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CN107070819A - 用于信号源的时滞、增益不平衡和信道响应的系数的联合估计 - Google Patents

用于信号源的时滞、增益不平衡和信道响应的系数的联合估计 Download PDF

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CN107070819A
CN107070819A CN201611015201.4A CN201611015201A CN107070819A CN 107070819 A CN107070819 A CN 107070819A CN 201611015201 A CN201611015201 A CN 201611015201A CN 107070819 A CN107070819 A CN 107070819A
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Abstract

一种测试与测量系统包括：信号创建工具，用于生成复数值激励信号；至少一个波形发生器，用于接收激励信号并且产生至少一对基带信号；测试仪器，用于捕获所述至少一对基带信号并且产生所捕获的基带信号；预补偿系数估计块，用于接收所捕获的基带信号、表征所捕获的基带信号并且生成预补偿系数；以及预补偿块，用于当存在待测设备时向复数值激励信号应用所述预补偿系数。一种表征测试系统的方法包括：生成多色调激励信号；从多色调激励信号产生至少一对基带信号；利用测试仪器捕获所述至少一对基带信号；表征所述至少一对基带信号以生成预补偿系数；以及向应用于待测设备的信号应用所述预补偿系数。

Description

用于信号源的时滞、增益不平衡和信道响应的系数的联合 估计
相关申请的交叉引用
本申请要求2015年11月19日提交、通过引用以其整体并入本文的美国临时申请No.62/257,612“JOINT ESTIMATION OF COEFFICIENCTS FOR SKEW, GAIN IMBALANCE ANDCHANNEL RESPONSE FOR SIGNAL SOURCES”的优先权和权益。
技术领域
本公开涉及对待测设备的基带测试，更具体地涉及用于对基带信号进行滤波的预矫正系数。
背景技术
随着数字采样和半导体技术中的进步，具有高采样速率的数模转换器（50GS/s和25GS/s）的任意波形发生器（AWG）已经变得在市场上可获得。这些高带宽AWG可以创建相干光学信号通信接收器测试所要求的宽带宽IQ（基带）信号，其中I表示同相信号并且Q表示正交信号。
理想上要求生成用于宽带应用（诸如光学通信）的测试信号的AWG在感兴趣的频带中具有平坦量值和线性相位频率响应。除平坦之外，当测试宽带IQ信号时，I和Q信道之间的时滞（skew）和增益必须匹配。数字调制信号的质量使用误差向量量值（EVM）来量度。由I和Q信道之间的时滞或增益失配所导致的信号中的任何失真将增大信号的EVM，指示数字调制信号具有欠佳质量。
在用于判断待测设备（DUT）的质量之前，测试信号必须针对任何量值失真、相位失真、或者由测试设置所引入的时滞和增益不平衡经历去嵌入或预补偿。典型地，在测试DUT之前确定预矫正系数，并且预矫正系数可以用于在测试期间去嵌入或预补偿测试信号。
用于获得预矫正系数的一种方法是两步过程，其中单独地测量I和Q信道中的每一个的频率响应。频率响应然后被求逆并且获得两个实值预矫正系数。这些预矫正系数可以由校正滤波器使用，校正滤波器单独地应用在I和Q信号上。
另一种方法通过直接地测量I和Q信号的复数频率响应来获得复数的预矫正系数。
以上方法的主要缺点在于：它们在没有考虑信道之间的时滞和量值不平衡的情况下获得频率响应。时滞和量值在信号的EVM的降级方面扮演着重要角色。例如，在没有校正信道之间的时滞不平衡的情况下测量复数频率响应可能导致不正确的相位测量结果。
为了获得时滞和增益不平衡，可以使用另一种现有技术方法。例如，可以从I和Q信道二者同时地生成已知信号，诸如阶跃信号或正弦信号。通过在数学上移位和缩放信号之一或者改变AWG之间的时钟相位和信道的幅度控制来手动地测量和校正信道之间的时滞和增益不平衡。
这种现有技术方法的一个缺点源自于用户必须手动地获得时滞和增益校正值。这通常变为试错法的耗时方法并且易于出现用户测量错误。
存在自动化方法用于同步和调节AWG信道之间的时滞，但是它们不计及由延伸到待测设备（DUT）的线缆所引起的失真。当前，用于自动地调节信道之间的增益不平衡的方法并不是已知的。
发明内容
实施例包括一种测试与测量系统，具有：用于生成复数值激励信号的信号创建工具，用于接收激励信号并且产生至少一对基带信号的至少一个波形发生器，用于捕获所述至少一对基带信号并且产生所捕获的基带信号的测试仪器，用于接收所捕获的基带信号、表征所捕获的基带信号并且生成预补偿系数的预补偿系数估计块，以及用于当存在待测设备时向复数值激励信号应用所述预补偿系数的预补偿块。
另一个实施例包括一种表征测试系统的方法，包括：生成多色调激励信号，从多色调激励信号产生至少一对基带信号，利用测试仪器捕获所述至少一对基带信号，表征所述至少一对基带信号以生成预补偿系数，以及向应用于待测设备的信号应用所述预补偿系数。
附图说明
图1示出了现有技术基带测试设置。
图2示出了用于联合计算时滞和增益不平衡并且获得每一个信道的频率响应的系统的实施例。
图3示出了联合计算时滞和增益不平衡并且获得针对基带信号的频率响应的实施例的流程图。
图4示出了预补偿系数估计块的实施例。
图5示出了时滞估计块的实施例。
具体实施方式
图1示出了用于使用两个AWG信道对待测设备（“DUT”）18执行基带测试的示例性现有技术系统10。AWG从信号创建工具12接收所生成的信号并且产生两个信号，一个针对I信道或I信号并且一个针对Q信道或Q信号。尽管图1示出了用于每一个信道的分离AWG 14和16，但是还可以使用具有两个信道的单个AWG。理想上要求生成用于宽带应用（诸如光学通信）的测试信号的AWG在感兴趣的频带中具有平坦量值和线性相位频率响应。除平坦之外，当测试宽带IQ信号时，I和Q信道之间的时滞和增益必须匹配。数字调制信号的质量使用误差向量量值（EVM）来量度。由I和Q信道之间的时滞或增益失配所导致的信号中的任何失真将增大信号的EVM。
当前的实施例公开了一种方法，用于联合获得每一个信道的频率响应，并且通过使用单个复数多色调信号作为激励来计算信道之间的时滞和增益不平衡。尽管该文档的其余部分使用一个或多个AWG作为信号源进行描述，但是所公开的方法可以扩展到能够生成基带信号的任何设备。图2示出了用于联合计算时滞和增益不平衡并且获得每一个信道的频率响应的示例性系统20，并且图3示出了用于确定这些测量结果以执行预补偿的方法的实施例的流程图。
在图2中，系统20具有信号创建工具22、和两个AWG（一个14用于I信道或信号，并且一个16用于Q信道或信号）、诸如宽带示波器之类的测试仪器28、预补偿系数估计块30和预补偿块32。
图3示出了用于使用诸如图2中的那个之类的系统来联合计算时滞和增益不平衡并且获得每一个信道的频率响应的过程的实施例。图2的信号创建工具22在40处创建复数值激励信号，该信号创建工具22可以包括能够生成基带信号的一个或多个设备。宽带示波器或其它测试仪器（诸如图2中的28）然后在42处捕获由AWG 24和26生成的I和Q信号。如果必要，测试仪器在44处调节针对所捕获的信号的采样速率。预补偿系数估计块30然后在46处估计信道之间的时滞不平衡并且在48处估计信道之间的增益不平衡。其还在50处获得信道频率响应。这些测量结果然后用来生成图2的预补偿滤波器或块32的系数。预补偿块32然后在系统执行测试时的系统操作期间对传入信号进行操作。当DUT随后经历测试时，由AWG用来产生I和Q基带信号的信号将已经针对测试设置而得到预补偿，从而允许更准确的测试。
尽管图2描绘了两个分离的AWG，但是还可以使用具有两个分离的I和Q信道的单个AWG。在一些实施例中，也可以使用多于两个AWG，例如，诸如当存在多个I和Q信道时。信号创建工具22、预补偿块32和预补偿系数估计块30中的每一个都可以由如下各项来实现：AWG24和26中的一个或多个、示波器28、或者诸如通用计算机之类的另一仪器或设备。
如在图3中的40处所讨论的，信号创建工具生成复数值多色调信号作为激励信号。激励信号内的色调的相位被选择成具有良好的峰值与平均功率比（PAPR）。这是要确保使用AWG的数模转换器（DAC）的完整动态范围。在一个实施例中，信号创建工具使用在标准无线通信中使用的伪随机二进制序列（PRBS）的组合或Newman相位以用于信道估计。示例激励信号可以通过以下方程描述：
其中Nt是色调数目，并且Fs是AWG的采样速率。如果使用两个或更多基带信号生成设备，则Fs表示针对所有生成设备的公共采样速率。
在该情况下，s(n)是复数值波形，其中s(t)的实部从I信道生成，并且s(t)的虚部从Q信道生成。
一个/多个AWG的“I”和“Q”输出然后在诸如宽带示波器之类的仪器的两个或更多信道上被捕获，其中同时触发两个信道。为了确保准确测量，在表征之前，仪器必须被良好地校准并且仪器的信道之间的任何时滞或增益不平衡必须已经得到校正。
图4示出了表征基带信号的实施例。在对所捕获的信号执行FFT（快速傅里叶变换）之前，重要的是确保所生成的色调的频率格（bin）落在FFT输出的整数格上。如果频率分析所要求的信号的持续时间（I*n/色调的频率分辨率，其中n为整数）不是整数数目的样本，则格将落在非整数索引上。这称为栅栏效应。
对栅栏效应进行补救的一种常见方法是在所捕获的波形62上使用时域开窗口，诸如Hanning窗口或平顶窗口。这对于量值响应有效，但是使相位失真。使用相邻格来计算功率并且校正相位失真因为频率响应中的相互调制失真（IMD）分量而没有帮助。为了解决该问题，此处的实施例在62处对所捕获的波形进行重新采样以获得针对感兴趣的频率格的整数样本和整数索引。这就是在必要的情况下调节采样速率的意义。
例如，如果从一个/多个AWG生成的波形的持续时间由D表示，并且测试仪器或示波器的采样速率由F scope 表示，则分析所要求的样本的数目（Na）将为：
。
当Na是整数时，用于分析的采样速率（F analyzer ）等于测试仪器的采样速率：
。
但是，如果Na不是整数，则新的采样速率可以计算为 。所捕获的波形然后可以基于Fanalyzer诸如通过因子F analyzer /F scope 被重新采样。人们应当注意的是，重新采样器可能添加其自身的伪像。但是如果所捕获的采样速率（Fanalyzer）远大于信号的输入带宽，则伪像被最小化。接下来，在估计信道响应之前，估计并且校正时滞和增益不平衡。
在64处可以通过使用从示波器所捕获的经重新采样的实（I）和虚（Q）信号来获得信道之间的时滞。所捕获的信号与参考信号的实和虚分量独立地交叉相关。通过观察交叉相关数据的峰值能量，可以关于参考信号的I或Q分量确定针对每一个信道的迟延。信道之间的时滞可以通过确定I信道和Q信道之间的迟延的差异来估计。
为了获得较高分辨率的时滞估计，所捕获的信号可以首先使用被称为F skewanalysisrate 的较高采样速率再次被重新采样。例如，为了获得皮秒分辨率，所捕获的信号理论上应当以1,000GS/s的速率进行采样。可以估计的最大时滞还受多色调信号中的各个色调之间的频率分辨率所限制，因为交叉相关峰值将针对波形的持续时间而重复每一个循环。增大频率分辨率，诸如通过降低最小频率，将增大可以估计的最大时滞。针对交叉相关的参考信号使用与激励信号相同的相位值但是以与经重新采样的所捕获的信号相同的采样速率F skewanalysisrate 创建。
如果x(n)表示由所捕获的I和Q信号（其以采样速率F analyzer 来捕获）表示的复信号，并且x'(m)是经重新采样的所捕获的信号，其中新的采样速率为F skewanalysisrate 。x r '(m)和x i ' (m)是经重新采样的所捕获的信号的实部和虚部。假设r(m)是利用采样速率F skewanalysisrate 所创建的参考信号，并且假设r r (m)和r i (m)是r(m)的实部和虚部。
I信道索引：
C xr,rr (k) =
C peakreal = max (abs(C xr,rr (k))
Index real = C xr,rr (k)界限内C peakreal 的索引
Q信道索引：
C xi,ri (k) =
C peakimag = max ( abs (C xi,ri (k))
Index imag = C xi,ri (k)界限内C peakimag 的索引。
所估计的I和Q信道之间的时滞为。基于所估计的信道时滞，索引中的时滞可以估计为 。一旦已经估计了时滞，时滞就可以用于调节x(n)的虚分量，以在66处获得经时滞调节的x''(n)：
如果x(n) = x r (n) + j x i (n)
则
通过使用该方案，可以应用分数延迟滤波器以校正时滞。这导致比以F analyzer 采样的信号更好的分辨率。
增益不平衡是指信号的I和Q路径之间的增益差异。如果I信道和Q信道之间增益的比率不等于1，则这将导致失真的星座图。在68处使用经时滞校正的多色调信号来估计增益不平衡。通过比较参考信号中的I和Q分量之间的增益比率与经时滞校正的信号中的I和Q信号的增益比率来估计增益不平衡。
其中E是期望值。在该上下文中，期望值表示在样本长度范围内的平均值。
增益不平衡(G imb )=。
现在，在70处可以通过将G imb 应用于x''(n)的实部和虚部以获得经增益和时滞校正的信号x'''(n)来校正增益不平衡，如在以下方程中所示：
。
现在，在72处使用x'''(n)估计信道频率响应。对x'''(n)应用时域窗口以平滑化其频率响应。频域分析通过对x'''(n)的时间开窗口版本执行快速傅里叶变换（FFT）来完成。
获得x'''(n)内的所有色调之间的相对量值。通过比较x'''(n)内的色调的相位与激励信号中的相位并且移除相位值中的恒定群延迟或线性分量来获得群延迟失真。通过取得逆响应而获得预补偿系数：
。
使用频率采样方法从H(w)获得脉冲响应（h(m)）。
可以通过使用所估计的时滞来针对时滞校正用户定义的基带（IQ）波形y(n)，所估计的时滞使用以上在图4中的74处描述并且在图5中更详细示出的方法来获得。可以通过使y(n)的虚（Q）分量（表示为y i (n)）循环移位来执行时滞调节。部分延迟滤波器可以用于使样本移位少于整个样本。作为结果，可以获得经时滞校正的信号y'(n)，如在以下方程中表示的：
通过使用以下方程来在信号y'(n)的实部和虚部二者中校正增益不平衡G imb ：
。
通过对y''(n)应用逆复数值脉冲响应滤波h(m)来校正信道频率响应，如在以下方程中所示：
。
以该方式，用于测试设备的系统可以得到表征，并且所生成的信号可以使用比之前可获得的更准确且自动的过程被预补偿。
尽管已经出于说明目的而图示和描述了本发明的具体实施例，但是将理解到，可以做出各种修改而不脱离本发明的精神和范围。

Claims (16)

1.一种测试与测量系统，包括：
信号创建工具，用于生成复数值激励信号；
至少一个波形发生器，用于接收激励信号并且产生至少一对基带信号；
测试仪器，用于捕获所述至少一对基带信号并且产生所捕获的基带信号；
预补偿系数估计块，用于接收所捕获的基带信号、表征所捕获的基带信号并且生成预补偿系数；以及
预补偿块，用于当存在待测设备时向复数值激励信号应用所述预补偿系数。
2.如权利要求1所述的测试与测量系统，其中所述预补偿块驻留在波形发生器或测试仪器之一中。
3.如权利要求1所述的测试与测量系统，其中信号创建工具驻留在波形发生器或测试仪器之一中。
4.如权利要求1所述的测试与测量系统，其中预补偿系数估计块驻留在波形发生器或测试仪器之一中。
5.如权利要求1所述的测试与测量系统，其中测试仪器被结构化成对所述基带信号进行重新采样以获得整数样本。
6.如权利要求1所述的测试与测量系统，其中所述至少一个波形发生器包括具有用于系统中所存在的每一对基带信号的两个信道的一个波形发生器。
7.如权利要求1所述的测试与测量系统，其中所述至少一个波形发生器包括用于每一对基带信号中的每一个基带信号的一个波形发生器。
8.一种表征测试系统的方法，包括：
生成多色调激励信号；
从多色调激励信号产生至少一对基带信号；
利用测试仪器捕获所述至少一对基带信号；
表征所述至少一对基带信号以生成预补偿系数；以及
向应用于待测设备的信号应用所述预补偿系数。
9.如权利要求8所述的方法，其中捕获所述至少一对基带信号包括对所述一对基带信号进行采样。
10.如权利要求9所述的方法，还包括调节采样速率来捕获所述至少一对基带信号以获得整数样本。
11.如权利要求8所述的方法，其中表征所述至少一对基带信号包括：估计至少一对基带信号的基带中的每一个中的每一个信号之间的时滞。
12.如权利要求11所述的方法，其中估计每一个信号之间的时滞包括将一对参考信号与所述至少一对基带信号交叉相关。
13.如权利要求8所述的方法，其中表征所述至少一对基带信号包括：估计至少一对基带信号的基带的每一个中的每一个信号之间的增益不平衡。
14.如权利要求13所述的方法，其中估计每一个信号之间的增益不平衡包括：比较一对参考信号与所述至少一对基带信号的增益比率。
15.如权利要求8所述的方法，其中表征所述至少一对基带信号包括：确定信号的频率响应。
16.如权利要求15所述的方法，其中确定信号的频率响应包括：
将时域窗口应用于经时滞调节、增益平衡的输入信号以产生输入信号的时间开窗口版本；
对输入信号的时间开窗口版本执行快速傅里叶变换以生成频率响应；以及
取得频率响应的逆以获得预补偿系数。
CN201611015201.4A 2015-11-19 2016-11-18 用于信号源的时滞、增益不平衡和信道响应的系数的联合估计 Withdrawn CN107070819A (zh)

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