CN108141160A - 同步电动机的控制装置、一体型电动机系统、泵系统以及定位系统 - Google Patents

Abstract

本发明的同步电动机的控制装置具备：同步电动机，其是三相定子绕组Y形连接而成；检测部，其检测Y形连接点的电位即中性点电位；以及逆变器，其驱动所述同步电动机，使用所述逆变器来控制所述同步电动机，其中，所述同步电动机的控制装置具有在所述同步电动机中流通有交变电流的状态下检测所述中性点电位的测定模式，所述同步电动机的控制装置根据在所述测定模式下检测到的所述中性点电位的值来控制所述同步电动机。

Description

同步电动机的控制装置、一体型电动机系统、泵系统以及定位 系统

技术领域

本发明涉及一种例如适用于需要泵、风机、压缩机、主轴马达等的转速控制或者输送机、升降机、机械装置的定位控制以及电动助力等的扭矩控制的用途的电动机驱动技术。

背景技术

在家电、工业、汽车等领域内，例如在风机、泵、压缩机等的转速控制以及电动动力转向装置等的扭矩控制还有输送机、升降机、定位控制等当中使用有马达驱动装置。在这些领域的马达驱动装置中，作为小形、高效的交流电动机的永磁铁型同步电动机(以下，称为“PM马达”)被广泛使用。但是，要控制PM马达的驱动便需要马达的转子的磁极位置的信息，从而需要该目的用的旋转变压器、霍尔IC等位置传感器。近年来，不使用该位置传感器而进行PM马达的转速、扭矩控制的无传感器控制正在普及。

通过实现无传感器控制，能够削减位置传感器的费用(传感器本身的成本、传感器的布线的成本、传感器的安装调整作业的费用)，此外，与不需要传感器相应地、还产生了可以进行装置的小型化、恶劣环境下的使用等优点。

目前，PM马达的无传感器控制采用有直接检测因转子旋转而产生的感应电压(速度电动势)作为转子的位置信息来进行PM马达的驱动的方式，或者利用PM马达的数学模型来推断运算转子位置的位置推断技术等。

这些技术在原理上是利用速度电动势的方式，在停止、低速区域等速度电动势较小的区域内难以运用。因此，这些技术主要是在中高速区域以上的速度区域内加以运用，低速区域使用的是V/F固定控制那样的开环控制。在开环控制的情况下，无法自如控制马达的产生扭矩，因此低速区域的控制性较差，此外，效率也会劣化。

针对这些问题，已经提出从低速区域获得转子位置信息的方式。

专利文献1是对三相PM马达的2个相施加脉冲电压，并检测未通电的剩下1个相的开路电压，根据该电压来获得位置信息。该开路相的电动势是根据PM马达的转子的位置而产生的，因此可以用于转子位置的推断。该电动势是因PM马达的转子中安装的永磁铁磁通与由脉冲电压产生的通电电流的关系使得马达内的电感发生微小变化而产生的电压，即使在停止状态下也能进行观测。将其称为“磁饱和电动势”。

此外，由于该方式要观测未通电的相(开路相)的电动势，因此，选择三相中的两相来进行通电的120度通电驱动是必需的。为了以无位置传感器的形式进行驱动，需要根据转子的位置来切换这些通电相。在该通电相切换中利用开路相产生的“磁饱和电动势”。

磁饱和电动势以根据转子的位置而单调递增或递减的方式发生变化。因此，在专利文献1中，对开路相电动势设置“阈值”，在磁饱和电动势达到该阈值的时间点切换至下一通电相，以这种方式进行无位置传感器控制。这时，“阈值”是极为重要的设定要素。阈值在每一马达或者马达的每一相绕组中都有微妙的偏差，需要恰当地设定这些阈值。在专利文献2中记述有针对每一马达而自动实施该调整作业的方法。

在专利文献2中，针对专利文献1中记述的方法而预先执行阈值的自动调整例程，由此，不再需要由作业人员手动进行调整，系统的启动作业得以省力化。

这些现有技术以120度通电驱动为前提，但正弦波驱动的方法也已有报道。在专利文献3、4中，使用三相定子绕组Y形接线而成的马达作为PM马达，通过对该Y形接线的三相绕组的连接点电位(将其称为中性点电位)进行观测来推断转子的位置。

由于无须像专利文献1那样观测开路相，因此可以同时对三相通电，从而能以理想的正弦波电流来驱动PM马达。但中性点电位的检测是不可或缺的。

在专利文献3中，记述有用于观测中性点电位的电压脉冲的插入方法。此外，在专利文献4中记述有如下内容：利用驱动PM马达的逆变器的施加电压，以与进行脉宽调制时的PWM脉冲连动的方式观测中性点电位，从而能够瞬时推断运算转子位置。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2009-189176号公报

专利文献2：日本专利特开2012-10477号公报

专利文献3：日本专利特开2010-74898号公报

专利文献4：国际公开第WO13/153657号说明书

发明内容

发明要解决的问题

在专利文献1记载的技术中，马达可以在停止/低速状态下产生扭矩而不会失步。此外，专利文献2中有与用于实现专利文献1的无传感器驱动的重要的设定常数即“阈值”的自动调整有关的记载。然而，这些专利文献1、2的方法的基础都是120度通电驱动，因此PM马达驱动时的电流高次谐波极大。其结果是，存在高次谐波损耗的增大化和由扭矩脉动引起的振动、噪音等成为问题的情况。要驱动PM马达，理想而言最好是正弦波电流下的驱动。

专利文献3、4所记载的技术展示了通过观测PM马达的定子绕组的中性点电位，可以利用正弦波电流从零速度起驱动PM马达这一内容。此外，没有PM马达的结构性限制(例如，限定于嵌入磁铁型等限制)，通用性也较高。然而，这些专利文献3、4中有未解决的以下问题。

在专利文献3中，展示了使用观测到的中性点电位来切换三个通电相的方法，但并没有记述如何设定具体的切换的中性点电位这一点和对由马达的规格引起的差异、三相的不平衡的应对方法。进而，根据马达的磁路特性的不同，存在扭矩电流也会导致中性点电位发生变化的情况，针对这些问题的应对措施并无记载。因此，要实现专利文献3的方法，存在每一马达的调整作业、针对负荷扭矩的位置推断误差增加等实用上的问题。

在专利文献4中，展示了在施加两种电压图案时观测各电压图案下的中性点电位、通过它们的信号处理可以推断运算PM马达的转子位置这一内容。但是，无法进行三相不平衡的应对，例如，在只有某一特定相的电感与其他相的电感不一样的情况下，推断出的转子位置会产生较大的脉动分量。此外，虽然两种电压图案可以通过通常的基于三角波载波的脉宽调制来加以制作，但要检测与各电压图案相对应的中性点电位，就必须丰富地准备有AD转换器、计时器等来作为控制器的功能。在使用廉价的微型计算机的情况下，这些功能不足，无法直接运用专利文献4的方法。此外，与专利文献3一样，在扭矩电流也会导致中性点电位发生变动的情况下，位置推断误差会增加，扭矩性能有可能劣化。

解决问题的技术手段

根据本发明的形态，优选为，一种同步电动机的控制装置，其具备：同步电动机，其是三相定子绕组Y形连接而成；检测部，其检测Y形连接点的电位即中性点电位；以及逆变器，其驱动所述同步电动机，使用所述逆变器来控制所述同步电动机，其中，所述同步电动机的控制装置具有在所述同步电动机中流通有交变电流的状态下检测所述中性点电位的测定模式，所述同步电动机的控制装置根据在所述测定模式下检测到的所述中性点电位的值来控制所述同步电动机。

发明的效果

由于本发明是以上述那样的方式构成的，因此取得如下效果。

根据本发明，能够预先获取PM马达的中性点电位与转子位置的关系以及扭矩电流与中性点电位的关系，因此，不管是具有何种磁路特性的马达，都能通过简单的调整算法来实现低速区域的无传感器驱动。

附图说明

图1为表示同步电动机的控制装置的构成的图。

图2(a)为在αβ坐标上对逆变器的输出电压进行向量显示的图。

图2(b)为表示逆变器的输出电压与PM马达的转子位置θd的关系的图。

图3(a)为表示第1实施方式的PM马达的中性点电位的产生原理的图。

图3(b)为表示第1实施方式的PM马达的中性点电位的产生原理的图。

图4为第1实施方式的中性点电位的实测例的波形图。

图5为第1实施方式的中性点电位的线性化的波形图。

图6为表示第1实施方式的所有种类的中性点电位的变化的波形图。

图7为表示第1实施方式的无传感器驱动中使用的中性点电位的变化的波形图。

图8为表示第1实施方式的无传感器驱动中使用的中性点电位的电流依存所引起的变化的波形图。

图9(a)为表示正常驱动时的PM马达内部的磁通与扭矩电流的关系的图。

图9(b)为表示第1实施方式的PM马达内部的磁通与扭矩电流的关系的图。

图10为表示第1实施方式的测定模式下的电流依存性获取时的波形的图。

图11为表示第1实施方式的测定模式时的算法的流程图。

图12(a)为表示能够输出电压向量VA的电压指令V*的位置的图。

图12(b)为表示非脉冲移位时的各相的电压脉冲和中性点电位的图。

图12(c)为表示脉冲移位时的各相的电压脉冲和中性点电位的图。

图13为第1实施方式的位置推断器的构成框图。

图14为表示第2实施方式的无传感器驱动中使用的中性点电位的偏差的情形的波形图。

图15为表示第2实施方式的系数表的切换的图。

图16为第3实施方式的中性点电位的线性化的波形图。

图17为表示第3实施方式的测定模式时的算法的流程图。

图18为表示第4实施方式的测定模式时的算法的流程图。

图19为表示第5实施方式的一体型马达驱动系统的构成的图。

图20为表示第6实施方式的液压泵系统的构成的图。

图21为表示在第6实施方式的液压泵系统中去掉溢流阀之后的构成的图。

图22为表示第7实施方式的定位控制系统的构成的框图。

具体实施方式

下面，使用附图，对本发明的实施方式进行说明。

在本发明的实施方式中，鉴于扭矩电流也会导致中性点电位发生变动这一点下的问题，提供一种自动调整成为控制对象的每一马达个体的磁饱和特性以及扭矩电流的依存性、三相不平衡特性等、并且在零速度附近不使用转子位置传感器而实现高扭矩的正弦波驱动的同步电动机的控制装置。其结果是，能够实现相对于此前公开的方式而言振动、噪音较少的高扭矩驱动。此外，在调整后的实际运行驱动中，由于能够利用简便的算法进行位置推断运算，所以还能通过廉价的微型计算机来实现。

(第1实施方式)

使用图1～13，对本发明的第1实施方式的交流电动机的控制装置进行说明。

该装置的以驱动三相永磁铁同步电动机4(以下简称为PM马达4)为目的，若大致区分的话，则构成为包含Iq*发生器1、控制器2、逆变器3以及作为驱动对象的PM马达4。逆变器3包含直流电源31、逆变器主电路32、门驱动器33、假想中性点电位发生器34及电流检测器35。

再者，在本实施方式中，作为驱动对象，以PM马达为例来进行列举，但只要是可获得对应于转子位置的磁饱和特性的电动机，则也能运用其他种类的交流电动机。

Iq*发生器1是生成PM马达4的扭矩电流指令Iq*的控制块，相当于控制器2的上位控制器。例如，作为控制PM马达4的转速的速度控制器或者作为根据泵等负荷装置的状态而运算所需的扭矩电流指令并给予控制器2的部件而发挥功能。

控制器2是以无转子位置传感器的形式对PM马达4进行向量控制的控制器。控制器2搭载有实现平常的无位置传感器的“实际运行模式”和自动地进行实际运行前的对PM马达单独的调整作业的“测定模式”这两种功能。控制器2通过控制块内的切换器来切换这些动作。

控制器2具有切换实际运行模式与测定模式的切换器SW 21a～e。在实际运行模式下，SW 21a～e切换至“1”侧，在测定模式下，SW 21a～e切换至“0”侧。在实际运行模式下，实现基于中性点电位的位置推断以及使用dq轴的电流控制的向量控制系统。在测定模式下，通过后文叙述的算法来获取实际运行模式时位置推断器15所需要的参数。

控制器2具备根据逆变器3的直流母线电流来再现三相交流电流Iuc、Ivc、Iwc的电流再现器11。再者，在本实施方式中，利用电流检测器35检测直流母线电流从而再现相电流，但也可直接使用相电流传感器。此处省略电流再现器11的详细动作的说明。

通过dq转换器12将再现出来的三相交流电流Iuc、Ivc、Iwc转换为PM马达4的转子坐标轴即dq坐标轴的值(Id、Iq)。d轴电流Id经由加法器6而被输入至d轴电流控制器IdACR7。q轴电流Iq经由加法器6而被输入至q轴电流控制器IqACR 8。

d轴电流控制器IdACR 7根据d轴电流Id和对PM马达4的励磁电流指令Id*来进行电流控制。进行电流控制时所输入的Id*由切换器SW 21c加以切换。在实际运行模式下，使用来自Id*发生器5a的信号。在测定模式下，使用来自Id*发生器5b的信号。

q轴电流控制器IqACR 8根据q轴电流Iq和q轴电流指令Iq*来进行电流控制。进行电流控制时所输入的Iq*由切换器SW 21d加以切换。在实际运行模式下，使用来自Iq*发生器1的信号。在测定模式下，通过零发生器19将Iq*设定为零。

在实际运行模式时，从d轴电流控制器IdACR 7输出的d轴电压指令Vd*和从q轴电流控制器IqACR 8输出的q轴电压指令Vq*被输入至dq逆转换器9。dq逆转换器9将dq轴上的电压指令Vd*、Vq*转换为三相交流电压指令Vu0、Vv0、Vw0。继而，脉宽调制(PWM)器10根据三相交流电压指令来生成驱动逆变器3的门脉冲信号。

对dq逆转换器9及dq转换器12中所使用的转换相位的确定进行说明。

控制器2具备中性点电位放大器13。中性点电位放大器13以假想中性点电位发生器34的假想中性点电位Vnc为基准来放大并检测PM马达4的中性点电位Vn。再者，虽然本实施方式是以假想中性点电位发生器34的假想中性点电位Vnc为基准来检测中性点电位，但也能任意地对成为基准的电位取值。例如，将逆变器3的直流电源31的接地电平等其他基准电位用作基准也能进行检测。

采样保持器14对检测到的中性点电位进行采样、保持并导入至控制器内部。继而，位置推断器15根据检测到的中性点电位Vn0(实际为VnA～VnF中的任一个)来推断运算PM马达4的转子位置θdc。在实际运行模式时，该推断出的转子位置θdc被输入至dq逆转换器9及dq转换器12。此外，速度运算器16根据推断出的转子位置θdc来推断转子速度ω1。

如后文所述，本实施方式的控制装置的特征在于，对PM马达4流通交变电流并获取此时的中性点电位Vn的电流依存性。作为用于实现该目的的构成，本实施方式的交流电动机的控制装置具备在测定模式时将交流电压Vh*作为q轴电压而施加至dq逆转换器的交流指令发生器20。

继而，通过切换器SW 21a将在测定模式时(即，交变电流的通电时)检测到的中性点电位Vn0输入至推断参数设定器18。推断参数设定器18根据中性点电位Vn0来设定实际运行时的位置推断所需的参数。

此外，控制器2具备在测定模式时强制性地使转子位置移动至规定位置的相位设定器17。通过切换器SW 21b将在测定模式时被输入至dq逆转换器9及dq转换器12的转换相位切换为从相位设定器17输出的信号。

并且，本实施方式的交流电动机的控制装置具备在测定模式时将交流电压Vh*作为q轴电压而施加至dq逆转换器的交流指令发生器20。由此，产生交变电流，获取中性点电位的电流依存性。

接着，使用图2～图7，对基于中性点电位的无位置传感器驱动的原理进行说明。

图2(a)是在αβ坐标上对逆变器的输出电压进行向量显示的图。在图中，V(1,0,0)的数值“1,0,0”表示逆变器主电路的U、V、W相的开关状态，“1”表示上侧元件的导通，“0”表示下侧元件的导通。例如，V(1,0,0)表示U相为上侧元件导通、V相、W相为下侧元件导通的状态。关于逆变器3的输出电压，根据三相的开关装置(Sup～Swn)各自的开关状态，为2个零向量(V(0,0,0)及V(1,1,1))和6个非零向量(VA～VF)合计8种电压图案。

逆变器使用这8个电压向量来制作正弦波状的脉冲图案。例如，对于某一任意电压指令V*而言，若该指令处于图2(a)的区域3内，则组合围绕该指令的向量VB、VC以及零向量来制作与V*相当的电压。

图2(b)为在αβ坐标上表示PM马达的转子位置θd的图。通常以α轴(与U相定子绕组位置一致)为基准以逆时针旋转的方式定义θd。

图3(a)表示施加有电压向量VA时的中止点电位VnA，图3(b)表示施加有电压向量VD时的中止点电位VnD。中性点电位以假想中性点电位为基准、以图中所示的公式来表示。如此，以定子绕组Lu、Lv、Lw的分压电位的形式观测各中性点电位。假设各绕组的电感相等，则中性点电位完全为零。但实际上，转子的磁铁磁通会对绕组产生影响，由此使得电感表现出与转子位置相应的变化。再者，后文中，作为施加有电压向量VA、VB、VC、VD、VE、VF时产生的中性点电位各自的名称，使用VnA、VnB、VnC、VnD、VnE、VnF。

图4是对实际的PM马达施加电压向量来观测中性点电位而得的结果。V_nA、V_nD均表现出与转子位置相应的变化。通过利用源于该转子位置的中性点电位的依存性，能够实现转子的位置推断。在本实施例中，利用图4的波形的一部分来进行转子位置的推断运算。示出图5(a)至图5(c)作为着眼于图4的VnA的变化的线性化的例子。

图5(a)是将从-60[deg]到0[deg]的VnA的变化视为直线、以Vn＝Fa(θd)的形式加以函数化的情况。在位置推断时，通过使用其逆函数即θd＝Fa^-1(Vn)，可以根据Vn来推断转子位置θd。

要实现这一目的，只要能获取对应于θd的2个点的中性点电位即可。例如，将转子移动至-60[deg]并在该位置施加VA来获取中性点电位VnA0。继而，将转子移动至0[deg]的位置并在该位置施加VA来获取中性点电位VnA1。

图5(b)为不同于图5(a)的另一线性化的例子。如图5(b)所示，也可以利用从-60[deg]到0[deg]的范围的任意点加以近似。

基本上，输入中性点电位Vn0(实际为VnA～VnF中的任一个)而进行如下式(1)所示的线性化。

θdc60＝A1·Vn0+B1···(1)

图5(c)为又一线性化的例子。在图5(c)所示的方法中，在从-60[deg]到0[deg]的范围内获取多个点的中性点电位。如此，也可准备多个上式的A1、B1而提高推断精度。

图6表示6种中性点电位即VnA、VnB、VnC、VnD、VnE、VnF的观测结果的例子。再者，虽然图中混存有实线和虚线，但这只是为了易于辨认。若转子位置每隔60度而选择使用这6个中性点电位，则成为图7那样的波形。

图7是转子位置每隔60度而选择6种中性点电位而得的图。通过像这样每隔60度依次使用6种中性点电位，能够观测到对象的波形，从而能够通过简单的算法来实现转子位置的推断。再者，关于6种中性点电位的选择方法，图7为一例。

以上的算法是对使用中性点电位的位置推断的基本动作来进行说明的算法。这利用了因磁铁磁通的位置而变化的中性点电位的位置依存性。但在实际的马达中，作为决定中性点电位的值的另一因素，有时存在根据扭矩电流而发生变化的电流依存性。

图8为一边取值为25％、50％、100％、200％来改变q轴电流(即，扭矩分量的电流)的值、一边测定中性点电位(此处为VnA)而得的结果。此处，将转子位置θdc为-60[deg]、-30[deg]、0[deg]时的中性点电位的值分别设为VnA0、VnA1、VnA2。例如，VnA0_025是转子位置θdc为-60[deg]、q轴电流为25％时的中性点电位的值。

虽然依存度根据马达的磁路特性而不同，但存在产生图8所示那样的电流依存性的情况。因此可知，在图5所示那样的单纯的拟合的情况下无法进行准确的位置推断，不仅不满足扭矩规格，还有可能无法实现位置推断。

因此，本实施方式不仅考虑(1)根据磁铁磁通的位置而发生变化的位置依存性、还考虑(2)根据扭矩电流而发生变化的电流依存性来作为决定中性点电位的值的因素，由此，能够实现可以从零速度起进行高扭矩驱动的同步电动机的控制装置。

接着，对中性点电位的电流依存性的获取方法进行说明。首先，使用图9(a)，对正常驱动时的永磁铁磁通Φm与扭矩电流Iq的关系进行说明。如图9(a)所示，在正常驱动中，沿与磁铁磁通Φm正交的方向流通扭矩电流Iq而获得旋转力。在相对于磁铁磁通Φm的正交方向上产生源于该Iq的磁通Φq。结果，马达内部的总计磁通Φ1成为合成Φm与Φq而得的磁通。因此，中性点电位也会受到Φq的影响而发生变化，但其影响度因马达的设计而不同。

因此，只要在流通有Iq的状态下进行中性点电位的测定，便能获取电流依存性，但流通Iq会使得马达产生旋转力，因此必须以机械方式将转子固定，难以简便地进行测定。

因此，在本实施方式中，如图9(b)所示，流通相对于磁铁磁通Φm而言为±90度的方向上的交流(将其称为交变电流)。通过将Iq设为交流而不是直流的固定电流，使得平均扭矩变为零，从而能够流通大电流而不会产生旋转力。

使用图10对通过流通交变电流来获取电流依存性的原理进行说明。如图10所示，d轴电流维持在零，对q轴流入交变电流。该交流是通过施加图1中的交流指令发生器20所生成的交流电压Vh*来作为q轴电压Vq*而生成的。由于该交流是不会形成旋转磁场的交变电流，因此马达的平均扭矩为零。

此外，在本实施方式中，通过像图10的(b)所示那样从零开始逐渐提高交流振幅，抑制了马达的转子位置发生移动这一情况。虽然是交流，但若一下子对q轴流通大电流，则转子位置有可能在该冲击下发生移动，而本实施方式抑制了这一情况。

此外，通过逐渐增加交流的振幅来获取达到所期望的电流值时的中性点电位，能够获取电流值和中性点电位的值。即，能够获取图8所示那样的某一转子位置上的电流依存性。

图11表示也包含电流依存性的中性点电位的获取用的“测定模式”的流程。对图中的(S1)到(S14)的处理进行说明。

在(S1)中，将SW 21a～d设为“0”侧，仅SW 21e保持“1”侧。接着，在(S2)中，在相位设定器17中输出θdc＝-60[deg]，同时将Id*发生器5b的输出设定为I0。该I0设为转动转子所需的电流值，而作为目标，设为与PM马达4的额定电流相当即可。通过(S2)的设定，在θdc＝-60[deg]的位置产生直流电流。转子被该电流吸引而移动，并在θdc＝-60[deg]的位置停止。接着，在(S3)中，将SW 21e切换为“0”，同时将Id*设为零。在该时间点，直流电流被暂时切断。

接着，在(S4)中，从交流电压发生器20逐渐施加交流电压，获取对应于流通的交变电流的峰值的中性点电位VnA(图10的波形)。由于转子位置θd为-60[deg]，所以此时获得的VnA对应于图8中的VnA0_025～VnA0_200。

同样地，通过(S5)至(S8)的处理，通过设定θdc＝-30[deg]来获取转子位置为-30度时的电流依存性VnA1_025～VnA1_200。继而，通过(S9)至(S12)的处理，通过设定θdc＝0[deg]来获取转子位置为0度时的电流依存性VnA2_025～VnA2_200。

在(S13)中，根据这些中性点电位的值来计算对中性点电位与转子位置进行关联并内插的近似函数。在本实施方式中，使用图5所示那样的线性内插公式作为近似函数，针对各个转子位置、q轴电流值而获取式(1)中的系数A1及B1。由此，能够制作考虑了电流依存性的表格，从而能够进行提高了推断精度的位置推断运算。

PM马达在原理上是三相对称的，因此，只要在电角度中某一60度的区间内进行测定，则在其他相位中也能运用其结果(如图7所示，每60度的波形是相等的)。

再者，在实现图11的流程时，在(S4)、(S8)、(S12)中，必须一边流通交流电流一边检测VnA。即，在通过逆变器3使q轴产生交流时，必须包含VA来作为电压向量。这可以在逆变器的脉宽调制时通过在脉冲的产生方法上下工夫来实现。在图12中，对这种脉冲产生方法的例子进行说明。

如图12(a)所示，若电压指令V*的位置为±60度的范围，则必定从逆变器输出VA。因此，如图12(b)那样，通过使用通常的三角波载波的PWM来输出VA。通过在输出该电压向量VA时测定中性点电位，能够检测VnA。

但是，在因条件的不同而导致VA的输出期间变得极短的情况下或者±60度以外的区域内，VA也可能不会被输出。在该情况下，实施图12(c)那样的“脉冲移位”。脉冲移位是在三角波载波的下降区间(图中的Tc1的期间)和上升区间(该图的Tc2的期间)内在不改变原本的电压指令(Vu0、Vv0、Vw0)的总计值的情况下加入校正，通过变更移位量，能够输出VA的电压脉冲。通过图1中的PWM发生器实施脉冲移位。

图13表示在实际运行模式时动作的位置推断器15的构成。在图13中，输入中性点电位Vn0，按照式(1)，使用乘法器152、加法器6来实施旋转位置的计算。再者，式(1)中的A1、B1的值以根据电流Iq加以修正的方式在系数表1511及1512中保存好测定值。在实施例中，是利用4个点的电流(25、50、100、200％)来进行测定，但可以通过在它们之间进行线性内插来对应全部电流值。或者，也可进一步增加测定点而提高系数表的精度。

θdc60设定为在±30[deg]的范围算出，对其加上θd基准值发生器153所输出的每60度的梯形波信号θdc0，获得0～360[deg]的推断相位θdc。

如上所述，本实施方式的同步电动机的控制装置以三相定子绕组Y形连接而成的PM马达为驱动对象，在实际运行驱动前通过逆变器来流通不产生旋转力的交变电流，并获取与该通电电流的大小相应的PM马达的中性点电位(Y形连接点的电位)。将该获取到的值存储在控制器的非易失性存储器上，根据该值来实施PM马达的转子位置推断，由此能够实现可以从零速度起进行高扭矩驱动的同步电动机的控制装置。按照本实施方式，不论使用何种PM马达，都能简单地实现无位置传感器驱动所需的参数的自动调整，从而能够实现通用性较高的PM马达的无传感器驱动。

(第2实施方式)

接着，使用图14、15，对本发明的第2实施方式的同步电动机的控制装置进行说明。

在第1实施方式中，展示了通过简便的调整算法便能够应对特性未知的PM马达的方法。在本实施方式中，提供一种解决各PM马达中的三相不平衡的问题的装置。

在第1实施方式中，中性点电位的检测特性例如是像图6、图7所示那样以对应于各电压向量的中性点电位的均等地变化的方式来构成调整算法。但在实际的PM马达中，大多会因制造误差、材料的偏差而产生三相的不平衡。尤其是本实施方式中利用的中性点电位会检测到各相的电感的微小变化的影响，是容易受到不平衡的影响的方式。

图14是表示中性点电位的测定结果对应于6种电压向量而分别发生了偏差的情形的图。这些偏差包含由马达本身的三相不平衡引起的偏差，同时还包含中性点电位的检测电路(图1的假想中性点发生器34)的偏差带来的影响。但在第1实施方式中，这每一相的偏差在测定模式下无法进行补偿。

在本实施方式中，为了解决这些问题，针对6种中性点电位中的每一种而实施调整作业。在图11的流程中，测定θd＝-60度到0度的中性点电位，而本实施方式是在电角度360度所有的区域内实施测定。即，重复6次图11的(S1)～(S13)来覆盖360度。使用中性点电位的测定结果，针对每60度而分别准备好图15所示的位置推断器15B内部的系数表1511B及1512B，使用开关154a及154b来切换系数表。

其结果是，三相各自的偏差得到补偿，使得转子相位θdc能够运算准确的值。

(第3实施方式)

接着，使用图16，对本发明的第3实施方式的同步电动机的控制装置进行说明。

在第1、第2实施方式中，在转子相位上以零度为基准而以每隔60度对电角度360度进行分割的方式来进行位置推断。然而，所检测的中性点电位的波形在各60度期间内并不对象，在线性近似中误差会增大。当然，也可以如图5(c)那样获取几个基准点来进行折线下的近似，但处理比较复杂，而且测定模式的动作时间也会变长。

本发明的第3实施方式解决该问题。

图16表示之前的实施方式(图16(a))与本实施方式(图16(b))在原理上的比较。例如，若在检测VnA的60度期间为-60～0度的范围内进行线性化，则在一部分范围内会产生较大的误差。在本实施方式中，像图16(b)那样挪动15度而在-75～-15度的范围内实施线性化。由此，所检测的VnA成为对称波形，使得线性近似时的误差大幅缩小。再者，即便挪动的角度不是15度，只要在其附近，当然也能期待同样的效果。

该方式的测定模式的流程只是改变图11的流程中的相位θd的设定。例如，在图11中的(S2)的处理中，将θdc＝-60度设定为θdc＝-75度即可。进而，删除(S5)～(S8)，并将(S9)中的θdc＝0度设为θdc＝-15度即可实现。该校正后的流程示于图17。

如上所述，通过将测定模式的转子位置挪动15度便能够实现可以进行更高精度的位置推断的无传感器驱动。再者，关于三相不平衡，只要根据第2实施方式加以实施并将测定模式时的转子的移动位置整体挪动15度，便能以完全相同的方式予以实现。

(第4实施方式)

接着，使用图18，对本发明的第4实施方式的同步电动机的控制装置进行说明。

如之前的实施方式中所述的那样，通过测定模式来获得规定相位的中性点电位，由此能以高响应且高品质(低扭矩脉动、低损耗等)的方式驱动PM马达。然而，测定模式是在将马达与控制器相结合时以首次作业的形式仅实施一次的模式，无法应对马达特性的经时变化。虽然PM马达在原理上是经时变化较少的马达，但在驱动中，马达的温度有可能在几十度到100度左右的范围内变化。温度变化会导致转子中安装的永磁铁的特性发生变化，结果，有中性点电位发生变动之虞。尤其是测定模式是仅限首次的动作模式，很可能会在PM马达的温度较低的条件下进行调整。另一方面，当以实际运行模式驱动PM马达时，铜损和铁损会导致马达主体发热，从而有可能变为不同于测定模式时的特性。

因此，测定模式下的中性点电位的检测宜尽可能接近实际运行模式下的温度条件。

因此，如图18所示，对第1实施方式的测定模式算法(图9)新追加(P1)、(P2)的处理。在(P1)中，暂时将SW 21a～d设定为测定模式，在(P2)中，将I₀设为规定值，此外，使相位θ_dc以0、120、-120[deg]的形式依次变化而对PM马达4通电。该(P2)的通电的目的在于产生由电流引起的铜损而使马达的温度上升至接近实际运行的值，通电图案可以任意。但是，宜以电流不集中于某一特定相的方式改变通电相位。

通过(P2)，在对PM马达4通电后，只要实施之前的实施方式中展示过的测定模式，便会获得接近实际运行的温度条件下的中性点电位。

如上所述，根据本发明的第4实施方式，可以在测定模式下获取接近实际的动作温度条件的中性点电位，从而能够进一步提高实际运行中的位置推断精度。

(第5实施方式)

接着，对本发明的第5实施方式进行说明。

图19为本实施方式的同步电动机的驱动系统的实态图。该图中，同步电动机驱动系统23以一个系统的形式封装在马达4的内部。通过像这样将所有零件一体化，可以取消马达与逆变器之间的布线。如图19所示，一体化后的驱动系统的布线只有通往逆变器3的电源线和送回转速指令、动作状态等的通信线。

在本实施方式中，虽然必须引出马达4的中性点电位，但通过像这样将马达与驱动电路部分一体化，使得中性点电位的布线变得容易。此外，由于可以实现无位置传感器，因此能以极为紧凑的方式完成一体化系统，从而能够实现小型化。

(第6实施方式)

接着，对本发明的第6实施方式进行说明。

图20为液压驱动系统，用于汽车内部的变速器液压、制动器液压等。在图20中，零件编号23为图19中的同步电动机驱动系统，在马达上安装有液压泵24。通过液压泵24来控制液压回路50的液压。液压回路50由贮存油的油罐51、将液压保持在设定值以下的溢流阀52、切换液压回路的电磁阀53、以及作为液压执行器而动作的汽缸54构成。

液压泵24通过同步电动机驱动系统23来生成液压，驱动作为液压执行器的汽缸54。在液压回路中，利用电磁阀53来切换回路会导致液压泵24的负荷发生变化，从而使得同步电动机驱动系统23产生负荷干扰。在液压回路中，相对于稳定状态的压力而言，有时也会施加数倍以上的负荷，存在马达停止的情况。但在本实施方式的同步电动机驱动系统中，即便是停止状态，也能推断转子位置，因此不会产生任何问题。以前的无传感器只有在中高速区域以上易于运用，因此，必须通过溢流阀52来释放成为马达的巨大负荷的液压，而根据本实施方式，也可以像图21那样排除溢流阀52。即，可以在没有用于避免对马达的过大负荷的机械性保护装置即溢流阀的情况下进行液压的控制。

再者，本实施方式说明的是液压的控制系统，但作为其他液体泵用当然也是可以运用的。

(第7实施方式)

接着，对本发明的第7实施方式进行说明。

图22为使用马达的定位装置，展示了其整体部件构成。图22中，以马达4的负荷的形式连接有定位装置70。Iq*发生器1E在此处是作为速度控制器而发挥功能。此外，以上位的控制块即位置控制器71的输出的形式给出速度指令ωr*。在减法器6E中进行与实际的速度ωr的比较，以其偏差变为零的方式运算Iq*。定位装置70例如为利用滚珠螺杆等的装置，以位置被控制到规定位置θ*的方式通过位置控制器71加以调整。位置传感器在定位装置70中没有安装，直接使用控制器2中的位置推断值θdc。由此，无须在定位装置中安装位置传感器即可进行位置控制。

以上，对本发明的实施方式进行了具体说明，但本发明并不限定于所述实施方式，当然可以在不脱离其主旨的范围内进行各种变更。

如前文所述，本发明是用于构建以无位置传感器为前提的同步电动机的控制装置以及使用它的驱动系统的技术。该马达的适用范围包括风机、泵(液压泵、水泵)、压缩机、主轴马达、制冷制热设备等的转速控制，也可以在输送机、升降机、挤压机、机床上加以利用。

下面的优先权基础申请的揭示内容以引用文的形式并入至本申请。

日本专利申请2015年第199040号(2015年10月7日申请)

符号说明

1 Iq*发生器

2 控制器

3 逆变器

31 直流电源

32 逆变器主电路

33 门驱动器

34 假想中性点电位发生器

35 电流检测器

4 PM马达

5 Id*发生器

6 加法器

6、7 d轴电流控制器IdACR

8 q轴电流控制器IqACR

9 dq逆转换器

10 脉宽调制器

11 电流再现器

12 dq转换器

13 中性点电位放大器

14 采样保持器

15 位置推断器

16 速度运算器

17 相位设定器

18 推断参数设定器

19 零发生器

20 交流指令发生器

21 切换器。

Claims (16)

1.一种同步电动机的控制装置，其具备：同步电动机，其是三相定子绕组Y形连接而成；检测部，其检测Y形连接点的电位即中性点电位；以及逆变器，其驱动所述同步电动机，使用所述逆变器来控制所述同步电动机，该同步电动机的控制装置的特征在于，

所述同步电动机的控制装置具有在所述同步电动机中流通有交变电流的状态下检测所述中性点电位的测定模式，

所述同步电动机的控制装置根据在所述测定模式下检测到的所述中性点电位的值来控制所述同步电动机。

2.根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

在所述测定模式下，在所述同步电动机中流通直流而使转子移动，并在其后进行所述交变电流下的所述中性点电位的检测。

3.根据权利要求2所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

在多个转子位置反复地实施所述直流的通电和所述交变电流下的所述中性点电位的检测。

4.根据权利要求3所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

利用所述直流的通电的转子的多次的移动范围相对于所述同步电动机的电角度而言为至少60度的范围内的多个点。

5.根据权利要求3所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

利用所述直流的通电的转子的多次的移动范围相对于所述同步电动机的电角度而言为360度的范围内的多个点。

6.根据权利要求3所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

对所述同步电动机的直流通电相位包含将U相定子绕组的位置定义为电角度相位的零度并以相对于该零度挪动15度后的相位为基准的60度间隔的多个点中的至少任一个的相位。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

通往所述同步电动机的所述交变电流一边改变该交变电流的振幅一边通电。

8.根据权利要求7所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

通往所述同步电动机的所述交变电流的最大振幅值至少为所述同步电动机的正常驱动时的电流的大小以上。

9.根据权利要求7所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

通往所述同步电动机的所述交变电流的振幅是从零开始逐渐增加。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

在实施所述测定模式时，预先进行对所述同步电动机的通电，并在其后进行所述中性点电位的检测。

11.根据权利要求1至10中任一项所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

在所述测定模式下的中性点电位的检测后，在正常驱动所述同步电动机时，为了检测所述同步电动机的驱动中的中性点电位，通过所述逆变器来施加中性点电位检测用的电压脉冲而检测中性点电位，根据该检测值和预先检测到的中性点电位的值来推断运算所述同步电动机的旋转位置，并以此为基础驱动所述同步电动机。

12.根据权利要求11所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

对所述逆变器的脉宽调制时的三角波载波而言，在所述三角波载波的上升期间及下降期间中的至少一个期间内施加所述同步电动机的正常驱动中所输出的中性点电位检测用电压脉冲而检测中性点电位，根据该检测值来推断旋转位置。

13.根据权利要求11或12所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，

所述同步电动机的转子位置推断运算是利用基于所述预先检测到的中性点电位的函数来进行的。

14.一种一体型电动机系统，其特征在于，

在共通的壳体内收纳有根据权利要求1至13中任一项所述的同步电动机的控制装置和由所述同步电动机的控制装置驱动的所述同步电动机的转子及定子。

15.一种泵系统，其特征在于，具备：

根据权利要求1至13中任一项所述的同步电动机的控制装置；

所述同步电动机，其由所述同步电动机的控制装置驱动；以及

液体用泵，其由所述同步电动机驱动。

16.一种定位系统，其特征在于，

根据权利要求1至13中任一项所述的同步电动机的控制装置；以及

所述同步电动机，其由所述同步电动机的控制装置驱动；

通过该电动机使物体移动而控制该物体的位置。