JP4618445B2 - 確率密度関数で重み付けした積分処理を用いた線形性評価方法と、それを用いた回路シミュレータ、評価装置、通信回路、およびプログラム - Google Patents

Description

本発明は、回路の線形性指標の評価に関し、特に、線形性指標であるエラーベクトルマグニチュードの評価に関する。

無線通信では、高速化・大容量化などに伴い、送信用の電力増幅器に高い線形性が求められるようになっている。線形性に対する要求条件は、各通信方式の規格により定められている。そのような規格で用いられている線形性指標の重要なものとしてエラーベクトルマグニチュード（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ，ＥＶＭ）と呼ばれるものがある。

図１は、一般的な復調信号の一例を示す図である。図１を参照すると、復調信号の理想シンボル１１、測定シンボル１２、および誤差シンボル１３が示されている。誤差シンボル１３は、測定シンボル１２と理想シンボル１１の差分である。

ＥＶＭは、複数のサンプリングデータにおける誤差ベクトル１３の二乗平均を理想シンボル１１の平均電力Ｐ_０で規格化し、平方根を取った量として定義される。測定シンボル１２をベクトル量ｃ′、理想シンボル１１をベクトル量ｃで表すと、ＥＶＭ値は式（１）によって示される。ここで、ｋはサンプリングの番号を表す変数であり、Ｎはサンプリング数を表す。

そして、各通信規格においてＥＶＭの制限値が直接的あるいは間接的に定められている。例えば、通信規格の文献“１９９９年、アイ・イー・イー・イー・スタンダード・パート１１：ワイヤレス・ラン・ミディアム・アクセス・コントロール・アンド・フィジカル・レイヤー・スペシフィケーション：ハイ・スピード・フィジカル・レイヤー・イン・ザ・５ギガヘルツ・バンド、２９頁（ＩＥＥＥ Ｓｔｄ．８０２．１１ａ，Ｐａｒｔ１１：ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ：Ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ ｐｈｙｓｉｃａｌ ｌａｙｅｒ ｉｎ ｔｈｅ ５ＧＨｚ ｂａｎｄ，ｐｐ．２９，１９９９）”によれば、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、５４Ｍｂｐｓの通信モードにおいてリラティブ・コンスタレーション・エラー（ｒｅｌａｔｉｖｅ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｅｒｒｏｒ）が−２５ｄＢ以下であることが定められている。これは、ＥＶＭ値が５．６％（＝１００×１０^{（−２５／２０）}％）以下であることと等価である。

また、文献“２０００年９月、ジーエスエム・０５．０５・バージョン８．２．０−デジタル・セルラ・テレコミュニケーション・システム・フェイズ２＋；レイディオ・トランスミッション・アンド・レセプション、２７頁（ＧＳＭ ０５．０５ Ｖ８．２．０−Ｄｉｇｉｔａｌ ｃｅｌｌｕｌａｒ ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｓｙｓｔｅｍ （ｐｈａｓｅ ２＋）；ｒａｄｉｏ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ， ｐｐ．２７， ＳＥＰＴＥＭＢＥＲ， ２０００）”によれば、携帯電話規格の１つであるＥＤＧＥにおけるＥＶＭ値について、端末装置は９％以下、基地局は７％以下を満たすべきことが定められている。

図２は、従来の一般的なＥＶＭ評価方法による手順を示すフローチャートである。図２を参照すると、従来のＥＶＭ評価法では、まず、変調信号を測定対象に入力し（ステップＡ１）、測定対象から出力される変調信号を測定する（ステップＡ２）。次に、その変調信号を復調し（ステップＡ３）、得られた復調信号から誤差ベクトルを抽出する（ステップＡ４）。この復調信号および誤差ベクトルは、複数のサンプリング点において取得される。

次に、各サンプリング点において得られた誤差ベクトル電力の平均値を求める（ステップＡ５）。次に、式（１）に従って、誤差ベクトル電力の平均値を理想復調信号の平均電力で除算し、さらに平方根を取ってＥＶＭ値を計算する（ステップＡ６）。

以上でＥＶＭ値の評価が完了するが、必要に応じてＥＶＭ値の評価を繰り返しても良い（ステップＡ７）。例えば、入力変調信号の平均電力または測定対象のバイアス条件などのパラメータを変更し、ＥＶＭ値を同様の手法で評価しても良い。また、パラメータを変更せずに測定を繰り返しても良い。

以下に示す従来技術による回路シミュレータ、評価装置、および通信回路におけるＥＶＭ評価方法は、基本的に、図２に示した方法に基づいている。

図３は、ＥＶＭ値を計算する機能を備えた従来の回路シミュレータの構成を示すブロック図である。図３を参照すると、従来の回路シミュレータは、入力装置３１、記憶装置３３、データ処理装置３４、および出力装置３５を有している。

入力装置３１は、操作により各種データ等の情報を入力する装置、例えばキーボードである。記憶装置３３は、変調方法記憶部２７、測定対象記憶部２８、復調方法記憶部２９、および抽出誤差ベクトル記憶部３０を備えている。変調方式記憶部２７は、入力装置３１から入力された変調方式の情報を記憶する。測定対象記憶部２８は、入力装置３１から入力された測定対象の情報を記憶する。復調方式記憶部２９は、入力装置３１から入力された復調方式の情報を記憶する。誤差ベクトル記憶部３０は、データ処理装置３４で抽出された誤差ベクトルの情報を記憶する。

データ処理装置３４は、プログラムを実行することにより所定のシミュレーション処理を行う。プログラムを実行することにより、デ−タ処理装置３４は、変調信号発生部２１、測定対象モデル１ａ、変調信号評価部２２、復調部２３、誤差ベクトル抽出部２４、誤差ベクトル平均化部２５、およびＥＶＭ値計算部２６を有する構成を実現する。

出力装置３５は、データ処理装置３４からの情報を出力する装置、例えばディスプレイ装置または印刷装置である。出力装置３５はＥＶＭ値表示分３２を備える。

図３に示した回路シミュレータにおいて、まず、変調方式を選択し、その変調方式の変調信号を発生する発生器の動作を再現するモデルの情報を入力装置３１を用いて入力する。ここで入力した変調方式に関する情報は変調方式記憶部２７に記憶される。また、測定対象の動作を再現するモデルの情報を入力装置３１を用いて入力する。入力された測定対象のモデルの情報は測定対象記憶部２８に記憶される。選択した変調方式に対応する復調方式の復調器のモデルの情報を入力装置３１を用いて入力する。入力した情報は復調方式記憶部２９に記憶される。

そして、変調信号発生部２１は、変調方式記憶部２７に記憶された情報に基づき数値的な変調信号を発生させる。発生した変調信号は、モデル化された測定対象１ａに入力される。

また、測定対象記憶部２８に記憶された測定対象のモデルの情報に基づいてモデル化された測定対象１ａは、変調信号発生部２１からの出力変調信号に対して所定の数値的な計算を行う。

出力変調信号評価部２２は、測定対象１ａにて行われた変調信号に対する計算を評価する。そして、復調部２３は、復調方式記憶部２９に記憶されている復調器のモデルに基づき、出力変調信号評価部２２で評価された変調信号を復調する。この変調信号および復調信号は共に複数のサンプリング点で取得される。

誤差ベクトル抽出部２４は、復調部２３で得られた復調信号から誤差ベクトルを抽出する。複数のサンプリング点で得られた誤差ベクトルは、必要に応じて、誤差ベクトル記憶部３０に記録される。

誤差ベクトル平均化部２５は、誤差ベクトル抽出部２４で抽出された複数の誤差ベクトルの電力の平均値を求める。

ＥＶＭ値計算部２６は、式（１）に従って、誤差ベクトル平均化部２５で得られた誤差ベクトルの平均電力を理想復調信号の平均電力で除算し、さらに平方根を取ることでＥＶＭ値を計算する。

ＥＶＭ値表示部３２は、ＥＶＭ値計算部２６で得られたＥＶＭ値を表示する。

図４は、ＥＶＭ値を評価する機能を備えた従来の測定装置の構成を示すブロック図である。図４を参照すると、従来の測定装置は、変調信号発生装置５０およびＥＶＭ値評価装置５１を有している。ＥＶＭ値評価装置５１は、復調器４２、誤差ベクトル抽出回路４３、誤差ベクトル平均化回路４４、ＥＶＭ値計算回路４５、ＥＶＭ値表示回路４６を備えている。

変調信号発生器４１は、変調信号を発生させ、その変調信号を測定対象１に入力する。測定対象１の入力および出力の変調信号の平均電力は、カプラ４７ａとカプラ４７ｂを通じて入力電力測定器４８と出力電力測定器４９を用いてそれぞれ評価される。

復調器４２は、測定対象１から出力された変調信号を復調する。誤差ベクトル抽出回路４３は、復調信号から誤差ベクトルを抽出する。

誤差ベクトル平均化回路４４は、誤差ベクトルの平均電力を求める。ＥＶＭ値計算回路４５は、式（１）に従って、誤差ベクトル平均化回路４４で得られた誤差ベクトルの平均電力を理想復調信号の平均電力で除算し、さらに平方根を取ってＥＶＭ値を計算する。ＥＶＭ値表示回路４６は、得られたＥＶＭ値を表示する。

以上のように、復調からＥＶＭ値表示までの一連の過程はＥＶＭ値評価装置５１によって行われる。

図５は、ＥＶＭ値を評価した結果に基づき受信モードを選択する機能を備えた従来の受信回路のブロック図である。例えば、特開２００４−５６４９９号公報には、図５に示したモード選択機能を備えた受信回路が示されている。図５を参照すると受信回路８７は、異なる受信モードに対応した２つのアンテナ８１ａ、８１ｂおよび２つの復調器８２ａ、８２ｂを備えている。受信回路８７は、アンテナ８１ａ、８１ｂで変調信号を受信し、復調器８２ａ、８２ｂで変調信号を復調する。そして、復調器８２ａ、８３ｂの各復調信号は受信ベースバンド信号処理回路８３に伝送される。

受信ベースバンド信号処理回路８３は、各復調信号に対して所定の信号処理を行い、信号処理を行った復調信号を誤差ベクトル抽出回路８４に送る。誤差ベクトル抽出回路８４は、各復調信号から各誤差ベクトルを抽出する。誤差ベクトル平均化回路８５は、誤差ベクトル抽出回路８４で抽出された各誤差ベクトルから各誤差ベクトルの平均電力を求める。

制御回路８６は、これらの平均電力から式（１）に基づき各アンテナ８１ａ、８１ｂで受信した異なる受信モードのＥＶＭ値を計算し、それら比較することにより、ＥＶＭ値が低く信号品質の良い受信モードが選択される。

図６は、誤差ベクトルを評価した結果に基づき測定対象の歪を補正する変調信号を発生する機能を備えた従来の送受信回路の構成を示すブロック図である。例えば、特開２００２−９６４２号公報には、図６に示した歪による誤差を補正する機能を備えた送受信回路が示されている。図６を参照すると、送受信回路６９は、測定対象１、変調信号発生器６１、制御回路６２、カプラ６３、復調器６４、誤差ベクトル抽出回路６５、受信ベースバンド信号処理回路６６、および切替器６７を備えている。

誤差制御を行なう期間において、制御回路６２は、測定対象１からカプラ６３への経路を接続するように切替器６７を制御する。これにより測定対象１からの出力変調信号が復調器６４に伝送される。

復調器６４は出力変調信号を復調する。誤差ベクトル抽出回路６５は、復調器６４で得られた復調信号から誤差ベクトルを抽出し、抽出された誤差ベクトルの情報に基づき、誤差ベクトルを最小化するように変調信号発生器６１のパラメータを補正する。

以上の動作により、従来の送受信回路６９は、測定対象１の歪に起因する誤差ベクトルを補正し、線形性を改善している。

また、誤差制御を行わない期間においては、制御回路６３は、測定対象１からカプラ６３への経路を切断するように切替器６７を制御する。これにより、従来の送受信回路６９は、変調信号発生器６１、測定対象１、およびアンテナ６８を用いた送信動作と、アンテナ６８、復調器６４、受信ベースバンド信号処理回路６６を用いた受信動作とを行なう状態となる。

図６の回路は誤差ベクトルに基づいて歪を補正するものであったが、測定対象の振幅歪と位相歪を測定できれば、復調信号の誤差ベクトルを用いることなく歪を補正することができる。図７は、測定対象の歪を補正する機能を備えた従来の回路の構成を示すブロック図である。

例えば、特開２００３−２５８５６０号公報には、図７のような歪補正機能を備えた回路が示されている。図７を参照すると、回路は、カプラ１０１ａ、１０１ｂ、遅延回路１０２、２乗検波回路１０３、Ａ／Ｄ変換器１０４、テーブル１０５、Ｄ／Ａ変換器１０６、１１５、ローパスフィルタ１０７ａ、１０７ｂ、位相回路１０８、振幅回路１０９、増幅器１１０、歪検知回路１１２、テーブル更新回路１１３、ＶＣＯ制御回路１１４、およびＶＣＯ１１６を有している。その中でＡ／Ｄ変換器１０４、テーブル１０５、Ｄ／Ａ変換器１０６、１１５、テーブル更新回路１１３、ＶＣＯ制御回路１１４、およびＶＣＯ１１６はデジタル処理部１１１として構成されている。

カプラ１０１ａで分岐され、２乗検波回路１０３で検波された入力信号と、カプラ１０１ｂで分岐され、歪検知回路１１２で検知された出力信号とがデジタル処理部１１１に入力されている。デジタル処理部１１１は、この入力信号および出力信号と、歪補償用のテーブル１０５に格納されているデータとに基づいて、増幅器１１０の歪を補正するように位相回路１０８および振幅回路１０９を制御する。また、テーブル更新回路１１３は、歪検知回路１１２からの出力信号に基づいてテーブル１０５のデータを更新する。

図２に示したような従来のＥＶＭ評価方法では、誤差ベクトルの平均電力を求めるために、非常に多数のサンプリング点における誤差ベクトルを取得する必要があった。例えば、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおけるＥＶＭ値を求める場合に必要なサンプリング点数は、（サブキャリア数）×（パケット長）×（フレーム数）となる。そして、非特許文献１のｐｐ．３０によれば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおけるサブキャリア数は５２、パケット長は１６以上、フレーム数は２０以上と定めてられている。したがって、必要最小限のサンプリング数は５２×１６×２０＝１６６４０である。

このように多数のサンプリング点での演算を必要とすることはＥＶＭ評価法における深刻な問題であり、以下のような具体的な問題点の原因になる。

例えば、図３に示した回路シミュレータによりＥＶＭ値を評価する場合、多数のサンプリング点で演算を行うために計算時間が長くなってしまう。また、図５に示した通信回路の場合、多数のサンプリング点での演算が可能な処理能力の高い計算回路および大規模メモリが必要となる。そのため、回路の大規模化やそれに伴う消費電力の増大などの問題が発生する。

また、従来のＥＶＭ評価方法を用いるには、回路構成が複雑で高コストな復調器が必要である。このことは、以下の具体的な問題点の原因になる。

例えば、測定対象を増幅器とし、その特性を実験的に評価する場合、利得や飽和出力などの基本特性は、正弦波入力時の測定結果から得られる。しかしながら、従来の方法でＥＶＭ評価を行なう場合、正弦波入力時の測定装置とは別個に、図４に示したような復調器４２を含むＥＶＭ評価装置５１が必要となる。そのため、このような装置の導入がコストの上昇につながる。

また、図６に示した送受信回路６９では、送信回路に含まれる測定対象１の歪による誤差ベクトルを求めるために復調器６４が用いられている。復調器６４は、本来、送信回路には不要なものであり、誤差ベクトルを求めるために復調器６４を設ければ回路規模の増大を招く。そのため、図６の例では、受信回路の復調器６４を送信回路の誤差ベクトルを求めるために用いている。しかし、それにより図６の送受信回路６９では、誤差補正中には、通常の受信動作を行うことができないという問題があった。

復調器を用いることで生ずる問題を回避するため、図７の回路は、所望の変調信号に対応する復調器を用いず測定対象の歪を補正している。しかし、この回路には復調器がないためＥＶＭ値を評価する手段がなく、所望の変調信号平均電力において歪補正後の特性がＥＶＭ規格を満たしているか否かを確認できず、信頼性に欠けるという問題があった。

また、図７の回路は、振幅歪と位相歪のどちらがＥＶＭ値に大きく影響しているかを判断する手段を備えておらず、このことも歪補正の信頼性を欠く要因となっていた。

本発明の目的は、多数のサンプリング点での誤差ベクトルの演算を行なうことなく、かつ所望の変調方式に対応した復調器を用いることなく、線形性の評価を行うことができる線形性評価方法と、それを用いた回路シミュレータ、評価装置、通信回路、およびプログラムを提供することである。

上記目的を達成するために、本発明の評価装置は、電気回路の評価対象における線形性指標を評価するための評価装置であって、測定器、評価部、積分部、および線形性指標計算部を有している。

測定器は、所定の評価信号を入力された評価対象の入力信号および出力信号を測定する。
評価部は、入力信号および出力信号を用いて、出力信号の振幅歪または位相歪の少なくとも一方の歪量を求める。積分部は、歪量を用い、所定の変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数で重み付けした積分処理を行う。線形性指標計算部は、積分部による処理の結果から線形性指標を算出する。

一般的な復調信号の一例を示す図である。 従来の一般的なＥＶＭ評価方法による手順を示すフローチャートである。 ＥＶＭ値を計算する機能を備えた従来の回路シミュレータの構成を示すブロック図である。 ＥＶＭ値を評価する機能を備えた従来の測定装置の構成を示すブロック図である。 ＥＶＭ値を評価した結果に基づき受信モードを選択する機能を備えた従来の受信回路のブロック図である。 誤差ベクトルを評価した結果に基づき測定対象の歪を補正する変調信号を発生する機能を備えた従来の送受信回路の構成を示すブロック図である。 測定対象の歪を補正する機能を備えた従来の回路の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態によるＥＶＭ評価方法の手順を示すフローチャートである。 第１の実施形態における信号の定義を説明するための仮想的な測定系の概略構成図である。 第２の実施形態によるＥＶＭ評価方法の手順を示すフローチャートである。 第３の実施形態によるＥＶＭ評価方法の手順を示すフローチャートである。 第４の実施形態によるＥＶＭ評価方法の手順を示すフローチャートである。 第５の実施形態による回路シミュレータの構成を示すブロック図である。 第６の実施形態による回路シミュレータの構成を示すブロック図である。 測定対象の一例となる増幅器の振幅歪および位相歪の電力依存性を示すグラフである。 従来技術と第６の実施形態で計算したＥＶＭ値の比較を示すグラフである。 第７の実施形態による測定装置の構成を示すブロック図である。 第８の実施形態による測定装置の構成を示すブロック図である。 第９の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。 第９の実施形態の通信回路における振幅・位相評価回路の構成例を示すブロック図である。 第９の実施形態の通信回路における振幅・位相評価回路の他の構成例を示すブロック図である。 第１０の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。 測定対象の一例として増幅器の構成を示す概略回路図である。 図２２に示された増幅器の静的電流を変えて、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａの５４ＭｂｐｓモードにおけるＥＶＭ値の電力依存性をシミュレーションした結果を示すグラフである。 第１１の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。 測定対象の一例として増幅器の構成を示す概略回路図である。 図２５に示した増幅器の可変容量素子の容量値を変えて、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａの５４ＭｂｐｓモードにおけるＥＶＭ値の電力依存性をシミュレーションした結果を示すグラフである。 第１２の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。

本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図８は、第１の実施形態によるＥＶＭ評価方法の手順を示すフローチャートである。このＥＶＭ評価方法は、測定対象のＥＶＭ評価を行うための方法であり、様々な装置や回路に適用可能な基本的なものである。したがって、本方法は特定の構成に依存するものではなく、様々な構成に広く適用可能である。図８には、第１の実施形態として、測定対象の振幅歪と位相歪の電力依存性の評価結果から直接にＥＶＭ値を計算する方法が示されている。

図８を参照すると、まず、評価信号を測定対象に入力する（ステップＡ２１）。次に、測定対象の振幅歪および位相歪を測定する（ステップＡ２２）。また、ステップＡ２１、Ａ２２とは独立した処理により、所望の変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数を読み出す（ステップＡ２３）。

そして、ステップＡ２２で得られた振幅歪および位相歪を、ステップＡ２３で得られた確率密度関数で重み付けして積分処理する（ステップＡ２４）。

次に、ステップＡ２４で得られた積分値を用いてＥＶＭ値を計算する（ステップＡ２５）。次に、ここで歪評価を終了するか否か判定する（ステップＡ２６）。ここで歪評価を終了しない場合、ステップＡ２１およびステップＡ２３の処理に戻る。

歪評価を終了する場合、次に、残留ＥＶＭ値を評価するか否か判定する（ステップＡ２７）。残留ＥＶＭ値を評価すると判定した場合、次に、残留ＥＶＭ値の評価を行い（ステップＡ２８）、測定対象の歪によるＥＶＭ値と残留ＥＶＭ値とを合成したＥＶＭ値を計算する（ステップＡ２９）。

ステップＡ２６にて残留ＥＶＭ値を評価しないと判定された場合、またはステップＡ２９の処理の後、次に、一例の評価処理を終了するか否か判定する（ステップＡ３０）。評価処理を終了しない場合には、ステップＡ２１およびステップＡ２３の処理に戻る。

以下、このＥＶＭ評価方法の原理について詳細に説明する。

図９は、第１の実施形態における信号の定義を説明するための仮想的な測定系の概略構成図である。図９に示すように、ここでは測定対象１に変調信号列｛Ｓ_ｉｎ（ｎ）｝を入力すると、変調信号列｛Ｓ′_ｏｕｔ（ｎ）｝が出力されるものとする。変調信号のサンプリングの番号を表す変数ｎの物理次元は任意に取ってよく、例えばｎは時間変数でも良く、周波数を表す変数としても良い。一般に測定対象１の特性には歪があるので、｛Ｓ′_ｏｕｔ（ｎ）｝は、歪がない場合の理想的な変調信号列｛Ｓ_ｏｕｔ（ｎ）｝からずれたものとなる。

また、Ｓ_ｉｎ（ｎ）、Ｓ_ｏｕｔ（ｎ）、およびＳ′_ｏｕｔ（ｎ）は複素信号であり、これら複素信号の絶対値二乗により各信号の電力が得られるものとする。すなわち、入力変調信号の電力Ｐ_ｉｎ（ｎ）と、理想的な出力変調信号の電力Ｐ_ｏｕｔ（ｎ）は、式（２）と式（３）でそれぞれ与えられる。

復調器１２１による復調処理により、理想出力変調信号列｛Ｓ_ｏｕｔ（ｎ）｝からは復調信号列｛ｃ（ｋ）｝が得られるものとし、歪の影響を含む出力変調信号列｛Ｓ′_ｏｕｔ（ｎ）｝からは復調信号列｛ｃ′（ｋ）｝が得られるものとする。

復調信号のサンプリングの番号を表す変数ｋの物理次元は任意に取ってよく、例えばｋは時間変数でも良く、周波数を表す変数としても良い。

上述した式（１）によれば、ＥＶＭ値は、復調信号における誤差ベクトル平均電力と理想信号平均電力の比、すなわち復調信号の信号対歪電力比を用いて与えられる。

ところで、一般的に誤差ベクトルは、測定対象１と復調器１２１の双方の歪によって発生するが、測定においては測定対象の効果のみに着目すべきであり、測定器の一部である復調器１２１の影響は除去することが望ましい。

そこで測定器において復調器の影響を除去するという方針に基づき、ここでは復調器によって信号対歪電力比は変化しないと仮定する。すなわち、復調前の変調信号の信号対歪電力比と、復調信号の信号対歪電力比は等しいこととなり、その結果、式（４）が得られる。式（４）ではｘの期待値をＥ［ｘ］とし、理想変調出力の平均電力をＰ_{ｏｕｔ（ａｖｅ）}としている。

測定対象１の効果のみに着目するために、復調器１２１の影響を除去するという方針は、変復調方式の種類と関連なく適用すべきものである。したがって、この方針から得られる式（４）は変復調方式の種類によらず適用され得る。

歪による誤差を含む出力変調信号Ｓ′_ｏｕｔ（ｎ）と入力変調信号Ｓ_ｉｎ（ｎ）との関係は式（５）のように表現される。

一般に、信号利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ（ｎ））は、入力変調信号の電力Ｐ_ｉｎ（ｎ）に対して変動する非線形特性を持ち、この利得の非線形特性すなわち振幅歪によりＥＶＭ値が劣化する。なお、信号利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ（ｎ））の二乗により電力利得が与えられる。なお、この利得の定義で用いられる電力単位は［ｄＢ］ではなく、絶対値単位、例えば［Ｗ］であるとする。

一般に、位相θ（Ｐ_ｉｎ（ｎ））は、入力変調信号の電力Ｐ_ｉｎ（ｎ）に対して変動する非線形特性を持ち、この非線形特性すなわち位相歪によりＥＶＭ値が劣化する。ここでの位相θ（Ｐ_ｉｎ（ｎ））は［ｒａｄ］単位であるとする。

通信システムにおいて、利得と位相の基準は平均電力における特性から決定される。そのため、歪のない理想的な場合には、出力変調信号の利得と位相は入力変調信号平均電力Ｐ_{ｉｎ（ａｖｅ）}における値を取り、入力変調信号電力Ｐ_ｉｎ（ｎ）に対して変動しない。すなわち、理想出力変調信号Ｓ_ｏｕｔ（ｎ）と入力変調信号Ｓ_ｉｎ（ｎ）との関係は式（６）のように表現される。

また、歪のない理想的な変調信号における電力と平均電力の比をｒと定義すると、サンプリング点での値ｒ（ｎ）は式（７）により示すことができる。

歪のない理想的な場合、式（７）に示されているように、入力と出力とで、変調信号の電力と平均電力の比が一致する。

変調信号において、ｒ（ｎ）はサンプリング点ｎに応じて変動するが、このｒ（ｎ）の変動は確率密度関数ｐ（ｒ）に従ったものとなる。すなわち、ｒは、確率密度関数ｐ（ｒ）によって分布が記述される確率変数である。

式（７）を用いると、式（５）中の利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ（ｎ））と位相θ（Ｐ_ｉｎ（ｎ））の中に現れる変数Ｐ_ｉｎ（ｎ）は、Ｐ_{ｉｎ（ａｖｅ）}ｒ（ｎ）と置き換えることができる。

式（４）に現れる、歪による変調信号の誤差ベクトルの電力と、利得と位相の電力依存性との間の関係式は、式（８）のように示すことができる。なお、式（８）は、｜Ｓ′_ｏｕｔ（ｎ）−Ｓ_ｏｕｔ（ｎ）｜^２に、式（５）のＳ′_ｏｕｔ（ｎ）と、式（６）のＳ_ｏｕｔ（ｎ）とを代入し、式（３）および式（７）を用いて式変形することで容易に得られる。

式（８）から、｜Ｓ′_ｏｕｔ（ｎ）−Ｓ_ｏｕｔ（ｎ）｜^２は確率変数ｒを含む確率変数であることが分かる。したがって、その期待値Ｅ［｜Ｓ′_ｏｕｔ（ｎ）−Ｓ_ｏｕｔ（ｎ）｜^２］は、確率変数ｒの確率密度関数ｐ（ｒ）を用いて、式（９）のように表される。ここで積分範囲に表れるＰＡＲ（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）は変調信号のピーク電力と平均電力の比であり、すなわちｒの最大値である。

ここで式（９）を式（４）に代入すれば、入力変調信号平均電力Ｐ_{ｉｎ（ａｖｅ）}におけるＥＶＭ値と、利得と位相の電力依存性との間の関係式が式（１０）のように得られる。

以上より、式（１０）を用いれば、利得Ｇと位相θの電力依存性のデータからＥＶＭ値を直接計算することができる。この方法によってＥＶＭ値を評価するには利得Ｇと位相θの電力依存性のデータが必要である。

そのため、図８のフローチャートにおいて、評価信号を測定対象に入力するステップＡ２１と、測定対象の振幅歪および位相歪を評価するステップＡ２２によって、利得Ｇと位相θの電力依存性のデータを評価する。

評価信号としては、所望の変調信号の搬送波周波数を含むか、またはそれに近い周波数の信号を用いることが望ましい。

例えば、測定対象がメモリ効果を示さないか、あるいはその効果が弱い場合、すなわち歪特性が変調信号の帯域幅に依存しないかあるいは依存性が弱い場合には、所望の変調信号の搬送波周波数における正弦波を評価信号として測定対象に入力して得られた利得Ｇと位相θの電力依存性によってＥＶＭ値を精度良く評価することができるので、簡易な装置や評価手法で利得Ｇと位相θの電力依存性を得ることができる。そのため測定対象がメモリ効果を示さないか効果が弱い場合においては、評価信号として所望変調信号の搬送波周波数における正弦波を用いることが望ましい。

一方、通信システムのチャネル帯域幅が広く、周波数による歪特性の変化がチャネル帯域内でも無視できない場合、チャネル帯域内の何点かの周波数で利得Ｇと位相θの電力依存性を評価し、その結果から各周波数点でのＥＶＭ値を評価してもよい。また、それらの各周波数点でのＥＶＭ値の平均値をチャネルにおけるＥＶＭ値の代表値としてもよい。

他の例として、測定対象がメモリ効果を示す場合、すなわち歪特性が変調信号の帯域幅に強く依存する場合には、パワースイープの速度によって利得Ｇと位相θの電力依存性が変化するので、利得Ｇと位相θの電力依存性を評価する際のパワースイープ速度を所望変調信号の振幅の変化速度に近づけることが望ましい。これにより、実際の動作に近い利得Ｇと位相θの電力依存性からＥＶＭ値を精度良く評価することができる。

以上で述べた評価信号は好適な一例であるがこれに限定されるものでない。所望の変調信号の搬送波周波数、またはそれに近い周波数における利得Ｇと位相θの電力依存性が測定できれば、評価信号にどのような信号を用いてもよい。

式（１０）では、利得の電力依存性Ｇ（Ｐ_ｉｎ）と位相の電力依存性θ（Ｐ_ｉｎ）があるが、このＧ（Ｐ_ｉｎ）をＧ（Ｐ_ｉｎ）／Ｇ′とし、θ（Ｐ_ｉｎ）をθ（Ｐ_ｉｎ）−θ′としても式（１０）は変化しない。ここでＧ′とθ′は任意の定数である。そのため、利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）の代わりにＧ（Ｐ_ｉｎ）／Ｇ′を用いても良く、また位相θ（Ｐ_ｉｎ）の代わりにθ（Ｐ_ｉｎ）−θ′を用いても良いことが分かる。

例えば、Ｇ′をＧ（Ｐ_ｉｎ）の入力電力０における極限値、すなわち線形利得Ｇ（０）としてもよい。その場合、式（１０）において、利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）の代わりに、線形利得からの利得偏差すなわち振幅歪を表すＧ（Ｐ_ｉｎ）／Ｇ（０）を用いればよい。同様に、θ′をθ（Ｐ_ｉｎ）の入力電力０における極限値θ（０）としてもよい。その場合、式（１０）において、位相θ（Ｐ_ｉｎ）の代わりに位相歪θ（Ｐ_ｉｎ）−θ（０）を用いればよい。

つまり、振幅歪の歪量であるＧ（Ｐ_ｉｎ）／Ｇ（０）と、位相歪の歪量であるθ（Ｐ_ｉｎ）−θ（０）を用いることができる。

また、式（１０）においては、ここまで利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）の定義で用いられる電力単位は絶対値単位、例えば[Ｗ]単位の電力として説明したが、必要に応じて別の単位、例えば[ｄＢ]単位を用いることとし、それに合わせて式を変形してもよい。

また、ここまで位相θ（Ｐ_ｉｎ）の単位は[ｒａｄ]単位として説明したが、必要に応じて別の単位、例えば[度]や[秒]などの単位を用いることとし、それに合わせて式を変形してもよい。

次に、図８に示したフローチャートのステップＡ２３において、所望の変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数ｐ（ｒ）を読み出している。確率密度関数ｐ（ｒ）は変調信号の種類によって固有の関数形を持つ。例えば、サブキャリア数が十分に多い直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ）においては、確率密度関数ｐ（ｒ）は式（１１）で与えられる。このことは文献「２００２年９月、アイ・イー・イー・イー・ヴィヒキュラー・テクノロジー・カンファレンス・プロシーディングス、第２巻、８９９〜９０３頁（ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ，ｖｏｌ．２，ｐｐ．８９９−９０３，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ，２００２）」に示されている。

したがって、所望の変調信号に合わせて予め定まる確率密度関数ｐ（ｒ）の関数形をデータとしてデータ処理装置または記憶装置などに予め記録しておき、ステップＡ２３において、変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数ｐ（ｒ）のデータをデータ処理装置または記憶装置から読み出せばよい。なお、確率密度関数ｐ（ｒ）のデータは関数形を表す数式の情報でも良く、または数式から得られる数値列データでも良い。

また他の方法として、予め測定によって確率密度関数ｐ（ｒ）を取得し、得られた数値列データをデータ処理装置や記憶装置などに記録しておき、ステップＡ２３において、確率密度関数ｐ（ｒ）のデータとしてそれを読み出しても良い。この手法は確率密度関数ｐ（ｒ）の関数形が理論的に既知でない場合にも有効に適用可能である。さらに他の方法として、予め確率密度関数ｐ（ｒ）を測定し、その結果から確率密度関数ｐ（ｒ）を表す経験式を導き、この式をデータ処理装置や記憶装置などに記録しておくこととしてもよい。

記憶する情報量を削減する観点からは、確率密度関数ｐ（ｒ）は数値列データよりも関数形を表す数式の情報としてデータ処理装置や記憶装置などに記憶する方が望ましい。

また、所望の変調方式が複数ある場合、それぞれの変調方式に対応する確率密度関数ｐ（ｒ）を用意しておけば、それぞれの変調方式に対応するＥＶＭ値の評価に適用できる。

図８に示したフローチャートのステップＡ２４において、ステップＡ２１、Ａ２２で得られた利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）および位相θ（Ｐ_ｉｎ）の電力依存性と、ステップＡ２３で得られた確率密度関数ｐ（ｒ）とを用いて式（１０）に含まれる積分計算を行なう。

ｒが十分小さいまたは十分大きい範囲では、被積分関数に含まれるｒｐ（ｒ）が０に近づくので、そのようなｒの範囲は積分値への寄与が無視できる。そのため、式（１０）では、積分範囲が０からＰＡＲとなっているが、実際の計算においてはＥＶＭ値に大きな誤差が生じない程度に積分範囲の下限値と上限値を適当に打ち切ってもよい。積分範囲を適切な範囲で打ち切ることにより、ＥＶＭ値の精度を劣化させることなくデータ処理量および処理時間を削減できる。

また、積分計算においては、複数のｒ値で被積分関数のデータを取り、例えば台形公式などを用いて積分値を計算する。その場合、必要に応じてデータ点の取り方を任意に選択でき、例えば、精度を重視する場合はデータ点を多く取ればよく、データ処理量および処理時間の削減を重視する場合はデータ点を少なくすればよい。

式（１０）において、積分変数として変調信号の電力／平均電力比ｒを用いているが、必要があれば積分変数を適当な別の変数に変換しても良く、例えばｒをｒＰ_{ｉｎ（ａｖｅ）}に等しい変調信号入力電力Ｐ_ｉｎに変数変換して積分計算しても良い。

図８に示したフローチャートのステップＡ２５において、式（１０）に従い、ステップＡ２４で得られた積分値の平方根を取ることでＥＶＭ値を求める。

ここで得られた値は絶対値単位であるが、必要に応じて他の単位に変えてもよい。例えば、パーセント単位にする場合、式（１０）で得られた値に１００を掛ければ良い。

図８のフローチャートのステップＡ２６において、歪の評価を終了するか否か判定する。

歪の評価を終了しない場合、これまでと同じ評価条件で歪の評価を繰り返しても良く、また平均電力、搬送波周波数、または利得と位相の電力依存性を評価する際のパワースイープの速度などの評価条件を変えて再度評価を行ってもよい。

実際のＥＶＭ値は、測定対象の振幅歪および位相歪の他に、測定対象の周辺回路または測定系の持つ残留ＥＶＭの影響を受けることがある。図８のフローチャートのステップＡ２７において、この残留ＥＶＭを評価するか否か判定する。

ステップＡ２７において残留ＥＶＭを評価すると判断した場合、ステップＡ２８において、残留ＥＶＭを評価する。また、評価しないと判断した場合、ステップＡ３０の処理にに進む。

ステップＡ２８にて残留ＥＶＭ値を評価した場合、ステップＡ２９において、残留ＥＶＭ値と測定対象の歪によるＥＶＭ値を合成したＥＶＭ値を求める。以下、その計算方法を示す。

復調信号において、測定対象の歪による発生する誤差ベクトルｅ_ＤＵＴと、測定対象の周辺回路や測定系から発生する誤差ベクトルをｅ_ｒｅｓとの双方を考えた場合の全体の誤差ベクトルをＥＶＭ_{ｔｏｔａｌ}とすると、式（１２）によって表すことができる。

そして、測定対象の歪による発生する誤差ベクトルｅ_ＤＵＴのみを考えた場合のＥＶＭ値（ＥＶＭ_ＤＵＴ）は式（１３）、測定対象の周辺回路や測定系から発生する誤差ベクトルｅ_ｒｅｓのみを考えた場合の残留ＥＶＭ値（ＥＶＭ_ｒｅｓ）は式（１４）でそれぞれ与えられる。

ここで、測定対象の歪による誤差ベクトルｅ_ＤＵＴと測定対象の周辺回路や測定系から発生する誤差ベクトルｅ_ｒｅｓが無相関であれば、ＥＶＭ_{ｔｏｔａｌ}とＥＶＭ_ＤＵＴとＥＶＭ_ｒｅｓとの間には式（１５）の関係式が成り立つ。

また、ｅ_ＤＵＴとｅ_ｒｅｓに相関があれば、一般に、式（１６）の不等式が成立する。なお、ＥＶＭ_{ｔｏｔａｌ}が最大値（ＥＶＭ_ＤＵＴ＋ＥＶＭ_ｒｅｓ）を取るのは、任意のサンプリング点においてｅ_ＤＵＴとｅ_ｒｅｓが平行かつ同方向の場合である。ＥＶＭ_{ｔｏｔａｌ}が最小値（｜ＥＶＭ_ＤＵＴ−ＥＶＭ_ｒｅｓ｜）を取るのは、任意のサンプリング点においてｅ_ＤＵＴとｅ_ｒｅｓが平行かつ逆方向の場合である。

したがって、残留ＥＶＭの特性（ＥＶＭ_ｒｅｓ）が既知であれば、例えば、式（１０）を用いて得た測定対象のＥＶＭ値（ＥＶＭ_ＤＵＴ）と合わせて、式（１５）を用いることにより、測定対象の歪と測定対象以外に起因する残留ＥＶＭの両者の影響がある場合のＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ｔｏｔａｌ}）を得ることができる。式（１５）を用いて得られるＥＶＭ値は、測定対象の歪と測定対象以外に起因する誤差（残留ＥＶＭ）が無相関であるか無相関に近い場合に精度が良くなる。

または、式（１５）の代わりに、式（１６）を用いて測定対象の歪と測定対象以外に起因する残留ＥＶＭの両者の影響がある場合のＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ｔｏｔａｌ}）の下限値と上限値を見積もっておき、これらの下限値と上限値の間に含まれる値をＥＶＭ値として用いても良い。

図８に示したフローチャートでは、測定対象の歪によるＥＶＭ値を評価した後に残留ＥＶＭ値を評価したが、逆に残留ＥＶＭ値を評価した後に測定対象の歪によるＥＶＭ値を評価しても良く、これらの評価の順序に制限はない。

次に、図８に示したフローチャートのステップＡ３０において、一例の評価処理を終了するか否か判定する。評価を終了しない場合、ステップＡ２１から再度評価を行なうこととなる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、一例として、利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）と位相θ（Ｐ_ｉｎ）の電力依存性を評価し、振幅歪と位相歪の両者を考慮した場合のＥＶＭ値を式（１０）により求めた。しかし、本発明においては、利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）の電力依存性のみを評価し、振幅歪のみを考慮した場合のＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＡＭ}）を計算することとしてもよい。その場合のＥＶＭ値は式（１０）においてθ（ｒＰ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）−θ（Ｐ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）を０として位相歪の影響を除いた式（１７）で与えられる。

また、式（１７）で与えられるＥＶＭ_{ＡＭ／ＡＭ}値は、利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）を［ｄＢ］単位で表した利得Ｇ_（ｄＢ）（Ｐ_ｉｎ）を用いることにより式（１８）のように表現することもできる。

さらに、式（１８）は、振幅歪が十分小さい場合（｛Ｇ_（ｄＢ）（ｒＰ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）−Ｇ_（ｄＢ）（Ｐ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）｝＜＜２０ｄＢ）において、式（１９）のように近似することで簡略化することもできる。

また、振幅歪のみを考慮した場合と同様に、位相θ（Ｐ_ｉｎ）の電力依存性のみを評価し、位相歪のみを考慮した場合のＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＰＭ}）を計算しても良い。その場合のＥＶＭ値は式（１０）においてＧ（ｒＰ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）／Ｇ（Ｐ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）を１として振幅歪の影響を除いた式（２０）で与えられる。

さらに、式（２０）は、位相歪が十分小さい場合（θ（ｒＰ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）−θ（Ｐ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）＜＜２ｒａｄ＝１１５°）において、[度]単位で表した位相θ_（deg）（Ｐ_ｉｎ）を用いて式（２１）のように近似することで簡略化することができる。

振幅歪と位相歪の両者を考慮した場合のＥＶＭ計算式（１０）から得られるＥＶＭ値と、振幅歪のみを考慮した場合のＥＶＭ計算式（１７）から得られるＥＶＭ_{ＡＭ／ＡＭ}値と、位相歪のみを考慮した場合のＥＶＭ計算式（２０）から得られるＥＶＭ_{ＡＭ／ＰＭ}値との間には、振幅歪が十分小さい場合（Ｇ（ｒＰ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）／Ｇ（Ｐ_{ｉｎ（ａｖｅ）}）〜１）においては、式（２２）の近似的な関係式が成立する。

したがって、振幅歪のみ考慮した場合のＥＶＭ_{ＡＭ／ＡＭ}値を式（１７）または式（１８）または式（１９）から求め、位相歪のみ考慮した場合の得られるＥＶＭ_{ＡＭ／ＰＭ}値を式（２０）または式（２１）から求め、個別に得られたＥＶＭ_{ＡＭ／ＡＭ}値とＥＶＭ_{ＡＭ／ＰＭ}値から式（２２）を用いて振幅歪と位相歪の両者を考慮した場合のＥＶＭ値を計算することとしてもよい。

図１０は、第２の実施形態によるＥＶＭ評価方法の手順を示すフローチャートである。図１０には、振幅歪のみを考慮した場合のＥＶＭ値と位相歪のみを考慮した場合のＥＶＭ値から全体のＥＶＭ評価を行う方法が示されている。ＥＶＭ評価方法の手順を示すフローチャートである。

第２の実施形態では、図８に示した第１の実施形態のステップＡ２４の代わりに、確率密度関数で重み付けした振幅歪を積分処理するステップＡ２４ａと、同様に位相歪を積分処理するステップＡ２４ｂとがある。また、第２の実施形態では、第１の実施形態におけるステップＡ２５の代わりに、ステップＡ２４ａで得られた積分値から振幅歪をＥＶＭ値を計算するステップＡ２５ａと、ステップＡ２４ｂで得られた積分値から位相歪をＥＶＭ値を計算するステップＡ２５ｂとがある。

また、第２の実施形態は、ステップＡ２５ａおよびＡ２５ｂの後に、ステップＡ３１にて、振幅歪と位相歪によるＥＶＭ値から両者の歪によるＥＶＭ値を計算している点でも第１の実施形態と異なる。

図１０に示したフローチャートでは、ステップＡ２４ａおよびステップＡ２５ａにて例えば式（１７）、（１８）、（１９）などを用いて利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）の電力依存性のデータから振幅歪によるＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＡＭ}）を計算すれば良い。また、ステップ２４ｂおよびステップＡ２５ｂにおいて、例えば式（２０）、（２１）などを用いて位相θ（Ｐ_ｉｎ）の電力依存性のデータから位相歪によるＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＰＭ}）を計算すれば良い。

また、ステップＡ３１においては、例えば式（２２）を用いて、振幅歪によるＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＡＭ}）と位相歪によるＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＰＭ}）とから振幅歪および位相歪の両者を含むＥＶＭ値を計算すれば良い。また、振幅歪によるＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＡＭ}）と位相歪によるＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＰＭ}）とを評価し、それとは別個に式（１０）を用いて振幅歪と位相歪の両者を含むＥＶＭ値を計算しても良い。

（第３の実施形態）
ＥＶＭ評価方法の他の実施形態として、振幅歪によるＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＡＭ}）のみを評価することも考えられる。第３の実施形態は、そのような例である。

図１１は、第３の実施形態によるＥＶＭ評価方法の手順を示すフローチャートである。第３の実施形態では、図１０に示した第２の実施形態におけるステップ２２が測定対象の振幅歪を測定するステップ２２ａに置き換えられている。また、位相歪によるＥＶＭ値を計算するステップ２４ｂ、２５ｂと、振幅歪と位相歪によるＥＶＭ値から両者の歪によるＥＶＭ値を計算するステップ３１とが省かれている。

（第４の実施形態）
ＥＶＭ評価方法の他の実施形態として、位相歪によるＥＶＭ値（ＥＶＭ_{ＡＭ／ＰＭ}）のみを評価することも考えられる。第４の実施形態はそのような例である。

図１２は、第４の実施形態によるＥＶＭ評価方法の手順を示すフローチャートである。第４の実施形態では、図１０に示した第２の実施形態におけるステップ２２が測定対象の位相歪を測定するステップ２２ｂに置き換えられている。また、振幅歪によるＥＶＭ値を計算するステップ２４ａ、２５ａと、振幅歪と位相歪によるＥＶＭ値から両者の歪によるＥＶＭ値を計算するステップ３１とが省かれている。

以上、説明した第１〜第４の実施形態のＥＶＭ評価方法によれば、利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）または位相θ（Ｐ_ｉｎ）の少なくとも一方の電力依存性のデータと、各変調方式に対応した確率密度関数ｐ（ｒ）とからＥＶＭ値を計算することができるので、回路規模や消費電力の増大、演算量の増大につながる多数のサンプリングおよび平均演算を行う必要が無い。

従来は、式（１）に基づき、多数のサンプリング点における誤差ベクトルの電力の平均を求めることでＥＶＭ値を評価していた。これに対して、これら第１〜第４の実施形態に示したＥＶＭ評価方法では、サンプリング点の平均を計算する代わりに、例えば式（１０）のような積分を計算することでＥＶＭ値を求めることができ、演算量およびデータ量が削減されている。

また、第１〜第４の実施形態のＥＶＭ評価方法によれば、変調信号を用いずに、例えば正弦波を用いてＥＶＭ値を評価することができるので、変調信号に対応した高コストの復調器をＥＶＭ評価用に設ける必要が無い。

なお、これらのＥＶＭ評価方法は、例えばデータ処理装置や記憶装置上に実装した回路シミュレータや、ＥＶＭ値を実験的に評価する装置や、ＥＶＭ値をパラメータとして使用する通信回路などの幅広い分野の対象に対して適用できるものである。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態として、上述したＥＶＭ評価方法を用いた回路シミュレータを示す。図１３は、第５の実施形態による回路シミュレータの構成を示すブロック図である。図１３を参照すると、回路シミュレータは、入力装置１４９、記憶装置１５５、データ処理装置１５６、および出力装置１５７を有している。

ここでは、第５の実施形態の回路シミュレータは、第１の実施形態に示したＥＶＭ評価方法を用いている。

入力装置１４９は、操作により各種データ等の情報を入力する装置、例えばキーボードである。

記憶装置１５５は、評価信号記憶部１５０、測定対象記憶部１５１、歪量記憶部１５２、変数・関数記憶部１５３、および残留ＥＶＭ値記憶部１５４を備えている。

評価信号記憶部１５０は、入力装置１４９から入力された評価信号の情報を記憶する。測定対象記憶部１５１は、入力装置１４９から入力された測定対象の情報を記憶する。歪量記憶部１５２は、データ処理装置１５６で得られた振幅歪および位相歪を記憶する。変数・関数記憶部１５３は、入力装置１４９から入力された変調信号電力／平均電力比および確率密度関数を記憶する。残留ＥＶＭ値記憶部１５４は、入力装置１４９から入力された残留ＥＶＭ値を記憶する。

データ処理装置１５６は、プログラムを実行することにより所定のシミュレーション処理を行うコンピュータからなる。プログラムを実行することにより、デ−タ処理装置１５６は、評価信号発生部１４１、測定対象モデル１ａ、評価部１４２、積分処理部１４３、測定対象ＥＶＭ値計算部１４４、およびトータルＥＶＭ値計算部１４６を有する構成を実現する。

出力装置１５７は、データ処理装置１５６からの情報を出力する装置、例えばディスプレイ装置または印刷装置である。出力装置１５７は測定対象ＥＶＭ値表示部１４７およびトータルＥＶＭ値表示部１４８を備える。

以上の構成の回路シミュレータにおいて、まず、評価信号の情報が入力装置１４９から入力され評価信号記憶部１５０に格納される。ここで述べる評価信号の情報とは、評価信号の種類、例えば評価信号が正弦波か変調波かを指定する情報、搬送波の周波数、パワースイープの速度、評価信号を発生させるためのルーチンプログラムなどを指す。

また、測定対象の情報が入力装置１４９から入力され測定対象記憶部１５１に格納される。ここで述べる測定対象の情報とは、測定対象の特性を再現するためのモデルパラメータ、ルーチンプログラムなどを指す。

また、所望の変調信号の電力／平均電力比ｒの確率密度関数ｐ（ｒ）の情報が入力装置１４９から入力され変数・関数記憶部１５３に格納される。確率密度関数ｐ（ｒ）の情報は第１の実施形態にて詳細に説明したものである。

そして、評価信号発生部１４１は、評価信号記憶部１５０に格納された情報に基づき、数値的な評価信号を発生させる。発生した評価信号は測定対象モデル１ａに入力される。

測定対象記憶部１５１に記憶された測定対象の情報に基づいて測定対象モデル１ａは、評価信号発生部１４１からの出力評価信号に対して所定の数値的な計算を行う。

評価部１４２は、測定対象モデル１ａの出力信号から、測定対象モデル１ａの振幅歪と位相歪の電力依存性を測定する。評価信号は、第１の実施形態で詳細に述べたように、所望の変調信号の搬送波周波数か、またはそれに近い周波数における利得Ｇと位相θの電力依存性を測定できるものである限りにおいて、どのような信号であってもよい。

評価部１４２において得られた測定対象モデル１ａの振幅歪と位相歪の電力依存性のデータは歪量記憶部１５２に格納される。

積分処理部１４３は、歪量記憶部１５２に格納された測定対象モデル１ａの振幅歪と位相歪の電力依存性のデータと、変数・関数記憶部１５３に格納されている確率密度関数ｐ（ｒ）の情報を用いて、確率密度関数で重み付けされた歪量の所定の積分演算を行う。この積分演算は、例えば式（１０）に含まれる積分演算である。

測定対象ＥＶＭ値計算部１４４は、例えば式（１０）に基づき、積分処理部１４３において得られた積分量の平方根を取ることで測定対象モデルの歪によるＥＶＭ値を計算する。測定対象ＥＶＭ値計算部１４４で得られたＥＶＭ値は、測定対象ＥＶＭ値表示部１４７にて表示される。

さらに、測定対象の周辺回路や測定系の残留ＥＶＭ値を考慮する必要がある場合には、予め得られている残留ＥＶＭ値のデータを入力装置１４９から入力し、残留ＥＶＭ値記憶部１５４に格納しておく。

トータルＥＶＭ値計算部１４６は、測定対象ＥＶＭ値計算部１４４で得られたＥＶＭ値と、残留ＥＶＭ値記憶部１５４に格納されている残留ＥＶＭ値とを用いて、歪によるＥＶＭおよび残留ＥＶＭから両者の影響を含むトータルのＥＶＭ値を計算する。トータルのＥＶＭ値は、例えば、式（１５）または式（１６）によって計算される。トータルＥＶＭ値計算部１４６で得られたＥＶＭ値は、トータルＥＶＭ値表示部１４８にて表示される。

なお、振幅歪によるＥＶＭ値のみを評価したい場合は、図１３に示した構成において、評価部１４２が振幅歪のみ評価し、積分処理部１４３および測定対象ＥＶＭ値計算部１４４が、例えば式（１７）、式（１８）、または式（１９）に基づいて振幅歪によるＥＶＭ値を計算すれば良い。

また、位相歪によるＥＶＭ値のみを評価したい場合は、図１３に示した構成において、評価部１４２が位相歪のみ評価し、積分処理部１４３および測定対象ＥＶＭ値計算部１４４が、例えば式（２０）または式（２１）に基づいて位相歪によるＥＶＭ値を計算すれば良い。

（第６の実施の形態）
本発明の第６の実施形態として、第２の実施形態に示したＥＶＭ評価方法を用いた回路シミュレータを示す。図１４は、第６の実施形態による回路シミュレータの構成を示すブロック図である。図１４を参照すると、回路シミュレータは、入力装置１４９、記憶装置１５５、データ処理装置１５６、および出力装置１５７を有している。

入力装置１４９および記憶装置１５５は図１３と同じものである。

データ処理装置１５６は、プログラムを実行することにより所定のシミュレーション処理を行う。プログラムを実行することにより、デ−タ処理装置１５６は、評価信号発生部１４１、測定対象モデル１ａ、振幅歪評価部１４２ａ、位相歪表株１４２ｂ、振幅歪積分処理部１４３ａ、位相歪積分処理部１４３ｂ、振幅歪ＥＶＭ値計算部１４４ａ、位相歪ＥＶＭ値計算部１４４ｂ、測定対象ＥＶＭ値計算部１４５、およびトータルＥＶＭ値計算部１４６を有する構成を実現する。

つまり、本実施形態では、図１３に示した第５の実施形態における評価部１４２が振幅歪評価部１４２ａと位相歪評価部１４２ｂに置き換えられ、積分処理部１４３が振幅歪量積分処理部１４３ａと位相歪量積分処理部１４３ｂに置き換えられている。また、第５の実施形態における測定対象ＥＶＭ値計算部１４４が振幅歪ＥＶＭ値計算部１４４ａと位相歪ＥＶＭ値計算部１４４ｂに置き換えられ、新たに測定対象ＥＶＭ値計算部１４５が設けられている。

出力装置１５７は、データ処理装置１５６からの情報を出力する装置、例えばディスプレイ装置または印刷装置である。出力装置１５７は測定対象ＥＶＭ値表示部１４７およびトータルＥＶＭ値表示部１４８を備える。つまり、本実施形態では、図１３に示した第５の実施形態の構成に対して新たに振幅歪ＥＶＭ値表示部１４７ａと位相歪ＥＶＭ値表示部１４７ｂが設けられている。

以上の構成において、振幅歪評価分１４２ａは振幅歪の電力依存性を求め、振幅歪量積分処理部１４３ａに送る。振幅歪量積分処理部１４３ａは、振幅歪評価部１４２ａで得られた振幅歪の電力依存性と、変数・関数記憶部１５３から読み出された確率密度関数ｐ（ｒ）とを用いて、例えば式（１７）、（１８）、または（１９）に含まれる積分演算を行う。

また、位相歪評価分１４２ｂは位相歪の電力依存性を求め、位相歪量積分処理部１４３ｂに送る。位相歪量積分処理部１４３ｂは、位相歪評価部１４２ｂで得られた位相歪の電力依存性と、変数・関数記憶部１５３から読み出された確率密度関数ｐ（ｒ）とを用いて、例えば式（２０）または（２１）に含まれる積分演算を行う。

振幅歪ＥＶＭ値計算部１４４ａは、例えば式（１７）、（１８）、または（１９）に基づき、振幅歪量積分処理部１４３ａで得られた積分値の平方根を取ることにより振幅歪によるＥＶＭ値を計算する。また、位相歪ＥＶＭ値計算部１４４ｂは、例えば式（２０）または（２１）に基づき、位相歪量積分処理部１４３ｂで得られた積分値の平方根を取ることにより振幅歪によるＥＶＭ値を計算する。振幅歪ＥＶＭ値計算部１４４ａで得られた振幅歪によるＥＶＭ値は振幅歪ＥＶＭ値表示部１４７ａで表示される。また、位相歪ＥＶＭ値計算部１４４ｂで得られた位相歪によるＥＶＭ値は位相歪ＥＶＭ値表示部１４７ｂで表示される。

測定対象ＥＶＭ値計算部１４５は、振幅歪ＥＶＭ値計算部１４４ａで得られた振幅歪によるＥＶＭ値と、位相歪ＥＶＭ値計算部１４４ｂで得られた位相歪によるＥＶＭ値とを用いて、例えば式（２２）に基づき、振幅歪と位相歪の両者の影響を含む測定対象のＥＶＭ値を計算する。

なお、第５、第６の実施形態において、残留ＥＶＭ値の影響を考慮する必要がない場合は、残留ＥＶＭ値記憶部１５４とトータルＥＶＭ値計算部１４６とトータルＥＶＭ値表示部１４８を省いても良い。

図１５は、測定対象の一例となる増幅器の振幅歪および位相歪の電力依存性を示すグラフである。図１６は、従来技術と第６の実施形態で計算したＥＶＭ値の比較を示すグラフである。図１６には、測定対象を図１５に示した特性の増幅器とし、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格のＯＦＤＭ変調信号を測定対象に入力した場合のＥＶＭ値を、図３で示した従来技術と、図１４で示した第６の実施形態とに基づいて計算した結果が示されている。

図１６を参照すると、第６の実施形態での計算結果は従来技術での計算結果と非常に良く一致していることが分かる。このことは、多数のサンプリング点を取らず、所望の変調方式に対応した復調器を用いることなく行った第６の実施形態のＥＶＭ値評価方法によってＥＶＭ値を正しく評価でき、少なくとも図３に示した従来技術と同等の精度でＥＶＭ値を求めることができることを示している。

なお、図１６に示したＥＶＭ値の計算において、従来技術では実際に測定対象にＯＦＤＭ変調信号を入力し、得られた出力信号に復調処理を行なっている。そのため、従来技術ではＯＦＤＭ変調および復調に対応したシミュレータを必要とするが、一般に、そのような高度な計算機能を有するシミュレータは高価であり、普及しているとは言い難い。

これに対して、第６の実施形態においては、測定対象に正弦波を入力して得られる振幅歪および位相歪の電力依存性からＥＶＭ値を計算している。すなわち、第６の実施形態によれば、ＯＦＤＭ変調および復調を行なわずにＥＶＭ値を評価することができる。すなわち、第６の実施形態においては、少なくとも正弦波応答が計算できる機能を持つシミュレータがあれば良く、そのような計算は比較的安価で普及しているハーモニックバランスシミュレータで実行できる。

なお、第６の実施形態においては、正弦波を評価信号に用いているが正弦波以外の信号を適宜用いてよい。

このように、従来では変調および復調処理が必要とされたため高機能なシミュレータが必要とされたが、本発明によれば変調および復調処理が不要なので、より安価で広く普及したシミュレータでＥＶＭ値を計算できる。

図１６のようなＥＶＭ値を計算する際、図３に示した従来技術では、サブキャリア数５２、パケット長１００、フレーム数２０のＯＦＤＭ変調信号を用いてＥＶＭ値を計算していた。そのため１点の平均電力におけるＥＶＭ値を計算するために５２×１００×２０＝１０４０００点で誤差ベクトルをサンプリングし、誤差ベクトル電力の平均化処理を行なう必要があった。

これに対して、第６の実施形態では、１点の平均電力におけるＥＶＭ値を計算するために、変調信号の電力／平均電力比ｒが−１３．５ｄＢから７ｄＢの範囲で０．５ｄＢ刻みとなる点でデータを取り台形公式を用いて積分計算を行なっている。したがって、（７−（−１３．５））／０．５＋１＝４２点の電力における振幅歪および位相歪のデータがあれば良い。従来技術に比べて遥かに少ないデータ点数で従来技術と同等の精度でＥＶＭ値を計算できている。

つまり従来技術と比べてＥＶＭ値評価に必要なデータ数が大幅に削減されている。
このことは計算時間の短縮にも貢献しており、例えば、図１６のＥＶＭ値の結果を得るために必要とされた計算時間は、従来技術では２２８秒であったのに対して、第６の実施形態では２６秒であった。

なお、積分範囲をｒ値が−１３．５ｄＢから７ｄＢとなる範囲に選んだ理由は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格のＯＦＤＭ変調信号において確率密度関数の値が１％以上になるようにｒの範囲を定めたからである。ただし、適宜、積分範囲をここで述べた範囲と異なる値に取っても良く、本発明が特定の範囲に限定されることはない。また積分計算に用いるデータ点数も同様にここで述べた値に限定されない。

なお、ここでは変調方式として無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａを例として説明を行なったが、本発明はこれに限定されるものではない。本発明におけるＥＶＭ値の評価手法は他の変調方式にも容易に適用することができる。

以上説明したように、第５、６の実施形態に示した回路シミュレータでは、従来技術のような多数のサンプリングおよびそれらの平均化処理が不要なので、シミュレーションの計算時間が大幅に短縮される。

また、第５、６の実施形態に示した回路シミュレータでは、従来技術のような変調および復調処理のための演算が不要となり、より安価で簡易的な回路シミュレータにより実現可能である。

（第７の実施形態）
本発明の第７の実施形態として、上述したＥＶＭ評価方法を用いた測定装置を示す。図１７は、第７の実施形態による測定装置の構成を示すブロック図である。図１７を参照すると、測定装置は、信号発生装置１７７とＥＶＭ値評価装置１７６を有している。信号発生装置１７７は評価信号発生器１６１を有している。また、ＥＶＭ値評価装置１７６は、測定部１７２、記憶部１７３、データ処理部１７４、出力部１７５、および信号発生装置１７７を有している。

また、測定部１７２は、入力信号測定器１６４、出力信号測定器１６５、および評価部１６６を有している。記憶部１７３は、歪量記憶部１６７および変数・関数記憶部１６８を有している。データ処理部１７４は、積分部１６９およびＥＶＭ値計算部１７０を有している。出力部１７５は、ＥＶＭ値表示部１７１を有している。

評価信号発生器１６１で発生された評価信号は、カプラ１６２ａにて測定対象１とＥＶＭ値評価装置１７６に分岐されている。また、測定対象１からの出力信号は、カプラ１６２ｂにて終端器１６３とＥＶＭ値評価装置１７６に分岐されている。

図１７に示した構成においては、信号発生装置１７７の評価信号発生器１６１は所定の評価信号を発生し、カプラ１６２ａに入力する。評価信号は、第１の実施形態にて詳細に述べたように、所望の変調信号の搬送波周波数か、またはそれに近い周波数における利得Ｇと位相θの電力依存性が測定できるならば、どのような信号であってもよい。

評価信号は、カプラ１６２ａを通じて測定対象１および入力信号測定器１６４に入力される。入力信号測定器１６４はその評価信号の振幅と位相を測定する。

測定対象１に評価信号を入力することにより測定対象１から出力された出力信号は、カプラ１６２ｂを介して出力信号測定器１６５に送られる。なお、カプラ１６２ｂで分岐されたもう一方は、ここでは終端器１６３で終端されることとする。終端器１６３の代わりに他の測定装置、例えばスペクトルアナライザ等に接続してもよい。

出力信号が与えられた出力信号測定器１６５は、その出力信号の振幅と位相を測定する。

入力信号測定器１６４および出力信号測定器１６５での測定結果は評価部１６６に与えられる。

評価部１６６は、入力信号測定器１６４で得られた入力評価信号の振幅と位相と、出力信号測定器１６５で得られた出力評価信号の振幅と位相とから、測定対象１の振幅歪および位相歪の電力依存性を求める。評価部１６６で得られた測定対象１の振幅歪および位相歪の電力依存性のデータは歪量記憶部１６７に格納される。

なお、入力信号の位相量が電力に依存しなければ入力信号の位相を測定せず、出力信号の位相量をそのまま位相θ（Ｐ_ｉｎ）として用いれば良い。

変数・関数記憶部１６８には、所望の変調信号の電力／平均電力比ｒの確率密度関数ｐ（ｒ）の情報が格納されている。確率密度関数ｐ（ｒ）の情報は第１の実施形態として詳細に説明したものと同じである。

積分部１６９は、歪量記憶部１６７から読み出した測定対象１の振幅歪および位相歪の電力依存性のデータと、変数・関数記憶部１６８から読み出した所望の変調信号の電力／平均電力比ｒの確率密度関数ｐ（ｒ）の情報とを用いて、例えば式（１０）に含まれている積分演算を行う。ＥＶＭ値計算部１７０は、例えば式（１０）に基づき、積分部１６９で得られた積分値の平方根を取ることによりＥＶＭ値を求める。ＥＶＭ値表示部１７１は、ＥＶＭ値計算部１７０で得られたＥＶＭ値を表示する。

（第８の実施の形態）
本発明の第８の実施形態として、上述したＥＶＭ評価方法を用いた他の構成の測定装置を示す。第７の実施形態に示した、測定部１７２、記憶部１７３、データ処理部１７４、および出力部１７５を含むＥＶＭ値評価装置１７６は複数の装置に分離してもよい。

図１８は、第８の実施形態による測定装置の構成を示すブロック図である。図１８を参照すると、第８の実施形態は、一例として、第７の実施形態のＥＶＭ値評価装置１７６が、記憶部１７３およびデータ処理部１７４を含む演算装置１７８と、出力装置１７５ａと、入力信号測定器１６４と、出力信号測定器１６５とに分離された構成を有している。また、第８の実施形態において、評価部１６６はデータ処理部１７４に含まれている。そして、第８の実施形態における測定装置の動作の詳細は、第７の実施形態のものと同じである。

第７および第８の実施形態において、振幅および位相歪を評価し、両者の影響を含むＥＶＭ値を評価する例を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、振幅歪または位相歪のいずれか一方のみを評価し、その評価結果に基づきＥＶＭ値を評価することとしてもよい。

振幅歪の電力依存性の評価結果に基づいて振幅歪のみの影響を考慮したＥＶＭ値を計算するに、データ処理部１７４は、例えば式（１７）、式（１８）、または式（１９）に基づいて計算すればよい。また、位相歪の電力依存性の評価結果に基づいて位相歪のみの影響を考慮したＥＶＭ値を計算するには、データ処理部１７４は、例えば式（２０）または式（２１）に基づいて計算すればよい。

このように、本発明では振幅歪および位相歪がＥＶＭ値に与える影響を定量的に評価および比較することができる。

従来技術では、利得や飽和出力などの基本特性を得るため評価信号に正弦波を用いる測定装置とは別に、ＥＶＭ評価をするためには図４に示したような復調器４２を含むＥＶＭ評価装置５１が必要であった。しかし、第７、８の実施形態の測定装置を用いれば、例えば復調器を備えておらず、また変調信号に対応していない測定装置であっても、ＥＶＭ値を評価することができる。すなわち、利得や飽和出力などの基本特性の評価に用いる正弦波対応の測定装置によって、ＥＶＭ値を評価する測定装置を構成することができる。

このように本発明によれば、基本特性を評価するのに用いられる測定装置によって、ＥＶＭ値評価用の測定装置を構成できるため、評価のための装置導入のコストを低減できると共に、測定時間の短縮にもつながる。

以上、説明したように、第７、８の実施形態によれば、測定回路において、復調器を備えない構成でもＥＶＭ評価が可能なので、利得や飽和出力などの基本特性の評価に用いる正弦波対応の測定装置によりＥＶＭ評価を実現でき、評価、測定用の装置導入コストを削減すると共に、測定時間を短縮することができる。

（第９の実施形態）
本発明の第９の実施形態として、上述したＥＶＭ評価方法を用いた通信回路を示す。図１９は、第９の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。図１を参照すると、送信回路１９２ａは、測定対象１ｂ、１ｃ、１ｄ、信号発生器１８１、カプラ１８２ａ、１８２ｂ、切替器１８３ａ、１８３ｂ、１９１ａ、１９１ｂ、振幅・位相評価回路１８４、記憶回路１８９、および演算回路１９０を備えている。記憶回路１８９は、変数・関数記憶部１８５および振幅・位相量記憶部１８６を備えている。演算回路１９０は、ＥＶＭ値計算器１８７および制御回路１８８を備えている。

図１９に示した第９の実施形態において、信号発生器１８１は複数の通信方式に対応しており、複数方式の変調信号を発生する機能を有するものとする。

送信回路１９２ａの有する複数の測定対象１ｂ、１ｃ、１ｄ・・・は、それぞれ異なる通信方式に対応した回路である。例えば、測定対象１ｂは無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、測定対象１ｃは携帯電話規格ＧＳＭ／ＥＤＧＥというように異なる通信方式に対応している。あるいは、１つの測定対象が複数の通信方式に対応するものであってもよい。また、この測定対象は、通信装置においてどのような機能を構成する回路であっても良く、例えば送信用の増幅器であっても良い。

送信回路１９２ａの動作には、所望の変調信号の方式に対応した測定対象とアンテナ１９３を介して変調信号を送信する期間と、測定対象１ｂ、１ｃ、１ｄ・・・のＥＶＭ値を評価する期間とがある。測定対象１ｂ、１ｃ、１ｄ・・・のＥＶＭ値を評価する期間においては、切替器１８３ａおよび１８３ｂが導通状態になり、カプラ１８２ａおよび１８２ｂが振幅・位相評価回路１８４と接続される。切替器１８３ａおよび１８３ｂは、制御回路１８８によって制御される。

また、測定対象１ｂ、１ｃ、１ｄ・・・の中から測定対象を少なくとも１つを選択し、切替器１９１ａおよび１９１ｂにより、その測定対象は信号発生器１８１に至る配線と、送信回路１９２ａの出力、例えばアンテナ１９３へと至る配線とに接続される。切替器１９１ａおよび１９１ｂは、制御回路１８８によって制御される。

一方、ＥＶＭ値を評価する期間においては、信号発生器１８１は、ＥＶＭ評価用の信号を発生させる。評価信号は、所望の変調信号の搬送波周波数か、またはそれに近い周波数における利得Ｇと位相θの電力依存性が測定できるものであれば、どのような信号であってもよい。例えば、変調波の振幅変動速度に近い速度で正弦波の振幅をスイープするような信号であっても良い。

ＥＶＭ値を評価する期間において、測定対象に入力される評価信号はカプラ１８２ａを介して振幅・位相評価回路１８４へ送られ、また測定対象から出力される評価信号はカプラ１８２ｂを介して振幅・位相評価回路１８４へ送られる。

振幅・位相評価回路１８４は、測定対象の入力信号および出力信号から測定対象の利得および位相を評価する。

図２０は、第９の実施形態の通信回路における振幅・位相評価回路の構成例を示すブロック図である。図２０Ａの例においては、振幅・位相評価回路１８４は、直交復調器２０１ａおよび２０１ｂ、ローパスフィルタ２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃ、２０２ｄ、およびアナログ／デジタル変換器２０３を備えている。直交復調器２０１ａは切替器１８３ａを介してカプラ１８２ａと接続されており、直交復調器２０１ｂは切替器１８３ｂを介してカプラ１８２ｂと接続されている。

直交復調器２０１ａは、測定対象に入力される評価信号の包絡線の同相チャネル信号（Ｉｉｎ）と直交チャネル信号（Ｑｉｎ）を求める。得られたこれらの信号はアンチエリアス用のローパスフィルタ２０２ａおよび２０２ｂを介してアナログ／デジタル変換器２０３へ送られる。

同様に、直交復調器２０１ｂは、測定対象の出力信号の包絡線の同相チャネル信号（Ｉｏｕｔ）と直交チャネル信号（Ｑｏｕｔ）を求める。得られたこれらの信号はアンチエリアス用のローパスフィルタ２０２ｃおよび２０２ｄを介してアナログ／デジタル変換器２０３へ送られる。

アナログ／デジタル変換器２０３は、これら評価信号の包絡線信号ＩｉｎおよびＱｉｎと、出力信号の包絡線信号ＩｏｕｔおよびＱｏｕｔとをデジタル信号に変換し、振幅・位相量記憶部１８６へ送る。振幅・位相量記憶部１８６は、振幅・位相評価回路１８４で得られた信号の情報を記憶する。

ＥＶＭ値計算器１８７は、振幅・位相量記憶部１８６に格納されている包絡線信号Ｉｉｎ、Ｑｉｎ、Ｉｏｕｔ、およびＱｏｕｔの情報を呼び出し、これらから測定対象の入力および出力における評価信号の振幅と位相を計算する。例えば、入力の評価信号の振幅と位相はＩｉｎおよびＱｉｎを用いて計算される。振幅は（Ｉｉｎ^２＋Ｑｉｎ^２）^１／２により求まり、位相はＡｒｃｔａｎ（Ｑｉｎ／Ｉｉｎ）で求まる。また、出力信号の振幅と位相は、ＩｏｕｔおよびＱｏｕｔを用いて同様に計算される。また、入力および出力信号の振幅の比から利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）が得られ、入力および出力信号の位相差から位相θ（Ｐ_ｉｎ）が得られる。ＥＶＭ値計算機１８７は、以上のようにして測定対象の利得および位相の電力依存性のデータを取得する。

なお、測定対象から振幅・位相評価回路１８４に至るまでの経路には電力に依存しない受動的な損失や位相回転がある場合がある。そして、評価信号の通る経路と出力信号の通る経路とで損失または位相回転が一致しない場合がある。このような場合、振幅・位相評価回路１８４で得られる包絡線信号Ｉｉｎ、Ｑｉｎ、Ｉｏｕｔ、およびＱｏｕｔから計算された利得は、測定対象の利得をある定数倍した値になる。同様に、包絡線信号から得られた位相は測定対象の位相からある定数だけずれた値になる。

ところで、第１の実施形態において、ＥＶＭ値評価式の式（１０）の説明で既に述べたように、式（１０）に含まれる利得Ｇ（Ｐ_ｉｎ）の代わりにＧ（Ｐ_ｉｎ）／Ｇ′を用い、位相θ（Ｐ_ｉｎ）の代わりにθ（Ｐ_ｉｎ）−θ′を用いてＥＶＭ値を評価することが可能である。ここでＧ′とθ′は任意の定数である。

このことから、測定対象から振幅・位相評価回路１８４に至るまでの経路における損失および位相回転が電力依存性を持たない限り、ＥＶＭ値の評価は損失および位相回転の値に影響を受けないことが分かる。すなわち、ＥＶＭ値評価には振幅・位相評価回路１８４で得られる包絡線信号から計算された利得と位相を用いて良いことが分かる。ただし、測定対象の評価信号および出力信号の電力とＥＶＭ値との対応付けを行う場合には、予め測定対象から振幅・位相評価回路１８４に至るまでの経路の損失量を求めておくことが望ましい。

また、入力信号の位相量の電力依存性が十分小さく影響を無視できるのであれば、入力信号の位相を測定する必要はなく、出力信号の位相量をそのまま位相θ（Ｐ_ｉｎ）として用いて良い。その場合、振幅・位相評価回路１８４は図２０Ｂに示す構成としてもよい。図２０Ｂの振幅・位相評価回路１８４は、入力信号を扱う直交変調器２０１ａを振幅検出器２０４に置き換えている点が図２０Ａのものと異なる。

なお、図２０Ａに示した直交変調器２０１ａ、２０１ｂ、または図２０Ｂに示した振幅検出器２０４に過大な電力の信号を入力すると、電力依存性を持った振幅歪または位相歪が発生する可能性がある。そのような過大な電力の信号が直交変調器２０１ａ、２０１ｂ、または振幅検出器２０４に入力されないような方策を採ることが望ましい。一例として、カプラ１８２ａおよび１８２ｂのカップリング量を適切に設計すればよく、他の例として、直交変調器２０１ａおよび２０１ｂの前段に減衰器を設置しておくこととしてもよい。

変数・関数記憶部１６８には、所望の変調信号の電力／平均電力比ｒの確率密度関数ｐ（ｒ）の情報が格納されるが、確率密度関数ｐ（ｒ）の情報については第１の実施形態にて詳細に説明したものと同じものである。

ＥＶＭ値計算器１８７は、振幅・位相量記憶部１８６から読み出した包絡線信号から計算した利得および位相の電力依存性のデータと、変数・関数記憶部１６８から読み出した所望の変調信号の電力／平均電力比ｒの確率密度関数ｐ（ｒ）とから、例えば式（１０）に従い所望の変調方式に対応する測定対象のＥＶＭ値を計算する。

送信回路１９２ａは、以上の動作によるＥＶＭ評価を、測定対象１ｂ、１ｃ、１ｄ・・・に適用して各ＥＶＭ値を評価することにより、各測定対象に対応する変調方式において、所望の出力電力でＥＶＭ値規格が達成されているか判定する。

したがって、変調方式を複数から選択可能な送信回路１９２ａは、ＥＶＭ値計算器１８７で得られた測定対象１ｂ、１ｃ、１ｄ・・・のＥＶＭ評価結果に基づき、ＥＶＭ値規格を満たし、かつ通信速度や出力電力などの特性が最も良好な変調方式およびそれに対応した測定対象を選択することができる。

変調信号を測定対象およびアンテナ１９３を介して送信する期間において、制御回路１８８は、上述したようにして選択された変調方式に対応した変調信号を発生させるように信号発生器１８１に指示する。また、制御回路１８８は、それと共に、その変調方式に対応した測定対象を、信号発生器１８１に至る配線と、送信回路１９２ａの出力であるアンテナ１９３に至る配線とに接続するように切替器１９１ａ、１９１ｂを制御する。さらに、制御回路１８８は、カプラ１８２ａ、１８２ｂと振幅・位相評価回路１８４との接続が切断されるように切替器１８３ａおよび切替器１８３ｂを制御する。

以上により、送信回路１９２ａは、ＥＶＭ値規格を満たし、かつ通信速度や出力電力などの特性が最も良好な変調方式およびそれに対応した測定対象を選択して送信を行なうことができる。

また、送信回路１９２ａは、上述したＥＶＭ値評価方法で、平均電力を変えて演算を行うことにより、所望の変調信号におけるＥＶＭ値の平均電力に対する依存性も容易に評価することができる。したがって、制御回路１８８は、評価で得られた所望の変調信号の平均電力に対する依存性に基づいて、測定対象の出力がＥＶＭ値規格を満たすように、信号発生器１８１の出力の平均電力を制御することもできる。

ここで示した送信回路１９２ａは、所望の機能を実現する回路の一例であり、本発明は図１９の回路に限定されるものではない。ここでは各変調方式に対応して切り替える対象を測定対象としたが、各変調方式に対応して切り替える対象に測定対象１ｂ、１ｃ、１ｄ・・・以外の部分が存在しても良い。例えば、各変調方式に対応した複数のアンテナを設け、これらを各変調方式に対応して切り替える構成にも本発明は適用可能である。

また、ここでは測定対象を複数としたが、本発明はその構成に限定されるものではない。例えば、送信回路１９２ａは複数の変調方式に対応した１つの測定対象を有しており、各変調方式に対応した利得および位相の電力依存性のデータと確率密度関数ｐ（ｒ）のデータからＥＶＭ値を評価し、その評価結果に基づき最適な変調方式を選択する回路構成としてもよい。

また、例えば、図１９に示した回路例では、デジタル方式の演算回路１９０を用いたＥＶＭ値の計算を想定しているが、本発明はそれに限定されるものではない。例えば、演算回路１９０またはその一部を同様な機能を持つアナログ回路に置き換えても良く、また、ＥＶＭ値計算処理に含まれる積分計算はアナログ方式の積分器で行なっても良い。

図５に示したような従来の回路では、ＥＶＭ値を評価するために、各変調方式に対応した専用の復調器が必要であった。各変調方式に対応した専用の復調器には、図２０に示した振幅・位相量評価回路１８４に含まれる直交変調器、振幅検出器、ローパスフィルタ、アナログ／デジタル変換器に加えて、各変調方式に対応した専用の処理回路が必要とされる。例えば、ＯＦＤＭ変調に対応した復調回路では離散フーリエ変換処理やシリアル／パラレル変換処理のための回路が必要である。これは回路規模の増大のみならず設計および製造の工数上大きな負担となり、特に、対応する変調方式の種類が多い場合にはその負担は非常に大きなものとなる。

これに対して、図１９に示した第９の実施形態おいては、いかなる変調方式についても図２０に示した振幅・位相量評価回路１８４でＥＶＭ値の評価が可能であるため、回路構成を簡素化でき、回路の設計および製造における負担を軽減できる。

また、図５に示した従来技術による場合、非常に多数の誤差ベクトル電力の平均を取る必要がある。例えば、特開２００４−５６４９９号公報においては２０００〜３０００フレームにわたって誤差ベクトル電力の平均を取る旨が記載されている。しかし、このように多数の誤差ベクトル電力の平均を取ることは計算量を増大させ、またその計算のために大規模な記憶回路が必要となる。その結果、従来技術による場合、回路の大規模化と消費電力の増大を招くことになっていた。

これに対して、図１９に示した通信回路では、第６の実施形態の説明において既に述べたように４０点程度の電力における利得と位相のデータがあれば精度良くＥＶＭ値を計算することができる。このように、本発明によれば、わずかなデータ量でＥＶＭ値を計算することができ、その結果として大規模な記憶回路を不要とし、回路規模を縮小し消費電力を低減できる。

（第１０の実施形態）
本発明の第１０の実施形態として、上述したＥＶＭ評価方法を用いた他の通信回路を示す。図２１は、第１０の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。図２１を参照すると、送信回路１９２ｂは、測定対象１、信号発生器１８１、カプラ１８２ａ、１８２ｂ、切替器１８３ａ、１８３ｂ、振幅・位相評価回路１８４、記憶回路１８９、演算回路１９０、およびバイアス制御回路１９４を備えている。記憶回路１８９は、変数・関数記憶部１８５および振幅・位相量記憶部１８６を備えている。演算回路１９０は、ＥＶＭ値計算器１８７および制御回路１８８を備えている。

図２１に示した第１０の実施形態の送信回路１９２ｂは、図１９に示した第９の実施形態の送信回路１９２ａに対してバイアス制御回路１９４が新たに追加されている。バイアス制御回路１９４は、制御回路１８８の指示に従って測定対象１へのバイアス条件を制御する。また、図２１の送信回路１９２ｂでは、説明を簡略化するために、測定対象を１つにして切替器１９１ａ、１９１ｂを省いているが、図１９の送信回路１９２ａと同様に複数の測定対象および切替器１９１ａ、１９１ｂを有する構成でもよい。

このような構成を採る第１０の実施形態の送信回路１９２ｂは、第９の実施形態と同様のＥＶＭ評価を行う。そして、本実施形態では、ＥＶＭ値計算器１８７で得られた測定対象１の歪によるＥＶＭ値の計算結果に基づき、制御回路１８８は、バイアス制御回路１９４を介して測定対象１のバイアス条件を制御する。

一般に、測定対象１の歪はバイアス条件に依存する。したがって、測定対象１のバイアス条件を適切に制御することにより所望の歪特性と消費電力を両立することが可能になる。

図２２は、測定対象の一例として増幅器の構成を示す概略回路図である。図２２に示した増幅器２２７ａは、バイポーラトランジスタ２２１、カップリング容量２２２ａ、２２２ｂ、入力整合回路２２３ａ、出力整合回路２２４、ベースバイアス回路２２５、およびチョークコイル２２６を備えている。また、増幅器２２７ａのＲＦ入力端子２２８はカプラ１８２ａへ、ＲＦ出力端子２２９はカプラ１８２ｂへ、ベースバイアス制御端子２３０はバイアス制御回路１９４へそれぞれ接続されている。

ベースバイアス回路２２５は、ベースバイアス制御端子２３０の電位に応じて、バイポーラトランジスタ２２１に流れる静的電流Ｉ_ｑを制御される。ベースバイアス回路２２５は、一例として、文献「２００１年、アイ・イー・イー・イー・ガリウム・アーセナイド・アイシー・シンポジウム・ダイジェスト、７５〜７８頁（ＩＥＥＥ ＧａＡｓ ＩＣ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ，ｐｐ．７５−７８，２００１）」の図３に記載されている回路を用いても良い。

図２３は、図２２に示された増幅器の静的電流を変えて、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａの５４ＭｂｐｓモードにおけるＥＶＭ値の電力依存性をシミュレーションした結果を示すグラフである。図２３を参照すると、静的電流Ｉｑを上げることによりＥＶＭ値が下がることが分かる。このことから、静的電流Ｉｑを上げれば、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａの５４ＭｂｐｓモードにおけるＥＶＭ値規格（ＥＶＭ＜５．６％）が、より高い出力電力において達成されるといえる。ただし、消費電力の低減の観点からは、静的電流Ｉ_ｑは可能な限り低減することが望ましい。

そこで、増幅器２２７ａを測定対象１とした送信回路１９２ｂでは、ＥＶＭ値の評価結果を参照しつつバイアス制御回路１９４でベースバイアス制御端子２３０の電位を制御することにより、静的電流Ｉｑを、所望の出力電力においてＥＶＭ値規格を満たす最小の値に制御すればよい。

なお、ここでは、変調方式として無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａを例示したが、ここで示した制御は他の変調方式にも容易に適用できる。また、送信回路１９２ｂおよび増幅器２２７ａは所望の機能を実現する回路の一例であり、本発明は図２１、２２に示した回路の構成に限定されるものではない。

（第１１の実施の形態）
本発明の第１１の実施形態として、上述したＥＶＭ評価方法を用いたさらに他の通信回路を示す。図２４は、第１１の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。図２４を参照すると、送信回路１９２ｃは、測定対象１、信号発生器１８１、カプラ１８２ａ、１８２ｂ、切替器１８３ａ、１８３ｂ、振幅・位相評価回路１８４、記憶回路１８９、演算回路１９０、およびインピーダンス制御回路１９５を備えている。記憶回路１８９は、変数・関数記憶部１８５および振幅・位相量記憶部１８６を備えている。演算回路１９０は、ＥＶＭ値計算器１８７および制御回路１８８を備えている。

図２２に示した第１１の実施形態の送信回路１９２ｃは、バイアス回路１９４の代わりにインピーダンス制御回路１９５を有する点で、図２１に示した第１０の実施形態の送信回路１９２ｂと異なる。インピーダンス制御回路１９５は、制御回路１８８の指示に従って測定対象１のインピーダンス条件を制御する。

第１１の実施形態の送信回路１９２ｃは、他の構成においては第１０の実施形態の送信回路１９２ｂと同じである。また、第１１の実施形態の送信回路１９２ｃにおいても、説明を簡略化するために、測定対象を１つにしているが、図１９と同様に、測定対象を複数にし、切替器１９１ａ、１９１ｂを設置しても良い。

このような構成を採る第１１の実施形態の送信回路１９２ｃは、図１９の送信回路１９２ａおよび図２１の送信回路１９２ｂと同様のＥＶＭ評価を行う。そして、本実施形態では、ＥＶＭ値計算器１８７で得られた測定対象１の歪によるＥＶＭ値の計算結果に基づき、制御回路１８８は、インピーダンス制御回路１９５を介して測定対象１の負荷インピーダンス条件を制御する。

一般に、測定対象の歪は負荷インピーダンス条件に依存する。したがって、測定対象１の負荷インピーダンス条件を適切に制御することにより歪特性を改善することが可能になる。

図２５は、測定対象の一例として増幅器の構成を示す概略回路図である。図２５に示した増幅器２２７ｂは、バイポーラトランジスタ２２１、カップリング容量２２２ａ、２２２ｂ、入力整合回路２２３ｂ、出力整合回路２２４、ベースバイアス回路２２５、およびチョークコイル２２６を備えている。また、増幅器２２７ａのＲＦ入力端子２２８はカプラ１８２ａへ、ＲＦ出力端子２２９はカプラ１８２ｂへ、ベースバイアス制御端子２３０はバイアス制御回路１９４へそれぞれ接続されている。

図２５の増幅器２２７ｂは、入力整合回路２２３ａの代わりに入力整合回路２２３ｂを有する点で図２２の増幅器２２７ａと異なる。

入力整合回路２２３ｂは、インダクタ素子２３３、２３５、容量素子２３４、２３６、および可変容量素子２３２で構成されている。可変容量素子２３２の容量値は、可変容量制御端子２３１から与えられる可変容量制御端子２３１の電位により制御される。可変容量素子２３２は、容量値を電位によって制御できる素子であればよく、例えばバラクタダイオードあるいはＭＥＭＳ（ｍｉｃｒｏ ｅｌｅｃｔｒｏ ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ ｓｙｓｔｅｍｓ）素子であってもよい。

本実施形態では、可変容量制御端子２３１の電位を制御することにより、バイポーラトランジスタ２２１の入力整合インピーダンスが制御される。

なお、ここでは説明を簡略化するために、入力整合回路２２３ｂのみのインピーダンスを可変にしているが、出力整合回路２２４のインピーダンスをも可変としても良い。

図２は、図２５に示した増幅器の可変容量素子の容量値を変えて、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａの５４ＭｂｐｓモードにおけるＥＶＭ値の電力依存性をシミュレーションした結果を示すグラフである。図２５を参照すると、容量値が３ｐＦの場合にＥＶＭ値が最も低減されていることが分かる。この結果は、可変容量素子２１２の値を変えることで、バイポーラトランジスタ２２１の入力整合インピーダンスがＥＶＭ特性に対して最適化されることを示している。

そこで、増幅器２２７ｂを測定対象１とした送信回路１９２ｃでは、ＥＶＭ値の評価結果を参照しつつ、歪特性を改善するように、インピーダンス制御回路１９５で可変容量制御端子２３１の電位を制御すればよい。このような機能は、増幅器２２７ｂ内の回路素子の製造時に生じる特性ばらつき、または温度変化ないしは経年変化などのために生じた特性劣化を、インピーダンス制御によって補償する場合に特に有効である。

なお、ここでは、変調方式として無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａを例示したが、ここで示した制御は他の変調方式にも容易に適用できる。また、送信回路１９２ｃおよび増幅器２２７ｂは所望の機能を実現する回路の一例であり、本発明は図２４、２５に示した回路の例に限定されるものではない。例えば、測定対象１の例として図２５に示した増幅器２２７ｂと異なる回路を測定対象１として適用しても良い。また、増幅器２２７ｂでは、可変容量素子２３２を用いてインピーダンス制御機能を実現しているが、他の例として可変抵抗素子または可変インダクタ素子を用いも良い。

（第１２の実施の形態）
本発明の第１２の実施形態として、上述したＥＶＭ評価方法を用いたさらに他の通信回路を示す。図２７は、第１２の実施形態による通信回路の構成を示すブロック図である。図２７を参照すると、送信回路１９２ｄは、測定対象１、信号発生器１８１、カプラ１８２ａ、１８２ｂ、切替器１８３ａ、１８３ｂ、振幅・位相評価回路１８４、記憶回路１８９、演算回路１９０、位相回路１９６、および振幅回路１９７を備えている。記憶回路１８９は、変数・関数記憶部１８５および振幅・位相量記憶部１８６を備えている。演算回路１９０は、ＥＶＭ値計算器１８７および制御回路１８８を備えている。

図２７に示した第１２の実施形態の送信回路１９２ｄは、位相回路１９６と振幅回路１９７が新たに追加されている点で、図１９に示した第９の実施形態の送信回路１９２ａと異なる。図２７の送信回路１９２ｄにおいても、説明を簡略化するために、測定対象を１つにしているが、図１９と同様に、測定対象を複数にし、切替器１９１ａ、１９１ｂを設置しても良い。

このような構成を採る第１２の実施形態の送信回路１９２ｄは、図１９の送信回路１９２ａ等と同様のＥＶＭ評価を行う。そして、本実施形態では、振幅・位相評価回路１８４で得られた測定対象１の振幅歪および位相歪に基づき、制御回路１８８は、測定対象１の持つ位相歪および振幅歪と逆特性が得られるように位相回路１９６および振幅回路１９７を制御する。

測定対象１の持つ振幅歪および位相歪と逆特性を持つ回路を、測定対象１の前段に置き歪を補償する構成は、プレディストーション法として知られている。例えば、文献「２００２年、アドバンスド・テクニークス・イン・アールエフ・パワー・アンプリファイアー・デザイン、スティーブ・シー・クリップス著、アーテックハウス発行、１５３−１９５頁（Ｓｔｅｖｅ Ｃ．Ｃｒｉｐｐｓ，Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｉｎ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｄｅｓｉｇｎ，Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，ｐｐ．１５３−１９５，２００２）」に詳細が示されている。

なお、測定対象１の歪を補償することが可能であれば、位相回路１９６および振幅回路１９７はどのような特性のものでもよい。例えば、純粋な包絡線による振幅歪（ＡＭ−ＡＭ変換）および位相歪（ＡＭ−ＰＭ変換）の他に、ドレイン変動による振幅歪（ＡＭ−ＡＭ変換）および位相歪（ＡＭ−ＰＭ変換）をも補正するような特性を持った回路を用いてもよい（特開２００３−２５８５６０号公報参照）。

図６に示した従来技術による歪補償では、歪補償を行なうために所望の変調信号に対応した復調器が必要なため、回路規模が増大し、コストおよび消費電力の増大を招いていた。これに対して、第１２の実施形態の歪補償によれば、所望の変調信号に対応した復調器が必要ないので、コストと消費電力を低減した小規模な回路で歪補償を実現できる。

また、図７に示した従来技術による歪補償回路では、ＥＶＭ値を確認する手段を持たないため、歪補正によって所望の出力でＥＶＭ値規格が達成されていることを確認できず、信頼性にかけるという問題点があった。これに対して、第１２の実施形態によれば、第９の実施形態にて説明したような簡便な回路で容易にＥＶＭ値を評価でき、所望の出力でＥＶＭ値規格が達成されていることを確認できる。

また、そのときＥＶＭ値規格を達成していなければ、例えば、再び、位相回路１９６および振幅回路１９７を制御し直してもよい。また、位相および振幅の制御に加えて、第１０または第１１の実施形態に示したようなバイアス制御または負荷インピーダンス制御を組み合わせて用いることにより歪を改善してもよい。また、第９の実施形態で示したように通信方式の選択を組み合わせて適切な通信を可能にすることとしてもよい。

第２の実施形態で説明したように振幅歪と位相歪によるＥＶＭ値の影響は別個に評価することができ、また、そのような評価方法は通信回路上に容易に実現できる。第１２の実施形態において、振幅歪と位相歪のうちＥＶＭ値への影響が大きい成分を判定し、重点的に補正するように位相回路１９６と振幅回路１９７を制御することとしてもよい。例えば、振幅歪と位相歪のうちＥＶＭ値への影響が小さいと判断された成分については、判定後から一定の期間において歪の測定とＥＶＭ値の計算を行なわないこととすれば、ＥＶＭ計算に要求される計算量を低減し、演算回路の負荷を抑制することができる。

第１２の実施形態においては、プレディストーション法による歪補償回路に、ＥＶＭ値を評価する回路を付加した構成を例示したが、本発明は、これに限定されるものではない。他の歪補償回路、例えばフィードバック法、フィードフォワード法による歪補償回路にも、ＥＶＭ値を評価する回路を付加してもよい。フィードバック法およびフィードフォワード法の詳細については、プレディストーション法と同様に、上述したスティーブ・シー・クリップス（Ｓｔｅｖｅ Ｃ．Ｃｒｉｐｐｓ）の文献に記載されている。

以上説明したように、本発明の第９〜１２の実施形態によれば、従来のような多数のサンプリングおよびそれらの平均化処理が不要となるので、記憶回路に必要とされる記憶容量が削減でき、回路規模の縮小、消費電力の削減が可能となる。

また、第９〜１２の実施形態の通信回路は、所定の変調方式に対応した復調器を必要としない簡素な構成でＥＶＭ評価を行うことができるので、ＥＶＭ値に応じた変調方式の選択または歪の補償を小型で安価な回路により行うことができる。

また、第９〜１２の実施形態によれば、通信回路は、所望の出力においてＥＶＭ値規格が達成されているか否か確認し、達成されていなければ、その状況を改善することができるので、従来技術と比べて通信品質の信頼性を改善することができる。

なお、ここでは本発明のＥＶＭ値評価方法を用いた回路の適用対象として、第９の実施形態のようにＥＶＭ値の評価結果に基づき通信方式を変更する回路、第１０、１１および１２の実施形態のようにＥＶＭ値の評価結果に基づき歪を補償する回路を例示したが、本発明はこれらに限定されるものではない。本発明のＥＶＭ値評価方法およびその方法を用いた回路は他の様々な目的に適用可能である。例えば、通信回路上でＥＶＭ値を評価することのみを目的として、ＥＶＭ値を評価する回路を用いてもよい。また、ここではＥＶＭ値評価回路の構成として、第９、１０、１１、および１２の実施形態の回路を、それぞれ別個に示したが、各機能を任意に組み合わせて適用しても良い。送信回路１９２ａ、１９２ｂ、１９２ｃ、１９２ｄは、図１９、図２１、図２４、および図２７にそれぞれ示したような構成を備えているが、送信回路１９２ａ、１９２ｂ、１９２ｃ、１９２ｄに含まれる回路を、１つのダイに実装しても良く、また複数のダイに分けて実装しても良い。

また、ここでは第９、１０、１１、および１２の実施形態としてＥＶＭ値評価方法を送信回路に適用する例を示したが、本発明はそれに限定されるものではなく、受信回路に適用しても良い。ただし、一般に、送信回路ではノイズよりも歪がＥＶＭ値劣化の主要因であるのに対して、受信回路では歪よりもむしろノイズがＥＶＭ値劣化の主要因であるため、ＥＶＭ評価回路は送信回路に適用するのがより効果的な場合が多い。

また、ここでは線形性指標ＥＶＭの評価方法を示してきたが、単調増加または単調減少する関数ｆ（ｘ）のｘに本発明の評価方法により得られたＥＶＭ値を代入して得られる値を評価しても良く、または制御の指標として用いても良い。例えば、ＥＶＭ値は、信号−干渉波電力比（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ，ＣＩＲ）およびビットエラーレート（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ，ＢＥＲ）と単調増加または単調減少の関係にある（特開２００４−５６４９９号公報参照）。そのため、予め、ＥＶＭ値とＣＩＲまたはＢＥＲとの関係を測定またはシミュレーション等により求めておき、ＥＶＭ値評価で得たＥＶＭ値からＣＩＲまたはＢＥＲを算出することとしても良い。

さらに、ＥＶＭ値から計算される指標は、ＣＩＲまたはＢＥＲに限定されるものではなく、ＥＶＭ値と何らかの関係が定まる指標であれば、その関係に基づいてその指標を評価することができる。このように本発明のＥＶＭ値評価方法で求めたＥＶＭ値から他の指標を評価する方法は、例えば、第５、第６の実施形態に示した回路シミュレータ、第７、第８の実施形態に示した評価装置に対して容易に適用できる。第９、１０、１１、および１２の実施形態に示した通信回路にて、ＥＶＭ値の代わりに他の指標を用いて通信方式の変更、歪補償などの制御を行なうこともできる。例えば、式（１０）において、ＥＶＭ値の２乗は式（１０）内の積分値と一致するので、ＥＶＭ値の代わりにＥＶＭ値の２乗を制御指標として用いれば、ＥＶＭ値の計算に必要な平方根を取る演算処理を省き、計算量を削減することができる。

また、上述した全ての実施形態は本発明の例示であって制限的なものと解されるべきものではない。

Claims (16)

1. 電気回路の評価対象における線形性指標を評価するための線形性評価方法であって、
   所定の評価信号を前記評価対象に入力するステップと、
   前記評価信号を入力された前記評価対象の出力の振幅歪または位相歪の少なくとも一方の歪量を求めるステップと、
   前記歪量を用い、所定の変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数で重み付けした積分処理を行うステップと、
   前記積分処理の結果から前記線形性指標を算出するステップとを有する線形性評価方法。
2. 前記位相歪を求めず前記振幅歪のみを求め、該振幅歪の歪量を用いて前記積分処理を行う、請求項１記載の線形性評価方法。
3. 前記振幅歪を求めず前記位相歪のみを求め、該位相歪の歪量を用いて前記積分処理を行う、請求項１記載の線形性評価方法。
4. 前記積分処理により得られた結果から、前記評価対象に前記変調信号を用いた場合のエラーベクトルマグニチュードを算出するステップをさらに有する、請求項１記載の線形性評価方法。
5. 前記評価対象の周辺回路または測定系の残留エラーベクトルマグニチュードを求め、前記エラーベクトルマグニチュードと前記残留エラーベクトルマグニチュードとを合成したトータルのエラーベクトルマグニチュードを算出するステップをさらに有する、請求項４記載の線形性評価方法。
6. 前記評価信号は、前記変調信号の搬送波周波数またはその近傍の周波数の成分を含む信号である、請求項１記載の線形性評価方法。
7. 前記評価信号は、前記搬送波周波数の正弦波信号である、請求項６に記載の線形性評価方法。
8. 電気回路の評価対象における線形性指標を評価するための回路シミュレータであって、
   所定の評価信号を前記評価対象のモデルに入力する評価信号発生部と、
   前記評価信号を入力された前記評価対象のモデルの出力の振幅歪または位相歪の少なくとも一方の歪量を求める評価部と、
   前記歪量を用い、所定の変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数で重み付けした積分処理を行う積分処理部と、
   前記積分処理部による処理の結果から前記線形性指標を算出する線形性指標計算部とを有する回路シミュレータ。
9. 電気回路の評価対象における線形性指標を評価するための評価装置であって、
   所定の評価信号を入力された前記評価対象の入力信号および出力信号を測定する測定器と、
   前記入力信号および前記出力信号を用いて、前記出力信号の振幅歪または位相歪の少なくとも一方の歪量を求める評価部と、
   前記歪量を用い、所定の変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数で重み付けした積分処理を行う積分部と、
   前記積分部による処理の結果から前記線形性指標を算出する線形性指標計算部とを有する評価装置。
10. 線形性指標の評価対象を含む通信回路であって、
    所定の評価信号を発生し、前記評価対象に入力する信号発生器と、
    前記評価信号を入力された前記評価対象の入力信号および出力信号を測定し、該入力信号および該出力信号を用いて、前記出力信号の振幅歪または位相歪の少なくとも一方の歪量を求める評価回路と、
    前記歪量を用い、所定の変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数で重み付けした積分処理を行い、該積分処理の結果から前記線形性指標を算出する計算器とを有する通信回路。
11. 前記信号発生器からの前記評価信号を、通信方式の異なる複数の前記評価対象に順次与え、各評価対象について得られた前記計算器によって算出された前記線形性指標に基づいて、複数の前記評価対象の中から通信動作に用いるものを選択する制御回路をさらに有する、請求項１０記載の通信回路。
12. 前記計算器によって算出された前記線形性指標に基づいて前記信号発生器からの前記評価信号の平均電力を制御する制御回路をさらに有する、請求項１０記載の通信回路。
13. 前記計算器によって算出された前記線形性指標に応じて前記評価対象のバイアス条件を制御する制御回路をさらに有する、請求項１０記載の通信回路。
14. 前記計算器によって算出された前記線形性指標に応じて前記評価対象のインピーダンス条件を制御する制御回路をさらに有する、請求項１０記載の通信回路。
15. 前記計算器によって算出された前記線形性指標に応じて、前記入力信号の前記評価対象への入力時の位相または振幅の少なくとも一方を制御する制御回路をさらに有する、請求項１０記載の通信回路。
16. 電気回路の評価対象における線形性指標を評価するためのプログラムであって、
    所定の評価信号を前記評価対象に入力するステップと、
    前記評価信号を入力された前記評価対象の出力の振幅歪または位相歪の少なくとも一方の歪量を求めるステップと、
    前記歪量を用い、所定の変調信号の電力／平均電力比の確率密度関数で重み付けした積分処理を行うステップと、
    前記積分処理の結果から前記線形性指標を算出するステップとをコンピュータに実行させるためのプログラム。

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