JP2010028981A - 同期モータの回転子位置推定方法および同期モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高速回転時や誘起電圧が大きくなる場合においても高分解で高精度な位置推定を行えるようにする。
【解決手段】本発明の同期モータの回転子位置推定方法は、（ａ）固定子巻線の相電圧値、固定子巻線の相電流値、固定子巻線の抵抗および固定子巻線のインダクタンスに基づいて、同期モータの各相の誘起電圧を推定するステップと、（ｂ）各相の誘起電圧を任意の速度で回転する制御軸へ座標変換した誘起電圧演算値を作成するステップと、（ｃ）静止座標上における誘起電圧の基準値を制御軸へ座標変換した誘起電圧基準値を作成するステップと、（ｄ）誘起電圧演算値と誘起電圧基準値の偏差を作成するステップと、（ｅ）偏差が零に収束するように制御軸の位置を補正することで回転子位置を推定するステップと、を含む。
【選択図】図４

Description

本発明は、同期モータの制御方法に関し、特に、同期モータの回転子位置の推定方法に関する。さらに、本発明は、位置センサレス方式を採用した、同期モータの制御装置に関する。

ブラシレスＤＣモータと呼ばれるモータは同期モータであるため、制御には回転子の位置情報が必要である。特に、広い速度範囲で高効率にモータを駆動するためには、高精度な位置情報に基づいて電流ベクトルを制御する必要があり、閉ループで駆動するのが通例である。高精度の位置情報を得るために回転子位置センサを設けると、位置センサによる配線本数の増加、保守性の低下、信頼性の低下、圧縮機内のように特殊雰囲気中での使用における耐環境性の低下、センサ自体の体格に基づく寸法拡大、コスト等の問題が発生する。この欠点をなくすために、センサを用いずに回転子位置を推定する位置センサレス制御装置が提案されている。

従来の位置センサレス制御装置は、磁気突極性を利用する方式のものと、モータ巻線に誘起される速度起電力を利用する方式のものとに大別できる。後者は、停止、極低速時は速度起電力が発生しないために位置推定が困難になるが、中・高速時には突極型および非突極型の両方に適用可能な特徴を持つ。速度起電力を利用した従来の位置センサレス制御装置として、特許文献１に記載されたものが知られている。以下、特許文献１に記載された位置センサレス制御装置について簡単に説明する。

特許文献１の位置センサレス制御装置によると、まず、静止座標において、ある相の誘起電圧の基準値ｅｍ（誘起電圧基準値）を作成する。また、相電流値と相電圧値とから誘起電圧を演算して誘起電圧値ｅ（誘起電圧演算値）を求め、誘起電圧基準値ｅｍと誘起電圧演算値ｅとの偏差εを求め、両者の位相を一致させることで回転子位置を推定する。位相を一致させる具体的な方法を以下に説明する。

例えば、Ｕ相の誘起電圧演算値（Ｕ相誘起電圧値ｅｕ）の位相とＵ相の誘起電圧基準値（Ｕ相誘起電圧基準値ｅｕｍ）の位相とが一致しないとき、これらの偏差（Ｕ相偏差εｕ）は０でない。そのため、このＵ相偏差εｕが０に収斂するように、推定回転子位置θｍを補正することで、位相を一致させる。ただし、Ｕ相誘起電圧値ｅｕとＵ相誘起電圧基準値ｅｕｍとがクロスする位相範囲では正確な推定を行えないので、推定を行う相を推定回転子位置θｍまたは誘起電圧演算値ｅに応じて選択する。特許文献１では、図１１に示すように、推定する相を６０°ごとに切り替えている。これにより、正弦波での位相差を直流成分の偏差として得ることができる。常に位相差の影響が偏差に最も影響を及ぼす相を用いて角度推定することで、推定精度が向上する。

特許文献１の方法では、固定子巻線の各相の相電圧方程式に基づき、誘起電圧演算値を作成する。固定子巻線の電圧方程式は、瞬時値を利用しているため、相電流と相電圧が正弦波状でない場合、例えば、相電圧が飽和しても、推定回転子位置θｍを推定できる。また、誘起電圧演算値を算出する際、相電圧値と相電流値とを用いるため、誘起電圧定数を使用しない。つまり、誘起電圧定数の変化の影響を受けないため、モータの駆動中に発生する発熱や、雰囲気によりモータ温度が上昇することで永久磁石の磁束量が変化し、誘起電圧定数が変化しても正しく位置を推定することができる。
特許第３４１９７２５号公報

特許文献１の技術は、三相静止座標に基づいているので、誘起電圧演算値と誘起電圧基準値はそれぞれ交流量となる。そのため、誘起電圧演算値と誘起電圧基準値との偏差εを求める際、一定の位相差がある場合でも偏差εには、正弦波を比較することに起因するリプルが原理的に含まれる。また、常に位相差の影響が偏差に最も影響を及ぼす相を用いて角度推定するため、偏差εに含まれるリプルも大きくなってしまう。また、推定する相の切り替えの前後で、偏差εには、当該切り替えに基づくリプルが含まれる。さらに、高速駆動時や誘起電圧の大きい同期モータを駆動する場合、比較する誘起電圧が大きくなるため、偏差εに含まれるリプルが大きくなり、その結果から算出される推定速度にもリプルの影響が表れ、推定速度自体が脈動し、制御に影響を及ぼす可能性があった。

上記問題に鑑み、本発明は、先行技術の利点を損なうことなく、高速回転時や誘起電圧が大きくなる場合においても高分解で高精度な位置推定を行える方法および制御装置を提供することを目的とする。

本発明者は、回転子位置の推定精度を向上するために、交流量を比較する方法を用いないことに着目した。

すなわち、本発明は、
固定子巻線の相電圧値、前記固定子巻線の相電流値、前記固定子巻線の抵抗および前記固定子巻線のインダクタンスに基づいて、同期モータの各相の誘起電圧を推定するステップと、
前記各相の誘起電圧を任意の速度で回転する制御軸へ座標変換した誘起電圧演算値を作成するステップと、
静止座標上における誘起電圧の基準値を前記制御軸へ座標変換した誘起電圧基準値を作成するステップと、
前記誘起電圧演算値と前記誘起電圧基準値の偏差を作成するステップと、
前記偏差が零に収斂するように前記制御軸の位置を補正することで回転子位置を推定するステップと、
を含む、同期モータの回転子位置推定方法を提供する。

上記方法を実施するために、本発明は、
電流指令に検出電流が追従するように、前記電流指令と前記検出電流との偏差に対応した電圧指令を回転子の推定位置を用いて演算し、出力する電圧指令演算部と、
前記電圧指令を反映した三相交流電圧が与えられる同期モータの相電流値を検出する電流センサと、
前記電圧指令に従い直流電圧を前記三相交流電圧に変換して前記同期モータに印加するインバータと、
固定子巻線の相電圧値、前記固定子巻線の相電流値、前記固定子巻線の抵抗および前記固定子巻線のインダクタンスに基づいて前記同期モータの各相の誘起電圧を推定するとともに、前記回転子の現在の推定位置を用い、前記各相の誘起電圧を直流成分に変換した誘起電圧演算値と、前記推定位置上での誘起電圧基準値とを求め、前記誘起電圧演算値と前記誘起電圧基準値との偏差を作成し、前記偏差が零に収斂するように前記推定位置を補正することで回転子位置を推定する回転子位置推定部と、
を備えた、同期モータの制御装置を提供する。

他の側面において、本発明は、
同期モータの各相の相電圧を任意の速度で回転する制御軸へ座標変換したモータ端子電圧演算値を作成するステップと、
静止座標上におけるモータ端子電圧の基準値を前記制御軸へ座標変換したモータ端子電圧基準値を作成するステップと、
前記モータ端子電圧演算値と前記モータ端子電圧基準値との偏差を作成するステップと、
前記偏差が零に収斂するように前記制御軸の位置を補正することで回転子位置を推定するステップと、
を含む、同期モータの回転子位置推定方法を提供する。

上記方法を実施するために、本発明は、
電流指令に検出電流が追従するように、前記電流指令と前記検出電流との偏差に対応した電圧指令を回転子の推定位置を用いて演算し、出力する電圧指令演算部と、
前記電圧指令を反映した三相交流電圧が与えられる同期モータの相電流値を検出する電流センサと、
前記電圧指令に従い直流電圧を前記三相交流電圧に変換して前記同期モータに印加するインバータと、
前記同期モータの各相の相電圧を任意の速度で回転する制御軸へ座標変換したモータ端子電圧演算値を作成し、静止座標上におけるモータ端子電圧の基準値を前記制御軸へ座標変換したモータ端子電圧基準値を作成し、前記モータ端子電圧演算値と前記モータ端子電圧基準値との偏差を作成し、前記偏差が零に収斂するように前記推定位置を補正することで回転子位置を推定する回転子位置推定部と、
を備えた、同期モータの制御装置を提供する。

上記本発明によると、固定子巻線の各相の相電圧方程式から電圧演算値を求め、この電圧演算値と電圧基準値との位相偏差を直流成分として抽出しうるように、ある任意の速度で回転する制御軸へと座標変換する。そして、制御軸上で位置誤差に依存した直流成分の偏差を求め、この偏差が零に収斂するように推定回転子位置（θｍ）を補正する。原理的に、推定位置が直流成分として導出されるため、得られた推定位置には正弦波を比較することに起因するリプルが重畳せず、制御性に優れる。また、推定アルゴリズムに誘起電圧定数等のモータ定数を使用せずに済むため、相電圧が飽和しても位置推定を実現できるとともに、モータの使用状況に応じてモータ定数が変化した場合においても高分解能で高精度な位置推定を実現できる。また、推定する相の切り替えを行わずに済むので、当該切り替えに基づくリプルを除去でき、これにより位置推定精度が向上する。

制御軸上で抽出できる電圧演算値の直流成分の偏差は、制御軸上の推定回転子位置と実際の回転子位置との位置誤差に依存する。位置誤差から、実際の回転子位置より推定回転子位置が回転子の回転方向に進んでいるか、遅れているかを判断できる。進んでいる場合には、推定回転子位置を遅らせるように印加電圧の周波数および／またはトルク指令を補正する。遅れている場合には、推定回転子位置を進ませるように印加電圧の周波数および／またはトルク指令を補正する。

本発明の一態様では、制御軸に生じる電圧演算値と電圧基準値の偏差が直流情報として抽出できるため、回転子位置の推定に必要な情報のみを選択することで、簡単に回転子位置を推定できる。

なお、本明細書において、「誤差」の語と、「偏差」の語は、同じ意味で用いられる。

最初に、回転子位置推定方法について、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Permanent Magnet Synchronous Motor）の電圧方程式から位置誤差Δθに依存した成分を導出する過程を含めて説明する。その後、それらの方法を採用した、同期モータの制御装置について説明する。

<<１．誘起電圧を利用した回転子位置推定方法>>
（座標軸の定義）
まず、座標系について説明する。図３は、永久磁石同期モータの解析モデル図である。説明を簡単にするために、磁極数が２の埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）が示されている。ｄ軸とｑ軸は、実際の回転子の位相θによる軸である。これ以後、ｄ−ｑ座標軸を単に実軸という。ｄ軸を回転子に配置された永久磁石による磁束と同じ向きとし、ｑ軸をｄ軸に対して９０°進んだ向きとする。そして、固定子巻線とｄ軸のなす位相を回転子位置θとする。

図３において、反時計回りの向きを正転とする。この正転の向きは、固定子巻線ｕ、ｖ、ｗに流れる電流が、ｕ相、ｖ相、ｗ相の順に変化する向きである。また、ｄｃ軸とｑｃ軸は、推定回転子位置θｍ（推定位置）により定められる軸である。これ以後、ｄｃ−ｑｃ座標軸を制御軸という。言い換えれば、制御軸の座標は、当該方法に基づいて同期モータの制御を実行する制御装置（図１）が回転子位置と認識する推定座標である。また、固定子巻線ｕから推定回転子位置θｍだけ回転した軸をｄｃ軸とし、ｑｃ軸をｄｃ軸に対して９０°進んだ向きとする。さらに、回転子位置θと推定回転子位置θｍとの差を位置誤差Δθ（＝θ−θｍ）とする。

図３では、正の位置誤差Δθがある状態を示しているが、位置推定に誤差がなく位置誤差Δθが０のとき、推定回転子位置θｍと回転子位置θとが一致し、ｄ軸とｄｃ軸とが一致し、ｑ軸とｑｃ軸とが一致する。なお、以下の説明では、回転子位置θと推定回転子位置θｍと位置誤差Δθとを電気角で表す。以下、特に明記しないとき、位相（角度）に関する値は電気角で表わす。ここで、機械角は回転子そのものの角度を表し、（電気角）＝（ｐ／２）（機械角）である。なお、ｐは磁極数である。

（誘起電圧演算値ｅｓｄ（ｅｄｃ、ｅｑｃ）の導出）
次に、誘起電圧演算値ｅｓｄ（ｄｃ軸の誘起電圧演算値ｅｄｃ、ｑｃ軸の誘起電圧演算値ｅｑｃ）の導出方法について詳しく説明する。

まず、既知である同期モータの相電圧方程式より、各相の誘起電圧演算値ｅｓ（ｕ相誘起電圧演算値ｅｕ、ｖ相誘起電圧演算値ｅｖ、ｗ相誘起電圧演算値ｅｗ）を作成する。具体的には、（１）（２）（３）式に基づいて各相の誘起電圧演算値ｅｓを作成する。ここで、ｄ／ｄｔは時間微分を表す。三角関数に関する微分の演算に現れるｄθ／ｄｔには、推定速度ωｍを電気角速度に変換したものを用いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。具体的には、ΔＴを位置推定周期、ｉ（ｎ）を今回の相電流値、ｉ（ｎ−１）を前回の相電流値として、ｄｉ／ｄｔ＝｛ｉ（ｎ）−ｉ（ｎ−１）｝／ΔＴで近似する。また、Ｒは固定子巻線一相あたりの抵抗、ｌａは固定子巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａは固定子巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、Ｌａｓは固定子巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅を表す。ｗ相電流値ｉｗは、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとの和の符号を変えたもの（ｉｗ＝−（ｉｕ＋ｉｖ））として求める。

（１）（２）（３）式で求めた各相の誘起電圧演算値ｅｓを簡略化することもできる。具体的には、相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが正弦波であると仮定し、電流指令振幅ｉａ（電流ベクトルの絶対値）と電流指令位相βＴ（ｑ軸からの電流ベクトルの進み角）とから相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを作成し、これらを（１）（２）（３）式にそれぞれ代入する。さらに、（１）（２）（３）式を相電流の振幅最大値Ｉｆを用いて表し、簡略化すると（４）（５）（６）式を得る。相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして、電流センサから得られた値を用いてもよい。電流センサから得られた値に基づいて相電流の振幅最大値Ｉｆを導出しうる。

このように、固定子巻線に流れる相電流が正弦波であると仮定し、固定子巻線の相電圧から固定子巻線の抵抗および固定子巻線のインダクタンスに基づく電圧降下分を減ずることによって、各相の誘起電圧を推定できる。簡略化した相電圧方程式を用いて誘起電圧演算値ｅｓを求めても、（１）（２）（３）式を用いる場合と同じ結果および効果が得られる。簡略化した相電圧方程式を用いることで、演算時間を短縮できる。

（１）（２）（３）式または（４）（５）（６）式で求めた各相の誘起電圧演算値は、静止座標上で定義されているため、交流量となる。本発明ではこれらを制御軸（ｄｃ−ｑｃ座標軸）へ写像することにより、直流量に変換する。具体的には、（７）式に基づき、各相の誘起電圧演算値ｅｓ（ｕ相誘起電圧演算値ｅｕ、ｖ相誘起電圧演算値ｅｖ、ｗ相誘起電圧演算値ｅｗ）を座標変換することで、ｄｃ−ｑｃ軸上の誘起電圧演算値ｅｓｄ（ｄｃ軸誘起電圧演算値ｅｄｃ、ｑｃ軸誘起電圧演算値ｅｑｃ）を導出する。

（誘起電圧基準値ｅｓｄｍ（ｅｄｃｍ、ｅｑｃｍ）の導出）
次に、基準となるｄｃ−ｑｃ軸上の誘起電圧基準値ｅｓｄｍ（ｄｃ軸の誘起電圧基準値ｅｄｃｍ、ｑｃ軸の誘起電圧基準値ｅｑｃｍ）の導出方法について詳しく説明する。

まず、誘起電圧振幅推定値ｅｍを求める方法について説明する。各相の誘起電圧値の絶対値を加算した結果に基づき、誘起電圧振幅演算値ｅｃを作成する。具体的には、（８）式のように、ｕ相誘起電圧演算値ｅｕの絶対値と、ｖ相誘起電圧演算値ｅｖの絶対値と、ｗ相誘起電圧演算値ｅｗの絶対値との和に、ある設定された係数ＫＥＣを乗じたものを誘起電圧振幅演算値ｅｃとする。ここで、係数ＫＥＣは（９）式で与えられ、各相の誘起電圧が正弦波であるとして、各相の誘起電圧値の絶対値の和を振幅に変換するために乗算される。なお、θｍ％（π／３）は推定回転子位置θｍ（°）をπ／３（６０°）で除算したときの剰余である。

さらに、（８）式で求めた誘起電圧振幅演算値ｅｃに１次ディジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）を作用したものを誘起電圧振幅推定値ｅｍとする。具体的には、（１０）式に基づいて誘起電圧振幅推定値ｅｍを求める。ここで、ｅｍ（ｎ）は今回の制御周期における誘起電圧振幅推定値であり、ｅｍ（ｎ−１）は前回の制御周期における誘起電圧振幅推定値である。また、ＫＬＥＭはローパスフィルタの係数であり、０から１までの値をとり、小さくなるほどローパスフィルタの効果が大きくなる。（１０）式では、誘起電圧振幅演算値ｅｃと前回の誘起電圧振幅推定値ｅｍ（ｎ−１）との誤差（振幅誤差）を求め、この振幅誤差に係数ＫＬＥＭを乗じて得た値と前回の誘起電圧振幅推定値ｅｍ（ｎ−１）とを加え、今回の誘起電圧振幅推定値ｅｍ（ｎ）としている。このように、ローパスフィルタを用いることで、振幅誤差を算出し、この振幅誤差が小さくなるように、誘起電圧振幅推定値ｅｍ（ｎ）を補正する。

次に、推定回転子位置θｍでの誘起電圧の基準値である誘起電圧基準値ｅｓｄｍを作成する。まず、（１１）（１２）（１３）式のようにして、上述の誘起電圧振幅推定値ｅｍを振幅値として、ｕ相の誘起電圧基準値（ｕ相誘起電圧基準値ｅｕｍ）、ｖ相の誘起電圧基準値（ｖ相誘起電圧基準値ｅｖｍ）、ｗ相の誘起電圧基準値（ｗ相誘起電圧基準値ｅｗｍ）を求める。ロータの永久磁石に正弦波着磁がなされているとして、各相の誘起電圧基準値ｅｓｍは正弦波とする。

（１１）（１２）（１３）式で求めた各相の誘起電圧基準値ｅｓｍは静止座標上で定義されているため、交流量となる。したがって、本発明ではこれらを制御軸へ写像することにより、直流量に変換する。（１４）式に基づき、各相の誘起電圧基準値ｅｓｍ（ｕ相誘起電圧基準値ｅｕｍ、ｖ相誘起電圧基準値ｅｖｍ、ｗ相誘起電圧基準値ｅｗｍ）を座標変換することで、ｄｃ−ｑｃ軸上の誘起電圧基準値ｅｓｄｍ（ｄｃ軸誘起電圧基準値ｅｄｃｍ、ｑｃ軸誘起電圧基準値ｅｑｃｍ）を導出する。

（偏差の導出）
次に、誘起電圧演算値ｅｓｄと誘起電圧基準値ｅｓｄｍとの偏差εを作成する。（１５）式のように、誘起電圧演算値ｅｓｄから誘起電圧基準値ｅｓｄｍを減算したものを偏差εにする。

（１５）式に基づいて、ｄｃ軸での偏差εｄｃと、ｑｃ軸上での偏差εｑｃとを導出する。実際の回転子位置θと推定回転子位置θｍが一致している場合、これらの誘起電圧演算値ｅｓｄと誘起電圧基準値ｅｓｄｍは一致し、偏差は０となる。しかし、位置誤差Δθをもって回転している場合、実際の回転子位置θを持つ実軸に生じる誘起電圧を推定回転子位置θｍの制御軸へ写像すると、実際の回転子位置θと推定回転子位置θｍとの位相差（位置誤差Δθ）に依存した偏差εが生じる。これによって、本発明の位置センサレスによる回転子位置の推定が可能となる。

（回転子の推定回転子位置θｍの導出）
推定回転子位置θｍの導出は、（１５）式により求めた偏差εを０に収斂させるように推定回転子位置θｍを補正することで実現する。上記導出方法を具体的に説明する。例えば、図３に示すように、推定回転子位置θｍと実際の回転子位置θとが一致する場合、ｄｃ軸誘起電圧演算値ｅｄｃとｄｃ軸誘起電圧基準値ｅｄｃｍは等しくなり、また、ｑｃ軸誘起電圧演算値ｅｑｃとｑｃ軸誘起電圧基準値ｅｑｃｍは等しくなる。しかし、推定回転子位置θｍが実際の回転子位置θよりも遅れているとき、ｄｃ軸での偏差εｄｃは位置誤差Δθに依存した負の値が出力される。また、ｑｃ軸上での偏差εｑｃは位置誤差Δθに依存した負の値が出力される。したがって、これらの条件が満たされれば、推定回転子位置θｍが遅れていると判断し、推定回転子位置θｍを進めるように補正する。次に、推定回転子位置θｍが実際の回転子位置θよりも進んでいるとき、ｄｃ軸での偏差εｄｃは位置誤差Δθに依存した正の値が出力される。また、ｑｃ軸上での偏差εｑｃは位置誤差Δθに依存した負の値が出力される。したがって、これらの条件が満たされれば、推定回転子位置θｍが進んでいると判断し、推定回転子位置θｍを遅らせるように補正する。これによって、高分解能で高精度な角度の推定を実現することができる。

また、ｄｃ軸での偏差εｄｃのみに着目して、偏差εｄｃ（磁束方向成分）が０に収斂するように推定回転子位置θｍを補正してもよい。言い換えると、ｑｃ軸での偏差εｑｃを導出しなくてもよい。このようにすれば、演算時間をより短くすることができる。

また、上述した方式では偏差εが位置誤差Δθに依存することを利用していたが、直接（１６）式に示すように位置誤差Δθｍを偏差εとして求め、偏差εが０に収斂するように推定回転子位置θｍを補正してもよい。

<<２．モータ電圧を利用した推定方法>>
次に、位置誤差Δθに依存した直流成分の偏差εを求める他の方法について説明する。前述の誘起電圧を利用した推定方法では、制御軸として、推定回転子位置θｍを基準とするｄｃ−ｑｃ座標を用いた。他方、本推定法では、制御軸として、モータ端子電圧位置θｖを基準とするγ−δ座標を用いる。すなわち、γ−δ座標は、当該方法に基づいて同期モータの制御を実行する制御装置が回転子の位置を認識する推定座標と同じ角速度で、ある一定の位相をもって回転するモータ端子電圧の座標である。

（モータ端子電圧演算値ｖｓｄ（ｖγ、ｖδ）の導出）
以下に、モータ端子電圧演算値ｖｓｄ（γ軸のモータ端子電圧演算値ｖγ、δ軸のモータ端子電圧演算値ｖδ）の導出方法について詳しく説明する。

まず、既知である同期モータの相電圧値より、各相のモータ端子電圧演算値ｖｓ（ｕ相モータ端子電圧演算値ｖｕ、ｖ相モータ端子電圧演算値ｖｖ、ｗ相モータ端子電圧演算値ｖｗ）を作成する。各相のモータ端子電圧演算値ｖｓとして、（１７）式に示すように、後述する電圧指令演算部１０９（図１等）で生成した電圧指令ｖｓ^*（ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*）を用いる。

（１７）式で求めた各相のモータ端子電圧演算値ｖｓは、静止座標上で定義されているため、交流量となる。したがって、本発明ではこれらを制御軸（γ−δ座標軸）へ写像することにより、直流量に変換する。

次に、モータ端子電圧位置θｖの導出方法について説明する。まず、ｄｃ−ｑｃ軸上において、電圧方程式は（１８）式のように表される。ｄｃ軸電流値ｉｄｃ、ｑｃ軸電流値ｉｑｃを制御したとき、ｄｃ軸電圧値ｖｄｃ、ｑｃ軸電圧値ｖｑｃは一意に決まるため、その電圧位相βｖも一意に決まり、（１９）式のようになる。ここで、モータ端子電圧位置θｖ、電圧位相βｖおよび推定回転子位置θｍの関係は、（２０）式のようになる。

（２１）式により各相のモータ端子電圧演算値ｖｓ（ｕ相モータ端子電圧演算値ｖｕ、ｖ相モータ端子電圧演算値ｖｖ、ｗ相モータ端子電圧演算値ｖｗ）を座標変換することで、γ−δ軸上のモータ端子電圧演算値ｖｓｄ（γ軸モータ端子電圧演算値ｖγ、δ軸モータ端子電圧演算値ｖδ）を導出する。

（モータ端子電圧基準値ｖｓｄｍ（ｖγｍ、ｖδｍ）の導出）
次に、基準となるγ−δ軸上のモータ端子電圧基準値ｖｓｄｍ（γ軸のモータ端子電圧基準値ｖγｍ、δ軸のモータ端子電圧基準値ｖδｍ）の導出方法について詳しく説明する。

まず、モータ端子電圧振幅推定値ｖｍを求める方法について説明する。各相のモータ端子電圧値の絶対値を加算した結果に基づき、モータ端子電圧振幅演算値ｖｃを作成する。（２２）式のように、ｕ相モータ端子電圧演算値ｖｕの絶対値と、ｖ相モータ端子電圧演算値ｖｖの絶対値と、ｗ相モータ端子電圧演算値ｖｗの絶対値との和に、ある設定された係数ＫＥＣを乗じたものをモータ端子電圧振幅演算値ｖｃとする。ここで、係数ＫＥＣは（２３）式のように与えられ、各相のモータ端子電圧が正弦波であるとして、各相のモータ端子電圧の絶対値の和を振幅に変換するために乗算される。なお、θｖ％（π／３）はモータ端子電圧位置θｖ（°）を（π／３）（６０°）で除算したときの剰余である。

さらに、（２２）式で求めたモータ端子電圧振幅演算値ｖｃに１次ディジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）を作用したものをモータ端子電圧振幅推定値ｖｍとする。具体的には、（２４）式に基づいてモータ端子電圧振幅推定値ｖｍを求める。ここで、ｖｍ（ｎ）は今回の制御周期におけるモータ端子電圧振幅推定値であり、ｖｍ（ｎ−１）は前回の制御周期におけるモータ端子電圧振幅推定値である。また、ＫＬＥＭはローパスフィルタの係数であり、０から１までの値をとり、小さくなるほどローパスフィルタの効果が大きくなる。（２４）式では、モータ端子電圧振幅演算値ｖｃと前回のモータ端子電圧振幅推定値ｖｍ（ｎ−１）との誤差（振幅誤差）を求め、この振幅誤差に係数ＫＬＥＭを乗じて得た値と前回のモータ端子電圧振幅推定値ｖｍ（ｎ−１）とを加え、今回のモータ端子電圧振幅推定値ｖｍ（ｎ）としている。このように、ローパスフィルタを用いることで、振幅誤差を算出し、この振幅誤差が小さくなるように、モータ端子電圧振幅推定値ｖｍ（ｎ）を補正する。

次に、モータ端子電圧位置θｖでのモータ端子電圧の基準値であるモータ端子電圧基準値ｖｓｄｍを作成する。まず、（２５）（２６）（２７）式のようにして、上述のモータ端子電圧振幅推定値ｖｍを振幅値として、ｕ相のモータ端子電圧基準値（ｕ相モータ端子電圧基準値ｖｕｍ）、ｖ相のモータ端子電圧基準値（ｖ相モータ端子電圧基準値ｖｖｍ）、ｗ相のモータ端子電圧基準値（ｗ相モータ端子電圧基準値ｖｗｍ）を求める。ロータの永久磁石に正弦波着磁がなされているとして、各相のモータ端子電圧基準値ｖｓｍは正弦波とする。

（２５）（２６）（２７）式で求めた各相のモータ端子電圧基準値ｖｓｍは静止座標上で定義されているため、交流量となる。したがって、本発明ではこれらを制御軸へ写像することにより、直流量に変換する。（２８）式に基づき、各相のモータ端子電圧基準値ｖｓｍ（ｕ相モータ電圧基準値ｖｕｍ、ｖ相モータ端子電圧基準値ｖｖｍ、ｗ相モータ端子電圧基準値ｖｗｍ）を座標変換することで、γ−δ軸上のモータ端子電圧基準値ｖｓｄｍ（γ軸モータ端子電圧基準値ｖγｍ、δ軸モータ端子電圧基準値ｖδｍ）を導出することができる。

（偏差の導出）
次に、モータ端子電圧演算値ｖｓｄとモータ端子電圧基準値ｖｓｄｍとの偏差εを作成する。（２９）式のように、モータ端子電圧演算値ｖｓｄからモータ端子電圧基準値ｖｓｄｍを減算したものを偏差εにする。

（２９）式に基づいて、γ軸での偏差εγと、δ軸上での偏差εδとを導出する。実際の回転子位置θと推定回転子位置θｍとが一致する場合、モータ端子電圧演算値ｖｓｄとモータ端子電圧基準値ｖｓｄｍとは一致し、偏差は０となる。しかし、位置誤差Δθをもって回転している場合、実際の回転子位置θを持つ実軸に生じるモータ端子電圧をモータ端子電圧位置θｖである制御軸へ写像すると、実際の回転子位置θと推定回転子位置θｍの位相差（位置誤差Δθ）に依存した偏差εが生じる。これによって、本発明の位置センサレスによる回転子位置の推定が可能となる。

（回転子の推定回転子位置θｍの導出）
推定回転子位置θｍの導出は、誘起電圧を利用した推定方法と同様に実現することができる。

また、γ軸での偏差εγのみに着目して、偏差εγが０に収斂するように推定回転子位置θｍを補正してもよい。言い換えると、δ軸での偏差εδを導出しなくてもよい。このようにすれば、演算時間をより短くすることができる。

また、上述した方式では偏差εが位置誤差Δθに依存することを利用していたが、直接（３０）式に示すように位置誤差Δθｍを偏差εとして求め、偏差εが０に収斂するように推定回転子位置θｍを補正してもよい。

次に、上述した方法を実行しうる同期モータの制御装置の具体的な構成を説明する。

<<第１実施形態>>
図１に示すように、同期モータの制御装置１００は、駆動部１０４、２個の電流センサ１０５ａ，１０５ｂ、２軸電流変換部１０６、回転子位置回転数推定部１０７、電圧指令演算部１０９、電流制御部１１０、電流指令作成部１１１および回転数制御部１１２を備えている。

駆動部１０４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のようなスイッチング素子を用いた三相スイッチング回路でありうる。上述した他の制御部は、ＤＳＰ（Distal Signal Processor）またはマイクロコンピュータにおいて実行される制御アプリケーションによって提供されうる。ＤＳＰまたはマイクロコンピュータは、コア、メモリ、Ａ／Ｄ変換回路および通信ポートのような周辺装置を含んでいてもよい。もちろん、上述した他の制御部の一部が論理回路によって構成されていてもよい。

制御対象の同期モータ１０２は、例えば、ＩＰＭＳＭやＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）のような永久磁石同期モータである。ＩＰＭＳＭは、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが相違する突極性（一般には、Ｌｑ＞Ｌｄの逆突極性）を有し、マグネットトルクに加えてリラクタンストルクも利用できるので、極めて高い駆動効率を達成できる。

本実施形態では、ホール素子やレゾルバのような位置センサを使用することなく回転子の位置を推定し、同期モータ１０２の制御を行う。なお、本明細書では、制御装置１００が認識する同期モータ１０２のｄ軸をｄｃ軸、ｑ軸をｑｃ軸と表記する。

（モータ制御装置の動作）
同期モータ１０２の駆動時における制御装置１００の動作の概要を説明する。図１に示すように、外部より与えられる目標回転数ω^*の情報に基づいて、回転数制御部１１２により電流指令Ｉ^*（トルク指令）が作成され、電流指令作成部１１１によりｄｃ−ｑｃ軸における電流指令ｉｄｃ^*，ｉｑｃ^*が作成される。電流センサ１０５ａ，１０５ｂによって得られた相電流ｉｕ，ｉｖは、２軸電流変換部１０６によりｄｃ−ｑｃ座標上の検出電流ｉｄｃ，ｉｑｃに変換される。検出電流ｉｄｃ，ｉｑｃと電流指令ｉｄｃ^*，ｉｑｃ^*との偏差に基づき、電流制御部１１０は、電圧指令ｖｄｃ^*，ｖｑｃ^*を作成する。電圧指令ｖｄｃ^*，ｖｑｃ^*に基づき、電圧指令演算部１０９は、三相電圧指令ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*を作成する。駆動部１０４は、三相電圧指令ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*に対応したデューティを有する三相交流電圧を作り、同期モータ１０２に出力する。このようにして、同期モータ１０２は、実回転数ωが目標回転数ω^*に追従するように制御される。

（駆動部１０４）
図２に示すように、駆動部１０４は、スイッチング素子１１３ａ，１１３ｂ，１１３ｃ，１１３ｄ，１１３ｅ，１１３ｆおよび還流ダイオード１１４ａ，１１４ｂ，１１４ｃ，１１４ｄ，１１４ｅ，１１４ｆが対になった変換回路、ベースドライバ１１６、平滑コンデンサ１１７および直流電源１１８を含む。同期モータ１０２への給電は、スイッチング素子１１３ａ〜１１３ｆを介して、直流電源１１８から行われる。直流電源１１８は、ダイオードブリッジ等によって整流された出力に相当する。電圧指令演算部１０９によって作成されたスイッチングパターン信号は、ベースドライバ１１６によってスイッチング素子１１３ａ〜１１３ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換され、これらのドライブ信号にしたがって各スイッチング素子１１３ａ〜１１３ｆが動作する。

（回転数制御部１１２）
制御装置１００の動作について、さらに詳しく説明する。まず、外部より与えられる目標回転数ω^*を実現するように、現在の回転数ω（後述する推定回転数ωｍ）との偏差から電流指令Ｉ^*が、（３１）式を用いて回転数制御部１１２により演算される。演算方法としては、一般的なＰＩ制御方式による。ここで、Ｇｐω，Ｇｉωはそれぞれ速度制御比例ゲインと積分ゲイン、ωは回転数、ω^*は目標回転数、Ｉ^*は電流指令を表す。

Ｉ^*＝Ｇｐω×（ω^*−ω）＋Ｇｉω×Σ（ω^*−ω） （３１）

（電流指令作成部１１１）
さらに、電流指令Ｉ^*を用い、電流指令作成部１１１は、ｄｃ軸電流指令ｉｄｃ^*およびｑｃ軸電流指令ｉｑｃ^*を（３２）（３３）式により演算する。ここで、βは電流位相である。

ｉｄｃ^*＝Ｉ^*×−ｓｉｎ（β） （３２）
ｉｑｃ^*＝Ｉ^*×ｃｏｓ（β） （３３）

（２軸電流変換部１０６）
電流センサ１０５ａ，１０５ｂにより検出された同期モータ１０２の相電流ｉｕ，ｉｖは、（３４）式に基づき、２軸電流変換部１０６により、同期モータ１０２のマグネットトルクに寄与するｑｃ軸検出電流ｉｑｃと、それに直交するｄｃ軸検出電流ｉｄｃの２軸電流に変換される。ここで、推定回転子位置θｍとして、先に説明した方法によって導いた値が使用される。

（電流制御部１１０の説明）
そして、電流制御部１１０は、与えられた電流指令ｉｄｃ^*，ｉｑｃ^*と、検出電流ｉｄｃ，ｉｑｃを用いて、（３５）（３６）式により電流指令ｉｄｃ^*，ｉｑｃ^*に検出電流ｉｄｃ，ｉｑｃが追従するように制御演算を行い、電圧指令ｖｄｃ^*，ｖｑｃ^*を求める。ここで、Ｇｐｄ，Ｇｉｄはそれぞれｄｃ軸電流制御比例ゲインと積分ゲイン、Ｇｐｑ，Ｇｉｑはそれぞれｑｃ軸電流制御比例ゲインと積分ゲインである。

ｖｄｃ^*＝Ｇｐｄ×（ｉｄｃ^*−ｉｄｃ）＋Ｇｉｄ×Σ（ｉｄｃ^*−ｉｄｃ） （３５）
ｖｑｃ^*＝Ｇｐｑ×（ｉｑｃ^*−ｉｑｃ）＋Ｇｉｑ×Σ（ｉｑｃ^*−ｉｑｃ） （３６）

（電圧指令演算部１０９）
さらに、電圧指令演算部１０９は、電圧指令ｖｄｃ^*，ｖｑｃ^*と、回転子位置回転数推定部１０７により推定された回転子位置θｍとに基づいて、同期モータ１０２を駆動するための電圧指令（ドライブ信号）を駆動部１０４に出力する。具体的には、二相の電圧指令ｖｄｃ^*，ｖｑｃ^*から、出力波形が正弦波となるように三相電圧指令ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*が、回転子位置θｍを用いて、（３７）式で示される一般的な二相三相変換により求められる。

（駆動部１０４）
そして、駆動部１０４は、そのドライブ信号に従って、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を出力する。これにより、同期モータ１０７が目標とする回転数（速度）にて駆動される。つまり、駆動部１０４のスイッチング素子１１３ａ〜１１３ｆのスイッチングパターンを、電流センサ１０５ａ，１０５ｂから得られる同期モータ１０２の電流情報と、同期モータ１０２の推定された磁極位置の情報と、同期モータ１０２の推定された回転数の情報と、外部から与えられる目標回転数の情報とから決定する。

（回転子位置回転数推定部１０７）
次に、回転子位置回転数推定部１０７の動作の詳細を説明する。図４に示すように、回転子位置回転数推定部１０７は、ある設定された周期（位置推定周期：ΔＴ）ごとに起動され、相電圧値作成部７１、誘起電圧値演算部７２、誘起電圧振幅値作成部７３、誘起電圧基準値作成部７４、偏差作成部７５、角度速度補正部７６の順に下記の動作をさせ、推定回転子位置θｍと推定速度ωｍとを作成する。また、電流制御部１１０、回転子位置回転数推定部１０７の順に動作させ、位置推定周期ΔＴと電流制御周期とを同一とする。

位置推定周期ΔＴは、モータの構造に依存せず、マイコンやＤＳＰの処理能力に依存する。例えば、位置推定周期ΔＴが６７μ秒であり、回転子の磁極数が４極、モータ回転数が１８００ｒｐｍ（角速度６０π／秒）である場合、下記の式より、位置推定周期ΔＴを電気角ΔΘで表すと１．４５度になる。ΔΘ＝３６０度×（４極／２）×６７μｓ×（１８００ｒｐｍ／６０ｓ）＝１．４５度。このように、ΔＴは非常に小さな値であり、リアルタイムに近い位置推定が行われている。このリアルタイムに近い応答性は、モータの急加速や急減速等において、高い追随性を実現する。

（相電圧値作成部７１）
相電圧値作成部７１は、（３８）（３９）（４０）式のように、電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を相電圧値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗとする。

ｖｕ＝ｖｕ^* （３８）
ｖｖ＝ｖｖ^* （３９）
ｖｗ＝ｖｗ^* （４０）

（誘起電圧値演算部７２）
誘起電圧値演算部７２は、（１）（２）（３）式または（４）（５）（６）式により各相の誘起電圧演算値（ｕ相誘起電圧演算値ｅｕ、ｖ相誘起電圧演算値ｅｖ、ｗ相誘起電圧演算値ｅｗ）を作成する。

（誘起電圧振幅値作成部７３）
誘起電圧振幅値作成部７３は、まず、各相の誘起電圧値の絶対値を加算した結果に基づき誘起電圧振幅演算値ｅｃを作成する。（８）式に示したように、ｕ相誘起電圧値ｅｕの絶対値と、ｖ相誘起電圧値ｅｖの絶対値と、ｗ相誘起電圧値ｅｗの絶対値との和に、ある設定された係数ＫＥＣ（（９）式参照）を乗じたものを誘起電圧振幅演算値ｅｃとする。さらに、誘起電圧振幅演算値ｅｃに１次ディジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）を作用したものを（１０）式より求め、誘起電圧振幅推定値ｅｍとする。

（誘起電圧基準値作成部７４）
誘起電圧基準値作成部７４は、誘起電圧振幅値作成部７３により作成された誘起電圧振幅推定値ｅｍと制御装置１００が現在認識している推定回転子位置θｍとを取得し、誘起電圧値の基準値である誘起電圧基準値ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍを作成する。

（偏差作成部７５）
偏差作成部７５は、誘起電圧演算値ｅｓｄと誘起電圧基準値ｅｓｄｍとの偏差εを作成する。まず、誘起電圧値演算部７２により得られた誘起電圧演算値ｅｓと誘起電圧基準値作成部７４により得られた誘起電圧基準値ｅｓｄｍとを、（７）（１４）式に示したように、現在の推定回転子位置θｍを用いてそれぞれ直流成分へと座標変換し、誘起電圧演算値ｅｓｄと誘起電圧基準値ｅｓｄｍとを得る。次に、（４１）式のように、ｄｃ軸の誘起電圧演算値ｅｄｃから誘起電圧基準値ｅｄｃｍを減算したものを偏差εにする。ここでは、ｄｃ軸における偏差を利用しているが、ｑｃ軸における偏差を利用してもよい。

ε＝ｅｄｃ−ｅｄｃｍ （４１）

（角度速度補正部７６）
角度速度補正部７６は、偏差εが０に収斂するように推定回転子位置θｍを補正する。また、推定速度ωｍを作成する。まず、位置推定周期ΔＴ毎に推定回転子位置θｍをどれだけ進めるかを示す進み量θｍｐを作成する。（４２）式のように、偏差εに比例ゲインκｐを乗じ、その乗算結果の絶対値が比例リミットζｐを越えないように制限した値を進み量比例項θｍｐｐとする。また、（４３）式のように、偏差εに積分ゲインκｉを乗じ、その乗算結果の絶対値が積分リミットζｉを越えないように制限した値を進み量積分項θｍｐｉとする。そして、（４４）式のように、進み量積分項θｍｐｉを積分した結果と進み量比例項θｍｐｐとの加算結果を進み量θｍｐとする。

θｍｐｐ＝κｐ・ε、−ζｐ≦θｍｐｐ≦ζｐ （４２）
θｍｐｉ＝κｉ・ε、−ζｉ≦θｍｐｉ≦ζｉ （４３）
θｍｐ＝θｍｐｐ＋Σθｍｐｉ （４４）

次に、推定回転子位置θｍを進み量θｍｐだけ進める。（４５）式のように、進み量θｍｐを積分したものを推定回転子位置θｍとする。新たな推定回転子位置θｍをメモリに保存する。

θｍ＝Σθｍｐ （４５）

そして、進み量θｍｐに１次ディジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）を作用したものを推定速度ωｍとする。具体的には、（４６）式に基づいて推定速度ωｍを求める。ここで、ωｍ（ｎ）は今回の推定速度であり、ωｍ（ｎ−１）は前回の推定速度である。また、ＫＴＰＷは進み量を速度の単位に変化する係数である。さらに、ＫＬＷはローパスフィルタの係数であり、０から１までの値をとり、小さくなるほどローパスフィルタの効果が大きくなる。

ωｍ（ｎ）＝ＫＬＷ・（ＫＴＰＷ・θｍｐ）＋（１−ＫＬＷ）・ωｍ（ｎ−１） （４６）

本実施形態では、偏差作成部７５によって求めた位置誤差Δθに依存した偏差をもとに、推定速度であるインバータ出力周波数ωｍを調節する。モータ正転時に位置誤差Δθが正のときは、推定回転子位置θｍが実際の回転子位置θより遅れていることを意味するので、インバータ周波数ωｍを上げ、制御軸の回転を加速させる。逆に、モータ正転時に位置誤差Δθが負のときは、推定回転子位置θｍが実際の回転子位置θより進んでいることを意味するので、インバータ周波数ωｍを下げ、制御軸の回転を減速させる。

また、角度速度補正部７６は、偏差εが０に収斂するように推定回転子位置θｍを補正するために、同じ機能を有するＰＩ補償以外の手段を用いてもよい。

（効果）
本実施形態の回転子位置推定方法および同期モータの制御装置１００では、誘起電圧基準値と誘起電圧演算値を共に直流量とするために座標変換を行う。誘起電圧基準値と誘起電圧演算値を共に直流量で扱うことにより、位相誤差に依存した偏差εは直流量となり、交流量による変動がなく、推定回転子位置θｍおよび推定速度ωｍの精度が高まる。また、推定を行う相を選択するための選択部（特許文献１および図１１参照）を必要としない。

<<第２実施形態>>
図５に示す第２実施形態は、図１に示す第１実施形態とほぼ共通であるが、回転子位置回転数推定部２０７の構成が第１実施形態とは異なる。本実施形態では、ｄｃ軸に発生する誘起電圧基準値ｅｄｃｍが０であるという条件を用いることで、誘起電圧基準値ｅｓｄｍを求める演算を行わない。

（回転子位置回転数推定部２０７）
図６に回転子位置回転数推定部２０７の構成を示す。回転子位置回転数推定部２０７は、ある設定された周期（位置推定周期：ΔＴ）ごとに起動され、相電圧値作成部７１、誘起電圧値演算部７２、偏差作成部２７５、角度速度補正部７６の順に下記の動作をさせ、推定回転子位置θｍと推定速度ωｍとを作成する。また、電流制御部１１０、回転子位置回転数推定部２０７の順に動作させ、位置推定周期ΔＴと電流制御周期とを同一とする。

（相電圧値作成部７１、誘起電圧値演算部７２）
相電圧値作成部７１と誘起電圧値演算部７２は、第１実施形態と同じ動作を行う。

（偏差作成部２７５）
偏差作成部２７５は、ｄｃ軸における誘起電圧演算値ｅｄｃと誘起電圧基準値ｅｄｃｍとの偏差εを作成する。ここで、誘起電圧基準値ｅｄｃｍが０であることを利用し、誘起電圧基準値ｅｓｄｍを計算しない。また、誘起電圧値演算部７２により得られた誘起電圧演算値ｅｓを現在の推定回転子位置θｍを用いて直流成分へと座標変換し、第１実施形態と同様に、誘起電圧演算値ｅｓｄを得る。ここで、ｄｃ軸での誘起電圧に注目すると、（４７）式に示すように、偏差εは、誘起電圧演算値ｅｄｃとなる。

ε＝ｅｄｃ （４７）

（角度速度補正部７６）
第１実施形態と同様に、角度速度補正部７６は、偏差εが０に収斂するように推定回転子位置θｍを補正する。つまり、本実施形態においては、偏差ε、すなわちｄｃ軸での誘起電圧演算値ｅｄｃを０にすることと等しくなる。また、推定速度ωｍ、推定回転子位置θｍの導出は、第１実施形態と同様である。

（効果）
本実施形態によると、推定を行う相を選択するための選択部やＬＰＦ（ローパスフィルタ）を必要としないため、構成の簡素化（推定アルゴリズムの簡素化）を図れる。また、第１実施形態に比べ演算量も少ない。

<<第３実施形態>>
図７に示す本実施形態は、回転子位置回転数推定部３０７の構成が第１実施形態とは異なる。具体的には、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖに代えて、ｄｃ−ｑｃ座標軸におけるｄｃ軸電流ｉｄｃおよびｑｃ軸電流ｉｑｃを回転子位置回転数推定部３０７に入力する点で、第１実施形態とは異なる。

（回転子位置回転数推定部３０７）
図８に回転子位置回転数推定部３０７の構成を示す。回転子位置回転数推定部３０７は、ある設定された周期（位置推定周期：ΔＴ）ごとに起動され、相電圧値作成部７１、モータ端子電圧振幅値作成部３７３、電圧位相作成部３７７、モータ端子電圧基準値作成部３７４、偏差作成部３７５、角度速度補正部７６の順に下記の動作をさせ、推定回転子位置θｍと推定速度ωｍとを作成する。また、電流制御部１１０、回転子位置回転数推定部３０７の順に動作させ、位置推定周期ΔＴと電流制御周期とを同一とする。

（相電圧値作成部７１）
相電圧値作成部７１は、前述した（１７）式に基づき、電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を相電圧値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗとする。

（モータ端子電圧振幅値作成部３７３）
モータ端子電圧振幅値作成部３７３は、まず、各相のモータ端子電圧値の絶対値を加算した結果に基づき、モータ端子電圧振幅演算値ｖｃを作成する。（２２）式のように、ｕ相モータ端子電圧値ｖｕの絶対値と、ｖ相モータ端子電圧値ｖｖの絶対値と、ｗ相モータ端子電圧値ｖｗの絶対値との加算結果に、ある設定された係数ＫＥＣ（（２３）式参照）を乗じたものをモータ端子電圧振幅演算値ｖｃとする。さらに、モータ端子電圧振幅演算値ｖｃに１次ディジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）を作用したものを（１０）式より求め、モータ端子電圧振幅推定値ｖｍとする。

（電圧位相作成部３７７）
電圧位相作成部３７７は、２軸電流変換部１０６で作成されたｉｄｃ，ｉｑｃと、現在の推定速度ωｍとを取得し、（１８）式を用いて、ｄｃ軸電圧値ｖｄｃとｑｃ軸電圧値ｖｑｃを求める。さらに、（１９）（２０）式を用いて、誘起電圧が発生するｑｃ軸からモータ端子電圧位置θｖに対応するδ軸までの位相βｖを求め、その位相βｖからモータ端子電圧位置θｖを求める。

（モータ端子電圧基準値作成部３７４）
モータ端子電圧基準値作成部３７４は、モータ端子電圧振幅値作成部３７３により作成されたモータ端子電圧振幅推定値ｖｍと、角度速度補正部７６により得られた推定回転子位置θｍと、電圧位相作成部３７７により作成されたｑｃ軸からδ軸までの位相βｖとを取得し、（２５）（２６）（２７）式を用いてモータ端子電圧値の基準値であるモータ端子電圧基準値ｖｕｍ、ｖｖｍ、ｖｗｍを作成する。

（偏差作成部３７５）
偏差作成部３７５は、モータ端子電圧演算値ｖｓｄとモータ端子電圧基準値ｖｓｄｍとの偏差εを作成する。まず、相電圧作成部７１により得られた各相のモータ端子電圧演算値ｖｓと、モータ端子電圧基準値作成部３７４により得られた各相のモータ端子電圧基準値ｖｓｍを、（２１）（２８）式に示したように現在のモータ端子電圧位置θｖを用いてそれぞれ直流成分へと座標変換し、γ−δ軸上でのモータ端子電圧演算値ｖｓｄとモータ端子電圧基準値ｖｓｄｍとを得る。次に、（４８）式のように、γ軸のモータ端子電圧演算値ｖγからモータ端子電圧基準値ｖγｍを減算したものを偏差εにする。ここでは、γ軸における偏差を利用しているが、δ軸における偏差を利用してもよい。

ε＝ｖγ−ｖγｍ （４８）

（角度速度補正部７６）
第１実施形態と同様に、角度速度補正部７８は、偏差εが０に収斂するように推定回転子位置θｍを補正する。つまり、本実施形態においては、γ軸での偏差εγを０にすることと等しくなる。また、推定速度ωｍ、推定回転子位置θｍの導出は、実施形態１と同様である。

（効果）
本実施形態によると、推定を行う相を選択するための選択部やＬＰＦ（ローパスフィルタ）を必要としないため、構成の簡素化（制御プログラムの簡素化）を図れる。また、第１実施形態に比べ演算量も少ない。

<<第４実施形態>>
図９に示す本実施形態は、図７に示す第３実施形態とほぼ共通であるが、回転子位置回転数推定部４０７の構成が第３実施形態とは異なる。本実施形態では、γ軸に発生するモータ端子電圧基準値ｖγｍが０であるという条件を用いることで、モータ端子電圧基準値ｖｓｄｍを求める演算を行わない。

（回転子位置回転数推定部４０７）
図１０に回転子位置回転数推定部４０７の構成を示す。回転子位置回転数推定部４０７は、ある設定された周期（位置推定周期：ΔＴ）ごとに起動され、相電圧値作成部７１、電圧位相作成部３７７、偏差作成部４７５、角度速度補正部７６の順に下記の動作をさせ、推定回転子位置θｍと推定速度ωｍとを作成する。また、電流制御部１１０、回転子位置回転数推定部４０７の順に動作させ、位置推定周期ΔＴと電流制御周期とを同一とする。

（相電圧値作成部７１、電圧位相作成部３７７）
相電圧値作成部７１と電圧位相作成部３７７は、第３実施形態と同じ動作を行う。

（偏差作成部４７５）
偏差作成部４７５は、γ軸におけるモータ端子電圧演算値ｖγとモータ端子電圧基準値ｖγｍとの偏差εを作成する。ここで、モータ端子電圧基準値ｖγｍの値が０であることを利用し、モータ端子電圧基準値ｖｓｄｍを計算しない。また、相電圧値作成部７１により得られた各相のモータ端子電圧演算値ｖｓを現在のモータ端子電圧位置θｖを用いて直流成分へと座標変換し、第３実施形態と同様に、モータ端子電圧演算値ｖγを得る。ここで、γ軸でのモータ端子電圧に注目すると、（４９）式に示すように、偏差εは、γ軸におけるモータ端子電圧演算値ｖγとなる。

ε＝ｖγ （４９）

（角度速度補正部７６）
第３実施形態と同様に、角度速度補正部７６は、偏差εが０に収斂するようにモータ端子電圧位置θｖを補正する。本実施形態においては、偏差ε、すなわちγ軸でのモータ端子電圧値ｖγを０にすることと等しくなる。また、推定速度ωｍ、推定回転子位置θｍの導出は、第３実施形態と同様である。

（効果）
本実施形態によると、推定を行う相を選択するための選択部やＬＰＦ（ローパスフィルタ）を必要としないため、構成の簡素化（制御プログラムの簡素化）を図れる。また、第３実施形態に比べ演算量も少ない。

以上、本発明によれば、短い位置推定周期ごとに偏差を求め、推定位置を逐次補正することで、高分解能で高精度なモータ制御が可能になる。また、速度変化への応答性も改善される。推定回転子位置θｍおよび推定速度ωｍにリプル等の脈動の影響が及びにくいので、例えばロータリコンプレッサのモータのように、周期的な負荷外乱に起因した振動を本質的に有するモータの制御においても、制御性の改善を期待できる。

本発明は、他の同期モータの制御、例えばＳＰＭＳＭの制御にも採用しうる。また、本発明の適用対象は特に限定されないが、例えば、冷暖房装置や給湯機等のヒートポンプ式冷凍装置に用いられる同期モータの制御装置に本発明が有用である。

本発明による第１実施形態の同期モータの制御装置の構成図 本発明による第１実施形態の駆動部の構成図 回転子座標（ｄ−ｑ座標）と推定回転子座標（ｄｃ−ｑｃ座標）との関係を表した解析モデル図 本発明による第１実施形態の回転子位置回転数推定部の構成図 本発明による第２実施形態の同期モータの制御装置の構成図 本発明による第２実施形態の回転子位置回転数推定部の構成図 本発明による第３実施形態の同期モータの制御装置の構成図 本発明による第３実施形態の回転子位置回転数推定部の構成図 本発明による第３実施形態の同期モータの制御装置の構成図 本発明による第３実施形態の回転子位置回転数推定部の構成図 特許文献１に記載された推定方法を示す図

符号の説明

１００，２００，３００，４００ 同期モータの制御装置
１０２ 同期モータ
１０４ 駆動部
１０５ａ，１０５ｂ 電流センサ
１０６ ２軸電流変換部
１０７，２０７，３０７，４０７ 回転子位置回転数推定部
１０９ 電圧指令演算部
１１０ 電流制御部
１１１ 電流指令作成部
１１２ 回転数制御部
１１３ａ〜１１３ｆ スイッチング素子
１１４ａ〜１１４ｆ 還流ダイオード
１１６ ベースドライバ
１１７ 平滑コンデンサ
１１８ 直流電源

Claims (13)

1. 固定子巻線の相電圧値、前記固定子巻線の相電流値、前記固定子巻線の抵抗および前記固定子巻線のインダクタンスに基づいて、同期モータの各相の誘起電圧を推定するステップと、
   前記各相の誘起電圧を任意の速度で回転する制御軸へ座標変換した誘起電圧演算値を作成するステップと、
   静止座標上における誘起電圧の基準値を前記制御軸へ座標変換した誘起電圧基準値を作成するステップと、
   前記誘起電圧演算値と前記誘起電圧基準値との偏差を作成するステップと、
   前記偏差が零に収斂するように前記制御軸の位置を補正することで回転子位置を推定するステップと、
   を含む、同期モータの回転子位置推定方法。
2. 前記制御軸の座標は、当該方法に基づいて前記同期モータの制御を実行する制御装置が回転子位置と認識する推定座標である、請求項１に記載の同期モータの回転子位置推定方法。
3. 前記誘起電圧基準値を作成するステップにおいて、前記相電流値と前記相電圧値とに基づき、前記誘起電圧基準値の振幅を示す振幅推定値を補正する、請求項１に記載の同期モータの回転子位置推定方法。
4. 前記回転子位置を推定するステップにおいて、前記偏差の磁束方向成分が零に収斂するように前記制御軸の位置を補正する、請求項１〜３のいずれか1項に記載の同期モータの回転子位置推定方法。
5. 前記各相の誘起電圧を推定するステップにおいて、前記固定子巻線に流れる相電流が正弦波であると仮定し、前記固定子巻線の相電圧から前記固定子巻線の抵抗および前記固定子巻線のインダクタンスに基づく電圧降下分を減ずることによって、前記各相の誘起電圧を推定する、請求項１〜４のいずれか１項に記載の同期モータの回転子位置推定方法。
6. 前記固定子巻線の簡略化された相電圧方程式に基づいて前記各相の誘起電圧を推定する、請求項５に記載の同期モータの回転子位置推定方法。
7. 電流指令に検出電流が追従するように、前記電流指令と前記検出電流との偏差に対応した電圧指令を回転子の推定位置を用いて演算し、出力する電圧指令演算部と、
   前記電圧指令を反映した三相交流電圧が与えられる同期モータの相電流値を検出する電流センサと、
   前記電圧指令に従い直流電圧を前記三相交流電圧に変換して前記同期モータに印加するインバータと、
   固定子巻線の相電圧値、前記固定子巻線の相電流値、前記固定子巻線の抵抗および前記固定子巻線のインダクタンスに基づいて前記同期モータの各相の誘起電圧を推定するとともに、前記回転子の現在の推定位置を用い、前記各相の誘起電圧を直流成分に変換した誘起電圧演算値と、前記推定位置上での誘起電圧基準値とを求め、前記誘起電圧演算値と前記誘起電圧基準値との偏差を作成し、前記偏差が零に収斂するように前記推定位置を補正することで回転子位置を推定する回転子位置推定部と、
   を備えた、同期モータの制御装置。
8. 同期モータの各相の相電圧を任意の速度で回転する制御軸へ座標変換したモータ端子電圧演算値を作成するステップと、
   静止座標上におけるモータ端子電圧の基準値を前記制御軸へ座標変換したモータ端子電圧基準値を作成するステップと、
   前記モータ端子電圧演算値と前記モータ端子電圧基準値との偏差を作成するステップと、
   前記偏差が零に収斂するように前記制御軸の位置を補正することで回転子位置を推定するステップと、
   を含む、同期モータの回転子位置推定方法。
9. 前記制御軸の座標は、当該方法に基づいて前記同期モータの制御を実行する制御装置が回転子の位置を認識する推定座標と同じ角速度で、ある一定の位相をもって回転するモータ端子電圧の座標である、請求項８に記載の同期モータの回転子位置推定方法。
10. 前記モータ端子電圧基準値を作成するステップにおいて、前記相電圧値に基づき前記モータ端子電圧基準値の振幅を示す振幅推定値を補正する、請求項８または請求項９に記載の同期モータの回転子位置推定方法。
11. 前記回転子位置を推定するステップにおいて、前記偏差のγ軸成分が零に収斂するように前記制御軸の位置を補正する、請求項８〜１０のいずれか１項に記載の同期モータの回転子位置推定方法。
12. 前記モータ端子電圧演算値を作成するステップにおいて、前記同期モータに印加するべき三相交流電圧をインバータで作るために電流指令と検出電流との偏差に対応して作成された電圧指令を前記各相のモータ端子電圧演算値として用いる、請求項８〜１１のいずれか１項に記載の同期モータの回転子位置推定方法。
13. 電流指令に検出電流が追従するように、前記電流指令と前記検出電流との偏差に対応した電圧指令を回転子の推定位置を用いて演算し、出力する電圧指令演算部と、
    前記電圧指令を反映した三相交流電圧が与えられる同期モータの相電流値を検出する電流センサと、
    前記電圧指令に従い直流電圧を前記三相交流電圧に変換して前記同期モータに印加するインバータと、
    前記同期モータの各相の相電圧を任意の速度で回転する制御軸へ座標変換したモータ端子電圧演算値を作成し、静止座標上におけるモータ端子電圧の基準値を前記制御軸へ座標変換したモータ端子電圧基準値を作成し、前記モータ端子電圧演算値と前記モータ端子電圧基準値との偏差を作成し、前記偏差が零に収斂するように前記推定位置を補正することで回転子位置を推定する回転子位置推定部と、
    を備えた、同期モータの制御装置。

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