于第n阶迭代，超声波信号与在第n-1阶迭代时(阶段i)所传送的信号在相同传播方向上传输，然后在进行一同步检测(阶段l至o)之前，此超声波信号被采样和数字化(阶段k)。

在阶段l期间，完成以下的操作(同步检测)：

ps＝∑a[ti+τp(n-1)]×sin(wti-ref)

pc＝∑a[ti+τp(n-1)]×cos(wti-ref)

其中τp(n-1)表示在前述第n-1阶迭代时所计算的可编程延迟，且其已施加至在传输此信号的阶段和此同步检测阶段之间由目前的第n阶迭代所处理的信号。

根据阶段l和m及如早先所解释的，比率ps/pc被计算且完成此比率的值和门限值(ps/pc)max的比较测试。

视情况(阶段o或n)而定，可利用近似(Arctgx＝x)来计算或由err(n)的反正切来计算，err(n)等于在第n阶迭代期间采样信号的相位和参考信号的相位之间的相位差。

由第n阶迭代期间利用同步检测所获得的超声波相移的值，1(n)-ref在阶段p被决定，将第n阶迭代期间采样信号的相位和参考信号的相位之间的相位差err(n)与第n-1阶迭代的可编程相移2πFacτp(n-1)相加，即：

1(n)+ref＝-err(n)-2πFacτp(n-1)

根据所获得的超声波相移的值，可获得一新的可编程延迟τp(n)，并组成此值：

τp(n)＝(-1(n)-ref)/2πFac(阶段q)且此延迟施加至传输阶段和同步检测阶段(阶段r)之间的下一超声波信号，以使此同步检测第n+1阶迭代的阶段决定一在第n+1阶迭代期间采样信号的相位和参考相位之间的相位差err(n+1)，其尽可能接近零。

当err(n+1)尽可能接近零时，可以进行近似Arctgx＝x且可得err(n+1)＝ps/pc。

这意味着此超声波相移值1(n+1)+ref近似等于在第n+1阶迭代期间施加至最接近项ps/pc的可编程相移2πFacτp(n)。

此用以测量超声波相移的连续迭代的过程表示于图2a，其说明该依赖于时间的相移，以及表示在二连续的迭代中，表示于图2的阶段m中的条件可被满足，即由阶段o替换阶段n，因此无须计算比率ps/pc的反正切值。

图2b提供表示于图2a的例子的超声波相移数字值，而(Fac/Fq)360°表示采样的分辨率。

在此例子中，在Fac＝40kHz及Fq＝3.84MHz时，分辨率为3.75°。

此方法因此是方便的，因为其可以减少计算时间和容量，因此限制能量消耗。

当此流体流速的测量在一装备有电池的计数器上实施时，此方法特别有利，因为这些电池的寿命增加了。

一用以完成本发明的方法的电子电路10的例子图示于图3。此图显示此电子电路10首先对后述的各种工作模块供电，其次控制本发明用以测量气体流速的方法。

如此图所示，操作于40kHz的频率的二超声波换能器12、14被面对面地放置在一气体流过的管子16中。

此二换能器连接至一切换模块18，其使每一换能器可以交替地用作发射器和接收器。

二模块连接至此切换模块18，一是发射模块20，而另一为接收模块22。此发射模块20包括一运算放大器和一数字/模拟转换器。

电路10包括一电源24和一模块26，用来管理连接至此切换和接收模块和至一微控制器28的电源，微控制器28包括一石英时钟30，其频率Fq为3.84MHz、一算术和逻辑单元、一序列产生器、一RAM(随机存取存储器)型式MEM1读写存储器，一ROM(只读存储器)型式MEM2只读存储器和一些计数器C1至C3。

图1和图2所示的有关本发明方法的阶段的各种指令包含于一MEM2存储器中。

接收模块22包括：一连接至切换模块18的放大器32，其将对应于所接收的超声波信号的电子信号予以放大；一数字/模拟转换器34，其同时数字化和采样该信号；一RAM型式MEM3读写存储器，其存储此采样值；一预加载的8位计数器36，其以一固定频率来管理MEM3存储器中的写入地址，该固定频率由包含于一连接至微控制器28的同步模块38的时钟分频器决定。此模块38能够使采样所接收信号的阶段同步。

连接至放大器输出的接收模块22也包括一个由二极管桥式双交替整流器电路40；一连接至此整流器电路的低通滤波器42；一连接至所述滤波器以及连接至该微控制器的16位寄存器C0的门限比较器44。

一构成此微控制器的一部分的寄存器C2被预加载以启始采样点的采集。一16位计数器C3控制此同步模块38。

计数器C3计数从一超声波信号由换能器12、14之一传送出开始所经过的时间。此寄存器C2的内容与在每一时钟信号的上升沿时由计数器C3所获得的值比较。

当计数器C3的内容达到包含在寄存器C2中的值时，同步模块32产生一采样频率Fe的信号以用于转换器34。

如前参考图2的解释，一可编程相移被分配给在二超声波换能器之间传输的每一超声波信号。此以延迟形式表示的相移可施加至在信号传输阶段和同步检测阶段之间的信号，而使此方法在使用上极具灵活性。

因此，可在所接收的信号被采样时加入一可编程延迟。图4说明此可能性。

此可编程延迟也可施加至使用在同步检测期间的参考正弦和余弦信号。此变形并未描述于图中。

也可以分割此可编程延迟成两个子延迟，其每一个可在本方法的信号传输阶段和同步检测阶段之间的一分离阶段期间予以加入。

为了决定本方法在特定阶段期间所欲加入的可编程子延迟，可相对于使用在此方法的该阶段中的可编程相移器的分辨率的模数、对该可编程延迟作欧几里得分割。

因此，如图5所示，此可编程延迟被分成二子延迟，一个在采样期间加入该采样信号中，另一个则在同步检测阶段加入参考正弦和余弦中。

如图6所示，此可编程延迟也可以在传输阶段加入于传输信号中。

图7也说明在所接收信号上实施一外差操作的另一可能性。因此，信号接收器用一分配有可编程延迟的混频信号来混频，以获得一混频过的信号，其频率相对于所接收信号的频率已被降低。

通过将可编程延迟分成两个和事实两个以上的可编程子延迟，便可以在这些可编程子延迟的加入的各种阶段之间做多种组合：采样、同步检测、传输、外差。

以下为用于测量气体流速的本发明的方法的一种实施例的描述，请参考图1、2、3、3a、3b、4和4a。

如图1所示，在相反方向的二超声波信号的传送之后，在阶段a中，通过过零的方法测量每一个信号的传播时间(T1pz-T0)和(T2pz-T0)。

用以完成这些测量的指令包含在微控制器28的MEM2只读存储器中。

图3a说明对每一接收的超声波信号实施的过零测量方法。所接收的信号被图3的放大器32所放大，然后同时地在转换器34中进行数字转换和采样。采样以等于8Fac、即320kHz的频率Fe实施。

包含在MEM2存储器中的指令可用以将在采样点所接收的信号的振幅值予以比较，并以一对应于门限值S的预定值将其存储在MEM3读写存储器中，由这些采样点的振幅值，来寻找振幅值大于此门限值的下一点A。

由此点，寻找代表此超声波信号的曲线的下一个通过零的点。为作到此，决定二连续的采样点B和C，其包含曲线振幅中通过零值的点，且在B和C之间作直线内插以决定点D并测量过零时间(Tpz-T0)。

在该曲线通过门限值之前，也可以寻找代表此超声波信号的曲线中最后通过零的点。(T1pz-T0)和(T2pz-T0)根据此方法(阶段a)测量并存储在微控制器的MEM1存储器中，然后以前述的方法来实施图1的阶段b和c。

在阶段b期间，用微控制器28的算术和逻辑单元完成计算，而此增量气体体积的值KT及参数n存储在MEM1存储器中。

在阶段d期间，在相反方向的二连续发射在每一传送在一方向的超声波信号上实施，且该信号的传播时间Tenv以及相对应的超声波相移用包络方法测量。图3b说明此包络测量法。

如图3b所示，当一超声波信号被换能器之一、如换能器12所接收时，该信号转换成一电信号并在放大器32中被放大，在整流器电路40中整流，并在一低通滤波器42中滤波以形成此接收信号的包络。

在上述操作之后信号速度的图形对应于在电接收信号上所实施的每一项操作。

门限值比较器44用以比较代表此接收信号的包络的曲线是否通过一对应于一可调的门限电压Vs的预定的门限值。

此比较器44的输出信号连接至16位寄存器C0的“加载(Load)”输入。当此比较器44的输出改变状态时，此寄存器C0捕获此计数器C3的内容。因此，此寄存器C0包含当此超声波回声通过电压门限值Vs的时刻。然后此值便可用以决定计数器在超声波传输起始处初始化至零时表示气体流速的式子中的传播时间T1env或T2env。

经由此超声波信号的传播所产生的超声波相移可根据图2的各阶段、同时参考图4和图4a来决定，并作为本发明的方法的第n次迭代的一部分。

因此，如图4a所示，一传送信号由一微控制器通过分割时钟的频率Fq来产生，以获得一激励换能器之一的频率信号Fac＝40kHz。另一换能器接收具有保留于图4a的图形1右边部分的特性的信号。

参考图4，当由微控制器28的算术和逻辑单元发出的信号Tx移动至12时，具有频率Fq的时钟信号被“与”(AND)逻辑门所输出，且通过虚线所示的同步模块38供给计数器C3和计数器C1。

供给C1的时钟信号首先送至一12分频计数器D1，实际上其由四个FF型(触发器)电路依次用3、2和2来对此时钟的频率Fq进行分频。

计数器D1的输出连接至由多个“与”和“或”逻辑门形成的“多路开关”，并连接至由一FF电路形成的2分频计数器D2。

由D2发出的输出信号接着送至4分频计数器C1，因此可以在该计数器C1的输出获得一频率Fq/96，且其作为一“与”门的一输入。

在微控制器28外面的4位计数器C4连接至此逻辑门的另一输入端及连接至计数器C1。此计数器C4预加载一固定值，其相当于该激励信号的所需时段数目，例如为8，且只要计数器C4未完成倒计数，此“与”逻辑门允许具有频率Fq/96(＝40kHz)的激励信号通过。

当计数器C4回到零时，此激励信号会被锁定。

当信号Tx为1时，计数器C3有馈入信号。

寄存器C2预加载到一预定的值，其相当于在此二换能器之间一超声波信号的传播时间的估计。此计数器C3一旦有馈入信号时便以时钟频率Fq来计数，直到达到此寄存器的预定值(图4a的曲线2)为止。解码器(图未示出)连续地将计数器C3所达到的值与包含在寄存器C2中的值予以比较。

寄存器C2的值事实上是一可编程延迟τp(n-1)，其在此方法的第n-1阶迭代时被决定，且其施加至采样信号(图4)。

在由计数器C3计数的相同时刻，此换能器之一被一具有频率Fq/96的激励信号所激励，且产生一超声波信号，其传播在气体中，且达到另一换能器，并产生超声波相移。

在此刻，计数器C3已达到寄存器C2的可编程值τp(n-1)，而信号CY移至1，此分频器模块D1、D2复位为零，且具有频率Fe的采样信号被输出。

当由微控制器28发出的信号Tzc为0时，此信号具有等于Fq/24的频率。

在另一方面，当传播时间用过零的方法测量时，信号Tzc为1，且在“或”门的输出端的信号具有等于Fq/12的频率。

由同步模块38发出的具有频率Fe的信号送至一“与”逻辑门的输入，此门的另一输入接收由计数器C3发出的信号CY。当信号CY移至1，频率Fe的信号供至计数器36与一馈给转换器34的逻辑反相器50。

在此采样信号的上升沿，一旦采样信号已由模块32处理，则将对应于所接收的超声波信号的电信号予以转换，且此采样及转换的信号的值被写入MEM3存储器中的包含于计数器36的地址中。

在此采样信号的下降沿，包含于计数器36中的写入地址增加1。

当计数器36的地址都被充满时，此采样阶段停止，输出使信号Tx移至0的信号。

应该指出，传播时间Tenv的决定在所接收信号的转换和采样的同时完成。

选择采样频率为4Fac以降低能量消耗。

由于此采样频率Fe的选择，存储在一MEM2只读存储器中的正弦和余弦参考信号的值等-1、0、+1、0、-1、0、+1、…。

因此，在阶段l中的计算时，ps和pc的计算实际上简化到简单的加法，因此降低了计算容量及能量消耗。

在示意性地表示在图4的同步检测模块46中，实施图2的阶段m以确知ps/pc的比率的值并将此值与(ps/pc)max比较。

其次，将代表第n次迭代时采样信号的相位和参考信号相位之间的相位差(图2的阶段n或o)的Qerr(n)予以计算。根据此值，微控制器28的算术和逻辑单元便可计算所欲写入寄存器C2的可编程延迟τp(n)(阶段p，q，r)以将其预加载到τp(n)值(倒计数周期)。

此延迟不完全等于比率(-(n)-ref)/2πfac，因其考虑到此可编程延迟的分辨率。

实施于与先前描述的第n阶迭代的传播方向相同的下一超声波传输期间(第n+1阶迭代)，已决定的可编程延迟τp(n)会被写入寄存器C2，以便实施于第n+1阶迭代期间的同步检测阶段决定一在此迭代时所采样信号的相位与参考相位之间的相位差err(n+1)，其小于门限值(ps/pc)max。

当此条件满足时，err(n+1)＝ps/pc，且不需要计算ps/pc比率的反正切值。

此超声波相移则等于第n次迭代的可编程相移，2πFacτp(n)，其最接近err(n+1)项(此项在近似Arctgx＝x时极小)。

图5表示本发明的第一实施例的变形。在此变形中，相对于先前参照图2、4和4a所述的而言，各阶段的过程维持不变，但同步检测阶段及决定所欲施加的可编程延迟的阶段有所不同。

事实上，就第n次迭代而言，当此相差err(n)不管是通过反正切的计算(阶段n)或是通过近似(阶段o)而加入于此迭代时所采样的信号的相位以及最新决定的参考相位，由计算(阶段p和q)所获得的可编程延迟τp(n)可被分成二可编程子延迟τep(n)和τrp(n)。

此二子延迟分别施加至用于采样的寄存器C2以及施加至在MEM2只读存储器中对应于参考正弦和余弦存储值+1、0、-1、0、+1…的表。

这些子延迟的每一个的决定需相对于采样频率Fe的模数、以及可编程延迟的分辨率的模数，对可编程延迟τp(n)进行欧几里得分割。

因此，分配至寄存器C2的可编程子延迟τep(n)等于m(Fac/Fq)360°/2πFac，其中(Fac/Fq)360°表示此可编程延迟的分辨率。

同理，分配至参考正弦和余弦的值的可编程子延迟τrp(n)等于k(Fac/Fe)360°，其中(Fac/Fe)360°表示由采样决定的分辨率。

例如，如果在此方法的阶段p(图2)中获得的超声波相移的值是194°，其可分成如下：

194°＝m(Fac/Fq)360°+k(Fac/Fe)360°

取Fe＝4Fac和Fac＝Fq/96，获得如下：

194°＝m×3.75°+k×90°事实上为194°＝3×3.75°+2×90°+2.75°，其中最后一项2.75°是一构成锁相误差的余数。

也可以将此延迟所加入的声音传播时间的常数估计施加至寄存器C2。τep(n)＝3×3.75°/2πFac，即τep(n)＝3/Fq，其相当于三个频率Fq的时钟前沿，以及相当于参考正弦和余弦的值，此延迟τrp(n)＝2×90°/2πFac，即τrp(n)＝2/Fq，相当于两个采样时钟前沿。

图6和图6a表示本发明的第二实施例的变形。在这些图中，仅描述方法中可用以决定此超声波相移的阶段。

如图6和6a所示，对于此方法第n阶段迭代而言，一用以激励一换能器以产生一超声波传输信号的传输信号由微控制器28通过一分频计数器C1来形成，分频计数器C1将时钟30的频率Fq除以96以获得一具有频率Fac＝40kHz的传输信号。

此传输信号由一具有频率Fq的时钟信号所产生，此时钟信号送至第一“与”逻辑门的输入，另一输入则接收自微控制器28的算术和逻辑单元所发出的信号Tx。

此逻辑门的输出连接至第二“与”逻辑门的一个输入，第二“与”门的输出连接至分频器模块D1，已参考图4描述。

此第一逻辑门的输出也连接至一与寄存器C6结合的计数器C5，以及一与寄存器C2结合的计数器C3。

当信号Tx移至1时，计数器C5被馈入信号。

寄存器C6被预加载一预定的值，其相当于由前述第n-1阶迭代时所决定的可编程延迟τp(n-1)。

一旦计数器C5有信号馈入，便计数时钟前沿(图6a的曲线1)的数目，直到其达到Fqτp(n-1)的数目时为止，例如等于10。

这些时钟前沿的数目相当于10×(Fac/Fq)×2π的相移，即37.5°。

一解码器连续地比较计数器C5所达到的值与包含在寄存器C6中的值。当达到此数目时，信号CY5移至1(图6a的曲线2)，并输出频率Fq的时钟信号。

以与参考图4所描述的方法相同的方法，产生一频率Fac＝Fq/96，即Fac＝40kHz的传输信号，并激励换能器之一。

在换能器之一受激励之后，一超声波信号便连续地从此换能器传输至另一换能器，并由后者所接收并转换成一电信号，此电信号在数字/模拟转换器34中同时采样和数字化之前被放大。

在信号Tx移至1的同时，计数器C3计数直到达到包含于寄存器C2中的定值为止。此定值根据此超声波信号的传播时间的估计来决定。

当达到包含于寄存器C2中的值时，信号CY3移至1，复位此分频器模块D1和D2至零，以去除在传输阶段所加入的可编程延迟中的相位不确定性，并输出此频率Fe的采样信号，如已参考图4所述。

微控制器28外部的计数器36产生MEM3读写存储器中的写入地址，以存储采样信号的值。

所有与同步检测关联的以下阶段都已参图2和图4描述过了，且维持不变，除了可编程延迟，其写入寄存器C6以供传输阶段之用，而非用于采样阶段。

如果希望降低计算量及此方法的能量消耗，则图7中所述的第三种变形是有利的。根据此变形，一传输信号激励换能器之一，其产生至另一换能器方向的超声波信号。所欲决定分配给一超声波相移的信号由另一换能器接收，转换成一电信号并放大。

在第n阶迭代时，微控制器外部的分频计数器C7根据已在前述的迭代时被决定的可编程延迟τp(n-1)被预加载。

当倒计数周期终止时，此计数器输出一混频的方波信号，其频率为Fq/98，接近由时钟频率Fq分频后所得的频率Fac(例如：39kHz)。

由此超声波信号推导出的混频信号和放大的电信号加入一晶体管桥式混频器52。

外差之后，所获得的混频信号具有一减少1kHz的频率且移入一低通滤波器54以消去(40+39)kHz、即79kHz的倍频。

与针对于图6所描述的相同，在根据此超声波信号的传播时间的估计所选择的预定的固定时间结束时，此采样信号被输出，且此外差、滤波的信号的采样发生在频率Fe，例如在4kHz。

然后根据图2的阶段对此采样信号的存储值实施同步检测阶段。

此可编程延迟τp(n)则根据在第n阶迭代时采样信号的相位和参考相位之间的相位差err(n)来决定，且对于一在相同传播方向中的超声波信号传输，会在下一个第n+1阶的迭代时，施加至分频计数器C7。

为了降低由本发明的方法在特定采样频率时的能量消耗，采样频率Fe固定在等于4Fac的值。

采用此频率，存储在MEM2只读存储器中的参考正弦和余弦的值可维持+1、0、-1、0、+1、…的值，因而无需在阶段l中以乘法操作来作同步检测(图2)。

此种情形说明在图8的上部曲线，其中的点表示当采样频率为4Fac时、参考正弦和余弦的值。

通过固定此采样频率Fe至一等于4Fac/(2n+1)的值，其中n不是0(欠采样)，+1、0、-1、0、+1等值便可保留且能量消耗减少。

此采样频率可以用在图4、5和6所示的变形。

就频率Fe等于4Fac/3，(n＝1)而言，可获得图8的下方曲线的点所表示的参考正弦和余弦的值。

然而，采样频率会受到限制，其意味2n+1不能取任何值。

实际上，在采样信号的频谱中，如果此采样信号的二连续谱线之间的宽度小于信号的频宽，则在相位测量中由于频谱混叠产生一误差。

结果，采样频率Fe不能采用使信号频宽比二采样信号的连续谱线之间的宽度大的值。

因此，例如，若此超声波信号的频率为100kHz，且频宽为10kHz，二连续谱线之间的差2Fac/(2n+1)需要大于10kHz，则有如下限制：2n+1＜20。

因此频率Fe大于20kHz。

使采样频率Fe等于4Fac/(2n+1)且n≠0以降低能量消耗的方法，也可用于以同步检测来决定声音的相移而不加入任何可编程相移的现有技术的流体流速的超声波测量的方法中。此点在此提出说明。

另一实施例的变形表示于图9至11。此变形可用于当采样的声音信号包含有频率Fp的寄生谐波谱线产生的能量时，例如因频谱混叠而使：Fp±KFe＝Fac。

此可能是大约3V的相对低的电压馈入图3、4、5、6和7的放大器32，且有谐波失真的现象出现而造成寄生谱线。

下文中的一节会更清楚说明这些寄生谱线对流体流速测量的影响。

如果假设此接收的声音信号是一40kHz的正弦信号，此放大的声音信号包含一具有振幅为Ap的120kHz的寄生谱线，且此二信号的相位都等于零，则该声音信号如下所示：

Y＝cos(2πt/Tac)+Apcos(6πt/Tac)

其中，Tac是声音信号的周期(Tac＝25μs)。

如果采样频率等于160kHz，则在一个周期采样的信号Y的值等于：

Y1＝cos(2πτp(n-1)/Tac)+Ap cos(6πτp(n-1)/Tac)

Y2＝-sin(2πτp(n-1)/Tac)+Ap sin(6πτp(n-1)/Tac)

Y3＝-cos(2πτp(n-1)/Tac)+Ap cos(6πτp(n-1)/Tac)

Y4＝+sin(2πτp(n-1)/Tac)+Ap sin(6πτp(n-1)/Tac)其中τp(n-1)表示在第n-1阶迭代时、参考图2所定义的可编程延迟。

图2的同步检测阶段l提供此值：

Ps＝-2sin(2πτp(n-1)/Tac)+2Ap sin(6πτp(n-1)/Tac)

Pc＝2cos(2πτp(n-1)/Tac)+2Ap cos(6πτp(n-1)/Tac)

根据阶段n，在采样信号的相位和参考信号相位之间的相位差为：

err(n)＝Arctg(Ps/Pc)

假设振幅Ap很小，err(n)可以写成：

err(n)-Arctg[-tg(2πτp(n-1)/Tac)(1-4Ap cos(4πτp(n-1)/Tac))]

对此反正切函数在-tg(2πτp(n-1)/Tac)的值的附近予以有限展开，可得：

即err(n)＝-(2πτp(n-1)/Tac)-Ap sin(8πτp(n-1)/Tac)。

在上式err(n)的第二项中可发现有一由120kHz的谱线的存在所产生的误差，其为一周期等于Tac/4的正弦函数(图11)。

对于振幅Ap等于0.01，此误差可达到最大值0.57°(＝0.01×180/π)，对某些需有大约0.015°精确度的应用而言，此值完全不能接受。

因为误差的规律为一零平均周期函数，申请人注意到此误差可以利用将某一数量的声音发射予以平均而加以克服，其实施方式为：在图9的流程图中，阶段r已经参考图2予以修正，以将额外延迟R(n)加入阶段q所获得的可编程延迟τp(n)中。当采样频率Fe等于四倍声音频率Fac时(这意味使这些采样点“滑过”四分之一个对应于声音信号的正弦曲线)，各个值R(1)、R(2)、…在0和采样周期Tac/4之间变化。例如，例如R(n)的不同值按照步长Tac/(48)线性改变，例如为0、Tac/(48)、2Tac/(48)、…(图10)。通过对每一迭代施加一等于Tac/48的延迟(图10)，可获得一相应的相位误差E，其描述一零平均正弦曲线，如在图11上获得的点的分布所示。

在12次发射结束时，当采样周期和相位误差曲线周期E已经通过，在完成这些相位的平均时，由于120kHz的谱线的出现所产生的项会被消去。同理也可应用于其他谐波频率的寄生谱线上。在第13次发射时，R的值复位为0，并重复此过程。

请注意不同的R(n)值需要分布在至少一个采样周期Tac/4上。

然而，当采样频率不等于4Fac时，不同的R(n)值需要分布在至少一个采样周期Tac/(Fe/Fac)上，且这些R(n)值等于Tac/(Fe/Fac)的分数值，R(n)的值以Tac/(Fe/Fac)为步长线性地变化。

此变形可以应用在先前描述的所有实施例以及变形中。

Claims (24)

1.一种测量在流体流动方向中相间隔的两点间的流体流速的方法，通过结合在两点间沿相反方向传送的两个声音信号的每一个的传播时间的测量、以及所述声音信号的每一个在流体中传播而分别产生在每一声音信号中的声音相移的测量而获得该流速，对产生在每一声音信号中的声音相移的测量包括以一采样频率对接收的所述声音信号予以采样，数字化该采样信号及通过同步检测决定声音相移，该声音相移为该采样信号的相位与一参考信号的相位之间的相位差，其特征在于，该方法对在相同传播方向连续传送的不同声音信号实施如下的连续的迭代，即通过在第n+1阶迭代期间在介于信号传输阶段与同步检测阶段之间的所述信号之一中，加入至少一与声音相移值(n)+ref有关的可编程相移τp(n)，其中，(n)表示第n阶迭代时采样信号的相位，ref表示参考信号的相位，该(n)+ref值由在第n阶迭代时在先前传送的信号上实施的同步检测所决定，且该值等于在先前第n阶迭代时采样的信号的相位与该参考信号的相位之间相位差err(n)、与第n阶迭代期间所加入的可编程相移2πFacτp(n-1)之和，其中Fac表示该声音信号的频率，而τp(n-1)表示第n-1阶迭代时所决定的可编程延迟，使得第n+1阶迭代的同步检测阶段决定一在当前迭代时所采样的信号的相位与参考相位之间的相位差err(n+1)，其尽可能接近零，该声音相移(n+1)+ref因此近似等于第n+1阶迭代时所加入的可编程相移2πFacτp(n)。

2.根据权利要求1所述的方法，其中该可编程相移在采样阶段期间加入该采样信号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中在同步检测阶段期间，该数字化信号被乘以多个参考信号，所述参考信号分别具有含有该参考相位的参考正弦和余弦的形状，该可编程相移被加入该参考正弦和余弦。

4.根据权利要求1所述的方法，其中该可编程相移在传输阶段期间加入一用以产生相应的声音信号的传输信号中。

5.根据权利要求1所述的方法，其中每一接收的声音信号与一混频信号混频以获得一混频过的信号，其频率相对于所述声音信号的频率被降低，该可编程相移被加入该混频信号中。

6.根据权利要求1所述的方法，其中该可编程相移分成至少两个可编程子相移，每一个子相移在传输声音信号的阶段与同步检测阶段之间的一分离阶段加入该信号中。

7.根据权利要求6所述的方法，其中每一个可编程子相移是通过相对于与加入该子相移的相应阶段有关的可编程相移器的分辨率的模数、对该可编程相移实施欧几里得分割(Euclidean division)来决定的。

8.根据权利要求6或7所述的方法，其中该可编程相移分成两个可编程子相移，每一子相移被分别加入该采样信号及该参考正弦和余弦中。

9.根据权利要求1所述的方法，其中采样频率Fe等于4Fac/(2n+1)，其中Fac表示该声音信号的频率，而n为一大于或等于零的整数。

10.根据权利要求9所述的方法，其中采样频率Fe等于4Fac。

11.根据权利要求10所述的方法，其中该可编程相移近似等于m(Fac/Fq)360°+k(Fac/Fe)360°，其中(Fac/Fq)360°表示与参考正弦和余弦有关的可编程相移器的分辨率，而(Fac/Fe)360°表示由采样决定的分辨率，Fq表示时钟石英的频率，m表示频率Fq的数目，k表示采样频率Fe的数目。

12.根据权利要求9所述的方法，其中采样频率Fe等于4Fac/(2n+1)，n严格地大于零。

13.根据权利要求1所述的方法，其中采样阶段和数字化阶段同时实施。

14.根据权利要求1所述的方法，其中流体流速根据第一项与第二项比率来表示，第一项等于2π[Fac(T2-T1)]与声音相移之差的总和，其中[x]表示x的整数部分，且T1和T2为在两个传播方向中传输的声音信号的分别的传播时间，Fac是这些声音信号的频率，该声音相移在每一信号中产生，而第二项等于所述各传播时间的乘积。

15.根据权利要求14所述的方法，其中声音信号的传播时间在第一项中比第二项中更常测量。

16.根据权利要求15所述的方法，其中当传输在两个传播方向中的传播时间与表示于第一项中的传播时间的平均值超过一预定的门限值时，这些声音信号的传播时间在第二项中测量。

17.根据权利要求15所述的方法，其中当声音相移测量的次数达到最大的预定数时，这些声音信号的传播时间在第二项中测量。

18.根据权利要求16或17所述的方法，其中当此二条件的第一个条件满足时，这些声音信号的传播时间在第二项中测量。

19.根据权利要求14所述的方法，其中，为了测量第一项中在两个传播方向中传输的声音信号的传播时间，对于每一信号而言，所述接收的信号被调整，所述信号的包络经整形，且所述传播时间通过标注所述包络通过一预定的门限值的时刻来决定。

20.根据权利要求14所述的方法，其中，为了测量第二项中在两个传播方向中传输的声音信号的传播时间，每一个所述声音信号在这些采样点的振幅值与一门限值比较，在信号中寻找其值大于所述门限值的第一采样点，且依据该点，寻找该信号的下一个或最后一个通过零的点，因此可在一几乎是固定的时间决定该声音信号的传播时间，该固定的时间对于两个传播时间是相同的。

21.根据权利要求20所述的方法，其中，为了寻找该信号下一个通过零的点，寻找下两个连续的采样点，该两采样点之间包含有该信号中振幅值为零的点，然后在此两点之间实施一直线内插以决定该声音信号的传播时间。

22.根据权利要求1所述的方法，其中在每一第n阶迭代时将一额外的可编程延迟R(n)加入该可编程延迟τp(n)中，由于依据一零平均周期定律分布的采样后谐波谱线的混叠(folding)，会在一些连续的迭代上产生一相位误差E。

23.根据权利要求22所述的方法，其中该额外的可编程延迟在0和采样周期之间变动。

24.根据权利要求23所述的方法，其中该额外的可编程延迟的值以等于采样周期的一部分的步长线性地变化。

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