MXPA97010437A - Un sistema para medicion e indicacion de cambios en la resistencia de un cuerpo vivo - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a un sistema para medición de cambios en la resistencia de un cuerpo vivo incluye un circuito de medición de resistencia, un circuito amplificador y un circuito indicador en el que el circuito amplificador incluye un circuito indicador en el que el circuito amplificador incluye un circuito de calibración para proporcionar una respuesta de amplitud generalmente constante para una entrada medida dada. Se incluyen aislantes de radiofrecuencia para reducir ruido en el sistema. Los circuitos se operan de tal manera que cuando ocurre un cambio global en la resistencia de un cuerpo vivo, se ajusta el circuito de medición de resistencia para determinar la resistencia global. Para dar cuenta de los cambios en sensibilidad causados por el cambio global de resistencia, se ajusta en forma automática la ganancia del circuito amplificador para asímantener una respuesta de amplitud generalmente constante.

Description

UN SISTEMA PARA MEDICIÓN E INDICACIÓN DE CAMBIOS EN LA RESISTENCIA DE UN CUERPO VIVO DESCRIPCIÓN Antecedentes y campo de la invención.

La presente invención se refiere a un dispositivo mejorado para indicar y medir variaciones en la resistencia de un cuerpo vivo. Con el surgimiento del dispositivo de Lafayette R. Hubbard para medir e indicar cambios en un cuerpo vivo, se hizo posible la capacidad para discernir cambios en la resistencia de un cuerpo vivo a través de la medición electromecánica. Tal dispositivo incluye, por lo general, un circuito de medición de resistencia, un circuito amplificador y un circuito indicador. Aunque suficientemente adecuado para su propósito de detectar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo, este no fue capaz de indicar en forma exacta los cambios medidos. Se han intentado muchas mejoras para salvar este problema, descritas e ilustradas en las patentes de los Estados Unidos de Norteamérica No. 3,290,589 y 4,459,995. Tales dispositivos operan para generar una señal que es representativa de pequeñas medidas en la resistencia de un cuerpo vivo. Este se amplifica posteriormente en una señal que es discernible y útil en un indicador perceptible para el ser humano, tal como una pantalla visual. Un problema con estos dispositivos es que características indeseables en la señal pueden enmascarar o reportar en forma errónea pequeñas mediciones. Estas características indeseables pueden ser provocadas por interferencia de radiofrecuencia y/o no linearidades internas en el mismo dispositivo. De esta manera, existe una necesidad de un dispositivo el cual pueda indicar en forma más exacta cambios en la resistencia de un cuerpo vivo. Es un objeto general de la presente invención el indicar cambios pequeños en la resistencia de un cuerpo vivo. Es un objeto especifico de la presente invención el eliminar características indeseables en la señal representativa de la resistencia de un cuerpo vivo. Es una caracteristica de la presente invención incluir un circuito de calibración activa para dar una respuesta de amplitud generalmente constante para una alimentación medida dada. Es una ventaja de la presente invención que la sensibilidad del dispositivo se mantiene en un nivel constante. De conformidad con los objetos, características y ventajas de la presente invención, se proporciona un dispositivo mejorado de indicación o medición de resistencia eléctrica el cual comprende un circuito de medición de resistencia que tiene cables de entrada conectados a un cuerpo vivo para producir señales de medición representativas de la resistencia de un cuerpo vivo. Un circuito amplificador recibe las señales de medición y las amplifica hasta un nivel perceptual. Un circuito indicador recibe las señales amplificadas y proporciona las señales de medición en forma perceptible. La presente invención incluye en forma ventajosa dispositivos pasivos y activos para eliminar características indeseables en la señal de medición. Una caracteristica de la presente invención es un circuito de calibración activa. El circuito de calibración funciona para proporcionar una respuesta de amplitud generalmente constante en el circuito indicador para un cambio dado en la resistencia proveniente del circuito de medición de resistencia. En la modalidad preferida del circuito de calibración, una porción del circuito de retroalimentación y una porción del circuito de control en forma cooperativa supervisan o monitorea la operación del dispositivo y anticipan variaciones en la respuesta de amplitud en el circuito indicador. También está incluido un compensador para adaptar o calibrar el circuito amplificador para contar las variaciones de amplitud anticipadas. Otros objetos y ventajas de la invención serán evidentes a partir de la siguiente descripción detallada tomada en conjunción con los dibujos acompañantes, en los cuales : Breve descripción de los dibujos La figura 1 es un diagrama de bloques funcional de un dispositivo para la medición de la resistencia de un cuerpo vivo; La figura 2 es un diagrama de bloques funcional de un dispositivo de la presente invención; La figura 3 es un diagrama de bloques funcional de un circuito de medición de resistencia preferido de la presente invención; La figura 4A es un diagrama de bloques funcional de un circuito amplificador preferido de la presente invención; La figura 4B es un diagrama de bloques funcional de un circuito de resistencia variable y un circuito de refuerzo; La figura 4C es un diagrama de bloques funcional de un circuito de control y retroalimentación ; Las figuras 5A a 5D representan un diagrama de flujo de una rutina principal de programa de cómputo; La figura 6 representa un diagrama de flujo de una rutina de retardo; La figura 7 representa un diagrama de flujo de una rutina de contador selectivo; La figura 8, representa un diagrama de flujo de una rutina de baja resolución análogo a digital; La figura 9 representa un diagrama de flujo de una rutina de alta resolución análogo a digital; La figura 10 representa un diagrama de flujo de una rutina de conversión de análogo a digital; La figura 11 representa un diagrama de flujo de una rutina de interrupción análogo a digital; La figura 12 representa un diagrama de flujo de una rutina de establecimiento de refuerzo programable; La figura 13 representa un diagrama de flujo de una rutina de establecimiento de modo de resolución; La figura 14 representa un diagrama de flujo de un rutina de búsqueda de potencial de bajo voltaje; La figura 15 representa un diagrama de flujo de una rutina de selección de resistencia digital; y La figura 16 representa un diagrama de flujo de una rutina de cambio de resistencia digital. Refiriéndonos a las figuras con propósitos de ilustración, la presente invención puede utilizarse en combinación con cualquier circuito convencional de tres etapas para medir e indicar de cambios en la resistencia de un cuerpo vivo. Con referencia a la figura 1, tales dispositivos típicamente utilizan un circuito de medición de resistencia 20 para transformar resistencias medidas a través de un cuerpo vivo en forma de una señal de medición. El circuito de medición de resistencia se conecta al circuito amplificador 22 que amplifica la señal medida hasta un nivel perceptible. Un circuito indicador 24 conectado al circuito amplificador 22 produce la señal medida en una forma perceptible. El circuito de medición de resistencia 20 puede efectuar tales mediciones utilizando un circuito divisor de voltaje o un circuito en derivación tipo convencional para medir la resistencia de un cuerpo vivo. En las patentes de los Estados Unidos de Norteamérica Nos. 4,702,259, 4,459,995 y 3,290,589, cada una de las cuales se incorporan aqui a manera de referencia, se describe un circuito de tres etapas que incorpora un circuito de derivación del tipo adecuado para este propósito. En el dispositivo "HUBBARD™ PROFESSIONAL MARK SUPER VII" fabricado y vendido por Hubbard Electrometer Manufacturing de Los Angeles, CA, se incorpora un circuito de tres etapas que contiene un circuito divisor de voltaje del tipo adecuado para este propósito. Basados en lo antes mencionado, y en las combinaciones conocidas se llegó a la conclusión de que el circuito requería medios para incrementar en forma automática la sensibilidad para los niveles de alta resistencia y ajuste automático para niveles de baja resistencia. Esta mejora proporciona una respuesta de amplitud constante en el circuito indicador 24. La modalidad actualmente preferida, ilustrada en forma de diagrama de bloques funcional en la figura 2, incorpora las características inventivas dentro de un circuito convencional Hubbard Proffesional Mark Super VII™. Tal circuito utiliza adicionalmente un regulador de voltaje 26 para establecer niveles de voltaje de corriente directa a través del circuito de eléctrico. Se utiliza un circuito de control 28, controlado por medio de un microprocesador (no se muestran estos componentes convencionales) , para rastrear las señales proporcionadas por los conductores 31 del circuito de medición de resistencia 20, manteniendo una pantalla de fecha y hora y mantener diversas funciones de conmutación convencional. Los conductores de la pantalla 32 proporcionan señales para pantallas de rsatreo de señal y relojes LCD convencionales y localizados en el circuito indicador 24. El circuito digital puede también ser del tipo descrito en la patente de los Estados Unidos de Norteamérica No. 4,702,259. Se extienden otros conductores 33 del circuito regulador de voltaje 26, el circuito de medición de resistencia 20 y el circuito amplificador 30 y se conectan en forma convencional a varios controles manuales convencionales (no mostrados) . Estos conductores pueden interceptar señales de radio provocando con esto interferencia de radio frecuencia (RF) .

En la modalidad preferida de la presente invención, la placa de circuitos impresos incluye inductores 35 que se extienden de los conductores de contacto deslizante 37 de los controles manuales. Tales controles manuales pueden incluir un conmutador de función, un potenciómetro de bajo voltaje, un potenciómetro remoto de bajo voltaje, un resistor variable de afino y un control de sensibilidad. De conformidad con la presente invención, el circuito amplificador 30 incluye por lo general dos etapas de amplificación. Un primer circuito amplificador 34 para recibir y amplificar en forma logarítmica la señal medida. Un segundo circuito amplificador 36 conectado a la salida del primer circuito amplificador 34 para adaptar y amplificar la ganancia de la señal medida. Una interfaz 40 de computadora proporciona opcionalmente entrada al circuito convertidor voltaje en corriente 38 para usos donde se desea una señal medida simulada. Se conecta un circuito convertidor voltaje en corriente 38 a la salida del segundo circuito amplificador que modifica la señal medida en una forma que puede utilizar el circuito indicador 24. El circuito convertidor voltaje en corriente 38 también proporciona retroalimentación al segundo amplificador y a la interfaz 40 de computadora. Se conecta un circuito de resistencia variable 42 al segundo circuito amplificador 36 y proporciona una señal de retroalimentación para amplificar la señal medida proveniente del circuito de medición de resistencia 20. El circuito de resistencia variable 42 incluye segmentos de ganancia programable alta y baja 46 y 44. Se conecta un circuito asilado, conmutador de refuerzo 48 con el circuito de resistencia variable 42 para un ajuste manual de ganancia. También se conecta al circuito de resistencia variable 42, el circuito de calibración 50. El circuito de calibración 50 funciona como un medio de calibración para ajustar la salida del circuito amplificador. En la modalidad actualmente preferida, el circuito de calibración 50 incluye un circuito de retroalimentación 52, un circuito controlador 54 y un circuito compensador 55. El circuito de medición de resistencia de la modalidad preferida (fig. 3) es del tipo divisor de voltaje. En un circuito divisor de voltaje, un potencial de alto voltaje 56 se conecta en serie con un primer resistor divisor de voltaje 58. La primer resistencia puede utilizar un resistor variable 60 para afinar o compensar el primer valor de resistencia. Un conmutador convencional de verificación de medición seleccionado en forma manual o bajO el control del circuito digital 28 conmuta en forma opcional la trayectoria del circuito divisor de voltaje entre un par de conductores externos 66 y 64 para conectar a un cuerpo vivo y a un resistor de 5K ohm 68 el cual opera como una resistencia de verificación en vez de un cuerpo vivo. Los electrodos convencionales pensados para conectarse a un cuerpo vivo unidos por medio de un enchufe (no mostrado) . Cuando el enchufe se inserta físicamente los conductores externos 64 y 66 se diseñan para conectarse con un cuerpo vivo. Cuando se retira el enchufe, un segundo conmutador 70 conecta el conductor de alto potencial 66 con el resistor de 5K ohm 68. Además, se conecta un capacitor 72 entre los conductores externos 64 y 66 en serie con un inductor 86. El inductor 86 y el capacitor 72 funcionan para reducir la interferencia de señal. Se forma una segunda resistencia divisora de voltaje entre el conmutador verificador de medición y un conductor de salida 88. Se conecta una tercera resistencia divisora de voltaje 74 en serie entre el conductor de salida 88 y un potencial de bajo voltaje 76. El valor de potencial de bajo voltaje se ajusta en forma manual utilizando un dispositivo de ajuste manual 78. Preferentemente, el dispositivo de ajuste manual 78 incluye un conductor de contacto deslizante 80 proveniente de un potenciómetro 82 conectado entre un voltaje alto y uno bajo. El circuito de conductor de contacto deslizante 80 incluye un inductor 87 conectado normalmente en serie por medio de un circuito de conmutación analógico 90 con el conductor 91 y un capacitor 92 que se conecta a tierra para llevar a un minimo la interferencia. El dispositivo de ajuste manual 78 puede ser por lo general un potenciómetro 82 construido en la misma estructura o un potenciómetro externo 94. El potenciómetro externo 94 también se conecta por medio conductores de voltaje alto y bajo 96 y 98 y un conductor de contacto deslizante 100 con el circuito de conmutación analógico. El resistor variable externo 94 también incluye un conductor de señal remota 102 o REM y un conductor de tierra 104. El circuito de conmutación analógico 90 el cual puede incluir en forma convencional un conmutador manual o divisor de voltaje y circuitos de retención conectados a un conmutador analógico (no mostrado) el cual actúa en forma selectiva el potenciómetro interno o externo. En el segundo caso, la selección del potenciómetro se efectúa de conformidad con el estado de voltaje del conductor de señal 102 REM. La señal se mantiene "alta" cuando se utiliza el potenciómetro interno 82 y se conecta a tierra 104 por medio de un conductor 106 en el potenciómetro externo. Los valores de voltaje del contacto deslizante 91, los valores altos 108 y bajos 100 de voltaje del potenciómetro en uso son enviados al circuito digital 28 (fig. 2) para calcular las lecturas digitales de señal de potenciómetro. El conductor de contacto deslizante de salida 91 se envia por medio de una memoria de señal 112 que comprende un seguidor de voltaje para evitar pérdidas de corriente en el potencial de bajo voltaje 76. Con referencia a la ilustración de las figuras 4A, B y C, el primer circuito amplificador 34 recibe la señal medida proporcionada por el conductor 88 de salida de señal de circuito de medición de resistencia. El primer circuito amplificador 34 incluye un amplificador operacional (amp op) 124 que tiene una alimentación positiva 126 conectada al conductor de salida de señal 88 proveniente del circuito de medición de resistencia 20 (fig. 1) . El amp op 124 se configura como un seguidor de voltaje con un conductor de retroalimentación 128 que se extiende desde el conductor de salida del amp op hasta la alimentación negativa 132. Se conecta un capacitor 134 entre las alimentaciones positivas y negativa 126 y 132 para ayudar a atenuar la interferencia de RF en la señal medida. El conductor de salida 130 del amp op en paralelo con un circuito de retroalimentación 136 proporciona la alimentación negativa a un amp op 138, el cual funciona como el amplificador de la primer etapa. Se conecta un resistor 140 en serie con la salida 130 del seguidor de voltaje. Se conecta el resistor 140 a un potenciómetro establecido con anterioridad 142 y el conductor de salida 144 del amplificador de la primer etapa por medio de dos derivaciones resistivas paralelas. Una primera derivación incluye un resistor 146 conectado entre el potenciómetro establecido con anterioridad y el primer resistor 140. La segunda derivación incluye un potenciómetro convencional ajustable por el usuario que se conecta a los electrodos 148 conectados en serie con un resistor 150 y el resistor variable establecido con anterioridad (preset) 142. El potenciómetro ajustable por el usuario (no mostrado) funciona como un potenciómetro de sensibilidad. Los electrodos del potenciómetro de sensibilidad 148 incluyen un conductor deslizable 152 conectado al conductor de alimentación negativa 154 del amplificador de la primer etapa a través de un inductor 156. El conductor de alimentación positiva 158 para el primer amp op recibe una señal de voltaje de referencia 160 proveniente del regulador de voltaje 26 proporcionando una referencia constante de 5.25. voltios. El conductor del voltaje de referencia 160 también se conecta con una derivación resistiva de retroalimentación la cual incluye un segundo resistor variable establecido con anterioridad (preset) 162 y un resistor no regulable 164 conectado al conductor de salida 166 del primer circuito amplificador. La salida 144 del amplificador de la primer etapa se conecta al conductor de salida 166 por medio de un resistor no regulable 170. Aquellas personas de conocimientos medios en la materia notarán que la configuración de este circuito de primera etapa de amplificación proporciona un amplificador sumador atenuado el cual suma simultáneamente el valor del conductor de salida de señal 88 proveniente del circuito de medición de resistencia 20 amplificado por la ganancia del amplificador operacional 138 y el valor del voltaje de referencia 160. Los amplificadores operacionales 124 y 138 del circuito de primera etapa son del tipo del modelo OP420 fabricado por Analog Devices, Inc. de Norwood, Massachusetts. El conductor de salida 166 de esta señal amplificada y sumada se conecta con el circuito de segunda etapa de amplificación 36. El primer circuito amplificador también varia la ganancia del instrumento de 1 a 10 logarítmicamente conforme el resistor variable 142 se cambia de un valor de baja resistencia a uno de alta resistencia. En el circuito de segunda etapa de amplificación 36, un amplificador operacional 172 del tipo Modelo OP90 fabricado por Analog Devices, Inc. se incluye con una derivación de retroalimentación de resistencia variable. Este tipo particular de amplificador requiere compensación de equilibrio utilizando un resistor variable 174 conectado a tierra 176 por medio de un contacto deslizante 178. Otros tipos de amplificadores adecuados para este propósito pueden no requerir tal circuito. El conductor de salida 166 del circuito de primera etapa de amplificación 34 se conecta al conductor de alimentación positiva 180 del amp op de segunda etapa 172. Un circuito de resistencia variable 42 proporciona una retroalimentación de ganancia para el conductor de alimentación negativa 182 del segundo amplificador 172. El conductor de salida 184 del amplificador de la segunda etapa 172 se conecta a una compuerta 186 de una pluralidad de compuertas de circuitos retenidos 186-187. Estas compuertas conectan selectivamente el convertidor voltaje en corriente 38 con el circuito de segunda etapa 36 y la interfaz 40 de la computadora. La conmutación se completa de manera convencional por medio del circuito digital 28 en respuesta a la selección por parte del operador. La interfaz 40 de computadora se conecta por medio de las compuertas de circuitos de retención 188 y 189 con el circuito voltaje en corriente 38. La interfaz 40 de computadora incluye un amplificador 190 similar al circuito de segunda etapa con un conductor de señal E-IN 192 que se extiende desde el canal de señal y se conecta al conductor de alimentación positiva 194 del amplificador. Un primer capacitor 196 proporciona retroalimentación filtrada y se conecta entre el conductor de alimentación negativa y la salida del amplificador 190. El conductor de alimentación negativa además se conecta a un circuito de retroalimentación divisor de voltaje que incluye un voltaje de referencia 201, dos resistores de acoplamiento a positivo 202 y 203, una compuerta de circuito de retención 188, y un tercer resistor 204 conectado a tierra. El conductor E IN de la interfaz de computadora 192 recibe una señal de reproducción o una señal de reproducción emulada de una sesión grabada con anterioridad y duplica la salida en el circuito indicador utilizando el amplificador 190 de la interfaz de computadora. Un conductor de salida E_OUT 206 recibe señales que indican cambios en la resistencia de un cuerpo vivo proveniente del circuito indicador 24 y transmite las señales medidas a la interfaz 40 de la computadora. El circuito convertidor voltaje en corriente 38 incluye un transistor 208 que tiene un conductor emisor 210 conectado al nivel de "alto" voltaje 201 por medio de un resistor de polarización de rejilla 202 y las compuertas de circuito de retención 187 y 188. El conductor de base 212 se conecta a un "alto" voltaje por medio de un resistor de acoplamiento positivo 214 y dos diodos en serie 216-217 polarizados en forma inversa con relación al conductor base 212. Los diodos 216-217 se conectan por medio de los circuitos de retención 186 y 189 a la salida del amplificador de la segunda etapa 172 y al conductor de salida del amplificador de interfaz de computadora. El conductor colector del transistor forma el conductor de salida 221 que conecta al circuito indicador 24. El circuito de resistencia variable 42 (figura 4B) incluye un circuito de ganancia programable baja 44 y un circuito de ganancia programable alta 46. Los cambios en el potencial de bajo voltaje 76 del circuito de medición de resistencia (figura 3) dictan cual de estos circuitos de resistencia variable será utilizado para proporcionar la ganancia variable como se describirá más adelante. El circuito de resistencia variable 42 se conecta a través de los conductores 226 y 228 (figuras 4A y 4B) entre el conductor de alimentación negativa 182 del amp op y a través de la compuerta de circuito de retención 187 al convertidor voltaje en corriente 38 y a la fuente de voltaje 201 a través de un resistor 202. Entre los conductores de alimentación positiva y negativo 180 y 182 se conecta un capacitor 223 proporcionando atenuación adicional de las señales de interferencia de RF. El circuito de ganancia programable alta 46 incluye cuatro segmentos de circuito conectados en paralelo entre los dos conductores 226 y 228 del circuito de resistencia variable. Un primer segmento incluye un capacitor 230. El segundo segmento incluye una compuerta de circuito de retención 232 y un resistor 234, el tercer segmento incluye una compuerta de circuito de retención 236 y un resistor 238. La cuarta etapa incluye tres resistores 240-242 conectados en. serie. Las dos compuertas de circuito de retención 232 y 236 se controlan por medio de los circuitos aislados conmutadores de refuerzo 48. El circuito de ganancia programable baja 44 incluye una compuerta de circuito de retención separada 244 conectada al circuito de calibración 50 discutido en detalle más adelante e incluye tres derivaciones conectadas en paralelo. Cada derivación de la porción de ganancia programable baja incluye una compuerta de circuito de retención separada 246, 248 y 250 conectadas en serie con respectivos resistores 252, 253 y 254 conectados en forma selectiva en el circuito dependiendo de la calibración del circuito asilado, conmutador de refuerzo 48. El circuito asilado, conmutador de refuerzo 48 incluye un conmutador 256 con un contacto deslizante 258 con capacidad de tres calibraciones baja 260, normal 262 y alta 264. Los conductores 260, 262 y 264 se conectan todos a tierra por medio de respectivos resistores de acoplamiento positivo 268, 267 y 266 respectivamente. Las compuertas a las cuales se unen cada uno de estos respectivos conductores, se cierran cuando se detecta el voltaje a tierra. El contacto deslizante 258 del conmutador 256 incluye un nivel positivo o de alto voltaje. Cuando el contacto deslizante se conecta con cualquiera del circuito alto 264, normal 262 o bajo 260, el conductor conectado se saca a un nivel de alto voltaje. La compuerta de circuito de retención conectada al conductor respectivo abrirá el circuito retenido cuando detecte el alto voltaje. El circuito de ganancia programable alta está siempre activado, aún en el modo de ganancia programable baja. La señal de entrada de la primera etapa de amplificación se amplifica además de conformidad con las calibraciones baja, normal y alta del conmutador de refuerzo el cual cambia la ganancia del amp op en una escala lineal por 10. El amp op de la segunda etapa proporciona ganancia adicional por medio del conmutador de refuerzo de manera que la ganancia se multiplica por 1 en la posición de refuerzo bajo, por 10 en la posición de refuerzo normal y por 100 en la posición de refuerzo alto. Además, el amp op de la segunda etapa proporciona ganancia en la escala de 0.7x a 50x lo cual está totalmente bajo el control del MCU. Debido a que la ganancia microcontrolada es independiente de la sensibilidad y del refuerzo, esta puede ser considerada como una tercera etapa. Cada una de estas tres etapas se factorizan en la ganancia total del circuito de manera que la ganancia del producto es el producto de las tres etapas. La ganancia minima posible es 1.0 x 1.0 x 0.7 = 0.7 y la ganancia máxima posible es 10 x 100 x 50 = 50,000. El circuito de control y retroalimentación 50 (figura 4C) proporciona una calibración activa del amplificador en respuesta a cambios o movimiento en el dispositivo de ajuste manual 78 del circuito de medición de resistencia 20. El circuito de control y retroalimentación 50 se conecta al circuito de resistencia variable en el cable de alimentación negativa 182 del amp op como, se ilustra por el conductor 356 (figura 4C) conectando en serie al conductor 226 (figura 4B) y a la alimentación negativa 182 del amp op 172 y el circuito de control y retroalimentación 50 se conecta al conductor de control de retención 272 (figuras 4b y 4c) de la compuerta de circuito de retención de ganancia programable baja/alta 244. El circuito de control y retroalimentación 50 puede utilizarse para proporcionar calibración activa en respuesta a cualquier cambio en el circuito que pueda provocar una caracteristica indeseable en la señal medida. En la modalidad actualmente preferida, el circuito de control y retroalimentación supervisa y reacciona a cambios en el dispositivo de ajuste manual 78. Con referencia a la figura 3 y al circuito de medición de resistencia se puede apreciar que el dispositivo de ajuste manual 78 controla el potencial de bajo voltaje 76 del divisor de voltaje. Aquellas personas con conocimientos medios en la materia apreciarán que cambios en el potencial de bajo voltaje cambian en forma inversa el voltaje aplicado a través del divisor de voltaje. Conforme el voltaje aplicado a través del divisor de voltaje cambia, el rango operacional que define los valores máximos de la señal medida 88, también cambia inversamente al valor en el conductor de potencial de bajo voltaje 76. Este cambio en el rango operacional afecta el rango indicador que define los valores máximos proporcionados en el circuito indicador 24. Con objeto de mantener el rango indicador en un nivel constante calibrado en el circuito indicador 24, el circuito de control y retroalimentación ajusta la ganancia de retroalimentación del circuito de segunda etapa de amplificación para compensar los cambios en el rango operacional de la señal medida 88. Se notará además que cuando el potencial de bajo voltaje 76 se ajusta para ajustar en forma cercana el nivel de voltaje superior 56 el rango de voltaje en el cual se puede medir una diferencia en resistencia es muy pequeño. Para tales pequeños rangos se necesita el circuito programamble de alta ganancia. A través del rango de valores de potencial de bajo voltaje, el circuito de control y retroalimentación ajusta la salida del amp op ajustando la ganancia en el conductor de alimentación negativa del amp op. Para efectuar él ajuste en la ganancia en el conductor de alimentación negativa del amp op y bascular entre un modo de ganancia programable alta y uno de baja ganancia, el circuito de control y retroalimentación incluye un circuito de retroalimentación 52, un circuito de control 54 y un circuito de compensación 55. El circuito de retroalimentación 52 del circuito de control y retroalimentación incluye un conductor conectado al conductor de potencial de bajo voltaje 76 y que se conecta a través de un resitor 306 a un conductor de entrada de baja resolución 308 al MCU e incluye un capacitor 310 a tierra para filtrar la señal. La salida del resistor 306 también se conecta al conductor de alimentación positiva 312 de un amp op 314. El conductor negativo 316 del amp op incluye un circuito de ganancia que incluye una derivación de retroalimentación resistiva 318 en serie con un potenciómetro 324 y una derivación capacitiva 320 conectada en paralelo entre el conductor de alimentación negativa 316 y el conductor de salida 322. El potenciómetro 324 se balancea por medio un par de resistores no regulables 326 y 328 y un resitor variable 330 para proporcionar la compensación de amplificación deseada. Se conecta un conductor de entrada de alta resolución 322 a la salida del amp op de alta resolución 314 por medio del resistor 331. El circuito controlador 54 incluye una unidad microcontroladora (MCU por sus siglas en ingés) 334 del tipo del modelo ST62TI0B6/SWD fabricado por SGS Thompson Electronics de Carrolton, Texas. En este ejemplo particular el MCU 334, llamado también comúnmente como una unidad de procesamiento central (CPU) (por sus siglas en inglés) incluye un primer puerto de ocho bits configurado por medio de programa de cómputo para recibir los dos conductores de salida 308 y 322 del circuito de retroalimentación por medio de los vastagos 14 y 15 respectivamente. Estos vastagos se conectan en circuito a un convertidor análogo a digital incluido dentro del MCU y el cual se gradúa para reconocer cambios pequeños en la señal de entrada en el rango de 0 a 255 pasos de incremento. La entrada de baja resolución cambia en forma continua conforme el dispositivo de ajuste manual se mueve en un rango de desde 0.5 hasta 6.5, el cual corresponde con un rango de cambio de voltaje de aproximadamente 1.4 voltios hasta 5.2 voltios. La entrada de alta resolución se activa pero el voltaje no cambia en realidad hasta que le dispositivo de ajuste manual 78 está por encima de los 4.8 voltios. Por debajo de ese nivel la entrada de alta resolución permanece en aproximadamente 0.7 voltios (una caida de voltaje incremental por encima de tierra) . El rango de entrada de alta resolución se calibra para alcanzar 1.00 voltios conforme el dispositivo de ajuste manual 78 alcanza 5.0 y el voltaje continua incrementando en forma lineal hasta aproximadamente 5.2 voltios cuando el dispositivo de ajuste manual 78 se eleva hasta 6.5 voltios. El circuito controlador 54 (figura 4C) también incluye un circuito de activación retenido 336. El controlador 54 es necesario únicamente durante el periodo en el que el dispositivo de ajuste manual 78 esta en transición. Debido a que esta actividad es intermitente, el controlador 54 incluye un circuito biestable de reposo que ahorra energia 338. El circuito biestable 338 es un circuito biestable de ajuste-reajuste del tipo modelo No. 4013B fabricado por Motorola. Un conductor 340 del circuito digital 28 (figura 2) dispara una compuerta de circuito de retención normalmente establecido a "alto" voltaje 341. Cuando el circuito digital 28 detecta un cambio en la salida de conductor de contacto deslizante de bajo voltaje 91 (figura 3), cambia una señal de "alta" a "baja" transmitida en el conductor 340 al circuito indicador 24. Este conductor 340 se conecta también al circuito de activación 336. Cuando el nivel 340 se saca a tierra o circuito biestable "bajo" 338 cambia la salida de señal 342 y envia una señal de interrupción al MCU la cual en efecto "activa" el MCU. El circuito controlador 54 incluye conductores de energia y tierra 344 y 346 conectados de manera convencional a vastagos (pins) 1, 2, 5, 6 y 20. Se conecta un circuito de interrupción de reestablecimiento o reposición de MCU 348 al vastago 7 del MCU. El interruptor de reposición se temporiza para ocasionar que ocurra una señal de reestablecimiento en el vastago 7 si se presenta una caida en la energia del circuito. El reestablecimiento se diseña para disparar encendido/apagado cuando el voltaje pase de 4.5 voltios. Conforme el voltaje se eleva desde cero y se aproxima a 4.5 el reestablecimiento permanece fuera. Cuando el voltaje pasa arriba de 4.5 voltios el reestablecimiento se activa y permanece mientras el voltaje permanece en o por encima de 4.5 voltios. El reestablecimiento se desactiva si el voltaje cae más allá de 4.5 voltios y permanece asi mientras el voltaje sea menor a 4.5 voltios. Un reloj 350 operando a 4 Mhz se conecta a los vastagos 3 y 4 y es del tipo del modelo No. PX400 fabricado por Panasonic. El controlador 54 en respuesta al circuito de retroalimentación 52 y bajo el control del programa de cómputo se opera para generar una señal de calibración. La señal de calibración se envia mediante el conductor 356 a través de los vastagos 18 y 19 del MCU hacia el circuito compensador 55. El circuito compensador 55 de la modalidad preferida incluye un resistor variable controlado digitalmente 354 o potenciómetro digital. El potenciómetro digital 354 es del tipo del modelo No. X9C103 fabricado por Xicor de Milpitas, California. El potenciómetro digital 354 recibe un voltaje de entrada TA-Ref 160 el cual provee una señal de entrada. El conductor de salida 357 del circuito de resistencia variable, filtrado para interferencia de ruido RF por medio de un condensador 358 se conectado a tierra se conecta a la alimentación negativa 182 del segundo amplificador operacional en 226, Figura 4A. Este conductor se ilustra también como conductor R+ en las figuras 4A y 4C.

La resistencia del potenciómetro digital 354 cambia en respuesta a la señal de calibración proveniente del MCU 334. Los cambios en la resistencia variable sirven para contrarrestar el efecto de características indeseables previstas en la señal medida. Con referencia a las figuras 4A, B y C, el MCU 334 colabora con la retroalimentación 52 y el circuito compensador 54 bajo el control de programa de cómputo el cual configura al MCU convencional 334 para supervisar activamente el circuito para efectuar la función de calibración. El programa de cómputo incluye una rutina principal y once subrutinas. Las referencias a TA en los diagramas de flujo corresponden al dispositivo de ajuste manual 78. La modalidad preferida de cada se describe más adelante. La rutina principal 400 (figuras 5A-B) incluye una rutina de inicialización que incluye las etapas de calibrar los vectores de interrupción de dirección 401 y configurar el equipo de cómputo de MCU y puertos 402. Posteriormente se ejecuta un ciclo de demora para permitir que los conductores de los vastagos del MCU se estabilicen en sus niveles predefinidos. Este ciclo incluye una etapa de inicialización de conteo 403 y un bucle hacer hasta 404 el cual llama una subrutina de demora 406 para dos ciclos. En la siguiente etapa 408, el potenciómetro digital es establecido. La gama del potenciómetro digital se gradúa en 100 pasos que se incrementan, y se determinan limites positivo y negativo. Posteriormente se ejecuta una rutina de configuración de potenciómetro digital (clkdp) 410 para establecer un valor inicial para el resistor digital. Después de la rutina de configuración, se ejecuta una subrutina de tipo de medición (selmeter) 412. A la terminación de la subrutina de tipo de medición 412, la rutina de inicialización se completa e inicia el modo de calibración activa. El modo de calibración activa es la subrutina principal efectuada por el MCU 334 (figura 4C) y se repite continuamente durante el tiempo en el que el MCU está activo. Primero, el circuito biestable (flip-flop) de reposo se configura para detectar un cambio de nivel de TA en una etapa capaz de detectar TA 414. Después, se llama un potenciómetro de medición de TA en subrutina de resolución de bajo nivel (a2d baja) 416. Una subrutina de establecimiento de refuerzo (setboost) 418 determina y configura las compuertas de refuerzo para ganancia programable alta o baja. Entonces una subrutina de modo de establecimiento (setmode) 420 determina y establece internamente el modo de resolución a resolución "alta" o "baja". Acto seguido, se verifica el modo de resolución en una etapa de verificación de resolución 422. Si el bit de bandera de resolución es alto, se llama una medición de TA en la subrutina de alta resoluciónt (a2dhigh) 424. De otra manera, no se hace ninguna medición. En la siguiente etapa una subrutina de búsqueda de TA (búsqueda de TA) 426 determina el valor de TA. Posteriormente, como se muestra en la figura 5C-1, una subrutina de establecimiento de potenciómetro digital (dpset) 428 determina la cantidad de calibración necesaria. Después, se llama la rutina clkdp 430 para reconfigurar el potenciómetro digital a la nueva y deseada posición de calibración. Después de la calibración del compensador, se efectúa una verificación de cambio en el nivel TA, etapa 432. Si ocurrió un cambio en el potenciómetro de TA, el circuito biestable de reposo se limpia en la etapa 434, y el programa principal retorna a la etapa posible 414 de TA. De otra manera, el programa principal continúa con una etapa biestable de reconfiguración 436 para asegurar que el circuito biestable este configurado adecuadamente. Posteriormente, con referencia a la figura 5C-1, se configura un registro de contabilización en la etapa 438 para un bucle hacer hasta de tres muestras. Como se muestra en la figura 5C-2, una verificación para alta resolución, etapa 440, si se detecta alta, llama una medición de TA en subrutina de alta resolución 442. De otra manera, se llama la medición TA en la subrutina de baja resolución 444. La siguiente etapa 446 almacena la muestra medida en memoria. Una etapa de conteo de disminución de muestra y verificación de fin de etapa 448 regresa a la etapa de verificación de resolución, si hay menos de tres muestras. De otra manera, el programa inicia la prueba de los datos muestreados. El propósito de la prueba es determinar si el operador ha completado el ajuste del dispositivo de ajuste manual a una nueva posición. El MCU reconoce que el operador ha completado la rotación del dispositivo y la medición es ahora estable cuando cualquiera de dos de las tres muestras de datos son iguales. Mientras que pueden efectuarse otras etapas y otros muéstreos de datos para determinar si un operador ha completado el ajuste del dispositivo de ajuste manual, la modalidad preferida incluye tres etapas de condición de datos 450 (figura 5C-2) , 452 (figura 5D-1) y 454 (figura 5D-1) . En una primera etapa de prueba 450, la primer muestra de datos se compara con la segunda muestra de datos. Si la primera y la segunda muestras de datos son iguales, la prueba se detiene y el programa continúa a una etapa de verificación del estado de TA 456 (figura 5D-1) . De otra manera, la prueba continúa con una segunda etapa de prueba 452 la cual compara la primera muestra de datos con la tercera muestra de datos. Si la primera y la tercera muestras son iguales, la prueba se detiene y el programa continúa hacia la etapa de verificación de estado de TA 456. De otra manera la prueba continúa con una tercera etapa de prueba 454 que compara la segunda muestra de datos con la tercera muestra de datos. Si la segunda y la tercera muestras de datos son iguales el programa continúa hacia la etapa de verificación de estado de TA 456. De otra manera, se continua el ajuste de TA y el programa regresa al inicio de la rutina de calibración en la etapa de TA posible 414 (figura 5B) . Si cualquiera de las muestras de datos son iguales indicando que el ajuste manual se ha completado y que están presentes datos válidos, se efectúa la etapa de verificación de estado de TA 456 para determinar si el dispositivo de ajuste manual se ha movido desde el muestreo por verificación del circuito biestable TA. Si el circuito biestable ha sido disparado, el circuito biestable se limpia y reestablece en la etapa 458 (figura 5D-1) y el programa regresa a la etapa posible de TA 414. De otra manera, el compensador se calibra nuevamente en la secuencia listada: la a2d baja 416 (figura 5B) , la subrutina setboost 460 (figura 5D-1), la subrutina tafind 462 (figura 5D-1), la subrutina dpset 464 (figura 5D-2), y la subrutina clkdp 466 (figura 5D-2) . Después, se verifica nuevamente el circuito biestable de TA para movimiento 468 (figura 5D-2) . Si existe movimiento, el circuito biestable de TA se limpia 470 y el programa regresa a la etapa posible de TA 414. De otra manera, el programa entra en el modo de reposo 472 para ahorrar energia e inhibir ruido. Una parte activa del equipo de cómputo de MCU supervisa la señal de entrada proveniente del circuito biestables de TA. Si se recibe una interrupción, el MCU se activa en la etapa 474, y regresa a la etapa de verificación de movimiento de TA 468. De esta manera, el programa principal mantiene la calibración del circuito amplificador. Se encontró que el modo de reposo era útil, porque de otra manera el MCU 334 calibrarla de forma continua el circuito amplificador. Esto resultó en saltos periódicos en la salida del circuito indicador el cual no se relacionaba con el circuito de medición de resistencia. El modo de reposo eliminó los saltos aleatorios y estabilizó el circuito compensador poniendo el circuito controlador a reposar durante los periodos estables. Como se discutió anteriormente con respecto a la rutina principal, las subrutinas desempeñan tareas especificas dentro de la rutina principal. Estas subrutinas se describirán conforme sean llamadas en el programa principal . La subrutina de demora (dly 1) 480 incluye una etapa de carga de conteo constante 482 para un bucle hacer hasta, una etapa de conteo de disminución 484, y una etapa de verificación de fin de bucle 486. Al completarse el bucle para el número requerido de ciclos la subrutina regresa al programa que la llamó. La subrutina de selección de medición (selmeter) 440 se llama en la parte de inicialización del programa principal. El presente circuito de control y retroalimentación de la presente invención puede ejecutarse en cualquiera de los medidores de potencial (E-meters) preexistentes utilizando un divisor de voltaje o puente de resistencia de los tipos descritos anteriormente e incorporados a manera de referencia. El circuito y el programa de cómputo de la presente invención se pueden configurar para trabajar ya sea con un circuito divisor de voltaje como se ilustra en la modalidad preferida o con un circuito puente de resistencias. La subrutina de selección de medición verifica un vastago de puerto en el MCU. Este vastago es o extraído a un voltaje "alto" o a uno "bajo" dependiendo del tipo de circuito de medición de resistencia usado. La subrutina de selección de medición 490 incluye una etapa de verificación de vastago 492. Si el vastago está "alto" se efectúa una etapa de inicalización 494 para el circuito divisor de voltaje. De otra manera se efectúa una etapa de inicialización 496 para el circuito puente de resistencias. Al completar cualquiera de las etapas de inicialización, el programa regresa al programa principal. La subrutina 500 a2dlow mide el nivel de TA en un modo de baja resolución. La subrutina incluye una etapa de inicialización 502 para establecer al convertidor de análogo a digital interno del MCU en modo de baja resolución. Posteriormente una subrutina convertidora análogo a digital (a2d) se llama etapa 504. Al regreso, el convertidor análogo a digital se reestablece, etapa 506 y la subrutina regresa al programa que la llamó. La subrutina a2dhigh 510 mide el nivel de TA en modo de alta resolución. La subrutina incluye una etapa de inicialización 512 para establcer el convertidor análogo a digital interno del MCU en el modo de alta resolución. Posteriormente se llama 514a la subrutina a2d. Al regreso, el convertidor análogo a digital se reestablece 516 y la subrutina regresa al programa que la llamó. El uso de modos de resolución baja y alta permiten que el convertidor análogo a digital interno de 8-bit opere en efecto como un convertidor análogo a digital de 12 bits, que se requiere para la gama entera de voltaje de 0 a 5.2 voltios donde la baja resolución está en la gama de 1 a 4.8 voltios y la alta resolución está en la gama de 4.8 a 5.2 voltios. En el modo de baja resolución el convertidor A a D detecta el voltaje de contacto deslizante de TA directamente de manera que la gama de voltaje de 1.4 voltios a 5.2 voltios corresponde a valores decimales de aproximadamente 67 hasta 255. En el modo alto de alta resolución el convertidor A a D ve una gama de entrada de 1.0 voltios a 5.2 voltios, que corresponde aproximadamente a la gama de 4.8 voltios a 5.2 voltios en el contacto deslizante de TA, que a la vez corresponde a los valores decimales de 49 hasta 255.

La subrutina a2d 520 en una etapa de señal analógica medida 522 convierte la señal analógica medida en el vastago 14 del MCU en un valor digital cuando se llama por medio de la subrutina a2dlow, etapa 500, y convierte la señal analógica medida en el vastago 15 del MCU en un valor digital cuando se llama por medio de la subrutina a2dhigh, etapa 510. La subrutina a2d 520 entonces entra en un modo de espera 522 para permitir que el convertidor de análogo a digital del MCU complete la conversión. A la terminación de la conversión, el MCU genera un interrupción 524 que incluye un vector de dirección para una subrutina a2dint 528. La subrutina a2dint 528 recobra y almacena los datos análogo a digital y termina el equipo de cómputo conexo 530. La subrutina a2dint regresa a la subrutina a2d y a la vez la subrutina a2d regresa a la subrutina que la llamó. La subrutina de refuerzo de establecimiento 540 conmuta el resistor de refuerzo en el circuito de resistencia variable entre las porciones de ganancia programable alta y baja del circuito de resistencia variable. La subrutina de refuerzo de establecimiento incluye probar el potencial de voltaje para determinar si la calibración análogo a digital de TA está en modo de alta resolución o en modo de baja resolución. Si está establecido el modo de alta resolución, etapa 542, entonces el programa salta a una etapa activa de ganancia programable alta 544. De otra manera se efectúa una prueba adicional. En este caso, una etapa de comparación 546 del nivel de TA con un limite bajo de ganancia programable salta a la etapa activa de ganancia programable alta 544 si el nivel de TA es mayor que el limite bajo de ganancia programable. De otra manera se efectúa una prueba adicional. En este caso, una etapa de comparación 548 del nivel de TA con el limite alto de ganancia programable salta a la etapa activa de ganancia programable baja 550 si el nivel de TA es menor que el limite alto de ganancia programable. De otra manera, el programa va a una etapa activa de ganancia programable alta 544. Para cualquiera de la etapa activa de ganancia programable alta 544 o de la etapa activa de ganancia programable baja 550, la subrutina configura el conductor de circuito de retención de ganancia programable 552 a la correspondiente alta o baja calibración. La rutina setboost entonces regresa al programa que la llamó. En la modalidad actualmente preferida el valor del limite bajo de ganancia programable es menor que el valor del limite alto de ganancia programable. Aquellas personas con conocimientos medios en la materia apreciarán que el diagrama de flujo descrito podria no requerir una comparación con el valor alto de ganancia programable en tales casos, debido a que el nivel de TA para esta prueba siempre será menor que el limite alto de ganancia programable. Sin embargo, en una modalidad alterna, el limite alto de ganancia programable es menor que el limite bajo de ganancia programable. Esta calibración ocasiona que suceda una función de histérisis en la conmutación entre las calibraciones. Esto es útil para prevenir saltos indeseables en la lectura del circuito indicador. La subrutina set ode 560 establece el modo convertidor análogo a digital al modo de alta resolución o al de baja resolución. La subrutina incluye un comparación del niel de TA con el limite de alta resolución 562. El programa establece la bandera de bit de alta resolución a alta o verdad lógica 564, si el nivel de TA es mayor que el limite de alta resolución. De otra manera el programa establece el bit de alta resolución a bajo o falso 566. Después de establecer la bandera de bit de alta resolución, el programa regresa al programa que lo llamó. La subrutina tafind 570 utiliza el nivel de TA para determinar la calibración requerida para eliminar todas las características no deseadas en las señales de salida provenientes del circuito de medición de resistencia. En la modalidad actualmente preferida, la calibración activa detecta el nivel de TA para detectar cambios en la calibración de TA. En el caso del divisor de voltaje la gama de voltaje de programa desde el cual se puede medir el cambio en la resistencia disminuye en relación directa con los incrementos en el nivel de voltaje almacenado de TA. Cuando el nivel de TA se hace mayor que o excede la gama de ohm de TA preferida de 5k a 12.5k ohms, la amplitud de la señal representativa de los cambios en la resistencia de un cuerpo vivo, disminuye correspondientemente y en forma no deseada. La subrutina tafind supera este problema determinando un nivel de ajuste en el circuito de resistencia variable para compensar estos cambios usando tablas de búsqueda para ajustar correspondientemente la retroalimentación en el circuito amplificador para compensar el cambio en el voltaje de TA y mantener la calibración de la señal medida. La subrutina tafind 570 incluye la etapa de organización 572 que ubica la tabla de búsqueda correcta para el circuito de medición de resistencia ya sea del tipo divisor de voltaje o del tipo puente de resistencias. Posteriormente, una verificación para la etapa de alta resolución 574 verifica si el dispositivo está en alta o baja resolución. Si está en alta resolución, la porción de la tabla de búsqueda para la alta resolución se ubica en la etapa de memoria 576. Después, el MCU carga el nivel de TA y valores de la tabla de búsqueda en la memoria en una etapa de preparación 578. Entonces, se prueba el nivel de TA en una etapa de verificación de TA 580 contra el valor de índice de TA. Los valores de tabla son leídos por el MCU en el orden del más bajo al más alto. Si el nivel de TA es inferior que el Índice, el siguiente valor de índice de TA se carga 582 y la rutina regresa a la etapa de prueba o verificación 580. De otra manera, el valor correspondiente del potenciómetro digital se carga en una etapa de búsqueda 584. Entonces una etapa 586 de cambio de organización de potenciómetro digital carga los valores necesarios para cambiar la resistencia en el potenciómetro digital. La subrutina entonces regresa al programa que la llamó. La subrutina dpset 590 configura el MCU para ajustar el potenciómetro digital. La subrutina 590 incluye una etapa de registro de carga 592, una etapa de cálculo de nueva ubicación 594, y una etapa de verificación 596 determinan si el nuevo valor es más alto o más bajo. Si el valor es más alto se efectúa una etapa de establecimiento de bandera de dirección 598 para mover hacia arriba, de otra manera se efectúa una etapa de establecimiento de bandera de dirección 600 para mover hacia abajo. Después, se cargan los valores para comenzar la calibración del potenciómetro digital 602. La subrutina entonces regresa al programa que la llamó. La subrutina clkdp 610 calibra el potenciómetro digital con respecto al nivel de voltaje medido proveniente del potenciómetro de TA. La subrutina incluye una etapa de verificación de bandera de dirección 612. Si la bandera es alta el potenciómetro digital es comunicado por medio de señales para conteo hacia arriba 614. Si la bandera es baja el potenciómetro digital es comunicado por medio de señales para conteo hacia abajo 616. Posteriormente se efectúa una verificación de no movimiento 618. Si el cambio es cero, la subrutina regresa al programa que la llamó. De otra manera, se inicializa 620 el potenciómetro digital para comenzar a cambiar la resistencia variable. El potenciómetro digital es comunicado por medio de señales para cambiar en forma de incrementos en una unidad la dirección determinada durante la etapa de verificación de dirección. El cambio por incrementos es de 100 ohms utilizando el potenciómetro digital preferido. Después, se llama la subrutina de demora 624 para permitir que la señal sea recibida y procesada por el potenciómetro digital. Cuando el contador es disminuido y verificado 626. El contador es mayor de cero el programa regresa a la etapa de comunicación por señales 622 y el potenciómetro digital avanza otra etapa de incremento. Cuando el contador alcanza cero el programa termina y regresa a la etapa de programa que lo llamó. De la anterior descripción se apreciará que puede usarse la presente invención para calibrar activamente el amplificador a cualquier característica indeseable predeterminada conocida. Esto puede lograrse una vez que se ha identificado la caracteristica y si la característica corresponde con un cambio medible en las señales internas. El microprocesador contiene "tablas de búsqueda" de factores de compensación de ganancia almacenados en memoria que se derivaron en forma empírica midiendo la amplitud de un cambio dado de resistencia para cada punto elegido de resistencia total de entrada. Con base en estos factores de compensación pueden calcularse las ganancias necesarias y sus correspondientes resistencias de retroalimentación, con lo cual se establece una tabla de potenciales de bajo voltaje (76) contra resistencias de ganancia establecidas en la resistencia variable 42. En operación el dispositivo se inicializa ajustando el control de afino 60 (figura 3), el circuito de conmutación de refuerzo 48 (figura 4B) y el control de sensibilidad (no mostrado) de manera tal que el potencial de bajo voltaje 76 (figura 3) se balancea para la resistencia de verificación de medición de 5K ohm 68. Se conecta entonces un cuerpo vivo por medio de los cables externos 64 y 66 del circuito de medición de resistencia. A fin de balancear el circuito de conformidad con la resistencia total del cuerpo vivo, el dispositivo de ajuste manual 78 se mueve hasta que el potencial de bajo voltaje 76 alcance un balance con la resistencia total en el cuerpo vivo. Durante el tiempo en el que el potencial de bajo de voltaje 76 está siendo cambiado para lograr un balance con la resistencia total en el cuerpo vivo, el circuito de retroalimentación 52 (figuras 2 y 4C) proporciona los cambios en el potencial de bajo de voltaje 76 al circuito de control 54. El circuito de control 54, normalmente en modo de espera, se activa con el movimiento del dispositivo de control manual 78 conforme se comunica por medio de señales por el circuito digital 28. El circuito de control 54 supervisa el movimiento del dispositivo de control manual 78 hasta que se ha completado el ajuste. Una vez terminado el ajuste, el circuito de control 54 determina el valor de ajuste de ganancia utilizando la tabla de búsqueda y comunica por medio de señales al circuito compensador 56 para ajustar la ganancia del circuito amplificador. La ganancia se ajusta para eliminar la caracteristica indeseable de la sensibilidad que disminuye en respuesta a incrementos en el potencial de bajo voltaje 76. La ganancia se ajusta automáticamente de manera tal que la sensibilidad se mantenga en un nivel constante independiente de los cambios en el potencial de bajo de voltaje 76. En una modalidad alterna del circuito de calibración, se incluye en el circuito amplificador (no mostrado) un amplificador operacional controlado por voltaje. En esta modalidad, el potencial de bajo de voltaje 76 se conecta a la entrada de voltaje de control del amplificador. El amplificador puede colocarse con un conductor de alimentación negativa y un conductor de salida en serie con el conductor de salida correspondiente al conductor 130 (figura 4A) del seguidor de voltaje.

El conductor de alimentación positiva podría conectarse a una fuente de alto voltaje constante. Este amplificador operacional calibra la ganancia del amplificador en proporción a los cambios en el potencial de bajo de voltaje. Un amplificador operacional del tipo apropiado para este fin es el Modelo No. VCA610 fabricado por Burr Brown de Tucson, Arizona. En una segunda modalidad alternativa del circuito de calibración el dispositivo de ajuste manual 78 puede incluir un potenciómetro sincronizado dual convencional en el que un segundo resistor puede ajustarse en forma incremental a una resistencia inversa y no lineal al valor del resistor variable 82 (figura 3) . El segundo potenciómetro se conectaría entre el voltaje de referencia (figura 4C) y el conductor de alimentación negativa del circuito del segundo amplificador operacional (figura 4B) . Otra modalidad en la cual puede reducirse la interferencia de radiofrecuencia incluye además una pintura aislante de radiofrecuencia aplicada sobre la superficie interna de una cubierta para la presente invención. Una pintura apropiada para este fin es fabricada por Sandstrom Products Co., Port Byron, IL y vendida como Model Sanpro A405 también conocida como pintura de plateado EMI/RFI de recubrimiento de cubierta.

Aún cuando la presente invención se ha descrito en torno a las que se consideran actualmente ser las más prácticas, y preferidas modalidades, se deberá entender que la invención no se limita a las modalidades descritas, sino por el contrario, se tiene la intención de que cubra las diversas modificaciones y arreglos equivalentes incluidos dentro de la esencia de la invención, que son establecidas en las reivindicaciones anexas, y que el alcance ha de ser acordado a la interpretación más amplia de manera que sean comprendidas todas las modificaciones y estructuras equivalentes .

Claims (18)

REIVINDICACIONES

1. Un dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo caracterizado porque comprende: un circuito de medición de resistencia que tiene conductores externos; un circuito amplificador conectado al circuito de medición de resistencia; un circuito indicador conectado al circuito amplificador; y un circuito de ajuste de sensibilidad conectado al circuito amplificador, al circuito indicador y que es capaz de incrementar en forma automática la sensibilidad del circuito indicador para una resistencia variable alta calibrada en el circuito de medición de resistencia.

2. El dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada además porque incluye: medios para ajustar en forma automática la sensibilidad del circuito indicador para una resistencia variable baja calibrada en el circuito de medición de resistencia.

3. El dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además porque: los medios para incrementar en forma automática la sensibilidad incluyen un circuito de control.

4. El dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además porque: los medios para incrementar en forma automática la sensibilidad incluyen un potenciómetro sincronizado dual.

5. El dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además porque: los medios para incrementar en forma automática la sensibilidad incluyen un amplificador operacional controlado por voltaje.

6. Un dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo caracterizado porque comprende: un circuito de medición de resistencia que tiene conductores externos; un circuito amplificador conectado al circuito de medición de resistencia; un circuito indicador conectado al circuito amplificador; incluyendo el circuito amplificador, un circuito de calibración operativo para ajustar en forma automática la ganancia del circuito amplificador.

7. El dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado además porque el circuito de calibración incluye: un circuito de retroalimentación conectado en forma responsiva al circuito de medición de resistencia para recibir una señal representativa de una entrada medida; un circuito de control conectado en forma responsiva al circuito de retroalimentación para determinar un valor de compensación utilizando la señal de entrada medida; y un circuito compensador que responde al circuito de control para ajustar la ganancia del circuito amplificador por medio del valor de compensación para mantener una respuesta de amplitud generalmente constante.

8. El dispositivo para medir e indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado además porque el circuito de retroalimentación recibe señales representativas de la resistencia total de un cuerpo vivo.

9. El dispositivo para medir e indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo de conformidad con la reivindicación 8, caracterizado además porque el circuito de control en respuesta al circuito de retroalimentación determina una señal de compensación que corresponde a un cambio en la ganancia del circuito amplificador.

10. El dispositivo para medir e indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado además porque el circuito compensador al recibir la señal de compensación ajusta el circuito amplificador de manera tal que se mantenga una respuesta de amplitud generalmente constante.

11. Un circuito de control y retroalimentación para utilizarse en un dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo, caracterizado porque el circuito de retroalimentación y control comprende: un circuito de retroalimentación conectado en forma operativa con el dispositivo para supervisar una condición conocida; un circuito de control conectado en forma responsiva al circuito de retroalimentación para recibir señales representativas de la condición conocida y para inferir a partir de tales señales una respuesta correctiva apropiada; un circuito compensador conectado en forma responsiva al circuito de control para ajustar la condición conocida.

12. El circuito de control y retroalimentación de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado además porque incluye: un programa de cómputo ejecutado por el circuito de control, incluyendo el programa: medios para leer las señales de la condición conocida provenientes del circuito de retroalimentación; medios para anticipar y determinar una respuesta a una característica indeseable utilizando señales representativas de la condición conocida; medios para generar una respuesta a la característica indeseable; y medios para ajustar el circuito compensador para eliminar la característica indeseable.

13. El circuito de control y retroalimentación de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado además porque los medios para anticipar y determinar incluyen un modo de espera.

14. El circuito de control y retroalimentación de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado además porque los medios para anticipar y determinar incluyen detectar y estabilizar la condición conocida.

15. El circuito de control y retroalimentación circuito de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado además porque: el circuito dicho de control incluye un convertidor análogo en digital; y los medios para anticipar y determinar incluyen la lectura de datos generados desde el convertidor análogo en digital.

16. Un dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo caracterizado porque comprende: un circuito de medición de resistencia; un circuito amplificador; un circuito indicador; una pluralidad de dispositivos controlados manualmente; inductores incluidos dentro del circuito de medición de resistencia; el circuito amplificador y conectado a la pluralidad de dispositivos controlados manualmente; con lo cual se reduce la radio interferencia conducida a través de los dispositivos controlados manualmente.

17. Un dispositivo para indicar cambios en la resistencia de un cuerpo vivo caracterizado porque comprende: un circuito de medición de resistencia; un circuito amplificador; un circuito indicador; una cubierta que circunda el circuito de medición de resistencia, el circuito amplificador, y el circuito indicador; una pintura aislante de radiofrecuencia que cubre la cubierta.

18. Un método para mantener una respuesta de amplitud generalmente constante para una entrada medida dada en un dispositivo para medir cambios en la resistencia de un cuerpo vivo que tiene un circuito de medición de resistencia, un circuito amplificador y un circuito indicador, caracterizado porque comprende las etapas de: inicializar el circuito de medición de resistencia y el circuito amplificador; conectar un cuerpo vivo al circuito de medición de resistencia; establecer la resistencia total en el cuerpo vivo; y ajustar la ganancia del circuito amplificador según una relación predeterminada de manera tal que se genere una respuesta de amplitud generalmente constante para un cambio medido en la resistencia.