Empfänger für eine Fernmesseinrichtung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Empfangsanordnung für eine Fernmesseinrichtung, welche nach dem Frequenzvariationsverfahren arbeitet. Sie dient der Umsetzung der einem Messwert proportionalen Signalfrequenz in eine Rechteckimpulsfolge.
Es sind Empfänger für derartige Fernmesseinrichtungen bekannt, beispielsweise aus Die Fernmessung II von S. John Verlag Braun, 1957, Seite 168, Bild 89, oder S. 187, Bild 100, welche die Signalfrequenz durch aufwendige elektronische Schaltanordnungen in eine Rechteckimpulsfolge umwandeln. So sind z. B. bei der einen Schaltung zwei Stromtore und zwei Elektronenröhren neben einem Empfangstransformator notwendig. Die andere bekannte Schaltung benötigt neben dem Eingangstransformator und einem Röhrenverstärker mit Amplitudenbegrenzung einen Messtransformator. Bei dieser Schaltung, welche speziell für das Frequenzvariationsverfahren angewendet wird, formt der Röhrenverstärker mit Amplitudenbegrenzung die ankommende Signalwechselspannung in eine Rechteckspannung gleicher Frequenz.
Diese Rechteckspannung kann noch nicht beispielsweise durch eine Mittelwertbildung durch Messkondensatoren zur Anzeige dienen, denn die Amplitude dieser Rechteckspannung ist sehr von den Verstärkerdaten abhängig. Sie muss erst über einen Transformator aus einem Spezialeisen mit annähernd rechteckiger Magnetisierungskurve in eine Impulsspannung umgewandelt werden, um einen konstanten Integralwert für den Messtrom zu erhalten. Dabei müssen dann noch die verbleibenden Abhängigkeiten des Integralwertes von der Höhe der Eisensättigung des Transformators durch einen zweiten Transformator korrigiert werden.
Diese aufwendige Schaltungsanordnung ist bei einem Empfänger für eine Fernmesseinrichtung nach dem Frequenzvariationsverfahren mit Umsetzung der Signalfrequenz in eine Rechteckimpulsfolge, welcher erfindungsgemäss dadurch gekennzeichnet ist, dass eine monostabile Transistorkippstufe als Umsetzer verwendet wird, vermieden.
Die Schaltungsanordnung kann schon durch zwei Transistoren und zwei Dioden neben einem gewöhnlichen Eingangstransformator verwirklicht werden.
Ihre Vorteile bestehen in einer grossen Umsetzgenauigkeit, in einer weitgehenden Unabhängigkeit der Rechteckimpulse von den Transistordaten, der Umgebungstemperatur und der Kurvenform der Ansteuerspannung.
Gemäss einer Ausführungsform der Erfindung können die Rechteckimpulse des Umsetzers über einen Kondensator aus dem Kollektorstromkreis des Ausgangstransistors der Kippstufe ausgekoppelt werden. Diese Massnahme gestattet, die anschliessende Messchaltung vom Kollektorreststrom des Ausgangstransistors unabhängig zu machen. Die ausgekoppelten Rechteckimpulse können durch eine Diode in einen pulsierenden Gleichstrom umgewandelt, geglättet und dann einer Anzeige- oder Registriervorrichtung zugeführt werden. Der geglättete Gleichstrom ist proportional der ursprünglichen Signalfrequenz.
Zur weitgehenden Verhinderung von Temperaturabhängigkeit der Transistorschaltung können die Transistoren im Bereich der Kniespannung arbeiten, welcher Bereich bei den üblichen Transistoren die gleiche und temperaturunabhängige Grössenordnung hat.
Die Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung gestattet auch leicht, einen sogenannten Vortriebs- messtrom, der durch eine Bezugsfrequenz, beispielsweise für den Messwert Null, hervorgerufen wird, mit der Betriebsspannung der Schaltungsanordnung zu kompensieren, so dass für die Bezugsfrequenz das Anzeigeinstrument keinen Messtrom führt. Es lassen sich damit auch Frequenzänderungen direkt anzeigen.
Die Wirkungsweise der Erfindung wird anhand eines Ausführungsbeispieles, welches in einer schematischen Zeichnung dargestellt ist, erläutert.
Fig. 1 der Zeichnung zeigt einen Schaltplan eines Empfängers nach der Erfindung. Fig. 2 zeigt den Spannungsverlauf an einem der Transistoren und Fig. 3 stellt den Verlauf der ausgekoppelten Spannung dar.
Das Ausführungsbeispiel ist für einen Frequenzbereich von 5 bis 15 Hz bei 0 bis 2 mA Gleichstrom an 200 Ohm dimensioniert. Über einen in Fig. 1 dargestellten Eingangstransformator Tr gelangt das Eingangssignal, infolge der niedrigen Frequenz differenziert, über eine Diode D an die Basis eines Transistors Tl. Die Diode Da ist so geschaltet, dass jeweils nur die negative Amplitude des Signales an die Basis von T1 gelangt. Der Transistor T1 ist bei fehlendem Signal infolge der Potentialverhältnisse an entsprechend gewählten Widerständen R5, R; und R, gesperrt, d. h., sein Kollektorstrom beträgt einen Minimalwert. Ein über die Diode Dl eintreffender negativer Impuls öffnet den Transistor, d. h., sein Innenwiderstand wird sehr klein.
Damit entsteht am Kollektor des Transistors T1 ein positiver Impuls, der in voller Höhe über einen Kondensator C1 an die Basis eines Transistors T übertragen wird. Der Transistor T2 ist durch entsprechend gewählte Widerstände R5 und R; so geschaltet. dass er im Ruhezustand Sättigungsstrom führt. Infolge der Ansteuerung seiner Basis mit einem positiven Impuls wird der Transistor T vollständig gesperrt, d. h., an seinem Kollektor entsteht ein negativer Impuls. Dieser Impuls wird über den Widerstand Rl an die Basis des Transistors T1 zurückgeführt, wo er die Wirkung des Eingangssignales unterstützt. Diese positive Rückkopplung bewirkt den bekannten Kippeffekt der Schaltung.
Durch ein über den Eingangstransformator Tr ankommendes Ansteuersignal wird also der Transistor Tl geöffnet und der Transistor TJ gesperrt. Dieser Zustand ist aber nicht stabil. Bei Betrachtung des Spannungsverlaufes an der Basis von T. erkennt man, dass durch den positiven Spannungssprung tU am Kollektor von Tl, die Basis von T um U in den positiven Sperrbereich ausgesteuert wird. Die Aufladung des Kondensators Ct erfolgt mit der Zeitkonstanten T = Ci. R5, wobei zu beachten ist, dass der Ausgleichvorgang eine Umladung des Kondensators erstrebt, da bei positiver Basisspannung der Transistoreingang hochohmig ist.
Der zeitliche Verlauf der Basisspannung des Transistors T ist in Fig. 2 aufgezeichnet. Zum Zeitpunkt t; wird der Ausgleichvorgang durch das Leitendwerden des Transistoreingangs beim Spannungswert UB t O abgebrochen; es setzt nämlich sofort der Kollektorstrom und infolge der Rückwirkung auf den Transistor Tj das Rückkippen in den stabilen Ruhestand ein. Bedingt durch das Hin- und Rückkippen entstehen an den Kollektoren Rechteckimpulse der Dauer t1 2i C1.
Ri . ln2 (Bedingung : UB > 0,2 v). Bemerkenswert ist, dass die Impulsdauer bei dieser Schaltung durch den steilen Verlauf der Spannungskurve im Schnittpunkt mit der Abszisse genau bestimmt ist und t unabhängig von t U bzw. der Betriebsspannung ist.
Die so durch die negativen Halbwellen des Eingangssignales ausgelösten Rechteckimpulse werden über einen Kondensator C, abgegriffen und mittels einer Diode D. gleichgerichtet. Der arithmetische Mittelwert der durch die Gleichrichtung erzeugten Gleichstromkomponente ist proportional der Impulsfolgefrequenz der Rechteckimpulse und damit proportional der ursprünglichen Signalfrequenz. Der Spannungsverlauf an der Diode D, ist in Fig. 3 aufgezeichnet. Über ein aus einem Widerstand R8 und einem Kondensator G bestehendes Siebglied (Tiefpass) wird diese Spannung abgegriffen und einem Anzeigeinstrument M zugeführt.
Aus Fig. 3 ist zu entnehmen, dass die Gleichspannung gegenüber dem Bezugspunkt (Minuspol der Speisespannung) negativ gerichtet ist. Es ist also möglich, mittels eines Widerstandes R9 vom positiven Pol der Speisespannungsquelle her, eine Gegenspannung am Anzeigegerät zu erzeugen, mit der ein sogenannter Vortriebsmesstrom, welcher durch eine Bezugsfrequenz hervorgerufen wird, leicht kompensiert werden kann. Damit lassen sich auch Frequenz änderungen mit Hilfe des Empfängers direkt anzeigen. Mittels der aufgezeigten Kompensationsmöglichkeit für einen Vortriebsstrom kann eine besondere stabilisierte Kompensationsspannungsquelle eingespart werden, wenn nur die Betriebsspannungsquelle stabilisiert ist.
Mit dieser Empfängerschaltung ist ein relativ gut er Wirkungsgrad von 10 bis 20% zu erreichen.
Wie eingangs erwähnt wurde, ist die Schaltung für einen Frequenzbereich von 5 bis 15 Hz ausgelegt.
Grundsätzlich besteht aber durchaus die Möglichkeit, bei entsprechender Umdimensionierung die Schaltanordnung auch im Bereich mittlerer und hoher Frequenzen zu verwenden.
Receiver for a telemetry device
The invention relates to a receiving arrangement for a telemetry device which operates according to the frequency variation method. It is used to convert the signal frequency, which is proportional to a measured value, into a square-wave pulse train.
There are receivers for such telemetry devices known, for example from Die Fernmessage II by S. John Verlag Braun, 1957, page 168, Fig. 89, or page 187, Fig. 100, which convert the signal frequency into a square-wave pulse sequence using complex electronic switching arrangements. So are z. B. in the one circuit two current gates and two electron tubes in addition to a receiving transformer necessary. The other known circuit requires a measuring transformer in addition to the input transformer and a tube amplifier with amplitude limitation. In this circuit, which is used specifically for the frequency variation method, the tube amplifier with amplitude limitation converts the incoming signal alternating voltage into a square wave voltage of the same frequency.
This square-wave voltage cannot yet serve as a display, for example by averaging through measuring capacitors, because the amplitude of this square-wave voltage is very dependent on the amplifier data. It must first be converted into a pulse voltage using a transformer made from a special iron with an approximately rectangular magnetization curve in order to obtain a constant integral value for the measuring current. The remaining dependencies of the integral value on the level of iron saturation of the transformer must then be corrected by a second transformer.
This complex circuit arrangement is avoided in a receiver for a telemetry device using the frequency variation method with conversion of the signal frequency into a square pulse train, which is characterized according to the invention in that a monostable transistor multivibrator is used as the converter.
The circuit arrangement can already be implemented with two transistors and two diodes in addition to a common input transformer.
Their advantages consist in a high conversion accuracy, in the extensive independence of the square-wave pulses from the transistor data, the ambient temperature and the curve shape of the control voltage.
According to one embodiment of the invention, the square-wave pulses of the converter can be decoupled from the collector circuit of the output transistor of the multivibrator via a capacitor. This measure makes it possible to make the subsequent measuring circuit independent of the residual collector current of the output transistor. The extracted square-wave pulses can be converted into a pulsating direct current by a diode, smoothed and then fed to a display or registration device. The smoothed direct current is proportional to the original signal frequency.
In order to largely prevent the transistor circuit from being dependent on temperature, the transistors can operate in the knee voltage range, which range has the same and temperature-independent order of magnitude in conventional transistors.
The circuit arrangement according to the invention also easily allows a so-called propulsion measuring current, which is caused by a reference frequency, for example for the measured value zero, to be compensated with the operating voltage of the circuit arrangement, so that the display instrument does not carry a measuring current for the reference frequency. Frequency changes can also be displayed directly.
The mode of operation of the invention is explained using an exemplary embodiment, which is shown in a schematic drawing.
Fig. 1 of the drawing shows a circuit diagram of a receiver according to the invention. FIG. 2 shows the voltage curve at one of the transistors and FIG. 3 shows the curve of the coupled-out voltage.
The exemplary embodiment is dimensioned for a frequency range of 5 to 15 Hz with 0 to 2 mA direct current at 200 ohms. Via an input transformer Tr shown in FIG. 1, the input signal, differentiated as a result of the low frequency, reaches the base of a transistor Tl via a diode D. The diode Da is connected so that only the negative amplitude of the signal is sent to the base of T1 got. The transistor T1 is in the absence of a signal due to the potential relationships at appropriately selected resistors R5, R; and R, locked, d. that is, its collector current is a minimum value. A negative pulse arriving via the diode Dl opens the transistor, i. that is, its internal resistance becomes very small.
This creates a positive pulse at the collector of transistor T1, the full amount of which is transmitted to the base of a transistor T via a capacitor C1. The transistor T2 is through appropriately selected resistors R5 and R; so switched. that it carries saturation current in the idle state. As a result of the activation of its base with a positive pulse, the transistor T is completely blocked, i. i.e., a negative impulse arises on its collector. This pulse is fed back via the resistor R1 to the base of the transistor T1, where it supports the effect of the input signal. This positive feedback causes the well-known tilting effect of the circuit.
A control signal arriving via the input transformer Tr therefore opens the transistor Tl and blocks the transistor TJ. But this condition is not stable. When looking at the voltage curve at the base of T. it can be seen that the positive voltage jump tU at the collector of Tl drives the base of T by U into the positive blocking range. The capacitor Ct is charged with the time constant T = Ci. R5, whereby it should be noted that the equalization process aims to recharge the capacitor, since the transistor input has a high resistance when the base voltage is positive.
The time course of the base voltage of the transistor T is recorded in FIG. At time t; the equalization process is aborted by the transistor input becoming conductive at the voltage value UB t O; This is because the collector current sets in immediately and, as a result of the reaction on the transistor Tj, the tilting back into stable rest begins. Due to the tilting back and forth, square-wave pulses with a duration of t1 2i C1 are generated at the collectors.
Ri. ln2 (condition: UB> 0.2 v). It is noteworthy that the pulse duration in this circuit is precisely determined by the steep course of the voltage curve at the point of intersection with the abscissa and that t is independent of t U or the operating voltage.
The square-wave pulses triggered by the negative half-waves of the input signal are tapped via a capacitor C and rectified by means of a diode D. The arithmetic mean value of the direct current component generated by the rectification is proportional to the pulse repetition frequency of the square-wave pulses and thus proportional to the original signal frequency. The voltage profile at the diode D is recorded in FIG. This voltage is tapped off via a filter element (low-pass filter) consisting of a resistor R8 and a capacitor G and fed to a display instrument M.
From Fig. 3 it can be seen that the DC voltage is directed negatively with respect to the reference point (negative pole of the supply voltage). It is therefore possible to use a resistor R9 from the positive pole of the supply voltage source to generate a counter voltage on the display device with which a so-called propulsion measurement current, which is caused by a reference frequency, can be easily compensated. This means that frequency changes can also be displayed directly with the aid of the receiver. By means of the compensation option for a propulsion current shown, a special stabilized compensation voltage source can be saved if only the operating voltage source is stabilized.
With this receiver circuit, a relatively good efficiency of 10 to 20% can be achieved.
As mentioned at the beginning, the circuit is designed for a frequency range of 5 to 15 Hz.
In principle, however, there is definitely the possibility of using the switching arrangement in the range of medium and high frequencies with appropriate re-dimensioning.