NO179929B - Multifasedemodulator, modem innbefattende en multifasemodulator samt system for å omforme en bit-ström - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår generelt kommunikasjons-systemer og er selv rettet mot et modem for å omforme bit-strøm til et fasemodulert mellomfrekvens-(IF)-signal for anvendelse i et .RF-abonnenttelefonsystem. Nærmere bestemt angår foreliggende oppfinnelse multifasedemodulator av den art som angitt i innledningen til krav 1, modem av den art som angitt i innledningen til krav 8 samt et system for å omforme en bit-strøm som angitt i innledningen til krav 10.

Modemet i henhold til foreliggende oppfinnelse innbefatter en modulatorseksjon og en demodulatorseksjon. Senderseksjon-en er et system for å omforme en bit-strøm hvori hvert gitt antall av suksessive biter definerer et symbol, til et fasemodulert mellomfrekvens-(IF )-signal med en forutbestemt IF-frekvens. Modulatorseksjonen fasemodulerer hvert symbol; filtrerer digitalt hvert fasemodulert symbol for å frembringe et filtrert signal som, når det er omformet til et analogsignal, gir et modulasjonssignal med en modulasjonsfrekvens som er sentrert om en forutbestemt frekvens og avviker fra denne i samsvar med verdien til det fasemodulerte symbolet; omformer det filtrerte signalet til et analogt signal for å frembringe modulasjonssignalet; og blander modulasjonssignalet med et fast signal ved en forutbestemt frekvens for å frembringe et fasemodulert IF-signal som er et frekvensmodulert (FM) signal som har en mellomfrekvens som er et modulasjonsprodukt av modulasjons-frekvensen og den forutbestemte frekvensen.

Demodulatorseksjonen til modemet innbefatter et demoduler-ingssystem for å omforme et mottatt fasemodulert IF-signal til bit-strømmen fra hvilken det mottatte fasemodulerte IF-signalet ble avledet.

Modemet i henhold til den foreliggende oppfinnelse kan arbeide i en sendemodus, en mottaksmodus, i en tidsmulti-plekset sende/mottaksmodus eller i en innlæringsmodus.

Når den arbeider i sendemodusen, mottar modemmodulatorseksjonen en digital bit-strøm på opptil fire bit pr. symbol og omformer så symbolene til et fasemodulert IF-signal ved en forutbestemt IF-frekvens på 20,2 MHz. Det modulerte IF-signalet blir overført til en RF-enhet for oppomforming og transmisjon på den riktige UHF-frekvensen.

Når den arbeider i mottaksmodusen, mottar modemmottakersek-sjonen et fasemodulert IF-signal fra en RF-mottakerenhet. Modemet filtrerer og nedomformer det mottatte IF-signalet til basebåndfrekvens og digitaliserer det samme til en kompleks (I,Q) sampel ved en forutbestemt symbolhastighet på 16 Ksps (kilosymboler pr. sekund). Et digitalt FIR-filter utfører ytterligere filtrering og de komplekse samplene blir omformet til en digital binær bit-strøm. Den binære bit-strømmen blir så sendt ut til en basebåndenhet.

Modemet utfører ytterligere funksjoner for å frembringe symbolsynkroniseringsmåling av forbindelseskvaliteten, og forskjellige styre- og statusrapporteringsfunksjoner.

Ved visse intervaller kan modemet anordnes i en innlæringsmodus. I denne modus blir modemregulatoren og demodulator-seks j onene koblet tilbake gjennom RF-enheten for å kunne innelære eller forberede demodulatorseksjonens FIR-filter på endringer i systemet (hovedsakelig RF-enhetfiltrene) som kan ha endret seg med temperatur eller alder, tilliggende kanaldempninger eller andre omgivelsesfluktuasjoner. FIR-filteret til demodulatorseksjonen innstiller sine koeffisienter for å motvirke enhver filterfeil for å kunne oppnå best mulig inngangssignal. Under denne tilbakekobling eller tilbakesløyfing, sender modemsenderseksjonen ut et fast innlæringsmønster kjent for modemdemodulatorseksjonen. Demodulatorseksjonens FIR-filter justerer (innlærer eller bearbeider) sine koeffisienter i samsvar med signalet selv (forsinkede og fremskjøvede signaler) og signaler fra de tilliggende bånd.

Modemet i henhold til foreliggende oppfinnelse er særlig nyttig i et radiotelefonsystem beskrevet i norsk patentsøknad nr. 854603. Den foretrukne utførelse av modemet beskrevet her har grensesnitt med en kanalstyreenhet (CCU) og RF-enheter beskrevet i nevnte patentsøknad, og deler av beskrivelsen til nevnte patentsøknad som er relevante for denne søknad, er herved innlemmet som referanse.

Eksempler på tidligere kjent teknikk er gitt i US-patent nr. 4 481 640 som beskriver at det resulterende signalet må være to ganger forskjellig fasekodert, noe som ikke er ønskelig ved foreliggende oppfinnelse. Videre er det nødvendig med et par med tilpassede filtere, separate lavpassfiltere, og differensiatorer for å tilveiebringe fire signaler. Videre må det, for at systemet skal fungere riktig, tilveiebringes en forsinkelse i en strøm for å gjøre strømmene synkrone. Dette kompliserer anordningen ifølge ovenfornevnte patentpublika-sjon betydelig.

US-patent nr. 4 358 853 beskriver et system som angår en digital kvadraturamplitudemodulasjon-modemsender. Denne anordningen kan bli utført som en kompleks digital modulator fulgt av et Hilbert transformatorfilterpar. Ifølge en foretrukket utførelsesform i denne publikasjonen mottar en koder en databit-strøm og koder den. Etter koderingen blir databit-strømmen behandlet av en bærebølgegenerator som genererer suksessive sampleverdier.

Utgangen til bærebølgegeneratoren er to strømmer med komplekse verdier ved en samplehastighet som er høyere enn symbolhastigheten til modemet. Hver av disse samplestrømmene behandles av en multiplikator. Utgangssignalet til multi-plikatoren blir behandlet av respektive båndfiltere. De resulterende samplene er ved symbolhastigheten til modemet. Utgangssignalene til filtrene føres til en reell komponent-velger som velger kun de reelle komponentene og ignorerer de imaginære komponentene til strømmene. Utgangssignalet til reellkomponentvelgeren er en reell verdi, modulert bære-bølgesamplestrøm. Denne samplestrømmen omformes av en digital-til-analogomformer. Amplituden til den omformede samplestrømmen bestemmes ved hjelp av korresponderende digitale sampler. Etter dette er det en ytterligere behandling og eventuelt overføring av den omformede sample-strømmen.

Ovenfornevnte patentpublikasjoner beskriver således kompli-serte anordninger som foreliggende oppfinnelse har til hensikt å unngå.

Det er videre kjent fra GB 2 092 864 en omforming av en bitstrøm til symboler definert av et antall suksessive biter, fasemodulering, digital filtrering og D/A-omforming.

Ved hjelp av foreliggende oppfinnelse er det tilveiebrakt multippelfasedemodulator av innledningsvis nevnte art hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1. Videre er det tilveiebrakt et modem innbefattende en multifasedemodulator av den art som angitt i innledningen hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 8. Videre angår foreliggende oppfinnelse et system av den innledningsvis nevnte art hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 10.

Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av de uselv-stendige kravene. Fig. IA og IB i kombinasjon viser et blokkskjema av den foretrukne utførelse av modemet i henhold til foreliggende oppfinnelse. Fig. 2 viser signalkonstellasjonen anvendt i Gray-koding av symbolene til bit-strømmen. Fig. 3 er et blokkskjerna over digitale FIR-filter

i modulatorseksjonen til modemet.

Fig. 4 illustrerer det multiple samplerpuls-responsmønster til det digitale FIR-filter i modulatorseksjonen til modemet. Fig. 5 er et blokkskjema over SIN/COS IF-genera toren i demodulatorseksjonen til modemet. Fig. 6 viser tidsbølgeformene til visse styrings-,

tids- og data-signaler involvert i driften av modemet.

Ordliste over akronymer

Akronym Definisjon

A/D Analog-til-digital omformer

"Analog-to-Digital Converter"

AGC Automatisk forsterkningskontroll

"Automatic Gain Control"

AM Amplitudemodulasjon

"Amplitude Modulation"

BPSK Binær faseskiftenøklingsmodulasjon

"Binary Phase Shift Keying Modulation"

BS Hovedstasjon

"Base Station"

CCU Kanalstyreenhet

"Channel Control Unit"

D/A Digital-til-analog omformer

nDigital-to-Analog Converter"

dB Desibel

"Decibels"

DPSK Differensial faseskiftenøklingsmodulasjon "Differential Phase Shift Keying Modulation"

ECL Emitter-koblet logikk

"Emitter-coupled Logic"

FCC United States Federal Communications

Commission

FIFO Først-inn først-ut minne

"First-in First out Memory

FIR Endelig varighet impuls-responsfilter "Finite-Duration Impulse-Response filter"

Hz Hertz

"Hertz (cycles per second)"

I I fase

"In-phase"

IF Mellomfrekvens

"Intermediate Frequency"

kHz Kilohertz

"KiloHertz"

Ksps Kilosymboler pr. sekund

"Kilosymbols per second"

LSB Minst signifikante bit

"Least Significant Bit"

MHz Megahertz

"MegaHertz"

MODEM Kombinert modulator og demodulator

"Combined Modulator and Demodulator" OCXO Varmestyrt krystalloscillator

"Oven Controlled Crystal Oscillator" Q kvadratur

"Quadrature"

QPSK Kvadraturfaseskiftenøklingsmodulasj on

"Quadrature Phase Shift Keying Modulation" RAM Direkte lager

"Random Access Memory"

RCC Radiostyrekanal

"Radio Control Channel"

RELP Rest eksitert lineær forutsigelse

"Residual Excited Linear Prediction" RF Radiofrekvens

"Radio Frequency"

RFU Radiofrekvensenhet

"Radio Frequency Unit"

ROM Leselager

"Read-only Memory"

RX Motta

"Receive"

STIMU Systemtidsenhet

"System Timing Unit"

SUB Abonnentstasjon

"Subscriber Station"

TDMA Tidsdivisjonmultippeladgang

"Time Division Multiple Access" TX Transmitt

"Transmit"

UHF Ultra-høy frekvens

"Ultra-High Frequency"

VCXO Spenningsstyrt krystalloscillator

"Voltage Controller Crystal Oscillator"

En foretrukken utførelse av modemet er vist på figurene IA og IB. Modulatorseksjonen til modemet innbefatter i hovedsak et digitalt faseskiftnøklings (DPSK) omformingsleseminne (ROM) 10, en innlæringsmodus svitsjeenhet 11, et endelig varighet impulsresponsiv (FIR) digitalfilter 12, en digital-til-analog-omformer (D/A) 13, et båndpassfilter 14 som har en senterfrekvens på 200 KHz, et blandetrinn 15 og en RF-forsterker 16 sentrert ved 20,2 MHz.

Demodulatorseksjonen til modemet innbefatter i hovedsak en modell TMS32010 digital mikroprosessor 17, et FIFO (først inn-først ut) stakklager 18, en analog-til-digital-omformer (A/D) 19, en forsterker 20 og et blandetrinn 21.

Modemet innbefatter videre flere tids- og styre-enheter som er vesentlige for modulasjonen og demodulasjonsfunksjonene utført av modulatorseksjonen og demodulatorseksjonen, respektivt. Disse enheter innbefatter grensesnittregistre og databusstyreenhet 23, som innbefatter et statusregister 24, et forbindelse Q register 25, et AGC (automatisk forsterkningskontroll) register 26, et RX-frekvensregister 27, et abonnentfraksjonsforsinkelsesregister (SUB) 28, et i-fase (I) register 29, et kvadraturfase (Q) register 30, styre-enhet 31 og en andre fraksjonsforsinkelsesregister 32. Modem tids- og styreenheten innbefatter videre en buffer-styre-enhet 34, en les/skriv-dekoder 35, et innlæringsmønster FIFO (først inn-først ut) stakklager 36, en datalås 37, en intern tids- og styresignalgenerator 38, en sendeklokkeforsink-elsesenhet 39, en fraksjonstidsforsinkelsesgenerator 40, en VCXO-grensesnittenhet 41, en sampletidsgenerator 42, en COS/SIN IF-signalgenerator 43, et 2K direkte lager (RAM) 44, et 2K leselager 45, et 4K leselager 46, en buf f er/demper-enhet 47 og en bufferenhet 48.

Modemet er forbundet til en systemtidsenhet (STIMU) 49.

Modemgrensesnittene er vist på figurene IA og IB. Modemet mottar de fleste av sine inngangssignaler fra CCU. Andre inngangssignaler er fra RF-enheten og tidsenhetene. Modem-inngangssignalene er som følger:

Til modemet fra kanalstyreenheten (CCU):

TX DATA (ledning 50) Et 4 bit symbol som skal sendes av modem (4 biter for 16 PSK, 2 biter for QPSK, 1 bit for BPSK)

MOD BUS (51) En to-veis rettet mikroprosessor-bus som tilveiebringer styre/- statusinformas;]on til/fra modemet.

MOD WR (ledning 52) Styresignalet for å løse modus til

modemet.

MOD RD (ledning 53) Styresignalet for å sende modem-status og annen informasjon til MOD BUS for transmisjon til CCU.

MOD RESET (ledning 54) Denne CCU-styring vil tilbake-stille modemet.

MOD ADD (ledning 55) Styresignal for å definere forskj ellige adresselokaliseringer og låste verdier innenfor modemet.

TX SOS (ledning 56) Signal fra CCU til modem for å

starte sending av en TX-spalte.

RX SOS (ledning 57) Signal fra CCU til modemet for å

starte mottak av en RX-spalte.

Til modemet fra RF-enheten (RFU):

IF RX (ledning 58) IF mottaksfrekvens innmatet fra

RFU.

Til modemet fra systemtidsenhetene (STIMU):

80MHZ (ledning 59) 80 MHz ECL klokkesignal fra hovedstasjonen eller abonnent-STIMU. Utgangssignal fra X0 i hovedstasjonen og VCXO i abonnentstasjonen.

16KHZ (ledning 60) Leder TX CLK anvendt i hovedstasjonen fra STIMU.

SOMF (ledning 61) Lederstart av ramme i hovedstasjonen fra STIMU. Ikke brukt i modemet, men videresendt til CCU.

Fra modemet til kanalstyreenheten (CCU):

TX CLK (ledning 62) Et 16 KHz klokkesignal som besørger at CCU får symbolsende-tiden. Symboler blir klokkestyrt inn i modemet med den stigende kanten til disse klokkepulser. I hovedstasjonen har alle spaltene den samme leder TX CLK. Således blir alle signalene fra hovedstasjonen sendt samtidig. I abonnentstasjonen er TX CLK forskjøvet med fraksjonsrekkeviddeforsinkelsen av modemet når det gjelder informasjon matet av CCU.

RX CLK (ledning 63) 16 KHz klokken er avledet fra det mottatte signalet. (Alltid hos abonnenten, bare under styre-spalteavsøk i hovedstasjonen.) Denne klokke vil utklokke det mottatte symbolet til CCU og tilveiebringer symboltid for CCU.

RX DATA (ledning 64) Det mottatte 4 bit-symbol klokkestyrt av RX CLK.

MOD BUS (50) Status og datainformasjon fra

modemet.

MOD SOMF (ledning 61) Fremsendt SOMF fra STIMU til CCU

i hovedstasjonen.

AM STROBE (ledning 65) Høy til lav overgang på denne ledning gir CCU et grovt ramme-merke under radiostyrekanal(RCC)-avsøk i abonnentenheten. Dette er en engangsledning som vil være pulset når RX TMS320 bestemmer den omtrentlige lokalisering av AM-hullet.

Fra modemet til hver RF-enhet (RFU):

RF RX BUS (66) 8 bit bus mellom modemet og RF

RX-enheten. Denne bus følger AGC og frekvensvalginformasjon til RFU-mottakerseksjonen. Modemet styrer AGC-verdiene som skal sendes og videresender CCU-frekvensvalginformasjon. Frekvens-valginformasjonen blir matet til modemet og MOD BUS 50. Under innlæringsmodusen vil modemet styre RF RX-frekvensvalget.

RF TX BUS (67) 8 bit bus mellom modemet og RFU

transmisjonsseksjonen. Denne bus følger TX-effektnivå og frekvensvalginformasjon til modulatorseksjonen. Modemet har ingenting å gjøre med disse informasjoner og de blir således bare videresendt til RFU-transmisjonsseksjonen.

RX 80 MHZ REF ECL 80 MHz referanseklokkesignal (ledning 59a) til RFU-mottakerseksjonen.

TX 80MHZ REF ECL 80 MHz referanseklokkesignal (ledning 59b) til RFU-transmisjonsseksjonen.

TX EN (ledning 68) Ledning til RFU-transmisjonsseksjonen for å klargjøre RF-transmi-s j on.

RX EN (ledning 69) Ledning til RFU-mottakerseksjonen

for å klargjøre RF-mottak.

AGC WR (ledning 70) Skriv strobe for å låse AGC-data

inn i RFU-mottakerseksjonen.

RXFREQ WR Skriv strobe for frekvens inn-ledning 71) skriving i RFU-mottakerseksjon.

RXFREQ RD Les strobe for å lese tilbake (ledning 71a) mottaksfrekvens fra RFU-mottaker-seks j on.

PWR WR (ledning 72) Skriv strobe for å låse effektinformasjon inn i RFU-transmisjonsseksjon.

PWR RD (ledning 73) Les strobe for å lese tilbake effektinformasjon fra RFU-trans-misj onsseksj on.

TXFREQ RD Les strobe for å lese tilbake (ledning 74) transmisjonsfrekvens fra RFU-transmisj onsseksj on.

RXFREQ WR Skriv strobefrekvens som innskriv-(ledning 75) es til RFU-transmisjonsseksjon.

IF TX (ledning 76) Transmittert signal ved IF-frekvens til RFU.

AGC RD (ledning 77) Les strobe for å lese tilbake

AGC-data fra RFU-mottakerseksjon.

Fra modemet til systemtidsenheten (STIMU):

VCXO FDBK En 10 bit data-bus til VCXO med (ledning 78) styreinformasjon for frekvensfølg- ing.

VCXO WR (ledning 79) Skriv puls til VCXO-krets for å

låse VCXO BUS til VCXO.

Modemmodulatorseksjonen sender informasjonen som er matet til seg på TX DATA-ledningene 50 av CCU ved 16-nivå PSK-modulasjon. Modemet sender uten kjennskap til modulasjonsnivået til den mottatte informasjonen.

Inngangsstyreledningene blir dekodet innenfor modemet for å velge hvilket register som skal drive 8 bit MOD BUS 50 mellom modemet og CCU. Styringsinformasjon med hensyn til mottak av en spalte blir aktiv når modemet mottar RX SOS-signalet på ledning 57 fra CCU. Denne ledning avbryter mikroprosessoren 17 slik at den begynner demodulering av en innkommende spalte. Ved dette tidspunkt blir RFU-mottaker-seks jonen klargjort av modemet med RX EN-signalet på ledning 69.

Ved slutten av hver spalte blir statusinformasjon oppdatert ved registrene 23 som CCU leser.

I abonnentstasjonen kan CCU styre modemet slik at den søker for RCC-signalet fra hovedstasjonen. Hovedsøkepunktet for RCC er AM HOLE på 8 symboler. I programvaren søker modemet frekvensen valgt av CCU etter AM HOLE. Mikroprosessoren 17 avsøker frekvensen valgt av CCU etter AM HOLE. Dersom en AM HOLE er tilstede på denne frekvens, vil mikroprosessoren 17 nøkle inn på dette. Etter at mikroprosessoren 17 er sikker på AM HOLE's tilstedeværelse, vil den pulse AM STROBE-ledningen 65 lav til CCU for å signalere to ting: (1) at RCC-signalet er funnet og (2) at AM STROBE er en grov start på rammemerket. Herfra skal så CCU begynne å se etter særordet i RX-datastrømmen innenfor et vindu på 0 til 3 symboler. Når særordet er detektert, kan abonnentstasjonens CCU justere sin ramme og spaltetellinger for å innrette disse til hovedstasjonens systemramme.

Grensesnittet mellom modemet og RFU-mottakerstasjonen tillater styring av frekvensvalget og AGC-nivåene i RFU. CCU styrer frekvensvalg og videresender sine kommandoer til modemet. Modemet videresender denne informasjon til RFU over RX RF BUS 66. Denne bus blir også brukt til å styre AGC-nivåer i RFU-mottakerstasjonen. disse AGC-verdier blir oppdatert hver symboltid og ført til RFU-mottakerseksjonen.

CCU-modemgrensesnittet er vist på fig. 1. Tidsinnstillingen for sendegrensesnittene er vist på fig. 6. Disse grensesnitt er ved en lav hastighet og krever således bare standard TTL maskinvaregrensesnitt. Modemet tilveiebringer 16 KHz symbolklokken til CCU. Fire TX DATA biter er på en parallell bus til modulatorseksjonen. En åtte bit-bus blir tilveiebragt for styring/statusinformasjonsutveksling. Styreinformasjon blir matet til modemet av CCU via asynkrone grensesnittregistere 23. Innholdet til registrene blir gyldig når strobe TX SOS-signalet på ledning 56 er mottatt av modemet hvilket signalerer start av transmisjon av en spalte. CCU tilveiebringer følgende styringsinformasjon til modemet: (1) tomgangsmodus; (2) transmisjonsstemmekanal; (3) transmisjonsstyrekanal; (4) innlæringsmodustilbake-kobling; (5) TX CLK fraksjonssymbolforsinkelse; (6) RF TX effektnivå; og (7) RF/TX frekvensvalg. RX-frekvensvalget blir lagret i RX-frekvensregisteret 27.

CCU har et direkte grensesnitt med RF TX-enheten fra MOD BUS 50 til RF TX BUS 67 via bufferstyreenheten 34. De dekodede adressene blir matet til RFU som skrivestrober for å låse TX-effekt og TX-frekvensinformasjon. Modemet må ha kontroll over RF RX-bus 66 for AGC-oppdatering til RFU. Derfor videresender modemet RX-frekvensinformasjon fra registeret 27 til RF-enhetene ved begynnelsen av hver RX-spalte. Denne verdi blir låst inn i registeret 27 av CCU. Modemet kan også endre RX-frekvensen selv under innlæringsmodusen uten at det er behov for at CCU gjør dette.

Modemmodulatorseksjonen er fullt utført i maskinvare og krever ingen justeringer. Symboler mottas fra CCU på TX DATA-ledning 50 med en hastighet på 16K symboler pr. sekund. De mottatte symbolene blir fasemodulert av DPSK-omformings-ROM 10 og deres resulterende bølgeformer blir tilformet av FIR-filteret 12 for å oppnå gode interferensegenskaper og ikke lide av amplitude- eller gruppeforsinkelsesforstyrrel-ser. Rettferdiggjørelsen av dette konsept gjøres på antagelsen av at i et nabofrekvensbånd (innenfor 50-100 KHz) i forhold til det anvendte båndet, så er det ingen sterke interfererende signaler (effekttettheter på 30-40 deler over signalet). 200 KHz båndpassfilteret 14 sørger for bred IF-filtrering (100 KHz) slik at det transmitterte signalet ikke vil lide av amplitude- eller gruppeforsinkelsesforstyr-relser, og filtrerer også ut harmoniske generert av den digitale filtrering og D/A-omformingen utført ved basebånd.

Hovedfiltreringen blir gjort ved basebånd av et fast koeffisient digital FIR-filter 12. Dette filteret 12 er et seks-polfilter med en samplinghastighet på 50 sampler pr. symbol pr. symbolvarighet i FIR-filteret 12 i modulatorsek-sj onen.

Siden ingen analogfiltrering blir gjort ved basebånd, er det ikke behov for å anordne to separate I-og Q-kanaler. I virkeligheten blir I- og Q-kanalene tilveiebragt i FIR-filteret 12. En tidsdelt kanal, som innbefatter blandetrinnet 15, som multipliserer med IF-frekvensen, omformer over denne kanal til IF. Denne kanal har iboende lik forsterkning for I- og Q-samplene. I- og Q-sampling blir når parallellfor-skjøvet en halvdel av en sampleperiode, men dette blir korrigert av FIR-filteret 12.

Gray-kode ble brukt for digital koding av DPSK-omformings-ROM 10. Dette sikrer at dersom et symbol blir mottatt i en feiltilstand, er det mest trolig at feilen i et dekodet symbol vil bare være en bit. Signalkonstellasjonen er vist på fig. 2. Fasene merket "Q" og "B" er de respektive QPSK-og BPSK-symboler.

Symbolene blir tatt som Gray-kodede fasesymboler. Ethvert fasesymbol blir så omformet til binær form fra GRAY-kode og addert til binærformen til det siste fasesymbolet for å danne DPSK-symbolet. På grunn av FIR-filteralgoritmen blir ethvert annet symbol invertert før innmating i FIR-filteret 12. Derfor blir DPSK-omformingen gjort ved anvendelse av ROM 10. Fire symbolbiter, fire biter fra det forutgående symbolet og en bit for inversjonskontroll blir matet til DPSK-omformings-ROM 10, som sender ut DPSK-symbolet til inngangen på FIR-filteret 12.

Etter DPSK-omforming blir symbolet så sendt på ledning 80 til FIR-filteret 12, som er et 6 koblingspunkters, over-samplet FIR-filter. FIR-filteret 12 innbefatter en ROM 81 og to tre-trinns, fire-biter skiftregistre 82, 83, som vist på fig. 3. FIR-filteret 12 tjener til å tilforme de sendte symbolene i samsvar med spesifikasjonen på frekvenskanalen. Samplingshastigheten til ROM 81 er bestemt av et tidssignal tilveiebragt på ledning 84 fra tids- og styresignalgenerator 38 til en teller 85 forbundet med ROM 81. Et inngangsklokke-signal er tilveiebragt på ledning 86 til to inngangssvitsjer 87,88, som klargjør datainnmatning inn i skiftregistrene 82,83.

Med henvisning til fig. 4 blir hver av de seks symbolene i de to skiftregistrene 82,83 samplet med en hastighet på 3/25 T (T=l/16 KHz). Dette oversamplingsskjerna forskyver samplene slik at bare to symboler blir samplet under en hver 1/25 T sampleperiode. Derfor blir to symboler innmatet til ROM 81 under hver 1/25 T sampleper iode. Hver 1/25 T sampleperiode blir etter tur delt i to deler: i fase (I) og kvadratur (Q). Under den første halvdelen av 1/25 T-perioden, innmater registrene 82,83, 3 bit i-fase-komponenten (I) av symbolet, og under den andre halvdelen av perioden, blir kvadraturkom-ponenten (Q) til symbolet innmatet til ROM 81. Således er FIR-filterutgangssignalet på ledning 89 de tidsdelte digitale I- og Q-bølgeformer til bølgeformen som skal sendes. Disse samplene blir så tilveiebragt på ledninger 89 til D/Å-omformeren 13 for omforming til en analog bølgeform. Denne bølgeform blir så filtrert av båndpassfilteret 14 og tilveiebragt på ledning 91 til blandetrinnet 15 for omforming oppover til et 20 MHz IF-signal på ledning 92.

De to skiftregistere 82,83, skifter to av de lagrede symbolene inn i ROM 81 ved en hastighet på 1/25 T for de nødvendig beregninger. Symbolene blir omformet til 3 bit I-og Q-gråkodekomponenter ved å velge enten den fjerde eller tredje symbolbiten til den mest tydelige bit (MSB) av 3 bitkomponenten. De to minst tydelige bitene (LSB) forblir uendret. Dette komponentvalg blir gjort ved en hastighet på 1/50 T.

ROM trenger også fem inngangssignaler fra telleren 85 for å tydeliggjøre hvilken av de 25 sampleperiodene som i øye-blikket blir beregnet. En tilleggsinngang fra telleren 85 er nødvendig for å telle ROM 85 hvorvidt 3 bit-inngangssignal-ene er I- eller Q-komponentene til inngangssymbolene.

Utgangssignalene lagret i sender FIR-filter ROM 81 blir beregnet for å korrigere feil som måtte opptre på grunn av 1/50 T-forskjellen i I- og Q-tidsverdiene. IF-filteret i RFU adderer de to verdiene sammen for å danne den korrekte sendte bølgeformen siden dens båndbredde er relativt liten sammenlignet med IF-frekvensen. FIR-filter ROM 81 tilveiebringer et utgangssignal på 10 bit digitale sampler på ledning 89 ved en hastighet på 800 KHz.

NULL-symboler kan innføres i FIR-filteret 12 for å representere symboler, med ingen transmittert effekt. Disse blir brukt i innlæringsmodusen for å innmate en "impuls" i FIR-filteret 12. Disse NULLER kan også blir brukt til å utmate AM HOLES og vaktbånd som er nødvendig i radiostyrekanalen (RCC). D/A-omformeren 13 tar digitale inngangssignaler fra det digitale FIR-filter 12 og frembringer det nødvendige spektrum ved multipler av 133,33 KHz idet det startes med 66,67 KHz.

Båndpassfilteret 14 sender 200 KHz spekteret med ekstreme små variasjoner i passeringsbånddempning og gruppeforsink-else. Dempningsrippel er mindre enn 0,1 dB og forsinkelses-variasjon er mindre enn 1,5 mikrosekunder. Fremmedspekter-komponenter blir dempet mer enn 20 dB.

Det ønskede signalet utfra D/A-omformeren 13 er sentrert ved 200 KHz med en båndbredde på omtrent 32 KHz. Dette signal blir båndpassfiltrert av båndpassfilteret 14 før blanding for å fjerne signalkomponentene ved nxl33 KHz. Ved å multiplisere 200 KHz bølgeformen med 20 MHz, blander blandetrinnet 15 I- og Q-samplene med SIN- og COS-komponentene til IF-frekvensen. Således kan 20 MHz-signalet direkte multiplisere utgangsbølgeformen og de nøyaktige komponentmultiplikasjoner vil bli håndtert automatisk. Derfor er det ikke noe behov for en diskret SIN(IF)/C0S(IF) genereringskrets for å multiplisere I/Q-samplene fra D/A som i demodulatorseksjonen. Dette fjerner også isolasjons-gjennommatingen i blandetrinnet 15 fra basebåndet til utgangssignalet fra blandertrinnet 15.

Bufferdemperenheten 47 aksepterer et ECL-nivåsignal differ-ensiert ved IF-f rekvensen på 20,00 MHz på ledning 94 fra tids- og styresignalgenerator 38 og overfører dette til et 350 mV topp-til-topp-signal som blir brukt som lokaloscil-latorsignalet tilveiebragt på ledning 95 til blandetrinnet 15. En annen spenningsdel (ikke vist) tilveiebringer +7,5 volt-likespenning som forspenning for blandetrinnet 15.

Blandetrinnet 15 er en MC1496 aktiv blander (mixer). Det frekvensoverfører I- og Q-komponentbølgeformen fra ledning 91 til et 20,20 MHz IF-signal som blir tilveiebragt på ledning 92 sammen med alle de andre blandertrinnprodukter. Tredje ordensintermodulasjonsproduktene er lavere enn 40 dB. Blandetrinnet 15 blir drevet ved et høynivå på bærerbølge-inngangsporten og et lavnivå på modulasjonssignalinngangs-porten. Dette resulterer i mettet svitsjeoperasjon av baererbølgedualdiff erensialf orsterkeren og lineær drift av modulasjonsdifferensialforsterkeren. Ingen bærerbølgenull er tilveiebragt siden bærerbølgen på 20,20 MHz vil bli utfilt-rert av et 20,20 MHz krystallfilter i RFU. Strømkildene blir innstilt slik at de tilveiebringer en strøm på 2 mA. En emitter-degenerasjonsmotstand på 470 ohm (ikke vist) er tilveiebragt for å opprettholde modulasjonssignalinngangen i lineær drift ved en toppspenning på 1 volt.

RF-forsterkeren 16 innbefatter en emitterfølgerbuffer for å isolere den blandetrinnavstemte kretsen fra RF-enheten og tilveiebringe en 50 ohm utgangsimpedans. For å eliminere virkningene av stråkapasiteter, innretningens utgangskapa-sitet og kapasiteten til en emitterfølger som bufrer blandetrinninngangen, blir en parallellavstemt krets brukt på blanderutgangen, hvilken krets kan avstemmes for maksimal forsterkning. Totalforsterkningen til blandetrinnet må være 10 dB siden -10 dBm ved 50 ohm er nødvendig ved utgangen av modemet. Snarere enn en variabel induktivitet bør en fast induktivitet kunne anvendes senere i blanderens utgangstank-krets. RF-forsterkeren 16 forsterker signalet på ledningen 92 fra utgangen av blandetrinnet 15 og tilveiebringer det forsterkede signalet til RFU via IF-TX-ledning 76.

Under tomgangsmodusen sender modulatorseksjonen til et hovedstasjonmodem et tomgangsmønster gitt til denne av CCU. I abonnentstasjonen plasserer CCU, siden modemet arbeider halvdupleks, modemet i mottaksmodus i alle spalter unntatt spalten i hvilken abonnentstasjonen selv sender. Dette tillater demodulatorseksjonen i abonnentstasjonens modem å overvåke AGC slik at den ikke blir for overrasket når et utbrudd kommer inn fra hovedstasjonen. Tomgangsmodusen blir brukt når det er en frekvens hvor i det minste en, men ikke alle spalter blir brukt. De tomme spaltene blir fylt med tomgangsmønstre. Dersom en frekvens ikke har noen omforming i det hele tatt, kan modulatorseksjonen frigis.

Med henvisning til demodulatorseksjonen i modemet, representerer blandetrinnet 21 en 50 ohm inngangsimpedans overfor 20,00 MHz, -30 dBm-signalet mottatt fra RFU på IF-RX-ledning 58. Den grunnleggende funksjon til blandetrinnet 21 er å nedomforme IF-signalet fra RFU til basebånd og også å forsterke det med 30 til 35 dB. Et konstanttilstand-signal er tilveiebragt på ledning 22 ved 20,00 MHz. Konstanttilstand-signalet på ledning 22 er det tidsmultipleksede SIN/COS/-SIN/-COS-signalet fra COS/SIN IF-generatoren 43. En modell MC 1496 aktiv blander 21 blir brukt med lokaloscil-latorinngangssignalet på ledning 22 på høynivå og det modulerte signalet på ledning 58 er på lavnivå. Utgangssignalet fra blandetrinnet på ledning 97 ved basebånd blir differensialt AC-koblet til forsterkeren 20 som er en differensialforsterker. Et høypassfilter er tildannet av kondensatorkobling fra blandetrinnet 21 og inngangsmotstand-en til differensialforsterkeren 20, og har en avskjærings-frekvens på omtrent 1 Hz.

Bufferenheten 48 tilveiebringer grensesnitt mellom ECL-nivå 20,00 MHz-generatoren 43 og blandetrinnet 23. Bufferenheten 48 tilveiebringer et 350 mV topp-til-topp-signal for å drive baerebølgeinngangen til mettet svitsjing og tilveiebringer også en likespenning på +7,5 volt som forspenning til denne inngang.

IF SIN/COS-generatoren 43 er vist på fig. 5. Generatoren 43 innbefatter ECL-deler som arbeider ved fire ganger den fulgte IF-frekvensen som respons på et 4 IF-tidssignal på ledning 98 fra tids- og styresignalgeneratoren 38. Med henvisning til fig. 5 arbeider to multivibratorer (flip flop) 99,100 som en divisjon med fire-teller med hver av sine utgangssignaler 90 grader ut av fase. En 4x1 multiplek-ser (MUX) 101 svitsjer mellom SIN, COS, -SIN, -COS-utganger. Utgangssignalet fra MUX 101 blir reklokket av en annen D-flop 102 og sendt ut på ledning 103 til blandetrinnet 21. Denne krets tilveiebringer et perfekt 90 graders faseskifte mellom de fire komponentene. Den enkle tidsmultipleksede kanalen sikrer også at I- og Q-komponentene ankommer med nøyaktig lik forsterkning.

Tidsdiagrammet for demodulatorseksjonen er også vist på fig. 6. Modemet tilveiebringer CCU med de fire databitene og deres 16 KHz symbolklokke. Adresselinjene og en 8 bit bus tilveiebringer status/styringsutveksling mellom de to enhetene.

Forsterkeren 20 aksepterer differensialutgangssignalet fra blandetrinnet og forsterker det omtrent 25 dB. Forsterkeren 20 tilveiebringer et AC-koblet ±10 vol topp-til-topp-signal til A/D-omformeren 19 med svært lav støy. A/D-omformeren 19, som er en TRW 12 A/D-omf ormer, blir brukt til å omforme basebåndspekteret fra differensialforsterkeren 20 til digitale data som mikroprosessoren 17 skal behandle. Samplehastigheten er fire ganger pr. symbol (64 KHz).

Under normal drift blir digital behandling utført av TMS320 mikroprosessoren 17. Mikroprosessoren 17 arbeider ved 20 MHz med 4K bitgrupper av minne fra 4K ROM 46. Portadressepinnene blir brukt for å adressere I/O-registre mellom demodulatorseksjonen og CCU eller den spesielle diversitetskombina-s j onskrets.

Mikroprosessoren 17 mottar I/Q-data fra blandetrinnet 21 med en samplingshastighet på 64 KHz. Dataene blir igjen tids-multiplekset over en frekvenskanal på samme måte som i modulatorseksjonen. Mikroprosessoren 17 utfører filtreringen og demodulasjonen av bølgeformen. Mikroprosessoren 17 sender så ut det mottatte symbolet over bus 104 til datalåsen 37 som tilveiebringer symbolet til CCU over RX DATA-ledninger 64 med en puls fra RX CLK-signalet på ledning 63 ved en 16 KHz hastighet.

Mottakerstatus blir plassert i statusregisteret 24 og I/Q-samplene blir plassert i I-register 29 og Q-register 30. CCU vil lese status mens I/Q-sampler er nødvendige i en ekstern diversitetskombinasjonskrets. Styre/statusgrense-snittene og funksjonene er beskrevet i det etterfølgende.

Hovedstasjonmodemdriften er tilordnet en fast RF-frekvens. Kommunikasjon ved hovedstasjonen er full dupleks. Derfor arbeider modemmodulatoren og demodulatorseksjonene samtidig. Når modemet også er tilordnet å være styrefrekvenskanal-modemet, sender det og mottar informasjon bare med radiostyrekanalen (RCC) formatet under den allokerte styrespalte-periode. I hovedstasjonen er en OCXO, lokalisert i systemtidsenheten (STIMU) 49 fast og opptrer som lederklokken til systemet. Derfor vil det ikke opptre noen frekvensavvik ved mottak.

Alle transmisjoner fra hovedstasjonsmodemene blir klokkestyrt av leder TX CLK (16 KHz) signalet på ledning 60. Fraksjonstidsforsinkelsesgeneratoren 40 i hovedstasjonsmodemene tilveiebringer til hovedstasjonen CCU fraksjonsdel-en av symboltiden mellom leder TX CLK-signalet på ledning 60 og det avledede EX CLK-signalet på ledning 63 i modemet. Denne informasjon blir så sendt til abonnentenheten via radiostyrekanalen slik at abonnenten vil forsinke sin sending slik at dennes signal blir mottatt i hovedstasjonen synkront med alle andre spalter.

Alle operasjoner i abonnentstasjonmodemet er avledet fra det mottatte klokkesignal (EX CLK) som blir gjenvunnet fra den mottatte transmisjon av tids- og styresignalgeneratoren 38. Dette tjener som lederklokken til abonnentstasjonen. TX CLK-signalet på ledning 62 fra transmisjonsklokkeforsinkelseskretsen 39 til CCU er ikke en lederklokke som i hovedstasjonen. Det blir avledet fra EX CLK-signalet på ledning 63 og forsinket av transmisjonsklokkeforsinkelseskretsen 39. Varigheten til en slik forsinkelse blir tilveiebragt av abonnentstasjon CCU, fraksjonsforsinkelsesregister (SUB) 28 og gjenvunnet fra dette av transmisjonsklokkefor-sinkelseskrets 39. Abonnentstasjonen CCU mottar forsinkelsen via radiostyrekanalen fra hovedstasjonen CCU. Forsinkelsen blir bestemt av avstanden mellom hoved- og abonnentstasjon-er . Abonnentstasjon CCU mater denne fraksjonstidinformasjon til fraksjonsforsinkelsesregisteret (SUB) 28 i modemet via MOD BUS 50. Modemet innarbeider fraksjonsforsinkelsen via transmisjonsklokkeforsinkelseskretsen 39. CCU gjør rede for heltallsymbolforsinkelsen ved innføring av TX SOS-signalet på ledning 56 til modemet forsinket ved korrekt antall symboler. Denne prosess innretter signalene som ankommer ved hovedstasjonen fra variasjoner i rekkevidden til alle abonnentstasj onene.

Det er mange kilder for forsinkelse i modemsystemet som har en forutsigbar påvirkning på systemtiden. Slike innbefatter analogfilterforsinkelser, forplantningsforsinkelser, FIE-filter 12 prosesseringsforsinkelser, etc. Disse forsink-eiser forskyver TX og RX-rammene fra hverandre, og disse forskyvninger må det tas omhyggelig hensyn til.

Forsinkelsesbanene fra modulatorseksjonen til demodulatorseksjonen er listet opp nedenfor og med sine estimerte verdier.

Tta TX-analogforsinkelse. Omtrent 0,55T.

Ttr Overføringsforsinkelse mellom TX og RX i RF-enheten. Omtrent 1,9T.

Td Forplantningsforsinkelse. 1,2T maksimalt (en vei).

Tra RX-analogforsinkelse. Omtrent 5,77T.

Th Samplingstid i RX-analogfilterutgangssignalet før

A/D-omforming. Omtrent 0.03T.

Tc A/D-omformingstid. Omtrent 0,22T.

Tf1,Tf2 RX FIR "vindu". For å motta en topp ved tiden t=0,

må filteret startes sampling ved t=Tfl og fort-sette inntil Tfl omtrent 3,5T, Tf2 er omtrent 3,25T.

To TMS behandlingsforsinkelse mellom "topp" og

TMS-utgang. Omtrent 4,5T.

Tw TX-bølgeformlengde (6T).

Tert Kompensasjonsforsinkelse mellom RX og TX (abonnent); minimal for den fjerneste abonnent og maksimal for den nærmeste.

SBn Nærmeste abonnent.

SBf Fjerneste abonnent.

Forsinkelsen mellom TX SOS i hovedstasjonen og den først mottatte analoge symbol-"topp" i hovedstasjonen er +7,4 symboler. Derfor er det en forskyvning mellom TX og RX-spalter. For korrekt å dekode den innkomne fasen, må modemet begynne sampling omtrent 3,5 symboler før "toppen" ankommer. Derfor er forskyvningen mellom TX SOS- og begynnelsen av RX-sampling omtrent 4 symboler i lengde.

I hovedstasjonen opptrer starten av en RX-spalte omtrent 4 T etter starten av TX-spalten. RX-spaltestarten er definert som tidspunktet når de første analoge samplene blir tatt for å kunne detektere den første "toppen" som ble mottatt. Den fjerneste abonnentstasjonsmodemet vil starte sin TX-spalte 4 T før starten av RX-spalten i hovedstasjons-modemet. Andre abonnenter kan forsinke starten av sine TX-spalter.

I det totale RF-telefonabonnentsystemet kan rundturtransmi-sjonsforsinkelser på grunn av rekkevidden være fra 0 til 3 symboltider i lengde. Derfor må, for at de mottatte kom-munikasjoner i en hovedstasjon er synkrone, abonnentstasjonen være istand til å skifte sitt transmisjonsklokkesignal 0 til 3 symboltider i forhold til den avledede mottatte klokke (RX CLK). Tidsforsinkelsene blir beregnet i hovedstasjonen og sendt over styrekanalen og tolket av CCU. CCU tilveiebringer så fraksjonsforsinkelseskonstanter til abonnentstasjonsmodemet for å forsinke TX CLK. Franksjonsforsink-elsen er en 8 bit verdi som blir skrevet i fraksjonsforsinkelsesregisteret (SUB) 28. Heltallsymbolforsinkelse blir styrt av CCU. Strobe TX SOS-signalet på ledning 56 blir generert 0, 1 eller 2 symboler forsinket i samsvar med rekkeviddeverdier mottatt fra hovedstasjonen.

Under mottaket av en hver spalte, utfører modemet frekvens-synkronisering ved avsøk og fortsetter så å følge. I abonnentstasjonen er VCXO under direkte styring av mikroprosessoren 17 via en D/A-omformer i VCXO-grensesnittet 41. Frekvenssøk og følgealgoritmene til mikroprosessoren 17 beregner endringene i VCXO som er nødvendig for å opprettholde synkronisering.

Under mottaket av en hver spalte, utfører mikroprosessoren 17 også bit-synkronisering og bit-synkmønsteret til den mottatte datastrømmen. En algoritme utfører en bit-følge-sløyfe. Mikroprosessoren 17 har kontroll over en variabel frekvensdeler til 80 MHz VCXO eller 0CX0 (bare under styrespaltedemodulasjon). Inne i bit-følgesløyfen modifiser-er mikroprosessoren 17 frekvensdelingen for å kunne oppnå bit-synkronisering. Under mottaket av en stemmekanal, har divisjonsverdiene trinnstørrelser på 0,1$ av 16KHz, men under en styrespalte kan verdiene endres mer drastisk, f.eks. så mye som +/- 50$.

Rammesynkronisering blir håndtert på fullstendig forskjellige måter i hovedstasjonen og abonnentstasjonene. I hovedstasjonen blir et leder-SOMF (start av modemramme)-signal fremsendt på ledning 61 til CCU via modemet. Dette er leder-SOMF-signalet som brukes for all transmisjon fra hovedstasjonen. Av dette og ledersystemklokkesignalet (16 KHz) på ledning 60, kan CCU avlede all spalte og rammeinn-stilling.

I abonnentstasjonen vil under startsøket mikroprosessoren 17 søke etter AM HOLE i RCC. Dersom AM HOLE blir detektert, vil mikroprosessoren 17 telle dette i noen få rammer og så bringe tids- og styregeneratoren 38 til å tilveiebringe AM STROBE-merket på ledning 65 til CCU ved rammelokaliseringen av AM HOLE. CCU bruker dette strobemerket til å innstille startrammemerketellere (vindudanning) som kan modifiseres av CCU-programvaren for nøyaktig rammesynkronisering. Dette tilkjennegir også at AM HOLE ble detektert og at RCC er nådd.

Spaltesynkronisering er under kontroll av CCU. Signalene TX SOS på ledning 56 og RX SOS på ledning 57 er kommandoer til tids- og styregeneratoren 38 for å få denne til å begynne transmisjon eller mottak av en spalte. Disse signaler er synkronisert til TX CLK-signalet på ledning 62 og RX CLK på ledning 63, respektivt.

Modemdemodulatorseksjonen arbeider i enten en av-linje eller en på-linje-modus i samsvar med bit 7 av RX-styreordet i styreordregisteret 31. For å svitsje demodulatorseksjonen fra en modus til den andre, sender CCU MOD RESET, den nødvendige kommando skrives i RX-styreordregisteret 31 via MOD BUS 50, og det utsendes et MOD RESET-signal. 1 av-linjemodusen er det eksterne minnet til mikroprosessoren tilveiebragt av 2K ord fra ROM og 2K ord fra RÅM. CCU kommanderer modemet til å entre denne modus etter påslag av effekt og en gang hvert forutbestemt antall av timer, mens modusen ikke sender eller mottar, for å kunne utføre selv-test og innlæringsrutiner.

Selv-test eller selv-prøverutinen tester ROM 45, 46, den interne RÅM og ekstern RAM 44 og grensesnittet til CCU. Den sender testresultatene til CCU via statusregisteret 24.

Innlæringsrutinen innbefatter sending av et innlæringssignal til demodulatorseksjonen og beregning av koeffisientene til FIR-filteret innebygd i mikroprosessoren 17. Det blir gjort i av-linje hvert forutbestemt antall timer, mens modemet ikke sender eller mottar data.

I på-linjemodusen, mottar modemet signaler fra enten styrekanalen eller en stemmespalte i samsvar med RX-sek-sjonsstyreordet i styreordregisteret 31. På-linjeprogram-varen utfører de følgende rutinene.

En oppstartingsrutine blir utført av mikroprosessoren 17 ved påslag av effekt eller etter at et tilbakestillingssignal er mottatt. Denne rutine leser styreordet i registeret 31 og oppkaller andre rutiner i samsvar med styreordet.

Denne rutine blir aktivert når CCU sender modemet et MOD RESET-signal på ledning 54 og en kommando over MOD BUS 50 til styreregisteret 31 for å entre på-linjemodusen. Denne rutine utfører en sjekkesumtest på en på-1inje-PROM, fastsetter parametre, leser styre.ordregisteret 31 og velger ut den riktige rutine.

En frekvenssøkerrutine blir utført i abonnentstasjonsmodemet bare, når styrekanalen mottas, for å kunne synkronisere abonnentstasjon-VCXO-frekvensen til hovedstasjonens krystallfrekvens. Siden frekvensene for sending, mottak og IF er avledet fra VCXO i abonnentstasjonen eller 0CX0 i hovedstasjonen, vil dette sørge for at alle frekvensene blir synkronisert.

Denne rutine blir bare brukt i abonnentstasjonsmodemet. Den blir aktivert av en kommando fra CCU mens demodulatorseksjonen blir innstilt ved styrekanalfrekvensen. Dens funksjon er å synkronisere VCXO-frekvensen til 0CX0 i hovedstasjonen. Dette gjøres ved først å se etter AM Hole som er en liten tidsperiode under hvilken det ikke er noen transmisjon fra hovedstasjonen. Etter dette sender hovedstasjonen et umodulert bærebølgesignal. Når denne bølgeform mottas, vil utgangssignalet fra IF-blandetrinnet være en sinusbølgeform hvis frekvens er proporsjonal med differansen mellom VCXO og hovedstasjonens krystalloscillatorfrekvens. Modemprogram-varen sampler I- og Q-kanalene ved visse intervaller og utfører en faselåst sløyfefunksjon, dvs. den bestemmer faseendringen for hvert intervall, sender denne gjennom et lavpassfilter, og sender den som et korreksjonsord til VCXO. Modemet fastslår at frekvenssøket er oppnådd når faseendringen blir lavere enn et visst nivå. Dersom AM Hole ikke blir detektert under en bestemt tidsperiode, vil modulen sende en feilmelding til CCU for å indikere at mottakeren ikke er avstemt til styrekanalen.

Rutinen blir oppkalt ved startrutinen og sender et statusord fra statusregisteret 24 til CCU for å indikere hvorvidt frekvensavsøk ble oppnådd eller ei.

Når den blir oppkalt av startrutinen, sampler frekvens-avsøkerrutinen I- og Q-kanalene i søk etter AM Hole og utfører samtidig en AGC-sløyfe. Dersom AM Hole ikke blir detektert under et forutbestemt antall samplinger, fører denne rutine denne informasjon til CCU via statusregisteret 24. CCU vil så svitsje til en annen mulig RCC-frekvens og reaktivere frekvensavsøkrutinen.

Etter detektering av AM Hole tilveiebringer denne rutine en faselåst sløyfe for tiden hvorved en umodulert bærebølge blir sendt. I denne sløyfe blir I- og Q-sampler tatt og fasevinkelen til det samplede signalet blir beregnet.

Den beregnede vinkelen blir fratrukket den tidligere fasen og resultatet blir lavpassfiltrert og sendt som et styreord til VCXO. AGC blir også beregnet under sløyfen ved anvendelse av signalamplituden. Ved slutten av den spesifiserte varighet, vil, dersom faseavvikene er mindre enn en forutbestemt verdi, modulen plassere "1" i statusregisteret 24 og dersom avvikene fremdeles er større enn denne verdi, en "2" blir plassert i statusregisteret 24. I det sistnevnte tilfellet kan frekvensavsøkrutinen bli reaktivert for mer enn en spalte.

En bit-synkroniseringsrutine blir utført i både abonnentstasjonen og hovedstasjonens modemer ved mottak av RCC og etter utførelse av frekvensavsøkrutinen. I abonnentstasjonmodemet vil utgangssignalet bli brukt til å synkronisere 16 KHz symbolklokken til hovedstasjontransmisjonen. I hoved-stasjonsmodemet blir rutinen brukt til å bestemme fraksjonsforsinkelsen som skal innlemmes i abonnentstasjonstransmi-sjonen for å få denne til å sammenfalle med hovedstasjonens modemklokke.

En spaltemottakrutine blir oppkalt når modemet er klar for å motta data, dvs. etter frekvens og bit-synkronisering er oppnådd. Dens hovedfunksjoner er (a) å bestemme parametre for symbolmottaksrutinen, beskrevet nedenfor; (b) å aktivere symbolmottaksrutinen når det første symbolet blir samplet; og (c) å bestemme forbindelseskvaliteten og annen informasjon etter mottak av alle symbolene i spalten.

Denne rutine blir oppkalt av startrutinen ved begynnelsen av hver mottaksspalte. Dens hovedfunksjon er å innstille parametrene for symbolmottaksrutinen. Etter utførelse av denne oppgaven venter den til alle samplene av det første symbolet i spalten er lagret i FIFO-startlageret 18 og går så til symbolmottaksrutinen.

Behandlingsoppgavene til denne rutine er:

1. Lesing av modulasjonsnivået (ML fra styreordregisteret 31 hvor ML kan være 2, 4 eller 16;

2. Beregning av halve symbolverdien gitt ved ligningen:

3. Beregning av en MASK anvendt for å avskjære LSB fra den dekodede fasen. MASKen avhenger av ML og antallet biter brukt for å representere den dekodede fasen, hvorved dersom 2n representerer en 22,5 graders fasevinkel, så 4. Avlesing av den tidligere AGC for denne spalte fra AGC-registeret 26 og sending av denne (bare for hovedsta-s j onen). 5. Venting til slutten av samplingen for det første symbolet, og så avgrening til symbolmottaksrutinen; og; 6. Etter mottak av alle symboler i spalten, sending av forbindelseskvalitetsignalet fra forbindelseskvalitetreg-isteret til CCU.

Symbolmottaksrutinen blir aktivert en gang pr. symboltid under mottak av data og dens funksjoner innbefatter: lesing av I- og Q-sampler for symbolet; (b) filtrering av I- og Q-samplene; (c) bestemmelse av det sendte symbolet og avsending av dette til CCU; (d) utførelse av en fase-lås-sløyfe for å synkronisere VCXO til det innkommende signalet; (e) utførelse av en bitfølgealgoritme; (f) AGC-beregning; og (g) akkumulering av informasjon for forbind-elseskvalitetberegning.

Rutinen blir aktivert en gang pr. symbol når alle de fire samplingene som angår et symbol er lagret i det eksterne FIFO-stakklager 18. Denne rutine leser samplene inn i minnet og behandler dem for å bestemme det transmitterte symbolet. AGC blir også beregnet på bakgrunn av signalamplituden. Avvikene i det mottatte symbolet fra det sendte symbolet blir brukt i AGC, forbindelseskvalitet og bitfølge-algoritmene. Løpetiden til denne modul er mindre enn en symboltid, dvs. 62,5 mikrosekunder.

Etter mottak og lagring av de fire I- og Q-sampler for et bestemt symbol, utfører denne rutine de følgende oppgaver:

1. FIR-f iltrering av de mottatte samplene. "(FIR-koeff isi-entene blir bestemt av innlæringsrutinen forklart nedenfor); 2. Bestemmelse av signalnivået og anvendelse av dette for AGC; 3. Bestemmelse av den mottatte fasevinkel, fratrekking av den forutgående, avrunding oppover av resultatet, Gray-koding av det avrundede resultatet og avsending av det kodede resultatet til CCU; 4. Utføring av bitfølgealgoritmen. (Utgangssignalene blir akkumulert for alle symbolene og sendt ved slutten av spalten. Det ble brukt for å synkronisere abonnent-RX-klokken til hovedtransmisjonen.); 5. Utførelse av en faselåssløyfe for å synkronisere VCXO til hovedstasjonsoscillatoren. (Utgangssignalet blir sendt til VCXO ved slutten av spalten, men bare i abonnentstasjonen.); og akkumulering av data for forbindelseskvalitet og sending av informasjon til CCU via forbindelseskvalitets-registeret 25 ved slutten av spalten. Interne klokkesignaler som kreves av modemet blir generert av tids- og styresignalgeneratoren 38 på bakgrunn av leder 80 MHz klokkesignalet på ledning 59. Modemet anvender leder 16 KHz klokkesignalet på ledning 60 som TX CLK for transmisjon. Derfor er alle transmisjoner ut fra hovedstasjonen synkrone med hverandre.

Abonnentstasjonklokkesignalene blir avledet fullstendig fra en leder 80 MHz VCXO i abonnentstasjonens tidsenhet. VCXO blir styrt av VCXO FDBK-signalet på ledning 78 fra modemet. På bakgrunn av VCXO FDBK-signalet på ledning 78 blir alle mottaks- og transmisjonsklokker beregnet. Tids- og styresignalgeneratoren 38 utstyrer så CCU med 16 KHz RX CLK-signalet på ledningen 63 avledet fra den innkommende datastrømmen. CCU detekteres selv særordet i styrekanalen og kan bestemme ramme og spaltemerke på bakgrunn av særordet og RX CLK-signalet på ledning 63. AM STROBE-signalet på ledning 65 blir avledet av tids- og styresignalgeneratoren 38 fra signalet demodulert av mikroprosessoren 17 og informerer CCU hvor den skal se etter særordet.

I abonnentstasjonen beregnet mikroprosessoren 17 bit og frekvensfølgeparametrene og justerer tiden ved å sende ut til VCXO FDBK- og VCXO WR-signaler til STIMU 49. For å justere frekvensen sender mikroprosessoren 17 ut til en D/A-omformer i VCXO-grensesnittet 41 som mater spenningen i VCXO. Denne VCXO-frekvens blir så delt med 5 til 16 MHz. 16 MHz-klokken blir delt med 5 igjen for å frembringe en 3,2 MHz-klokke. Tids- og styresignalgeneratoren 38 deler denne med 4 for å frembringe 800 KHz-klokkesignalet som er nødvendig for TX FIR-filteret 12. Sampletidsgeneratoren 42 deler et 3,2 MHz-klokkesignal med 50 for å frembringe 64 KHz sampleklokkesignalet. Sampletidsgeneratoren 42 er under kontroll av mikroprosessoren 17 for å frembringe en forsinkelse under kontrollkanalavsøk. Dette tillater store sprang på ±16 KHz i klokkeperioder for hurtig avsøk.

Den selvadapterende innlæringsmodus er en tilbakesløyfet tilstand som modemet entrer for å innstille demodulatorseksjonens digitale FIR-filterkoeffisienter lagret i mikroprosessoren 17 for å korrigere for alle analoge filterned-brytninger som kan finne sted som følge av tid og temperatur. Analysen blir gjort ved å tilbakesløyfe transmisjons-dataene gjennom RF-enheten og motta et kjent mønster i demodulatorseksjonen til modemet. Koeffisientene blir optimalisert over et LaGrengian-system med 5 begrensninger. Disse begrensninger er (1) den mottatte datastrømmen; (2) datastrømmen forsinket med 0,05 T; (3) datastrømmen fremskyndet med 0,05 T; (4) datastrømmen fra den inntil-liggende øvre kanal; og (5) datastrømmen fra den inntillig-gende nedre kanalen.

"Under innlæringsmodusen tilveiebringer mikroprosessoren 17 til FIR-filteret 12 i modulatorseksjonen en serie av 32-symbol-lange innlæringsmønstre på ledning 106 fra FIFO stakklageret 36 som er klargjort under innlæringsmodusen. Fremskyndelser og forsinkelser forskyver de to strømmene med 0,05 T.

CCU plasserer modemet i innlæringsmodusén for å tillate modemmodulatorseksjonen å lese spesielle innlæringsmønstre fra FIFO-stakklagret 36 ved å operere innlæringsmodus-svitsjeenheten 11 med et styresignal på ledning 107 fra styreordregisteret 31. Demodulatorseksjonen blir også fremskyndet og så forsinket i noen av prøvene. Når prosessen er fullstendig, sender modemet en statusmelding til CCU om at koeffisientene er beregnet. Ved dette tidspunkt utprøver CCU modemet ved å plassere den i normal drift og skriver ut et sett med mønstre, kommanderer RFU til tilbakesløyfing; og leser de returnerte data og etterprøver for gyldighet.

Innlæringsmodusén blir igangsatt av CCU som innstiller riktige styreregisterbiter og sender et MOD RESET-signal på ledning 54 til modemet. Dette rekonfigurerer mikroprosessoren 17 fra å anvende 4K til ROM og ingen RÅM til å anvende 2K fra ROM 45 og 2K fra RAM 44. 2K ROM 45 inneholder innlær-ingsmodusalgoritmene og 2K RAM 44 tilveiebringer et utfyll-ende minne, mens filterkoeffisientene blir beregnet.

En algoritme beregner kjennetegnene til den tilliggende kanalen. For å bestemme interferens fra den tilliggende kanalen, må modemmodulatorseksjonen være istand til å sende med en frekvens som er fjernet 25 KHz fra den mottatte frekvensen. Dette ble gjort av CCU som leser statusregisteret i modemet. Informasjonen i statusregisteret dirigerer CCU til å endre frekvenser i RFU-mottakerseksjonen etter modemets ønske.

Mikroprosessoren 17 utfører innlæringsrutinen. Funksjonen til innlæringsrutinen er å beregne FIR-filterkoeffisientene i mikroprosessoren 17. Modulatorseksjonen blir aktivert i en tilbakesløyfemodus for å sende en viss sekvens av symboler. Denne sekvens blir sendt til demodulatorseksjonen via TFU i fem forskjellige modi som følger: (1) normal modus; (2) fremskyndet tidsmodus; (3) forsinket tidsmodus; og (4 og 5) på de inntil liggende øvre og nedre kanaler. I de siste to modi blir AGC-innstillingen økt med 23 dB.

Demodulatorseksjonen anvender samplene av inngangsbølge-formen for å danne en positiv endelig symmetrisk matrise A av orden 28. En 28-ord vektor V blir også dannet fra

. inngangssamplene. Koeffisientenes vektor C er gitt ved:

En algoritme vil bli brukt for å beregne B = A-<1> med gitt A. På grunn av avrundingsf eil vil ikke B bli nøyaktig, og derfor blir en iterativ metode brukt for å beregne en mer nøyaktig C.

Beregningene gir en vektor med 28 komplekse FIR-filterkoef-f isienter.

Modulatorseksjonen blir aktivert i innlæringsmodusén for å sende fem like par av sekvenser. Hvert par består av de følgende to sekvenser: (a) en I-sekvens med 9 nullsymboler, et "l"-symbol og 22 nullsymboler; og (b) en Q-sekvens på 9 nullsymboler, et "j"-symbol og 22 nullsymboler. "1" kan være et hvert symbol, "j" er symbolet som skiller seg fra "1" ved 90 grader.

Demodulatorseksjonens behandlingsoppgaver er: (1) å justere AGC slik at signaltoppen i normalmodusen er 50 til 70$ av den maksimale (AGC blir økt med 23 dB for den fjerde og femte modus); (2) å lese og lagre inngangssamplene (de første 32 sampler blir sett bort fra og de neste 64 sampler blir lagret på hver sekvens); og (3) å bygge matrisen A (28, 28). Den følgende prosess blir utført i normalmodusen (første modus):

Addisjonen er for alle N som tilfredsstiller:

For de fremskyndede og forsinkede modi (andre og tredje modus), blir den samme prosessen utført unntatt for at uttrykket som er resultatet av N=8 ikke blir addert. I den fjerde og femte modus (sending på øvre og nedre inntilligg-ende kanaler) blir den følgende prosessen utført:

Addisjonen er for alle N som tilfredsstiller:

Ytterligere behandlingsoppgaver for demodulatorseksjonen i innlæringsmodusén er: 4. Dannelse av vektoren V(l:28) på bakgrunn av samplene av det første paret av sekvenser: hvor X er sampler av den første (I )-sekvensen; og hvor X er sampler av den andre (Q)-sekvensen; og 5. Bestemmelse av koeffisientvektoren C ved å løse A x C-V=0. Dette ble gjort ved først å finne B til den inverse av A. På grunn av avrundingsfeil, vil ikke B være nøyaktig. Den følgende iterative metoder blir brukt for å løse med hensyn på en nøyaktig C.

b er en forutbestemt verdi <1.

Claims (24)

1. Multippelfasedemodulator med en analog til digital omformer, en inngangsinnretning for å tilveiebringe et fasemodulert inngangssignal, karakterisert ved en generator for å generere et stabiltilstands-signal som innbefatter en sinusbølge vekslende forskjøvet 90° , en blandeinnretning for å kombinere stabil-tilstandssignalet med inngangssignalet for å danne et resulterende signal, en innretning innbefattende et digitalt minne for å danne det resulterende signalet som omformes fra analog til digital form for å signalisere forutbestemte frekvenser, og en gjenvinningsinnretning for å gjenvinne digital informasjon fra det omformede resulterende signalet for derved å frembringe en digital bitstrøm som utgangssignal.

2. Demodulator ifølge krav 1, karakterisert ved at inngangsfilteret er koblet til blanderinn-retningen.

3. Demodulator ifølge krav 1, karakterisert ved at gjenvinningsinnretningen er en krets med en tidsforsinkelses-kompensasjonsinnretning for å kompensere for de varierte tidsforsinkelsene i mottakelsen av forskjellige inngangssignaler.

4 . Demodulator ifølge krav 1, karakterisert ved at gjenvinningsinnretningen er en krets med en styreinformasjonsutledningsinnretning for å utlede styreinformasjon fra utgangssignalet.

5. Demodulator ifølge krav 1, karakterisert ved at gjenvinningsinnretningen er i en krets med en tidsinformasjonsutledeinnretning for utledning av tids-informasjon fra utgangssignalet.

6. Demodulator ifølge krav 1, karakterisert ved at gjenvinningsinnretningen er i en krets med en sekvensinformasjonsutledeinnretning for å utlede sekvens-informasjon fra utgangssignalet.

7. Demodulator ifølge krav 1, karakterisert ved at gjenvinningsinnretningen er i en krets med rammesynkroniseringsinformasjons-utledeinnretninger for å utlede rammesynkroniseringsinformasjon fra utgangssignalet.

8. Modem innbefattende en multifasemodulator som har en omformer for omforming av et inngangssignal som utgjør en digital bitstrøm til symboler, idet hvert symbol er definert av et gitt antall suksessive biter, en fasemodulator for fasemodulering av hvert symbol, og en digital til analogomformer for omforming av sendte symboler til et analogsignal, og en multippelfasedemodulator som har en analog-til-digital omformer, karakterisert ved at modulatoren innbefatter et digitalt utført filter for forming og generering av en bølgeform fra hvert av symbolene i samsvar med spesifikasjonene til frekvenskanalen over hvilke symbolene er sendt, idet hver av bølgeformene utgjør et sendt symbol, og at demodulatoren innbefatter en inngangsinnretning for å tilføre et fasemodulert inngangssignal fra modulatoren, en generator for å generere et stabil-tilstandssignal inneholdende både i fase (I) og kvadraturf ase (Q) bølgeformer som har en alternerende fase forskjøvet 90° fra hverandre, en blandeinnretning for å kombinere stabil-tilstandssignalet med inngangssignalet for å danne et resulterende signal, en innretning innbefattende et digitalt minne for å tilpasse det resulterende signal som er omformet fra analog til digital form for å signalisere forutbestemte frekvenser, og en gjenvinningsinnretning for å gjenvinne digital informasjon fra det tilpassede resulterende signalet, som derved frembringer en digital bitstrøm som et utgangssignal.

9. Modem ifølge krav 8, karakterisert ved at en kanalstyreinnretning er i en krets med fasemodulasjons-innretningen, og en avsøkningsinnretning er i kretsen med kanalstyreinnretningen for å avsøke frekvensen valgt av kanalstyreinnretningen for å bestemme tilstedeværelsen eller fraværet av et amplitudemodulasjonssignal som innbefatter et forutbestemt antall symboler, og en innretning for å utspørre et radiostyresignal når ampi itudemodulasjons-signalet er tilstede.

10. System for å omforme en bitstrøm, hvori hvert gitt antall av suksessive biter definerer et symbol, til et fasemodulert mellomfrekvens(IF)signal med en forutbestemt IF-frekvens, karakterisert ved at det omfatter innretninger for fasemodulering av hvert symbol; innretninger for digital filtrering av hvert fasemodulert symbol for å tilveiebringe et filterutgangssignal som inneholder tidsdelte i-fase (I) og kvadraturfase-(Q)-bølgeformer, idet det filtrerte utgangssignalet når det blir omformet til et analogt signal, tilveiebringer et modulasjonssignal med en modulasjonsfrekvens som er sentrert om en forutbestemt frekvens og avviker fra denne i samsvar med verdien av det fasemodulerte symbolet; innretninger for å omforme det filtrerte signalet til et analogt signal for å tilveiebringe nevnte modulasjonssignal; og innretninger for å multiplisere modulasjonssignalet med en fast forutbestemt frekvens med sinus og cosinuskomponenter.

11. Et system i henhold til krav 10, karakterisert ved at fasemoduleringsinnretningen innbefatter innretninger for å omforme symbolene i samsvar med en differensiell faseskiftenøklingskode (DPSK).

12. System i henhold til krav 10, karakterisert ved at filterinnretningen filtrerer en flerhet av fasemodulerte symboler samtidig i et sekvensvist over-lappende forhold.

13. System i henhold til krav 12, karakterisert ved at filtreringsinnretningen innbefatter et digitalt filter med endelig impulsrespons (FIR).

14 . System i henhold til krav 13, karakterisert ved at FIR-filteret sampler hvert fasemodulert symbol et forutbestemt antall ganger, idet suksessive simultane sampler oppløses i faktorer i samsvar med et forutbestemt sekvensvis mønster for å tilveiebringe det filtrerte signalet som, når det blir omformet til et analogt signal, tilveiebringer nevnte modulasjonssignal.

15 . System i henhold til krav 14, karakterisert ved at FIR-filteret innbefatter et leseminne (ROM) som tilveiebringer det filtrerte signalet i samsvar med de kombinerte digitale verdiene til de samtidig samplede fasemodulerte symbolene.

16. System i henhold til krav 10, karakterisert ved at filtreringsinnretningen innbefatter et digitalfilter med endelig impulsrespons (FIR).

17. System i henhold til krav 16, karakterisert ved at FIR-filteret sampler hvert symbol et forutbestemt antall ganger, idet suksessive sampler oppløses i faktorer i samsvar med et forutbestemt sekvensmønster for å tilveiebringe det filtrerte signalet som, når det blir omformet til et analogt signal, tilveiebringer nevnte modulasjonssignal.

18. System i henhold til krav 17, karakterisert ved at FIR-filteret innbefatter et leseminne (ROM) som tilveiebringer det filtrerte signalet i samsvar med den digitale verdien til det fasemodulerte signalet.

19. System i henhold til krav 16, karakterisert ved at demoduleringsinnretninger for å omforme et mottatt fasemodulert IF-signal til bitstrømmen fra hvilken nevnte mottatte fasemodulerte IF-signal ble avledet, videre innbefattes innretninger for å blande det mottatte fasemodulerte IF-signalet med et stabil-tilstandssignal av den samme frekvensen som stabil-tilstandssignalet anvendt for å frembringe det mottatte fasemodulerte IF-signalet for derved å tilveiebringe et mottatt analogsignal; innretninger for å omforme det mottatte analogsignalet til et mottatt digitalt signal; et FIR-digitalfilter for digital filtrering av det mottatte digitale signalet for å tilveiebringe fasemodulerte symboler; og innretninger for å omforme de mottatte fasemodulerte symboler til en mottatt bitstrøm som korresponderer med bitstrømmen fra hvilken det mottatte fasemodulerte IF-signal ble avledet.

20. System i henhold til krav 19, karakterisert ved at innenfor demoduleringsinnretningen innbefatter FIR-digitalfilteret en mikroprosessor for nevnte filtrering av det mottatte digitale signalet, og at mikroprosessoren innbefatter et minne for lagring av FIR-filterkoeffisienter for anvendelse ved nevnte filtrering av det mottatte digitale signalet.

21. System i henhold til krav 20, karakterisert ved at det videre omfatter innretninger for å tilveiebringe en sekvens av forutbestemte symboler til den førstnevnte filtreringsinnretning; innretninger for å tilveiebringe til demoduleringsinnretningen det fasemodulerte IF-signalet tilbrakt av den førstnevnte blandeinnretning; og innretninger i mikroprosessoren for å justere FIR-filterkoeffisientene lagret i mikroprosessorminnet inntil de mottatte fasemodulerte symbolene korresponderer med sekvensen av forutbestemte symboler tilveiebrakt til den førstnevnte f iltreringsinnretning.

22. System i henhold til krav 19, karakterisert ved at innenfor demoduleringsinnretningen innbefatter kombinasjonen av FIR-digitalfilteret og innretningen for å omforme de fasemodulerte symbolene en mikroprosessor for nevnte filtrering av de mottatte digitale signalene og for å omforme de mottatte fasemodulerte symbolene, hvorved mikroprosessoren innbefatter et minne for å lagre FIR-filterkoeffisienter for anvendelse i nevnte filtrering av det mottatte digitale signalet og et minne for å lagre en forutbestemt kode for anvendelse i nevnte omforming av de mottatte fasemodulerte symbolene.

23. System i henhold til krav 10, karakterisert ved at det videre innbefatter demoduleringsinnretninger for å omforme et mottatt fasemodulert IF-signal til bitstrømmen fra hvilken nevnte mottatte fasemodulerte IF-signal ble avledet.

24 . System i henhold til krav 23, karakterisert ved at demoduleringsinnretningen innbefatter innretninger for å blande det mottatte fasemodulerte IF-signalet med et stabil-tilstandssignal med den samme frekvensen som stabil-tilstandssignalet anvendt til å frembringe det mottatte fasemodulerte IF-signalet for derved å tilveiebringe et mottatt analogt signal; innretninger for å omforme det mottatte analoge signalet til et mottatt digitalt signal; innretninger for digital filtrering av det mottatte digitale signalet for å tilveiebringe fasemodulerte symboler; og innretninger for å omforme de mottatte fasemodulerte symbolene til en mottatt bitstrøm som korresponderer med bitstrømmen fra hvilken det mottatte fasemodulerte IF-signalet ble avledet.