CN1080025C - 收发信机的数字校准 - Google Patents

Abstract

描述用于校准收发信机的方法和系统。模拟收发信机部件在接收机或发射机部分中产生诸如增益和偏移误差的误差，这些误差通过调整收发信机的计算部分中的数字信号处理进行补偿。误差可在校准过程中进行测量。并确定存储在收发信机的存储器装置中的补偿值。这些值随后可在初始化收发信机时进行恢复以便在由收发信机接收和发送的信号的信号处理期间使用。

Description

收发信机的数字校准

本发明一般涉及无线电通信系统，并且更具体地涉及用于校准在无线电通信系统中使用的收发信机的技术和结构。

公共使用的第一蜂窝移动无线电系统是用于传送语音或其他模拟信息的模拟系统。这些系统包括通过发送模拟调制的无线电信号在基站与移动站之间发送模拟信息的多个无线电信道。最近，例如由于其更大的容忍干扰的能力前提下增加系统容量的承诺而已采用数字系统。例如，在时分多址(TDMA)无线电通信系统中，每个频率能支持多个时分多路复用信道，而在码分多址(CDMA)中，信号编码为这样一种程度，以致高电平的自干扰是可容许的。由于大量现有用户站具有仅模拟终端设备，所以支持模拟与数字信道的双模式系统在某些地区正日益普及。例如，在美国由EIA/TIA IS-54B出版物指定的系统是双模式系统。

在模拟方式中，数字信号处理(DSP)由于各种原因而在无线电通信产业中变得更加流行。例如，不同于模拟电路，数字电路的操作不取决于数字信号的精确值。即，由于能利用显著不同的电压可表示二进制0和1，所以保持这样的电压的精度不必很高。结果数字电路对于部件(Component)值的容许偏差相当不敏感并且也相当不依赖于温度、老化和其他外部参数。数字电路的准确度因而更可靠。

其中DSP的流行具有重大影响力的无线电通信产业的一个部分是无线电收发信机的设计。收发信机是组合的发射机与接收机，用于例如在蜂窝系统中的基站与移动站之间通过空中接口发送和接收信号。虽然发送和接收的信号是模拟信号，但调制可以是模拟或数字类型的，并且将数字地处理由信号传送的信息。因此，无线电通信系统中使用数字信号处理技术的收发信机在此说明书中表示数字收发信机，尽管它仍可以包含诸如放大器与滤波器(以及偶尔的合成器与混频器)的模拟部分，而且不管由收发信机处理的无线电信号是使用模拟还是数字调制。

在图1中，示意地表示常规数字收发信机10。其中，接收天线12用于捕获例如从其他基站与移动站(未示出)通过空中接口发送的信号。所接收的信号输入到模拟接收机14。模拟接收机14例如可包括接收滤波器，下变换器和放大器，用于处理经天线12接收的信号。然而，与处理接收信号有关的许多功能未包括在方框14中，因为如下所述这些功能现在利用数字信号处理来执行。因此，在利用接收机14的模拟部件进行处理之后，输出信号提供给A/D变换器16，A/D变换器16将模拟信号转换为数字信号。这允许数字计算部分17对所接收信号进行运算并完成模拟接收机14不执行的信号处理。例如，数字计算部分17可用于执行所接收信号的解调和解码。

在发射机一侧，数字计算部分17执行用于准备传输的信号的各种DSP例行程序，例如编码和调制。从数字计算部分17输出的数字信号随后输入给D/A变换器18，D/A变换器18将数字信号转换为模拟信号。然后此模拟信号由模拟发射机19接收，发射机19包括在信号耦合到发射天线20之前例如通过滤波、上变频和放大该信号完成传输的信号处理的各种模拟器件。

尽管数字收发信机10中使用的模拟部件数量已减少(即，替代以前由附加模拟部件执行的数字处理任务的DSP例行程序)，但剩余模拟部分(即，图1中方块14与19所表示的那些部分)仍具有上述缺点。这些缺点导致增益与偏移误差引入到从块14与19中输出的信号中。

为了举例说明这样的差错如何引入和如何根据常规解决方案进行补偿，将更详细地研究模拟接收机模型。本领域技术人员将认识到：本文所述的信号一般是数学上的复数，即具有实部和虚部。因此，复数数学(例如，复共轭)一般用于描述对这些信号进行的运算。然而，为了简化此描述，在本文所示的等式和图中未清楚示出信号运算的复数特性。

如上所述，模拟接收机通常有许多缺点。其中一些缺点产生可引入到所要信号的诸如增益误差和偏移误差的信号误差。图2模仿模拟接收机如何将偏移误差和增益误差引入到所要的信号 S _w。其中所接收的信号又由天线12捕获。在图2的模型中，由接收机14执行的理想处理利用输出所要信号 S _w的方块22表示，即方块22表示没有上述缺点的理想模拟部件的效果。信息处理方块24与26表示由于与接收机14的模拟部件有关的缺点而引入到所要信号 S _w上的总的偏移和增益误差。更具体地，方块24代表引入到所要信号的偏移误差，而方块26代表模拟部件所引入的增益误差的效果。具有引入误差的输出信号随后由差错信号S_o表示。因此，接收机输出的差错信号S_o可表示为：

S_o＝(1+Gain(增益)_eps)( S _w+Offset(偏移)_eps)

其中， S _w＝所要信号，S_o＝差错信号，Offset_eps＝合成偏移误差的幅度，Gain_eps＝合成增益误差的幅度。

在常规接收机中，误差一般在误差出现的级上利用调整电位计和其他可调整的模拟部件进行补偿。图3表示常规校准的原理。其中，相同与用于表示前面根据图2所述的单元。然而，图3也包括偏移补偿因数Offset_k和补偿增益因数Gain_k。

通过调整可变模拟部件以使值Offset_k＝Offset_eps和Gain_k＝(1+Gain_eps)^-1，将得到等式S_out＝ S _w，从而校准接收机。信号S_out随后将通过A/D变换器16馈送给数字计算部分17以便进一步进行处理。

如上所述，常规校准技术依赖于包括补偿由于模拟部件缺点引起的误差的可调部件。这些可调部件用于实现利用Offset_k和Gain_k做成的调整。现在将根据数字收发信机的发射机部分描述表示此可调部件使用的常规校准的一个更具体示例。用于将模拟数据调制到载波上的模拟调制器的一个示例是图4的方框图中所示的常规正交调制器。正交调制器利用正弦和余弦波的正交相位来调制两倍的信息到无线电载波上。例如，数字信息数据流中的偶数比特可调制到余弦波上，而数字信息数据流中的奇数比特可调制到正弦波上。

在图4中，模拟正交调制器包括“同相”或I调制器40、“正交”或Q调制器41，和用于分别提供余弦与正弦载频信号的分相网络42。理想地，由网络42提供的信号是Cos(wt)和Sin(wt)，其中W是载波信号的角频率。如图4所示的也是用于提供I与Q调制信号的I与Q调制发生器43、用于加上I调制器40与Q调制器41输出的组合网络44和分别用于I与Q信号的载波平衡/d.c.(直流)偏移调整的微调电位计45、46。分别用于幅度匹配I与Q信号的附加微调电位计47、48也表示在图4中。如对角箭头所示，分相网络42也可以是可调的以便尽可能地获得正弦与余弦载频信号之间所希望的90°相位差。

图4的方框图表示其中可调的模拟部件已用于常规地校准模拟装置的一种示例方式。然而，这些类型的常规校准技术依赖于制造期间电位计、电容器和电感器的调整。如本领域技术人员所认识到的，这个校准处理是昂贵和不可靠的。而且，有某些类型的误差不易利用这些常规技术进行补偿，例如带内滤波波纹，带内滤波波纹指在调谐到收发信机频率范围内不同频率或信道时接收机灵敏度的变化。这个波纹是由于存在着接收机中用于消除强的带外信号的限带滤波器而引起的。不幸地，带内波纹能导致许多困难，包括不准确的信号强度测量。

因此，本发明的目的是用于校准收发信机的常规的方法和系统的如上所述的缺点与限制。

根据本发明的示例实施例，由数字收发信机即模拟接收机部分和模拟发射机部分中模拟部件引入的误差在数字计算部分中进行补偿。即，在利用数字信号处理例行程序接收(或要进行发送)的信号处理期间，补偿系数能插入计算中以便偏移已经或将由数字收发信机模拟部件引入的误差。

根据本发明一个方面，选择数字收发信机中使用的A/D与D/A变换器的范围，以便误差正确地在模拟与数字部分之间进行传送。这允许准确提供数字补偿。

根据本发明另一方面，描述用于确定校准值的各种技术，这些校准值将用于调整信号值以补偿由模拟部件引入的误差。这些校准值随后可存储在收发信机的存储器中和进行恢复以便在数字信号处理例行程序中使用。

本发明的前述和其他目的、特性与优点在结合附图阅读下面详细描述的基础上将更加易于理解，其中：

图1是一般表示常规数字收发信机各部分的方框图；

图2是表示由于模拟接收机引入的误差的方框图；

图3是表示用于图2的模拟接收机的常规的校准技术的方框图；

图4是表示利用可调部件常规的校准模拟发射机的示意图；

图5是表示根据本发明一个示例实施例的接收机中校准的方框图；

图6是表示根据本发明一个示例实施例的发射机中校准的方框图；

图7是表示其中可采用根据本发明的校准技术的数字信号处理功能的方框图；

图8(a)是表示根据本发明用于校准收发信机的一个示例方法的流程图；

图8(b)是表示根据本发明用于校准收发信机的另一示例方法的流程图；和

图9是表示带内滤波波纹和根据本发明用于补偿此带内滤波波纹的技术的图。

本领域技术人员将认识到：在以下意义上讲本文所公开的有关补偿由数字计算部分中模拟无线电部件引入的误差的发明概念是互易的：它们可应用于数字收发信机的接收机部分和发射机部分。因此，虽然下面正文的各部分单个地提供接收机部分和发射机部分中不同示例，但应理解：每个示例的教导也能应用于本文未清楚描述的其他部分。

根据本发明的一个示例实施例，在收发信机的接收机部分中未校准的信号通过A/D变换器馈送，而由模拟接收机引入的误差利用数字计算部分进行补偿。图5利用方框图表示此概念。

在图5中，符号S_out表示模拟信号S_out的数字表示。与前面图相同，图5包括上面已描述过的几个单元，这里不重复进行描述。A/D变换器50提供未校准的数字信号 S _c，数字信号 S _c提供给数字计算部分51。A/D变换器50由于下述原因可能与A/D变换器16的范围不同。数字计算部分51中，补偿因数加到未校准信号 S _c。具体地，补偿增益因数Gain_k和补偿偏移因数Offset_k分别在方框52与54加到未校准信号上。这些值可从例如非易失性快速存储器的存储装置55中恢复。因此，能从S_out＝(Sk+Offset_eps)(1+Gain_eps)(Gain_k)-Offset_k中计算数字输出信号S_out。通过设置Offset_k和Gain_k的值使得Offset_k＝Offset_eps和Gain_k＝(1+Gain_eps)^-1，将得到S_out＝ S _w，从而校准数字收发信机的接收机部分。下面描述用于确定、存储和恢复将保持这些等式的合适的Offset_k和Gain_k的值的示例校准技术。

注意：在方框24、26引入的误差与方框52、54上误差的补偿之间，在方框50出现A/D变换的中间过程。通过指定模拟信号样值到多个量化级别之一执行A/D变换。例如，8比特A/D变换器具有2⁸＝256个不同的量化级别。由于有无限数量的实际模拟幅度值，所以这个变换处理引入误差，称为量化误差，具有±1/2量化间隔大小的最大值。这在本发明中是重要的，因为附加到所要信号 S _w上的误差将影响信号 So中固有的量化误差，而补偿是针对A/D变换器的下行方向进行。比较这种情况与图3的常规解决方案情况。在常规解决方案中，模拟电路引入的误差不影响由于变换引入的量化误差，因为误差是在A/D变的器的上行方向的一点上进行补偿的。

因此，根据本发明设计的系统应考虑此因数确定A/D变换器50的合适范围。因此，根据本发明另一方面，利用具有所包括的不良误差的模拟接收机模型定A/D变换器50的范围大小。例如，如果由模拟接收机14引入的误差是5-25％的数量级，则可选择比常规系统中相应A/D变换器16大1比特，例如9比特而不是8比特的A/D变换器50以提供所希望的性能级别。但本领域技术人员将认识到，如果误差显著地更大，则可能需要更多的比特来描述信号。

如上所述，这个技术是互易的并且也能应用于数字收发信机10的发射机侧。这利用图6的方框图表示。其中数字计算部分51也包括生成传输信号的处理器61。如本领域技术人员所认识到的，例如处理器61可连到交换单元(未示出)，交换单元传送经过无线电信道发送的信息给根据本发明的数字收发信机位于其中的基站，处理器61对要发送的数据执行各种数字信号处理例行程序，例如编码和调制。随后，增益补偿值加到从方框62的处理器61输出的信号，而偏移补偿值加到方框63的信号。这些补偿值可从存储器55中恢复。数字计算部分51的输出随后加到D/A变换器64。如前面所述的，根据本发明一方面可定D/A变换器64容量，以使加到要在数字计算部分51中发送的信号的补偿值不产生比在图1的常规系统中产生的未补偿信号更大的量化误差。随后，模拟信号加到模拟发射机部分19，在模拟发射机部分19中由模拟部件(例如，功率放大器，滤波器等)产生的增益与偏移误差影响发送的信号如方框66和68模拟的。最后，信号耦合到发送天线20以便通过空中接口发送。

已经描述了根据本发明的补偿技术的综述，现在将结合图7描述示例实施例。在图7中示出通过首先将信号分离为其I与Q分量执行信号频率调制的示例系统的方框图。在此图中，将输入数字信号样值流提供给节点73，节点73发送该样值给余弦与正弦分量发生器74与75。余弦与正弦发生器74与75例如可实施作为存取查找表(未示出)的DSP例行程序。至于对生成正弦与余弦值的示例技术的细节感兴趣的读者，可参考授与Thomasstman等人并于1994年11月24申请的题为“Method and Apparatus for Determining Signal ComponentsUsing Digital Signal Processing”的美国专利序号＿，其公开内容在此特意引入作为参考。余弦与正弦分量信息随后分别提供给数模(D/A)变换器76与77，以便将分量值变换为相应的模拟信号。模拟信号随后在调制器78中调制到载波上，调制器的输出提供给无线电部分79以便传输。

存储在查找表中的值可根据已确定的模拟发射机部分19的Offset_k和Gain_k值进行调整，这个补偿利用至余弦发生器74与正弦发生器75的增益/偏移输入箭头表示。以这种方式，可在作为执行信号调制的DSP例行程序一部分的数字计算部分60中提供补偿。

以类似方式，通过调整用于由数字计算部分51执行的DSP例行程序中解调信号的样值幅度可获得由模拟接收部分14引入的误差补偿。然而，本领域技术人员将认识到：也能通过调整在由数字收发信机的数字计算部分(例如，DSP例行程序)执行的计算中所使用的其他值进行补偿。

数字计算部分51可设置在校准模式中，从而能利用校准例行程序确定参数Gain_k与Offset_k。在图8(a)的流程图中描述第一示例校准例行程序。例如，假定：在步骤80初始设置参数使得Gain_k＝1和Offset_k＝0。然后，利用等式S_out＝( S _w+Offset_eps)(1+Gain_eps)和测量输入给收发信机的两个不同信号的S_out，分别在步骤81与82可计算Offset_eps和Gain_eps的值。为了校准，S_out应设置等于 S _w，这表示Offset_k和Gain_k能分别设置等于Offset_eps和Gain_eps。在步骤83将如此计算的校准值存储在数字收发信机的数字计算部分51的存储器55中。

注意：选择在此说明书中使用的Offset_k与Gain_k的初始值以简化示例校准例行程序的解释。在实际实施中，可以选择其他初始值。例如，Offset_k与Gain_k的初始值可设置为与所用接收机类型有关的典型值。在接收机操作在非校准模式时，Offset_k与Gain_k的校准值随后能从存储器55中恢复以获得S_out与 S _w之间的相等。例如，能在收发信机初始化时执行此恢复。

图8(b)的流程图表示用于校准数字收发信机模拟部分的另一示例技术。特别地，可通过执行图8(b)所示的步骤补偿偏移和增益误差。首先，在步骤84，以特定信道频率发送的信号可在i＝1，…，n表示的n多个不同信号强度的每一个信号强度输入到接收机。然后，每一个不同信号强度的A/D变换器输出可用于确定标称增益值和标称偏移值，如步骤85所示。这些值例如能利用如下所述的线性回归进行计算，其中a(i)表示每个输入i的变换器输出，而d(i)表示每个输入i的信号强度。 $K=\frac{\mathrm{\Σa}\left(i\right)d\left(i\right)-\frac{\left(\mathrm{\Σa}\left(i\right)\right)\left(\mathrm{\Σd}\left(i\right)\right)}{n}}{\mathrm{\Σa}{\left(i\right)}^2-\frac{\left(\right(\mathrm{\Σa}\left(i\right))\left(\mathrm{\Σa}\left(i\right)\right)}{n}}$ $O=\frac{\mathrm{\Σd}\left(i\right)}{n}-\frac{\mathrm{K\Σa}\left(k\right)}{n}$

标称增益值K和标称偏移值0随后在步骤86可根据等式S _corrected＝K⁺S+O变换为补偿值。此上下文中回归技术的使用是本领域众知的，感兴趣的读者参考例如第359至366页由Hines和Montgomery所著的“Probability and Statistics in Engineering和Management  S _cienec”以及第2511-12页上由Richard C.Dorf编辑的“Electrical Engineering Handbook”，其公开文本引入在此作为参考。例如，这个值能用于调整查找表(上述的)中余弦与正弦值，以使利用数字计算部分51中解调信号处理例行程序确定的I与Q分量调整为反映在模拟接收机部分14中引入的误差。使用标称值K与0来补偿模拟缺陷的其他技术对于本领域技术人员将是显而易见的。

如上所述，某些误差可以在作为频率函数的值中变化。例如，根据此实施例，上述的带内滤波波纹误差可通过提供与收发信机正在操作的特定信道频率有关的附加偏移补偿分开进行补偿。然而，不测量所有信道的可归于带内滤波波纹的RSSI误差，而只测量对于使与收发信机有关的所有带内信道的RSSI补偿有可能进行的一组信道。从所测量的信道中，能利用内插补偿其余信道。应选择组中测量的信道数量，以便获得足够的精确度。在此示例实施例中，选择8个信道用于测量。这能利用图9中所示的图形进行观察。其中，希望补偿由于带内滤波波纹引起的测量信号强度变化。没有带内滤波波纹、带内测量将紧密跟随线RSSI₁。然而，如在图中所看到的，实际测量的信号强度在带内频率f1至f2内在此线上下变化。因此，测量8个不同的频率，并确定所测量的RSSI与理想RSSI之间的差。例如，在图8(b)流程图的步骤87，能再次测量A/D变换器的输出，而此次在多个例如8个不同信道频率上测量单个信号强度，随后计算A/D变换器的每个输出的偏移。具体地，这是利用下式进行：

偏移(信道)＝(输入信号强度/K)-变换器输出(信道)

然后，在步骤88，每个信道的偏移值存储在存储器55中。通过计算 S _cowected＝K_nominal*S+O_nominal+O_channel，这个附加的偏移补偿值能用于改善上述的补偿。O_channel可能是或利用频率最靠近收发信机工作的信道的所测量偏移(信道)或通过插入在当前信道落入其间的两个偏移(信道)值确定的一个值。

上述示例实施例意图在本发明所有方面是示意性的而不是限制性的。因此本发明能由本领域技术人员在从本文所包含的描述中导出的具体实施中进行许多变化，所有这样的变化和修改认为是在下面权利要求书所定义的本发明范畴与精神之中。

Claims (10)

1.一种无线电接收机，包括：

模拟无线电接收机，用于接收和处理无线电信号；

A/D变换器，用于将来自所述模拟无线电接收机的所述接收和处理的信号变换为数字信号；

数字计算部分，用于处理所述数字信号；和

存储器装置，用于存储至少一个校准值，所述存储器装置进行连接以便传送数据给所述数字计算部分，其中所述数字计算部分使用所述至少一个校准值来补偿由所述模拟无线电接收机引入所述接收和处理信号中的第一误差，其中选择所述A/D变换器为N比特变换器，其中选择N来补偿由所述第一误差引入所述数字信号中的量化误差。

2.一种无线电发射机，包括：

数字计算部分，用于处理要发送的信息信号；

D/A变换器，用于将来自所述数字计算部分的所述信息信号变换为模拟信号；

模拟无线电发送部分，用于处理和发送所述模拟信号；和

存储器装置，用于存储至少一个校准值，所述存储器装置进行连接以便传送数据给所述数字计算部分，其中所述数字计算部分利用所述至少一个校准值来补偿由所述模拟无线电发送部分引入所述模拟信号中的误差，其中选择所述D/A变换器为N比特变换器，其中选择N来补偿由所述数字计算部分执行的所述补偿引入所述模拟信号中的量化误差。

3.用于校准收发信机的一种方法，包括步骤：

利用数字信号处理来处理所述收发信机中的数字信号；

从存储器装置中读出一个校准值；

在所述数字信号处理例行程序中使用所述校准值来改变所述信号的值；输出所述改变的值；

利用D/A变换器将所述改变的信号从数字信号变换为模拟信号；

量度所述D/A变换器以补偿由所述数字信号处理使用的所述校准值引入所述模拟信号中的量化误差；

将所述模拟信号加到所述收发信机的模拟发送部分；和

经空中接口发送所述模拟信号。

4.根据权利要求3的方法，还包括步骤：

经空中接口接收模拟信号；

利用所述收发信机的模拟接收部分处理所述模拟信号；和

利用A/D变换器将所述处理的模拟信号变换为所述数字信号，所述数字信号利用所述数字信号处理进行处理。

5.根据权利要求4的方法，还包括步骤：

量度所述A/D变换器以补偿由与所述模拟接收部分有关的误差引入所述数字信号中的量化误差。

6.用于校准收发信机的一种方法，包括步骤：

设置至少一个校准参数为初始值；

提供至少一个输入信号给所述收发信机，每个收发信机具有与该输入信号有关的已知输出；

测量与每个所述至少一个输入信号有关的所述收发信机的输出；

根据所述测量的输出确定所述至少一个校准参数的值；和

利用所述确定的值发送或接收信号以便校准收发信机。

7.用于校准收发信机的一种方法，包括步骤：

提供预定信道频率的第一输入信号；

根据一组信号强度值变化第一输入信号的信号强度；

测量对于所述信号强度值组中每一个信号强度值的所述收发信机的第一输出；

根据所述第一输出确定标称增益补偿值和标称偏移补偿值；和

利用所述标称增益补偿值和所述标称偏移补偿值校准所述收发信机以调整所接收的信号与要发送的信号之一。

8.根据权利要求7的方法，还包括步骤：

提供一组信道频率中的每一个频率的预定信号强度值上的第二输入信号；

测量对于所述信道频率组中每个信道频率的所述收发信机的第二输出；

根据所述第二输出确定一组信道偏移补偿值；

除了所述标称增益与偏移补偿值外，还利用所述信道偏移补偿值中至少一个补偿值来校准所述收发信机。

9.根据权利要求8的方法，其中所述校准步骤还包括：

插入当前信道落入其间的两个信道偏移补偿值以获得所述当前信道的信道偏移补偿值。

10.根据权利要求8的方法，其中所述校准步骤还包括：

选择与最靠近所述收发信机工作的当前频率的所述组中信道频率相关的补偿值作为所述信道偏移补偿值组中所述至少一个补偿值。

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