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MX2011003075A - Dispositivo de radiocomunicacion y metodo de division de señales. - Google Patents

Dispositivo de radiocomunicacion y metodo de division de señales.

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Publication number
MX2011003075A
MX2011003075A MX2011003075A MX2011003075A MX2011003075A MX 2011003075 A MX2011003075 A MX 2011003075A MX 2011003075 A MX2011003075 A MX 2011003075A MX 2011003075 A MX2011003075 A MX 2011003075A MX 2011003075 A MX2011003075 A MX 2011003075A
Authority
MX
Mexico
Prior art keywords
section
partially orthogonal
dft
frequency
signal
Prior art date
Application number
MX2011003075A
Other languages
English (en)
Inventor
Masayuki Hoshino
Shinsuke Takaoka
Miyoshi Kenichi
Original Assignee
Panasonic Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp filed Critical Panasonic Corp
Publication of MX2011003075A publication Critical patent/MX2011003075A/es

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Abstract

Se proporciona un dispositivo de radiocomunicación que puede reducir ISI causada por la destrucción de una matriz DFT ortogonal incluso cuando una señal SC-FDMA se divide en una pluralidad de grupos y los grupos se asignan respectivamente a bandas de frecuencias discontinuas. El dispositivo de radiocomunicación incluye una unidad DFT (110), una unidad de división (111) y una unidad de asignación (112). La unidad DFT (110) usa la matriz DFT para ejecutar un proceso DFT en una secuencia de símbolos en una región de tiempo para generar una señal (señal SC-FDMA) de la región de frecuencias. La unidad de división (111) genera una pluralidad de grupos al dividir la señal SC-FDMA con un ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a la longitud de vector de algunos de los vectores de columna que constituyen la matriz DFT usada en la unidad DFT (110) e intersectar ortogonalmente al menos parcialmente. La unidad de asignación (112) asigna los grupos a bandas de frecuencias discontinuas.

Description

DISPOSITIVO DE RADIOCOMUNICACION Y METODO DE DIVISION DE SEÑALES Campo de la Invención La presente invención se refiere a un aparato de radiocomunicación y a un método de división de señales.
Antecedentes de la Invención En 3GPP LTE (Proyecto de Sociedad de 3a Generación de Evolución a Largo Plazo) , están llevándose a cabo intensos estudios sobre la estandarización de una norma de comunicación móvil para lograr la transmisión de bajo retraso y alta velocidad.
Para lograr transmisión de bajo retraso y alta velocidad, se adopta OFDM (Multiplexión por División de Frecuencias Ortogonal) como un esquema de acceso múltiple de enlace descendente (DL) y SC-FDMA (Acceso Múltiple por División de Frecuencias de una Sola Portadora) usando pre-codificación DFT (Transformación de Fourier Discreta) se adopta como un esquema de acceso múltiple de enlace ascendente (UL) .
SC-FDMA usando la pre-codificación DFT utiliza una matriz DFT (matriz de pre-codificación o secuencia DFT) representada, por ejemplo, por una matriz NxN. Aquí, N es el tamaño de DFT (el número de puntos DFT) . Además, en una matriz DFT NXN, N (Nxl) vectores de columna son ortogonales REF.: 216294 entre sí en tamaño de DFT N. SC-FD A usando la pre-codificación DFT forma una señal SC-FDMA (espectro) al dispersar y multiplexar por códigos una secuencia de símbolos usando esta matriz DFT.
Además, ha iniciado la estandarización de LTE-Avanzada (o IMT (Telecomunicación Móvil Internacional) -Avanzada) para lograr comunicación a más alta velocidad que LTE . En LTE-Avanzada, un aparato de estación base de radiocomunicación (conocido en adelante como "estación base") y un aparato de terminal de radiocomunicación (en adelante llamado "terminal") los cuales se pueden comunicar usando una banda ancha de, por ejemplo, 40 MHz o más alta se espera que sean introducidos para lograr comunicación a velocidad más alta .
En cuanto a un enlace ascendente LTE, la asignación de recursos de frecuencia de enlace ascendente está limitada a esta asignación de que señales SC-FDMA sean asignadas a bandas de frecuencia continua de una manera localizada para mantener las características de una sola portadora (por ejemplo, características de baja PAPR (Relación de Potencia Pico a Promedio) de una señal de transmisión para lograr alta cobertura .
Sin embargo, cuando la asignación de recursos de frecuencia es limitada como se describió arriba, se produce vacancia en los recursos de frecuencias compartidas de enlace ascendente (por ejemplo, PUSCH (Canal Compartido de Enlace Ascendente Físico) ) y la eficiencia del uso de los recursos de frecuencia se vuelve peor. Así, como una técnica anterior para mejorar la eficiencia del uso de los recursos de frecuencia, se propone SC-FDMA agrupado (C-SC-FDMA) el cual divide una señal SC-FDMA en una pluralidad de grupos y asigna la pluralidad de grupos a recursos de frecuencia discontinuos (por ejemplo, véase literatura que no es patente 1) .
En C-SC-FDMA de la técnica anterior arriba, una terminal genera señales C-SC-FDMA al dividir una señal SC-FDMA (espectro) generada a través de procesamiento DFT en una pluralidad de grupos. La terminal asigna después la pluralidad de grupos a recursos de frecuencia discontinuos (subportadoras o bloques de recursos (RB) ) . Por otro lado, una estación base aplica procesamiento de ecualización por dominio de frecuencias (FDE) a las señales C-SC-FDMA recibidas (pluralidad de grupos) y combina la pluralidad de grupos después de la ecualización. La estación base aplica después procesamiento IDFT (Transformación de Fourier Discreta Inversa) a la señal combinada y de esta manera obtiene una señal de dominio de tiempo.
C-SC-FDMA puede asignar recursos de frecuencia entre una pluralidad de terminales más flexiblemente que SC-FDMA al asignar la pluralidad de grupos a una pluralidad de recursos de frecuencia discontinuos, y de esta manera puede mejorar la eficiencia del uso de recursos de frecuencia y el efecto de diversidad de varios usuarios. Además, C-SC-FDMA tiene una PAPR más pequeña que aquella de OFDMA (Acceso Múltiple por División de Frecuencias Ortogonales) , y puede entonces expandir la cobertura de enlace ascendente más que OFDMA.
Además, una configuración C-SC-FDMA puede lograrse fácilmente sólo al añadir un componente que divida una señal SC-FDMA (espectro) en una pluralidad de grupos a la terminal y añadir un componente que combine una pluralidad de grupos a la estación base en la configuración SC-FDMA convencional.
Lista de citas Literatura no de patente NPL 1 Rl-081842, "LTE-A Proposals for evolution" , 3GPP RA WG1 #53, Kansas City, MO, E.U.A., mayo 5-9, 2008.
Breve Descripción de la Invención Problema técnico De acuerdo con la técnica anterior arriba, la estación base divide una señal SC-FDMA (espectro) de cada terminal con una frecuencia arbitraria de acuerdo con un estado de disponibilidad de recursos de frecuencia de enlace ascendente y una condición de la trayectoria de propagación entre una pluralidad de terminales y la estación base, asigna una pluralidad de grupos generados de esta manera a una pluralidad de recursos de frecuencia de enlace ascendente respectivamente y reporta la información mostrando el resultado de la asignación a las terminales. La terminal divide las señales SC-FDMA (espectro) que es la salida del procesamiento DFT con un ancho de banda arbitrario, asigna la pluralidad de grupos a una pluralidad de recursos de frecuencia de enlace ascendente asignados por la estación base respectivamente y de esta manera genera señales C-SC-FDMA.
Sin embargo, ya que una banda de frecuencias de radio de enlace ascendente ancha (canal de radio de banda ancha) es selectiva de frecuencias, se reduce la correlación de frecuencias entre canales a través de los cuales una pluralidad de grupos asignados a diferentes bandas de frecuencia discontinuas se propagan. De esta manera, incluso cuando la estación base ecualiza señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos) a través de procesamiento FDE, la ganancia del canal de ecualización (es decir, ganancia de canal de frecuencia después de la multiplicación de ponderación FDE) puede diferir considerablemente entre la pluralidad de grupos. De esta manera, la ganancia del canal de ecualización puede cambiar drásticamente en un punto de combinación (es decir, el punto de división en el cual la terminal divide las señales SC-FDMA) de la pluralidad de grupos. Es decir, un punto discontinuo puede ocurrir en una variación (es decir, envoltura del espectro de recepción) en la ganancia del canal de ecualización en el punto de combinación de la pluralidad de grupos.
Aquí, para mantener mínima la pérdida de ortogonalidad de una matriz DFT en todas las bandas de frecuencia (es decir, la suma de bandas de frecuencias a las cuales se asignan una pluralidad de grupos) a las cuales se asignan señales C-SC-FDMA, la ganancia del canal de ecualización en todas las bandas de frecuencias a las cuales se asignan la pluralidad de grupos tiene que ser una variación lenta. Así, cuando ocurre un punto discontinuo en una variación de la ganancia de canal de ecualización en un punto de combinación de la pluralidad de grupos como en la técnica anterior descrita arriba, la ortogonalidad de la matriz DFT se destruye considerablemente en la banda de frecuencias a la cual se asignan las señales C-SC-FDMA. Por lo tanto, las señales C-SC-FDMA son más impactadas por la interferencia entre símbolos (ISI) causada por la pérdida de ortogonalidad de la matriz DFT. Especialmente, cuando se usa modulación M-aria de alto nivel tal como 64 QAM cuya distancia Euclidiana entre puntos de señal es muy corta, las señales C-SC-FDMA son más impactadas por ISI, y por lo tanto el deterioro de las características de transmisión es más grande. Además, al incrementarse el número de grupos (el número de fracciones de la señal SC-FDMA) , se incrementa el número de puntos discontinuos entre grupos, y por lo tanto ISI causada por la pérdida de ortogonalidad de la matriz DFT se incrementa más .
La presente invención ha sido implementada en vista de estos problemas y por lo tanto un objetivo de la presente invención es proporcionar un aparato de radiocomunicación y un método de división de señales capaces de reducir ISI causada por la pérdida de ortogonalidad de una matriz DFT incluso cuando una señal SC-FDMA se divide en una pluralidad de grupos y la pluralidad de grupos son asignados a bandas de frecuencias discontinuas respectivamente, es decir, cuando se usa C-SC-FDMA.
Solución al problema Un aparato de radiocomunicación de la presente invención adopta una configuración que incluye una sección de conversión que genera una señal de dominio de frecuencia al aplicar procesamiento DFT a una secuencia de símbolos usando una matriz DFT, una sección de división que divide la señal con un ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a una longitud de vector parcialmente ortogonal de algunos de una pluralidad de vectores de columna que constituyen la matriz DFT y genera una pluralidad de grupos y una sección de asignación que asigna la pluralidad de grupos a una pluralidad de bandas de frecuencia discontinuas respectivamente .
Un método de división de señales de la presente invención divide una señal de dominio de frecuencias con un ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a una longitud de vector parcialmente ortogonal de alguno de una pluralidad de vectores de columna que constituyen una matriz DFT usada para convertir una secuencia de símbolos de dominio de tiempo en la señal de dominio de frecuencia y genera una pluralidad de grupos.
Efectos ventajosos de la invención Cuando se divide una señal SC-FDMA en una pluralidad de grupos y se asigna la pluralidad de grupos a bandas de frecuencia discontinuas (cuando se usa C-SC-FDMA) , la presente invención puede reducir la ISI causada por la pérdida de ortogonalidad de una matriz DFT.
Breve Descripción de las Figuras La figura 1 es un diagrama de bloques de una terminal de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención.
La figura 2 es un diagrama que muestra procesamiento DFT de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención.
La figura 3 es un diagrama que muestra un ejemplo de una matriz DFT de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención.
La figura 4A es un diagrama que muestra una relación parcialmente ortogonal de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención (cuando |l|=l).
La figura 4B es un diagrama que muestra una relación parcialmente ortogonal de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención (cuando |l|=2).
La figura 4C es un diagrama que muestra una relación parcialmente ortogonal de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención (cuando |l|=3).
La figura 5A es un diagrama que muestra procesamiento de división y procesamiento de asignación de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención.
La figura 5B es un diagrama que muestra una señal después de FDE de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención .
La figura 5C es un diagrama que muestra una señal después de la combinación de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención.
La figura 6 es un diagrama que muestra una relación ortogonal de vectores de columna de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención.
La figura 7 es un diagrama que muestra una relación ortogonal de vectores de columna de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención.
La figura 8 es un diagrama que muestra procesamiento de intercalación de frecuencias de acuerdo con la modalidad 1 de la presente invención.
La figura 9 es un diagrama de bloques de una terminal de acuerdo con la modalidad 2 de la presente invención .
La figura 10A es un diagrama que muestra procesamiento de pre-codificacion de acuerdo con la modalidad 2 de la presente invención.
La figura 10B es un diagrama que muestra procesamiento de pre-codificación de acuerdo con la modalidad 2 de la presente invención.
La figura 11 es un diagrama que muestra procesamiento usando FSTD de acuerdo con la modalidad 2 de la presente invención.
La figura 12 es un diagrama que muestra procesamiento usando FSTD de acuerdo con la modalidad 3 de la presente invención.
La figura 13 es un diagrama que muestra procesamiento usando FSTD de acuerdo con la modalidad 3 de la presente invención.
La figura 14 es un diagrama que muestra una relación entre un multiplicador y un tamaño de grupo de acuerdo con la modalidad 4 de la presente invención.
La figura 15 es un diagrama de bloques de una terminal de acuerdo con la modalidad 5 de la presente invención.
La figura 16 es un diagrama de bloques de una estación base de acuerdo con la modalidad 5 de la presente invención.
La figura 17A es un diagrama que muestra procesamiento de desplazamiento de acuerdo con la modalidad 5 de la presente invención (cuando z=0) .
La figura 17B es un diagrama que muestra procesamiento de desplazamiento de acuerdo con la modalidad 5 de la presente invención (cuando z=3) .
La figura 18A es un diagrama que muestra salida DFT de acuerdo con la modalidad 5 de la presente invención.
La figura 18B es un diagrama que muestra procesamiento de desplazamiento de acuerdo con la modalidad 5 de la presente invención.
La figura 18C es un diagrama que muestra procesamiento de división procesamiento de aceptación de acuerdo con la modalidad 5 de la presente invención.
La figura 19 es un diagrama de bloques de una terminal de acuerdo con la modalidad 5 de la presente invención.
La figura 20 es un diagrama de bloques de una terminal de acuerdo con la modalidad 6 de la presente invención .
La figura 21A es un diagrama que muestra salida DFT de acuerdo con la modalidad 6 de la presente invención.
La figura 2IB es un diagrama que muestra procesamiento de desplazamiento de acuerdo con la modalidad 6 de la presente invención.
La figura 21C es un diagrama que muestra procesamiento de división y procesamiento de asignación de acuerdo con la modalidad 6 de la presente invención.
La figura 22A es un diagrama que muestra salida DFT de acuerdo con la modalidad 6 de la presente invención.
La figura 22B es un diagrama que muestra procesamiento de desplazamiento de acuerdo con la modalidad 6 de la presente invención.
La figura 22C es un diagrama que muestra procesamiento de división y procesamiento de asignación de acuerdo con la modalidad 6 de la presente invención.
La figura 23 es un diagrama de bloques de una terminal de acuerdo con la modalidad 7 de la presente invención .
La figura 24 es un diagrama que muestra procesamiento de desplazamiento de frecuencias y procesamiento de desplazamiento de espacio de acuerdo con la modalidad 7 de la presente invención.
La figura 25 es un diagrama que muestra procesamiento de desplazamiento de frecuencias y procesamiento de desplazamiento de espacio de acuerdo con la modalidad 7 de la presente invención; y La figura 26 es un diagrama que muestra procesamiento de desplazamiento de acuerdo con la modalidad 8 de la presente invención.
Descripción Detallada de la Invención En adelante se describirán en detalle las modalidades de la presente invención con referencia a las figuras acompañantes. Se describirá un caso abajo en donde una terminal provista con un aparato de radiocomunicación de acuerdo con la presente invención transmite una señal C-SC-FDMA a una estación base.
(Modalidad 1) La figura 1 muestra una configuración de la terminal 100 de acuerdo con la presente modalidad.
En la terminal 100, la sección de recepción de radio 102 recibe una señal de control transmitida desde una estación base (no mostrada) por medio de la antena 101, aplica procesamiento de recepción tal como sub-conversión y conversión A/D a la señal de control y envía la señal de control sometida al procesamiento de recepción a la sección de desmodulación 103. Esta señal de control incluye información de recursos de frecuencia que muestran recursos de frecuencia de enlace ascendente asignados a cada terminal e información MCS que muestra MCS (Esquema de Modulación y Codificación de Canales) establecido en cada terminal.
La sección de desmodulación 103 desmodula la señal de control y envía la señal de control desmodulada a la sección de decodificación 10 .
La sección de decodificación 104 decodifica la señal de control y envía la señal de control decodificada a la sección de extracción 105.
La sección de extracción 105 extrae información de recursos de frecuencia dirigida a la terminal 100 incluida en la señal de control ingresada desde la sección de decodificación 104 y envía la información de recursos de frecuencia extraída a la sección de control 106.
La sección de control 106 recibe información de categoría de la terminal que incluye un tamaño DFT (el número de puntos DFT) de una matriz DFT que se usará en la sección DFT 110 e información de condición parcialmente ortogonal que muestra una condición parcialmente ortogonal de una señal C-SC-FDMA como entrada y también recibe información de recursos de frecuencia reportada desde la estación base a partir de la sección de extracción 105 como entrada.
La sección de control 106 calcula el número de grupos generados por la sección de división 111 al dividir una señal SC-FDMA (es decir, la salida de la sección DFT 110) y el tamaño de grupo que muestra un ancho de banda de cada grupo con base en la información del tamaño DFT (información de categoría) que muestra el tamaño DFT de la terminal, información de condición parcialmente ortogonal e información de recursos de frecuencia reportadas desde la estación base. Supóngase que se determine por adelantado entre la estación base y la terminal que cuando una señal SC-FDMA (espectro) se divide en una pluralidad de grupos, la señal SC-FDMA (espectro) se divide en orden desde una porción de frecuencia más baja del espectro (número de salida más pequeño de sección DFT 110) o desde una porción de frecuencia más alta del espectro (número de salida más grande de sección DFT 110) . La sección de control 106 calcula recursos de frecuencia a los cuales se asignan señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos) de la terminal 100 con base en el número de grupos calculado y el tamaño del grupo. Por ejemplo, la sección de control 106 calcula recursos de frecuencia a los cuales se asignan grupos en orden desde un grupo de una frecuencia más baja (grupo con un número de salida más pequeño de la sección DFT 110) o un grupo de una frecuencia más alta (grupo con un número de salida más grande de sección DFT 110) de la pluralidad de grupos generados a través de la división. La sección de control 106 ingresa después información de grupo que incluye el número de grupos calculado y tamaño de grupo a la sección de división 111 y envía información de asignación que muestra recursos de frecuencia a los cuales se asignan señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos) de la terminal 100 a la sección de asignación 112.
La sección de codificación 107 codifica una secuencia de bits de transmisión y envía la secuencia de bits de transmisión codificada a la sección de modulación 108.
La sección de modulación 108 modula la secuencia de bits de transmisión ingresada desde la sección de codificación 107 para generar una secuencia de símbolos y envía la secuencia de símbolos generada a la sección multiplexora 109.
La sección multiplexora 109 multiplexa señales piloto y la secuencia de símbolos ingresada desde la sección de modulación 108. La sección multiplexora 109 envía la secuencia de símbolos multiplexada con las señales piloto a la sección DFT 110. Por ejemplo, una secuencia CAZAC (Autocorrelación de Amplitud Cero Constante) puede usarse como las señales piloto. Además, aunque la figura 1 adopte una configuración en la cual las señales piloto y la secuencia de símbolos se multiplexan antes de aplicar procesamiento DFT, una configuración de la cual la señal es piloto y la secuencia de símbolos sean multiplexadas después de aplicar el procesamiento DFT también puede ser adoptada.
La sección DFT 110 genera señales de dominio de frecuencia (señales SC-FDMA) al aplicar procesamiento DFT a la secuencia de símbolos de dominio de tiempo ingresada desde la sección desmultiplexora 109 usando una matriz DFT. La sección DFT 110 envía las señales SC-FDMA (espectro) generadas a la sección de división 111.
La sección de división 111 divide las señales SC-FDMA (espectro) ingresada desde la sección DFT 110 en una pluralidad de grupos de acuerdo con el número de grupos y el tamaño de grupo indicado en la información de grupo ingresada desde la sección de control 106. Para ser más específicos, la sección de división 111 genera una pluralidad de grupos al dividir las señales SC-FDMA (espectro) con un ancho de banda (ancho de banda parcialmente ortogonal) que corresponde a una longitud (longitud de vector) de algunos de la pluralidad de vectores de columna que constituyen la matriz DFT usada en la sección DFT 110 y parcialmente ortogonales unos a otros. La sección de división 111 envía después señales C-SC-FDMA constituidas en la pluralidad de grupos generadas a la sección de mapeo 112. Detalles del método de dividir la señal SC-FDMA (espectro) en la sección de división 111 se describirán más adelante.
La sección de asignación 112 asigna las señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos) ingresadas desde la sección de división 111 a recursos de frecuencia (sub-portadoras o RBSs) con base en información de asignación ingresada de la sección de control 106. Por ejemplo, la sección de asignación 112 asigna la pluralidad de grupos que constituyen las señales C-SC-FDMA a una pluralidad de bandas de frecuencia discontinua respectivamente. La sección de asignación 112 envía después las señales C-SC-FDMA asignadas a los recursos de frecuencia a la sección IFFT 113.
La sección IFFT 113 genera una señal C-SC-FDMA de dominio de tiempo al llevar a cabo IFFT en la pluralidad de bandas de frecuencia ingresadas desde la sección de asignación 112 a la cual se asignan las señales C-SC-FDMA. Aquí, la sección IFFT 113 inserta Os en bandas de frecuencia que no son la pluralidad de bandas de frecuencia a las cuales se asignen las señales C-SC-FDMA (pluralidad de grupos) . La sección IFFT 113 envía después la señal C-SC-FDMA de dominio de tiempo a la sección de inserción de CP (Prefijo Cíclico) 114.
La sección de inserción de CP 114 añade la misma señal que aquella al final de la señal C-SC-FDMA ingresada de la sección IFFT 113 al encabezado de la señal C-SC-FDMA como un CP .
La sección de transmisión por radio 115 aplica procesamiento de transmisión tal como conversión D/A, amplificación y conversión ascendente a la señal C-SC-FDMA y transmite la señal sometida al procesamiento de transmisión a la estación base por medio de la antena 101.
Por otro lado, la estación base lleva a cabo procesamiento FDE de multiplicar las señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos) transmitidas desde cada terminal por una ponderación FDE y combina las señales C-SC-FDMA (la pluralidad de grupos) después del procesamiento FDE en el dominio de frecuencias. La estación base obtiene una señal de dominio de tiempo al aplicar procesamiento IDFT a la señal C-SC-FDMA combinada.
Además, la estación base genera información de calidad de canal (por ejemplo, CQI : Indicador de Calidad de Canal) de cada terminal al medir una SINR (Relación Señal a Interferencia más potencia de Ruido) para cada banda de frecuencias (por ejemplo, sub-portadora) entre cada terminal y la estación base usando señales piloto transmitidas desde cada terminal. La estación base programa después la asignación de recursos de frecuencia de enlace ascendente (por ejemplo, PUSCH) de cada terminal usando CQI y QoS (Calidad de Servicio) o similares de una pluralidad de terminales. La estación base reporta después información de recursos de frecuencia que muestra el resultado de la asignación de recursos de frecuencia de enlace ascendente (es decir, el resultado de programación) de cada terminal a cada terminal. Por ejemplo, se puede usar PF (Equidad Proporcional) como un algoritmo usado cuando la estación base asigna recursos de frecuencia a cada terminal.
Además, la estación base controla el número de grupos y el tamaño de grupo usando el tamaño DFT y una condición parcialmente ortogonal como en el caso de la sección de control 106 de la terminal 100 y combina las señales C-SC-FDMA (la pluralidad de grupos) con base en el número de grupos y el tamaño de grupo.
A continuación se describirán los detalles del método de división de señales SC-FDMA (espectro) por la sección de división 111.
Aquí, las señales SC-FDMA que es la salida de la sección DFT 110 se configura al aplicar dispersión de frecuencias ortogonales a cada símbolo de una secuencia de símbolos en una banda de frecuencias que corresponde al tamaño DFT (longitud de vector de columna) de la matriz DFT y multiplexar por códigos cada símbolo después de la dispersión de frecuencias ortogonales. Aquí, suponiendo que el tamaño DFT sea N, la matriz DFT usada en la sección DFT 110 puede ser expresada por matriz Nx F=[f0, fi, ÍN-II · Más aún, fi (i=0 a N-l) es un Nxl vector de columna que tiene (l/VN)exp(-j27l(i*k)/N) (k=0 a N-l) como un k° elemento.
Más aún, todos los vectores de columna fi (i=0 a N-1) son ortogonales entre sí en el tamaño DFT N. Es decir, la sección DFT 110 multiplica N símbolos (por ejemplo, símbolos #0 a #N-1) que constituyen la secuencia de símbolos por vectores de columna fi (i=0 a N-l) respectivos de la matriz DFT, y de esta manera hace a todos los símbolos (símbolos #0 a #N-1) ortogonales unos a otros en un ancho de banda ortogonal (es decir, ancho de banda al cual se asignan los símbolos N) que corresponde a la longitud de vector de columna N.
Por ejemplo, en el caso del tamaño DFT N=8, una secuencia de símbolos constituida de ocho símbolos #0 a #7 como se muestra en la parte superior de la figura 2 es ingresada a la sección DFT 110. Como se muestra en la parte inferior de la figura 2, la sección DFT 110 dispersa por frecuencia símbolos #0 a #7 con vectores de columna f0 a f7 de la matriz DFT respectivamente. La sección DFT 110 multiplica después por códigos los símbolos de frecuencia dispersa #0 a #7. Esto permite que una señal SC-FDMA que tenga un ancho de banda ortogonal que corresponda al tamaño DFT N sea obtenida. Además, la figura 3 muestra un ejemplo de una matriz DFT cuando el tamaño DFT N=8. Es decir, el vector de columna fi (i=0 a 7) es un vector de 8x1 columnas que tiene (lV8)exp(-j27t(i*k)/8) como un k° (en donde k=0 a 7) elemento. Además, los vectores de columna f0 a f7 son ortogonales entre sí en el tamaño DFT N=8.
Aquí, el vector de columna fi de la matriz DFT F no sólo es ortogonal a todos los demás vectores de columna en el tamaño DFT N sino también parcialmente ortogonal a algunos otros vectores de columna en la longitud de vector N' (en donde N'<N) que es menor que el tamaño DFT (longitud de vector de columna) N. Para ser más específicos, existe una relación mostrada en la siguiente ecuación 1 (condición parcialmente ortogonal) entre la longitud de vector N' en donde dos vectores de columna arbitrarios diferentes fi y fi' (en donde i'?i) de la pluralidad de vectores de columna que constituyen la matriz DFT son parcialmente ortogonales unos a otros y el tamaño DFT (longitud de vector de columna) N de la matriz DFT F. Aquí, I es un entero no cero que satisface |i|<|i-i'|.
Ecuación 1 Una condición parcialmente ortogonal del vector de columna fi (es decir, i=l) y el vector de columna f5 (es decir, i '=5) mostrada en la figura 3 se describirá como un ejemplo. Ya que |l|<|i-i'| = |-4|=4, |l| toma un valor de uno de 1, 2 y 3.
Cuando |l|=l, longitud de vector N'=2 de la ecuación 1. Así, como se muestra en la figura 4A, el vector de columna fi y el vector de columna f5 son parcialmente ortogonales en longitud de vector N'=2, es decir, entre dos elementos. Por ejemplo, como se muestra en la figura 4A, el vector de columna fi y el vector de columna f5 son parcialmente ortogonales entre dos elementos; el 0o (k=0) elemento y primer (k=l) elemento y parcialmente ortogonales entre dos elementos; segundo (k=2) elemento y tercer (k=3) elemento. Lo mismo aplica al cuarto (k=4) a séptimo (k=7) elementos .
Igualmente, cuando |l|=2, la longitud de vector N'=4 de la ecuación 1. Así, como se muestra en la figura 4B, el vector de columna fi y vector de columna f5 son parcialmente ortogonales en longitud de vector N'=4, es decir, entre cuatro elementos. Por ejemplo, como se muestra en la figura 4B, el vector de columna fi y vector de columna f5 son parcialmente ortogonales entre cuatro elementos del 0o (k=0) elemento al tercer (k=3) elemento y parcialmente ortogonales entre cuatro elementos del cuarto (k=4) elemento al séptimo (k=7) elemento.
Además, cuando |l|=3, longitud de vector N'=6 de la ecuación 1. Así, como se muestra en la figura 4C, el vector de columna fi y vector de columna f5 son parcialmente ortogonales en longitud de vector N'=6, es decir, entre seis elementos. Por ejemplo, como se muestra en la figura 4C, el vector de columna fi y vector de columna f5 son parcialmente ortogonales entre seis elementos del 0o (k=0) elemento al quinto (k=5) elemento y parcialmente ortogonales entre seis elementos del segundo (k=2) elemento al séptimo (k=7) elemento .
Aquí, el ancho de banda (es decir, ancho de banda ortogonal de la matriz DFT) B que corresponda al tamaño DFT N de la matriz DFT es representado por N*B3ub. Aquí, Bsub muestra una separación de frecuencias ortogonales (separación de sub-portadoras) . Similarmente , un ancho de banda B' parcialmente ortogonal que corresponde a longitud de vector N' (en donde N'<N) cuando vector de columna fi y vector de columna fi' son parcialmente ortogonales entre sí es representado por N'*Bsub. De esta manera, la relación (condición parcialmente ortogonal) entre el ancho de banda ortogonal de la matriz DFT, es decir, ancho de banda total (ancho de banda ortogonal) B usada para la transmisión de una señal SC-FDMA y ancho de banda parcialmente ortogonal B' puede expresarse por la siguiente ecuación 2. l' - ' l l' - ' l Ecuación 2 De esta manera, no sólo los vectores de columna fi (i=0 a N-l) son ortogonales entre sí en tamaño DFT N de la matriz DFT sino también hay vectores de columna que tienen una relación ortogonal en la longitud de vector N' que es menor que el tamaño DFT N.
Como se describió arriba, cuando la señal SC-FDMA se divide en una pluralidad de grupos, los grupos respectivos son asignados a bandas de frecuencia discontinuas, y por lo tanto una variación drástica (punto discontinuo) de una ganancia de canal de ecualización es probable que ocurra en un punto de combinación de grupos. Por otro lado, una variación en la ganancia del canal de ecualización se vuelve más lenta en cada grupo al llevar a cabo procesamiento FDE. Es decir, incluso cuando una drástica variación de la ganancia de canal de ecualización (punto discontinuo) ocurre (cuando la ortogonalidad de la matriz DFT en un ancho de banda ortogonal de la matriz DFT se pierde) , es posible reducir ISI al mantener la ortogonalidad dentro del grupo.
Así, en la presente modalidad, la sección de división 111 divide la señal SC-FDMA (espectro) con ancho de banda parcialmente ortogonal B' (=N'*BSUb) que corresponde a longitud de vector N' que tiene una relación parcialmente ortogonal con longitud de vector de columna N de la matriz DFT.
En adelante, se describirán los métodos de división de señales SC-FDMA 1-1 a 1-4. <Método de división 1-1> De acuerdo con el presente método de división, la sección de división 111 divide una señal SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' (=?' *BSUb) que corresponde a la longitud de vector ' calculada de acuerdo con la ecuación 1.
En las siguientes descripciones, supóngase que el número de grupos sea 2, un tamaño de grupo es ancho de banda parcialmente ortogonal B' que satisface la ecuación 2 (o ecuación 1) , y el otro tamaño de grupo es ancho de banda diferencial B" (=?-?' ) entre ancho de banda ortogonal B y ancho de banda parcialmente ortogonal B' . Además, supóngase que el tamaño DFT N sea 8.
Así, la sección de división 111 divide la señal SC-FDMA (espectro) ingresada desde la sección DFT 110 en dos grupos; grupo #0 y grupo #1 como se muestra en la figura 5A. Para ser más específicos, la sección de división 111 divide la señal SC-FDMA que tiene ancho de banda ortogonal B con ancho de banda parcialmente ortogonal B' calculado de acuerdo con la ecuación 2. En otras palabras, la sección de división 111 divide la señal SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a la longitud de vector N' calculada de acuerdo con la ecuación 1. De esta manera, la sección de división 111 genera el grupo #0 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B' y grupo #1 que tiene ancho de banda B" (=?-?' ) que es la diferencia entre ancho de banda ortogonal B y ancho de panda parcialmente ortogonal B' .
Como se muestra en la figura 5A, la sección de asignación 111 asigna después el grupo #0 y grupo #1 a dos bandas de frecuencias discontinuas respectivamente.
Por otro lado, la estación base recibe una señal C-SC-FDMA constituida del grupo #0 y grupo #1 mostrada en la figura 5A. La estación base aplica procesamiento FDE a la señal C-SC-FDMA y de esta manera obtiene una señal C-SC-FDMA después del FDE como se muestra en la figura 5B. La estación base combina después el grupo #0 y grupo #1 después del FDE mostrado en la figura 5B y de esta manera genera una señal que tiene ancho de banda ortogonal B (=B'+B") de la matriz DFT como se muestra en la figura 5C.
Como se muestra en la figura 5C, la variación de la ganancia del canal de ecualización se hace discontinua en un punto de combinación entre el grupo #0 y grupo #1. Por otro lado, la variación de la ganancia de canal de ecualización es lenta en cada grupo. De esta manera, ISI entre símbolos multiplexados que corresponden a vectores de columna fi y fi' que satisfacen la ecuación 2 o ecuación 1 (es decir, entre símbolos multiplexados parcialmente ortogonales) se reduce en grupo #0. De esta manera, en el grupo #0 (es decir, grupo que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B'), es posible reducir la ISI causada por una drástica variación de la ganancia del canal de ecualización en el punto de combinación (punto de división de las señales SC-FDMA) entre grupo #0 y grupo #1.
Así, de acuerdo con el presente método de división, aunque una variación de la ganancia de canal de ecualización se vuelve discontinua en un punto de combinación de una pluralidad de grupos, es posible reducir la pérdida de ortogonalidad entre símbolos multiplexados en un grupo que tenga un ancho de banda parcialmente ortogonal. Por lo tanto, de acuerdo con el presente método de división, es posible reducir la ISI causada por una drástica variación de la ganancia de canal de ecualización incluso cuando la señal SC-FDMA sea dividida en una pluralidad de grupos. <Método de división l-2> De acuerdo con el presente método de división, la sección de división 111 divide las señales SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponda a la longitud de vector N' en la cual ( 111/ | i-i ' | ) ' en la ecuación 1 es 2 o más y menos que N y al mismo tiempo uno de los divisores de N.
Esto se describirá más específicamente abajo. Aquí, supóngase que el tamaño DFT N sea 12 y el número de grupo sea 2.
Cuando N=12, los divisores de N=12, los cuales son 2 o más y menos de 12, son 2, 3, 4 y 6. Así, la sección de división 111 selecciona uno de ( | 11/ | i-i ' | ) ~1=2 , 3, 4, 6 que es el recíproco de (|l|/|i-i'|) mostrado en la ecuación 1. Es decir, la sección de división 111 selecciona una de las longitudes de vector N'=6, 4, 3 y 2 de acuerdo con la ecuación 1. Es decir, vector de columna fi y vector de columna f que satisfacen ( 11 | / | i-i' | ) =1/2, 1/3, ¼ y 1/6 respectivamente en la ecuación 1 son parcialmente ortogonales en longitudes de vector N'=6, 4, 3 y 2 respectivamente.
Cuando, por ejemplo, dividir vector de columna fi (i=0 a 11) con longitud de vector N'=6 (es decir, cuando ( 11 I/ Ii- i ' I ) _1=2 ) , la sección de división 111 asume longitud de vector N' de grupo #0 como 6 y asume longitud de vector N" del grupo #1 como 6 (=?-?' ) 12-6) . Es decir, la sección de división 111 divide la señal SC-FDMA que tiene ancho de banda ortogonal B (=N*Bsub=12Bsub) en el grupo #0 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B' (=?' *Bsub=6Bsub) y grupo #1 que tiene ancho de banda B" (=N" *Bsub=6Bsub) . Lo mismo aplica a casos en los que la longitud de vector N'=4, 3, 2.
De esta manera, la combinación (?' , N" ) de longitudes de vector de dos grupos (grupo #0 y grupo #1) incluyendo el grupo de longitud de vector N' calculado usando el presente método de división es una de (6, 6) , 4, 8), (3, 9) y (2, 10) . Es decir, todas las combinaciones de longitudes de vector de los dos grupos son enteros . Por lo tanto, aunque el tamaño DFT (el número de puntos DFT) de la matriz DFT adopte un valor entero de 0 a N-l, la longitud de vector ' y longitud de vector N"=(N-N') que dividen al vector de columna fi siempre puede ser valores enteros sin volverse fracciones. En otras palabras, el ancho de banda parcialmente ortogonal B' que divide el ancho de banda ortogonal B(=N*Bsub) siempre puede ser limitado a un múltiplo entero de Bsub.
De esta manera, de acuerdo con el presente método de división, es posible mejorar la afinidad entre procesamiento DFT de enviar una señal SC-FDMA usando tamaño DFT N, que es un valor entero, y el procesamiento de división de dividir las señales SC-FDMA, que es la salida del procesamiento DFT, en una pluralidad de grupos mientras se obtienen efectos similares a aquellos del método de división 1. <Método de división l-3> De acuerdo con el presente método de división, la sección de división 111 divide las señales SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a la longitud de vector N' , que es un múltiplo de un número primo.
Esto se describirá más específicamente abajo. Por ejemplo, la sección de división 111 asume la longitud de vector N' como el múltiplo a0Xo (en donde el coeficiente a0 es un entero igual a o mayor que 1) del número primo x0. Aquí, supóngase que el tamaño DFT N sea 12 y el número de grupos sea 2. Además, supóngase que el número primo x0=3 y coeficiente a0=3) .
Así, la sección de división 111 asume que la longitud de vector N' del grupo #0 es 9 (=3x3) y longitud de vector N" del grupo #1 es 3 (=?-?' =12-9) . Es decir, la sección de división 111 divide la señal SC-FDMA que tiene ancho de banda ortogonal (=N0*Bsub=9Bsub) que corresponde al tamaño DFT N=12 en el grupo #0 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B' (=?' *BSUb=9Bsub) que corresponde a la longitud de vector N'=9 y grupo #1 que tiene ancho de banda B" (=N" *Bsub=3Bsub) que corresponde a la longitud de vector N"=3.
Aquí, en el grupo #0 de longitud de vector N'=9 que es múltiplo a0x0 del número primo x0=3, hay un vector de columna que es ortogonal (jerárquicamente ortogonal) en longitud de vector 3, 6, 9. Por ejemplo, en partes reales y partes imaginarias de vectores de columna f0 a flx mostrados en la figura 6, sus formas de onda respectivas son ortogonales entre sí en longitud de vector 3, 6, 9 entre vectores de columna fo y f4, entre vectores de columna fo y f8, y entre vectores de columna f4 y f8. Aquí, sólo una relación ortogonal entre longitudes de vector que son múltiplos del número primo x0=3 es mostrada. Por ejemplo, entre vectores de columna f4 y f8, la longitud de vector 3 coincide con una porción de un ciclo del vector de columna f4 y una porción de dos ciclos del vector de columna f8, la longitud de vector 6 coincide con una porción de dos ciclos del vector de columna f y una porción de cuatro ciclos del vector de columna f0 y la longitud de vector 9 coincide con una porción de tres ciclos del vector de columna f4 y una porción de 6 ciclos del vector de columna f8.
Es decir, los vectores de columna f0, f4 y f8 de 12 vectores de columna f0 a fu en el grupo #0 (longitud de vector N'=9) tienen una relación jerárquicamente ortogonal en la cual aquellos vectores de columna son ortogonales entre sí en un ciclo de longitud de vector 3, 6, 9. De esta manera, en el grupo #0 (longitud de vector N'=9), se reduce la ISI entre vectores de columna fo, f4 y fs (por ejemplo, símbolos multiplexados #0, #4, #8) de 12 vectores de columna f0 a fu (por ejemplo, símbolos multiplexados #0 a #11) mostrados en la figura 6.
De esta manera, de acuerdo con el presente método de división, la sección de división 111 divide las señales SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a longitud de vector N' que es múltiplo a0xo del número primo x0, y de esta manera puede generar un grupo que incluya más símbolos multiplexados que sean jerárquicamente ortogonales en un ciclo de un múltiplo (x0, 2x0, a0x0) del número primo x0. Es decir, es posible producir más símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean parcialmente ortogonales unos a otros en tamaño de grupo de grupos generados al dividir las señales SC-FDMA. En otras palabras, al reducir símbolos multiplexados (vectores de columna) que no son parcialmente ortogonales unos a otros en tamaño de grupo de grupos generados al dividir la señal SC-FDMA, es posible reducir la ISI causada por la pérdida de ortogonalidad entre símbolos multiplexados que no son parcialmente ortogonales entre sí.
Más aún, de acuerdo con el presente método de división, el coeficiente a0 es la única información que tiene que ser reportada de la estación base a la terminal 100 como información de control sobre la división de las señales SC-FDMA (espectro) , y es entonces posible reducir la cantidad de información requerida para reportar la información de control .
Se ha descrito un caso en el presente método de división en donde la sección de división 111 divide las señales SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a la longitud de vector N' que es un múltiplo de un número primo. Sin embargo, en la presente invención, por ejemplo, la sección de división 111 también puede dividir las señales SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponda a longitud de vector N' que es un múltiplo de un producto de dos o más números primos .
Por ejemplo, la sección de división 111 asume la longitud de vector N' como un múltiplo (por ejemplo b0(xo*Xi) ) (en donde bo es un entero igual a o mayor que 1) de un producto (por ejemplo, x0*xi) de al menos dos números primos (dos o más números primos) de números primos xo, Xi, X2, ··. . Así, el grupo que tenga ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponda a la longitud de vector puede incluir símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean jerárquicamente parcialmente ortogonales entre sí en un ciclo de un múltiplo (x0/ 2x0, b0Xo) del número primo x0 y símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean jerárquicamente parcialmente ortogonales unos a otros en un ciclo de un múltiplo (xi, 2xi, b0xi) del número primo x .
Es decir, al incrementarse la unidad de división mínima (por ejemplo, xo*Xi) de la señal SC-FDMA, es posible incrementar el número de símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean parcialmente ortogonales unos a otros en tamaño de grupo con el grupo que tenga ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponda a la longitud de vector N' =b0 (x0*Xi) . Es entonces posible reducir más la ISI causada por la pérdida de ortogonalidad entre símbolos multiplexados (vectores de columna) .
Cuando se seleccionan dos o más números primos, es preferible seleccionar números primos en orden desde un número primo más pequeño (2, 3, 5, 7, ...) . Así, es posible producir más símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean jerárquicamente ortogonales entre sí en un ciclo de un múltiplo de un número primo en un grupo que tenga ancho de banda parcialmente ortogonal B' y reducir más la ISI causada por la pérdida de ortogonalidad entre símbolos multiplexados (vectores de columna) . <Método de división l-4> En el presente método de división, la sección de división 111 divide una señal SC-FDMA que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a la longitud de vector N' que es una potencia de un número primo.
Esto se describirá más específicamente abajo. Por ejemplo, la sección de división 111 asume longitud de vector de columna N' como la potencia x0a0 (en donde a0 es un entero igual a o mayor que 1) del número primo x0. Aquí, supóngase que el tamaño DFT N sea 12 y el número de grupos sea 2 como en el caso del método de división 1-3. Además, supóngase que el número primo x0=2 y coeficiente a0=3.
De esta manera, por ejemplo, la sección de división 111 asume que la longitud de vector N' del grupo #0 es 8 (=23) y asume que longitud de vector N" del grupo #1 es 4 (=?-?' =12-8) . Es decir, la sección de división 111 divide la señal SC-FDMA que tiene ancho de banda ortogonal B (=N*Bsub=12Bsub) que corresponde al tamaño DFT N=12 en el grupo #0 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B' (=?' *Bsub=8Bsub) que corresponde a la longitud de vector N'=8 y el grupo #1 que tiene ancho de banda B" (=N" *BSUb=4Bsub) que corresponde a la longitud de vector N"=4.
Aquí, hay vectores de columna que son ortogonales entre sí en longitudes de vector de 2 , 4, 8 en el grupo #0 que tiene la longitud de vector N'=8 que es la potencia x0a0 del número primo x0= . Por ejemplo, en partes reales y partes imaginarias de vectores de columna f0 a fu mostradas en la figura 7, sus formas de onda respectivas son ortogonales entre sí en longitud de vector 2, 4, 8 entre vectores de columna f0 y Í3, entre vectores de columna f0 y ?e y entre vectores de columna f3 y f6 como en el caso del método de división 1-3 (figura 6). Aquí, sólo una relación ortogonal entre longitudes de vector que son potencias del número primo x0=2 es mostrada.
Es decir, los vectores de columna f0, f^, fe de 12 vectores de columna f0 a fu en el grupo #0 (longitud de vector N'=8) tienen una relación ortogonal jerárquica en la cual esos vectores de columna son ortogonales unos a otros en un ciclo de longitud de vector 2, 4, 8. De esta manera, en el grupo #0 (longitud de vector N')8) , la ISI se reduce entre vectores de columna f0, Í3, fe (por ejemplo, símbolos multiplexados #0, #3, #6) de 12 vectores de columna f0 a fu (por ejemplo, símbolos multiplexados #0 a #11) mostrados en la figura 7.
De esta manera, de acuerdo con el presente método de división, la sección de división 111 divide las señales SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a longitud de vector N' que es la potencia x0a0 del número primo x0, y puede de esta manera generar grupos que incluyan más símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean jerárquicamente ortogonales en un ciclo de una potencia (x0, 02/ ···, oa°) del número primo x0. Es entonces posible reducir la ISI causada por la pérdida de ortogonalidad entre símbolos multiplexados (vectores de columna) que no sean parcialmente ortogonales unos a otros en el tamaño de grupo de grupos generados al dividir las señales SC-FDMA como en el caso del método de división 1-3.
Además, de acuerdo con el presente método de división, el coeficiente a0 es la única información que tiene que ser reportada de la estación base a la terminal 100 como información de control sobre la división de las señales SC-FDMA (espectro) y es por lo tanto posible reducir la cantidad de información requerida para reportar la información de control como en el caso del método de división 1-3.
Se ha descrito un caso en el presente método de división en donde la sección de división 111 divide las señales SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a la longitud de vector N' que es una potencia de un número primo. Sin embargo, en la presente invención, por ejemplo, la sección de división 111 también puede dividir las señales SC-FDMA con un ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponda a la longitud de vector N' que es una potencia de un producto de dos o más números primos .
Por ejemplo, la sección de división 111 asume la longitud de vector N' como una potencia (por ejemplo, (x0*xi)bo) (en donde b0 es un entero igual a o mayor que 1) de un producto (por ejemplo, x0*xi) de por lo menos dos números primos (dos o más números primos) de números primos x0, i, x2, ... . Así, el grupo que tenga ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a longitud de vector puede incluir símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean jerárquicamente parcialmente ortogonales unos a otros en un ciclo de una potencia (x0, xp2, xob°) de número primo x0 y símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean jerárquicamente parcialmente ortogonales unos a otros en un ciclo de una potencia (xlf ?2, Xib0) de número primo ??. Es decir, al incrementarse la unidad de división mínima (por ejemplo, x0*Xi) de las señales SC-FDMA, es posible incrementar el número de símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean parcialmente ortogonales unos a otros en tamaño de grupo del grupo que tenga ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a la longitud de vector N' = (x0*Xi) 0. Es de esta manera posible reducir más la ISI causada por la pérdida de ortogonalidad entre símbolos multiplexados (vectores de columna) .
Más aún, en la presente invención, la sección de división 111 también puede asumir que la longitud de vector N' sea un múltiplo (por ejemplo, p0 (x0*Xi) b0) ) (en donde p0 es un entero igual a o mayor que 1) de una potencia (por ejemplo, (x0*xi)b0) de un producto (por ejemplo, x0*xi) de al menos dos números primos (dos o más números primos) de números primos x0, Xi, x?, ... . Efectos similares a aquellos del presente método de división pueden obtenerse en este caso también.
Además, en la presente invención, la sección de división 111 también puede asumir que la longitud de vector N' sea el producto x0c0*Xicl* ... de al menos dos (dos o más) potencias xoc0, icl, - (c0, clf ... es un entero igual a o mayor que 0, en donde, al menos uno de c0, ci, ... es un entero igual a o mayor que 1) de números primos x0, Xi, ... . Efectos similares a aquellos del presente método de división también se pueden obtener en este caso. Aquí, en FFT (Transformación de Fourier Rápida) que logra el procesamiento equivalente a aquél de DFT por una cantidad de cálculos más pequeña, un producto de una potencia de cierto valor puede usarse como el tamaño FFT (el número de puntos FFT) . Así, cuando se usa FFT como un substituto para DFT, es posible mejorar la afinidad de entre procesamiento FFT y procesamiento de división de las señales SC-FDMA usando producto de potencias de números primos xoc0*Xicl* ... como longitud de vector N' para dividir la longitud de vector de columna N. Además, la sección de división 111 también puede asumir longitud de vector N' como múltiplo o (xoc0*Xicl* ...) (en donde p0 es un entero igual a o mayor que 1) de un producto de potencias de números primos X0C0*X!Cl* ... .
Cuando dos o más números primos son seleccionados, es preferible seleccionar números primos en orden desde un número primo más pequeño (2, 3, 5, 7, ...) . Es entonces posible producir más símbolos multiplexados (vectores de columna) que sean jerárquicamente parcialmente ortogonales unos a otros en un ciclo de una potencia de un número primo en grupos que tengan ancho de banda parcialmente ortogonal B' y reducir más la ISI causada por la pérdida de ortogonalidad entre símbolos multiplexados (vectores de columna) .
Los métodos de división de señales SC-FDMA 1-1 a 1-4 a través de la sección de división 111 han sido descritos hasta el momento.
Así, incluso cuando se divide una señal SC-FDMA en una pluralidad de grupos y se asigna la pluralidad de grupos a bandas de frecuencias discontinuas respectivamente, la presente modalidad puede reducir ISI causada por la pérdida de ortogonalidad de la matriz DFT al dividir las señales SC-FDMA con un ancho de banda parcialmente ortogonal.
De esta manera, la presente modalidad reduce ISI causada por la pérdida de ortogonalidad de la matriz DFT, y puede mejorar entonces las características de transmisión sin deteriorar la eficiencia de transmisión de datos incluso cuando se use modulación M-aria de alto nivel tal como 64 QAM que tiene una distancia Euclidiana muy corta entre puntos de señal .
Se ha descrito un caso en la presente modalidad en donde una terminal divide una señal SC-FDMA en una pluralidad de grupos de tal manera que un ancho de banda de un grupo (aquí, grupo #0) es un ancho de banda parcialmente ortogonal. Sin embargo, la terminal en la presente invención también puede dividir la señal SC-FDMA en una pluralidad de grupos usando uno de los métodos de división 1-1 a 1-4 de tal manera que el ancho de banda de toda la pluralidad de grupos sean anchos de banda parcialmente ortogonales. . Así, es posible incrementar el número de símbolos multiplexados que tengan una relación parcialmente ortogonal unos con otros en todos los grupos y reducir de esta manera la ISI grupo por grupo.
Además, en la presente modalidad, la terminal puede llevar a cabo intercalado de frecuencias para cada banda de frecuencias (o grupo) que tenga un ancho de banda parcialmente ortogonal como se muestra en la figura 8. Para ser más específicos, cuando la sección de división 111 divide las señales SC-FDMA en el grupo #0 y grupo #1 como se muestra en la parte superior de la figura 8, una sección de intercalado (no mostrada) lleva a cabo intercalado de frecuencias en unidades de ancho de banda parcialmente ortogonal. Es decir, la sección de intercalado lleva a cabo intercalado de frecuencias en una primera porción media de grupo #0 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal ?0' , una última porción media del grupo #0 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B0' y grupo #1 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal ??' . De esta manera, es posible mejorar más el efecto de diversidad de frecuencia mientras se reduce la pérdida de ortogonal idad en los grupos como en el caso de la presente modalidad.
Además, se ha descrito el caso en la presente modalidad en donde la estación base reporta sólo información de recursos de frecuencia a la terminal 100 cada vez que la estación base se comunica con la terminal 100 y la terminal 100 calcula información de grupo (el número de grupos y el tamaño de grupo) con base en información de categoría e información de condición parcialmente ortogonal (ecuación 1 y ecuación 2) reportadas de antemano. Sin embargo, en la presente invención, por ejemplo, la estación base puede reportar toda la información de recursos de frecuencia e información de grupos (el número de grupos y el tamaño de grupos) a la terminal 100 cada vez que la estación base se comunique con la terminal 100 y la terminal 100 puede dividir las señales SC-FDMA con base en la información de recursos de frecuencia y la información de grupos recibidas.
Además, por ejemplo, la estación base también puede reportar información de recurso de frecuencias que muestre bandas de frecuencias asignadas en consideración del número de grupos y el tamaño de grupo a la terminal 100. Para ser más específicos, la estación base (programador de la estación base) lleva a cabo programación y de esta manera lleva a cabo procesamiento de asignación de asignar bandas de frecuencia de ancho de banda parcialmente ortogonal B' que incluye una banda de frecuencia de la terminal 100 que muestra una SINR máxima en cierta banda de frecuencias ( sub-portadora) y satisface la ecuación 2 (o ecuación 1) en la terminal 100. Es decir, la estación base asigna bandas de frecuencia de ancho de banda parcialmente ortogonal B' calculadas de acuerdo con la ecuación 2 (o ecuación 1) a una pluralidad de grupos que constituyan una señal C-SC-FDMA de la terminal 100. La estación base asigna recursos de frecuencia de la señal CSC-FDMA constituida de una pluralidad de grupos que tienen un ancho de banda parcialmente ortogonal al llevar a cabo repetidamente el procesamiento de asignación descrito arriba en diferentes bandas de frecuencia. La estación base reporta después información de recursos de frecuencia que muestra el resultado de asignación de recursos de frecuencia de la señal C-SC-FDMA de la terminal 100 a la terminal 100. La estación base también lleva a cabo el procesamiento de asignación de recursos de frecuencia descrito arriba en terminales que no son la terminal 100. Esto permite a la estación base programar la asignación de recursos de frecuencia a todas las terminales que se ubiquen en la célula de la estación base. Más aún, la terminal 100 puede asignar la señal C-SC-FDMA de acuerdo con la banda de frecuencias mostrada en la información de recursos de frecuencia reportada desde la estación base. Esto permite a la terminal 100 dividir SC-FDMA en una pluralidad de grupos, asignar la pluralidad de grupos a bandas de frecuencias que tengan un ancho de banda parcialmente ortogonal y puede de esta manera tener efectos similares a aquellos de la presente modalidad.
(Modalidad 2) La presente modalidad describirá un caso en donde transmisión MIMO (Entradas Múltiples Salidas Múltiples) , la cual es una de las técnicas de transmisión para lograr transmisión de datos de alta velocidad y agarran volumen es usada. La técnica de transmisión MIMO proporciona una pluralidad de antenas tanto para una estación base como para una terminal, proporciona una pluralidad de trayectorias de preparación (flujos) en un espacio entre transmisión/recepción de radio, multiplexa espacialmente los flujos respectivos y puede entonces incrementar la salida.
Esto se describirá más específicamente abajo. La figura 9 muestra una configuración de la terminal 200 de acuerdo con la presente modalidad. La terminal 200 está provista con dos antenas (antenas 101-1 y 101-2) que transmiten señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos) usando dos flujos (flujo #1 y flujo #2) .
Además, la terminal 200 incluye secciones de procesamiento C-SC-FDMA 201-1 y 201-2 constituidas de la sección de codificación 107, sección de modulación 108, sección multiplexora 109, sección DFT 110 y sección de división 111, provistas respectivamente para las antenas 101-1 y 101-2.
Además, la terminal 200 también incluye secciones de procesamiento de transmisión 203-1 y 203-2 constituidas de la sección de asignación 112, sección IFFT 113, sección de inserción de CP 114 y sección de transmisión por radio 115, provistas respectivamente para las antenas 101-1 y 101-2.
Las secciones de procesamiento de C-SC-FDMA 201-1 y 201-2 generan señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos) al aplicar procesamiento similar a aquél por la sección de codificación 107 a la sección de división 111 en la modalidad 1 a secuencias de bits de transmisión ingresadas respectivamente. Las secciones de procesamiento C-SC-FDMA 201-1 y 201-2 envían después las señales C-SC-FDMA generadas a la sección de pre-codificación 202 respectivamente.
La sección de pre-codificación 202 recibe diferentes matrices de pre-codificación (PM) espacial para cada banda de frecuencias idéntica que tenga un ancho de banda parcialmente ortogonal o para cada grupo idéntico del ancho de banda parcialmente ortogonal de la sección de control 106 como entrada. Es decir, la sección de pre-codificación 202 usa la misma matriz de pre-codificación espacial para cada banda de frecuencias idéntica que tenga un ancho de banda parcialmente ortogonal o para cada grupo idéntico que tenga un ancho de banda parcialmente ortogonal. Aquí, la información de pre-codificación que muestra la matriz de pre-codificación espacial se reporta desde una estación base hasta la terminal 200. Por ejemplo, la información de pre-codificación muestra un número que indica cada matriz de pre-codificación espacial y la sección de control 106 puede calcular cada matriz de pre-codificación espacial con base en el número indicado en la información de pre-codificación .
La sección de pre-codificación 202 multiplica las señales C-SC-FDMA ingresadas desde las secciones de procesamiento C-SC-FDMA 201-1 y 201-2 por la matriz de pre-codificación espacial respectivamente. Aquí, la sección de pre-codificación 202 multiplica las señales C-SC-FDMA asignadas a bandas de frecuencia que tienen el mismo ancho de banda parcialmente ortogonal o grupos que tienen el mismo ancho de banda parcialmente ortogonal por la misma matriz de pre-codificación espacial en cada una de la pluralidad de flujos. La sección de pre-codificación 202 envía después las señales C-SC-FDMA pre-codificadas a las secciones de procesamiento de transmisión 203-1 y 203-2 correspondientes para cada flujo.
Las secciones de procesamiento de transmisión 203-1 y 203-2 aplican procesamiento similar a aquél de la sección de asignación 112 a la sección de transmisión por radio 115 de la modalidad 1 a las señales C-SC-FDMA pre-codificadas ingresadas respectivamente y transmiten las señales C-SC-FDMA después del procesamiento de transmisión a la estación base por medio de las antenas 101-1 y 101-2 respectivamente.
A continuación se describirán detalles del procesamiento de pre-codif icación por la sección de pre-codificación 202 de la terminal 200.
Primero, se describirá un caso en donde la misma matriz de pre-codificación espacial es usada para cada banda parcialmente ortogonal. Por ejemplo, en la figura 10A, cada sección de división 111 (figura 9) de las secciones de procesamiento C-SC-FDMA 201-1 y 201-2 divide una señal SC-FDMA en el grupo #0 que tiene un ancho de banda dos veces parcialmente ortogonal del ancho de banda B0' y el grupo #1 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal Bi' .
Por lo tanto, la sección de pre-codificación 202 multiplica el grupo #0 y grupo #1 transmitidos por la misma matriz de pre-codificación espacial para cada ancho de banda parcialmente ortogonal usando el flujo #1 y flujo #2. Para ser más específicos, como se muestra en la figura 10A, la sección de pre-codif icación 202 usa la misma matriz de pre-codif icación espacial PM #0 tanto para el flujo #1 como para el flujo #2 en un ancho de banda parcialmente ortogonal B0' del grupo #0 y usa la misma matriz de pre-codificación espacial PM#1 tanto para el flujo #1 como para el flujo #2 en el otro ancho de banda parcialmente ortogonal B0' . Más aún, la sección de pre-codif icación 202 usa la misma matriz de pre-codif icación espacial PM #2 tanto para el flujo #1 como para el flujo #2 en el grupo #1 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal Bx' .
A continuación se describirá un caso en donde la misma matriz de pre-codif icación espacial se usa para cada grupo. Por ejemplo, en la figura 10B, cada sección de división 111 (figura 9) de las secciones de procesamiento C-SC-FDMA 201-1 y 201-2 divide una señal SC-FDMA en el grupo #0 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B0' y grupo #1 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal Bi' .
La sección de pre-codificación 202 multiplica después el grupo #0 y grupo #1 transmitidos usando el flujo #1 y flujo #2 por la misma matriz de pre-codif icación espacial para cada grupo. Para ser más específicos, como se muestra en la figura 10B, la sección de pre-codificación 202 usa la misma matriz de pre-codif icación espacial PM #0 tanto para el flujo #1 como para el flujo #2 en el grupo #0 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B0' . Además, la sección de pre-codif icación 202 usa la misma matriz de pre-codificación espacial PM #2 tanto para el flujo #1 como para el flujo #2 en el grupo #1 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal Bi' .
Así, por ejemplo, en la figura 10A, entre el grupo #0 del flujo #1 y el grupo #1 del flujo #2, es posible reducir la ISI al mantener la ortogonalidad entre símbolos multiplexados (vectores de columna) en los grupos respectivos en el dominio de frecuencias como en el caso de la modalidad 1, mientras que en el dominio espacial, es posible mantener la ortogonalidad entre ellos usando matrices de pre-codificación espacial (por ejemplo, matrices unitarias) ortogonales entre sí. Es decir, es posible reducir más ISI entre el grupo #0 del flujo #1 y el grupo #1 del flujo #2 (es decir, entre grupos transmitidos con diferentes bandas de frecuencias y diferentes flujos) . Lo mismo aplica entre el grupo #1 del flujo #1 y el grupo #0 del flujo #2.
Es decir, cuando se usa la técnica de transmisión MIMO, es posible reducir ISI entre diferentes flujos y entre diferentes bandas de frecuencia usando la misma matriz de pre-codificación espacial para cada ancho de banda parcialmente ortogonal (o cada grupo) en diferentes flujos.
Por este medio, la presente modalidad puede reducir la ISI en el dominio de frecuencias al dividir las señales SC-FDMA con un ancho de banda parcialmente ortogonal como en el caso de la modalidad 1 y reducir además ISI en el dominio espacial usando una matriz de pre-codificación espacial para cada ancho de banda parcialmente ortogonal.
Aunque se ha descrito un caso en la presente modalidad en donde se usan dos flujos, el número de flujos no está limitado a dos sino que la presente invención puede aplicarse también a casos en los que se usen tres o más fluj os .
Además, la presente modalidad es aplicable tanto a transmisión (SU) -MIMO de un solo usuario (es decir, transmisión MIMO entre una pluralidad de antenas de una estación base y una pluralidad de antenas de una terminal) como a transmisión MIMO de usuarios múltiples (MU) (es decir, transmisión MIMO entre una pluralidad de antenas de una estación base y una pluralidad de antenas de una pluralidad de terminales) .
Además, en la presente modalidad, cuando se usa FSTD (Diversidad de Transmisión Conmutada por Frecuencias) , la terminal puede cambiar entre antenas de transmisión para cada banda de frecuencias (o grupo) que tenga un ancho de banda parcialmente ortogonal. Por ejemplo, como se muestra en la figura 11, cuando el número de antenas de transmisión es 3 (antenas #0 a #2) y el número de grupos es 3 (grupos #0 a #2) , la primera parte media del grupo #0 que tiene el ancho de banda parcialmente ortogonal B0' puede ser transmitida desde la antena #0, la segunda parte media del grupo #0 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B0' puede ser transmitida desde la antena #1, el grupo #1 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal Bi' puede ser transmitido desde la antena #2 y el grupo #2 que tiene ancho de banda parcialmente ortogonal B2' puede ser transmitido desde la antena #2. Así, al cambiar entre antenas de transmisión con base en la unidad de bandas de frecuencia (o grupos) que tengan un ancho de banda parcialmente ortogonal en FSTD, es posible recibir una variación de desvanecimiento que difiera entre bandas de frecuencias (?0' a ?2') que tengan anchos de banda parcialmente ortogonales. Por lo tanto, es posible obtener un efecto de diversidad espacial mientras se conserva la ortogonalidad con una banda de frecuencias que tenga anchos de banda parcialmente ortogonales.
(Modalidad 3) En la modalidad 2 se ha descrito un caso en donde cuando se usa FSTD (Diversidad de Transmisión Conmutada por Frecuencias) , una terminal cambia entre antenas de transmisión para cada banda de frecuencias (o grupo) que tiene un ancho de banda parcialmente ortogonal. Además, en este caso, se ha descrito un caso en donde una pluralidad de grupos son asignados a bandas de frecuencias no continuas cuando se ven en el dominio de frecuencias de todas las antenas de transmisión. En contraste, en la présente modalidad, cuando se usa FSTD que cambia entre antenas de transmisión para cada banda de frecuencias (o grupo) que tiene un ancho de banda parcialmente ortogonal, una terminal asigna una pluralidad de grupos a bandas de frecuencias continuas cuando son vistas en el dominio de frecuencias de todas las antenas de transmisión.
Es decir, cuando se usa FSTD en la modalidad 2, como se muestra en la figura 11, los grupos que tienen anchos de banda parcialmente ortogonales asignados a las antenas respectivas son asignados a bandas de frecuencias no continuas y una pluralidad de grupos son asignados a bandas de frecuencias no continuas cuando se ven también en frecuencias de todas las antenas. Para ser más específicos, existe una banda de frecuencias vacante entre antenas entre el grupo #0 de la antena #1 y el grupo #1 de la antena #0 en la figura 11. Asimismo, existe también una banda de frecuencias vacante entre antenas entre el grupo #1 de la antena #0 y el grupo #2 de la antena #2. Además, en la figura 11, no se asigna un grupo a ninguna banda de frecuencias vacante entre antenas y se asigna una pluralidad de grupos a bandas de frecuencias no continuas cuando se ven también en el dominio de frecuencias de todas las antenas.
Por otro lado, en la presente modalidad, cuando se usa FSTD, como se muestra en la figura 12, los grupos que tienen anchos de banda parcialmente ortogonales que serán asignados a la antena respectiva (recursos espaciales) son asignados a bandas de frecuencias no continuas como en el caso de la modalidad 2. Por otro lado, como se muestra en la figura 12, una pluralidad de grupos que tienen anchos de banda parcialmente ortogonales que serán asignados a las antenas respectivas (recursos espaciales) son asignados a bandas de frecuencias continuas cuando son vistos en el dominio de frecuencias de todas las antenas. Es decir, en la figura 12, no hay banda de frecuencias vacante entre ningún grupo; entre el grupo #A de la antena #0 (recurso espacial #0) y grupo #B de la antena #1 (recurso espacial #1) , entre el grupo #B de la antena #1 (recurso espacial #1) y el grupo #C de la antena #0 (recurso espacial #0) y entre el grupo #C de la antena #0 (recurso espacial #0) y el grupo #D de la antena #2 (recurso espacial #2) . Es decir, cuando se ve en el dominio de frecuencias de todas las antenas, una pluralidad de grupos que tienen anchos de banda parcialmente ortogonales son asignados a bandas de frecuencias continuas.
Es decir, cuando se ve en el dominio de frecuencias de cada antena, incluso cuando señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos que tienen anchos de banda parcialmente ortogonales) son asignadas a bandas de frecuencia no continuas, si señales C-SC-FDMA son asignadas a bandas de frecuencia continuas cuando se ven en el dominio de frecuencias de todas las antenas, es posible obtener más efectos de diversidad espacial mientras se conserva la ortogonalidad dentro de una banda de frecuencias que tiene anchos de banda parcialmente ortogonales como en el caso de la modalidad 2. Además, el lado del aparato receptor (estación base) puede llevar a cabo procesamiento de recepción de la misma manera que cuando el lado del aparato de transmisión (terminal) transmite señales SC-FDMA a bandas de frecuencias continuas. Así, de acuerdo con la presente modalidad, el aparato receptor (estación base) puede tener efectos de diversidad espacial mientras conserva la ortogonalidad dentro de una banda de frecuencias de anchos de banda parcialmente ortogonales sin estar consciente de procesamiento de asignación no continuo entre antenas (entre recursos espaciales) de los aparatos de transmisión.
La presente invención también puede usar un método para asignar una pluralidad de grupos que tengan anchos de banda parcialmente ortogonales de tal manera que roten el eje de antena (o dirección de antena, región de recurso espacial) en el dominio de frecuencia como el método de asignación de la pluralidad de grupos que tengan anchos de banda parcialmente ortogonales a la pluralidad de antenas. La figura 13 muestra un caso en donde la terminal asigna una pluralidad de grupos (grupos #A, #B, #C, #D) a antenas #0 a #2 (recursos espaciales #0 a #2) de tal manera que los grupos giren en la misma dirección del eje de la antena (o dirección de la antena, región de recursos espaciales) en orden desde una baja frecuencia hasta una alta frecuencia. Para ser más específicos, como se muestra en la figura 13, la terminal asigna el grupo #A a la antena #0 (recurso espacial #0) , asigna el grupo #B a la antena #1 (recurso espacial #1) , asigna el grupo #C a la antena #2 (recurso espacial #2) y asigna el grupo #D a la antena #0 (recurso espacial #0) . Es decir, en la figura 13, la terminal asigna grupos #A, #B, #C y #D para que giren en la misma dirección del eje de la antena (o dirección de la antena, región de recurso espacial) (es decir, en la dirección de rotación en la cual el número de antenas (número de recurso espacial) se incrementa cíclicamente al incrementarse la frecuencia) en orden desde las antenas #0, #1, #2, #0, ... . Además, como se muestra en la figura 13, cuatro grupos #A, #B, #C y #D son asignados a bandas de frecuencias continuas cuando se ven en el dominio de frecuencias de todas las antenas como en el caso de la figura 12.
De esta manera, ya que el dominio de frecuencias de antenas (recursos espaciales) a las cuales se asignan una pluralidad de grupos se establece cíclicamente, sólo una pieza de información de asignación de recursos de frecuencia (recursos de frecuencia continuos o recursos de frecuencia no continuos) tiene que ser reportada a la pluralidad de antenas como información de asignación de recursos de frecuencia cuando la pluralidad de grupos sean asignados al dominio de frecuencias de la pluralidad de antenas. De esta manera, es posible obtener efectos similares a los de la presente modalidad mientras se reduce la cantidad de información requerida para asignar recursos de frecuencia a las antenas respectivas. Al compartir información sobre la dirección de rotación en el eje de antena (región de recurso espacial) (por ejemplo, la dirección de rotación en la cual el número de antena (número de recurso espacial, número de capa) se incrementa cíclicamente (reduce) al incrementarse la frecuencia (reducirse) ) entre la estación base y la terminal, sólo una pieza de información de asignación de recursos de frecuencia tiene que ser reportada a la pluralidad de antenas como información de control de la estación base a la terminal .
La figura 13 ha descrito un caso con la dirección de rotación en la cual el número de antena (número de recurso espacial) de la antena a la cual se asigna cada grupo se incrementa cíclicamente al incrementarse la frecuencia como un ejemplo. Sin embargo, en la presente invención, la dirección de rotación del eje de antena (región de recurso espacial) en el dominio de frecuencias también puede ser una dirección de rotación en la cual el número de antena (número de recurso espacial, número de capa) se reduzca cíclicamente al incrementarse la frecuencia.
Además, la dirección de rotación del eje de antena (región de recurso espacial) también puede ser cambiada para cada cierta banda de frecuencias (unidad de sub-banda constituida de una pluralidad de sub-portadoras , unidad de bloque de recursos o unidad de grupo de bloque de recursos o similar) . Como alternativa, la dirección de rotación del eje de antena (región de recurso espacial) también puede ser cambiada para cada cierta unidad de tiempo (unidad de símbolo, unidad de segmento, unidad de sub-cuadro o número de retransmisiones se lleva a cabo o similar) . Como alternativa, la dirección de rotación del eje de antena (región de recurso espacial) también puede ser cambiada para cada cierta unidad de frecuencia de tiempo constituida de recursos bidimensionales del dominio de tiempo y el dominio de frecuencia. Por ejemplo, una banda de frecuencias asignada a una terminal puede ser dividida en dos porciones y una pluralidad de grupos que tengan anchos de banda parcialmente ortogonales pueden ser asignados a una pluralidad de antenas en la dirección de rotación en la cual el número de antena de una antena a la cual cada grupo se asigne se incremente cíclicamente al incrementarse la frecuencia en una banda de frecuencia y en la dirección de rotación en la cual el número de antena de una antena a la cual cada grupo se asigne cíclicamente se reduzca al incrementarse la frecuencia en la otra banda de frecuencias. Además, cuando, por ejemplo, una contraseña constituida de una pluralidad de símbolos es asignado sobre dos segmentos (por ejemplo, primer segmento y segundo segmento) , una pluralidad de grupos que tienen anchos de banda parcialmente ortogonales pueden ser asignados a una pluralidad de antenas en la dirección de rotación en la cual el número de antena de una antena a la cual se asigna cada grupo se incremente cíclicamente al incrementarse la frecuencia en el primer segmento y en la dirección de rotación en la cual el número de antena de una antena a la cual se asigne cada grupo se reduzca cíclicamente al incrementarse la frecuencia en el segundo segmento. Es entonces posible incrementar la aleatoriedad de los canales en el dominio de frecuencias (o dominio de tiempo) mientras se mantiene una relación parcialmente ortogonal en cada grupo y de esta manera mejorar más el efecto de diversidad.
Además, se ha descrito un caso en la figura 13 en donde el número de antena de una antena a la cual se asigna cada grupo se hace girar en la misma dirección del eje de antena (o dirección de antena, región de recurso espacial) en orden desde una frecuencia más baja y una pluralidad de grupos se asignan a las antenas (recursos espaciales) . Sin embargo, la presente invención también puede ser adaptada de tal manera que el número de antena de una antena a la cual se asigne cada grupo sea girado en la misma dirección del eje de antena (o dirección de antena, región de recurso espacial) en orden desde una frecuencia más alta y una pluralidad de grupos se asignen en las antenas (recursos espaciales) .
Además, se ha descrito un caso en la figura 13 en donde la terminal asigna los grupos a una pluralidad de antenas sobre bandas de frecuencias continuas mientras giran cuatro grupos #A a #D entre diferentes antenas (antenas #0 a #2) como un ejemplo. Sin embargo, en la presente invención, la terminal también puede asignar los grupos a bandas de frecuencias no continuas sobre una pluralidad de antenas mientras giran la pluralidad de grupos entre antenas diferentes de la misma manera que en la figura 11. Es decir, en la figura 13, puede haber una banda de frecuencias vacante (banda de frecuencias a la cual no se asignen grupos) entre cualquier grupo; entre el grupo #A de la antena #0 y el grupo #B de la antena #1, entre el grupo #B de la antena #1 y el grupo #C de la antena #2 y entre el grupo #C de la antena #2 y el grupo #D de la antena #0.
(Modalidad 4) El <método de división l-4> de la modalidad 1 ha descrito un caso en donde la sección de división 111 (figura 1) divide una señal SC-FDMA con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a la longitud de vector N' en (1) a (5) mostrados a continuación. (1) Potencia de número primo x0 : N'=x0a0 (en donde a0 es un entero igual a o mayor que 1) (2) Potencia de un producto de al menos dos números primos (dos o más números primos) de números primos x0/ i, X2, N' = (x0*Xi)b0 (en donde b0 es un entero igual a o mayor que 1) (3) Un múltiplo de una potencia de un producto de al menos dos números primos (dos o más números primos) de números primos x0, Xi, x-2, - = (en donde p0 es un entero igual a o mayor que 1 ) (4) Un producto de al menos dos (dos o más) de las potencias x0c0, Xicl, — (c0, clf ... es un entero igual a o mayor que 0, sin embargo al menos uno de c0, Ci, ... es un entero igual a o mayor que 1) de números primos x0, Xi, ... : N'=x0c0*X!Cl* ... (5) Un múltiplo de un producto de potencias de números primos x0c0*Xicl* ... : N' =pp (x0c0*Xicl* ...) (en donde p0 es un entero igual a o mayor que 1) .
Aquí, un producto de números primos (por ejemplo, (x0*xi) ) o un producto de potencias de números primos (por ejemplo, (x0c0*xicl) ) es representado por un número finito de valores igual a o mayor que 2 (por ejemplo, dos valores numéricos de x0 y Xi o dos valores numéricos de x0c0 y Xicl) . Es decir, cuando un número primo que es la base de una potencia es representado por Xi (i=0 a M-l) y el exponente de la potencia es representado por ci (i=0 a M-l) , se vuelve un valor finito que muestra un entero de 2 o más.
La presente modalidad es diferente del <método de división l-4> en la modalidad 1 en que coeficientes de potencias (es decir, exponentes de potencias) c0, clt cM-i se hacen con relación a las bases de las potencias (es decir, números primos) x0, xi, XM-I en el método de división usando longitud de vector N' en (4) anterior y longitud de vector N' en (5) descritos en el <método de división l-4> de la modalidad 1.
Para ser más específicos, cuando la base (número primo) de la potencia es representada por Xi (i=0 a M-l) y el exponente de la potencia del mismo es representado por ci (i=0 a M-l) , la sección de control 106 (figura 1) de la terminal 100 de acuerdo con la presente modalidad ajusta el valor de Ci que corresponde a Xi a un valor igual a o más pequeño que el exponente de la potencia que tiene una base más grande para el producto de potencias x0c0*xicl* ...? M-I0""1 al incrementarse el valor de i . Es decir, cuando la base (número primo) de la potencia tiene una relación de XÍ<XÍ- (i?i')# la sección de control 106 ajusta el exponente ci que corresponde a la base de la potencia xi de tal manera que sea Ci>Cj.< (i?i') . Por lo tanto, cuando las bases de potencia tienen una relación de x0< i<X2< ... <XM-I la sección de control 106 establece exponentes que corresponden a las bases de potencias de tal manera que tengan una relación de Co=Ci>c2=...=cM-i . La sección de control 106 calcula la longitud de vector N' *xM-icM~1 (corresponde a longitud de vector N' en (4) del <método de división l-4>) o longitud de vector N' =p0 (xoc°*xicl* ... *xM-icM~1) (corresponde a longitud de vector N' en (5) del <método de división l-4>) . La sección de división 111 divide después la señal SC-FDMA con longitud de vector ' o ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a la misma. Es decir, la sección de división 111 divide las señales SC-FDMA con un ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a longitud de vector N' en donde el valor del exponente Ci de cierta potencia Xicl (i es uno de 0 a (M-l) ) entre una pluralidad de potencias x0c0, Xicl, X -ICM~ 1) que constituyen un producto (x0c0*xicl* ... *xM-i°M"1) de potencias que representan longitud de vector N' se vuelven igual a o más pequeño que el valor del exponente Cj.< de otra potencia Xi-C1 que tiene una base más pequeña que la base xi de cierta potencia XiC1 (es decir, una potencia que corresponde a Xi< xi, en donde i'?i) y se vuelve igual a o mayor que el valor del exponente ci» de otra potencia Xj.»cl" que tiene una base más grande que la base ¿ de cierta potencia XiC1 (es decir, una potencia que corresponde a XÍ»>XÍ, en donde i"?i) . La sección de asignación 112 asigna la pluralidad de grupos generados al dividir las señales SC-FDMA a bandas de frecuencia no continuas.
De esta manera, es posible incrementar el número de combinaciones de vectores de columna parcialmente ortogonales que tengan un ciclo más corto en cada grupo de una banda parcialmente ortogonal (longitud) representada por la ecuación 1 y ecuación 2 y de eta manera reducir más la ISI .
En adelante se describirá un caso como un ejemplo en donde se usa la longitud de vector N' (=x0c0*xicl* ... *XicM"1) en (4) del «cmétodo de división l-4> de la modalidad 1. Aquí, supóngase que M=3 y la base de cada potencia sea x0=2, Xi=3, x2=5 (es decir, x0< i<X2) · Además, se hará una comparación en el número de vectores de columna parcialmente ortogonales entre sí en grupos en el caso en donde el exponente es c0<Ci<c2 (ejemplo 1) y c0=Ci>c2 (ejemplo 2, es decir, la presente modalidad) .
Primero, se describirá un caso con c0=0, Ci=l, c2=2) como el ejemplo 1. En este caso, la terminal 100 divide una señal SC-FDMA y genera un grupo que tiene longitud de vector N' =2°*31*52=75. Aquí, en el grupo de longitud de vector N'=75, vectores de columna que tienen ciclos de 1, 3, 5, 15, 25 y 75 son parcialmente ortogonales unos a otros. Por lo tanto, el número de vectores de columna que son parcialmente ortogonales unos a otros en el grupo es 6.
Por otro lado, se describirá un caso con c2=l como un caso en el ejemplo 2 (es decir, la presente modalidad) . En este caso, la terminal 100 divide una señal SC-FDMA y genera un grupo de longitud de vector N' =22*31*51=60. Aquí, en el grupo de longitud de vector N'=60, vectores de columna que tienen ciclos de 1, 2, 3, 4, 5, 6, 10, 12, 15, 20, 30 y 60 son parcialmente ortogonales entre sí. Por lo tanto, el número de vectores de columna que son parcialmente ortogonales entre sí en el grupo es 12.
Cuando el ejemplo 1 se compara con el ejemplo 2, en (el ejemplo 2: la presente modalidad), el tamaño de grupo (N'=60) del grupo es más pequeño que el tamaño del grupo (N'=75) del grupo en el ejemplo 1, pero es posible producir un número más grande de vectores de columna que son parcialmente ortogonales unos a otros en el grupo. Es decir, cuando el tamaño del grupo (aquí, longitud de vector N' ) se incrementa, generalmente es posible incrementar el número de vectores de columna de la matriz DFT que son parcialmente ortogonales unos a otros en el grupo, mientras que la presente modalidad puede incrementar el número de combinaciones de vectores de columna que tengan un ciclo más corto y sean parcialmente ortogonales unos a otros en el grupo. Así, incluso cuando el ancho de banda del grupo es angosto (incluso cuando la longitud del grupo es corta) , se puede incrementar el número de vectores parcialmente ortogonales en el grupo. Por lo tanto, en comparación con el <método de división l-4> en la modalidad 1, la presente modalidad puede reducir más ISI causada por la pérdida de ortogonalidad de la matriz DFT en el grupo.
En la presente invención, el método de división que use la relación entre la base de la potencia (x0<Xi<X2 — <¾-i) y el exponente de la potencia (c0=C;i=C2= ... =cM-i) puede aplicarse a todos los tamaños de grupo. Cuando, por ejemplo, se generan dos grupos a partir de una señal SC-FDMA (espectro) generada a través de procesamiento DFT con N=420 puntos, la terminal puede dividir las señales SC-FDMA después de establecer los tamaños de grupo de los dos grupos a 360 y 60 respectivamente y asignar los dos grupos a bandas no continuas. Aqui, ya que 360 y 60 pueden ser expresados como 360=23*32*51 y 60=22*31*51, ambos tamaños de grupo satisfacen la condición (relación entre la base de la potencia (x0<xi<X2< ... <X -I) y el exponente de la potencia (c0=ci>c2= ... =cM-i) ) en la presente modalidad. Esto hace posible incrementar el número de vectores de columna de la matriz DFT que tengan relación parcialmente ortogonal en todos los grupos y de esta manera reducir más ISI causada por la pérdida de ortogonalidad de la matriz DFT en todas las bandas asignadas no continuamente.
Además, en la presente invención, cuando, por ejemplo, la base de la potencia se vuelve ?0<??< ... <XM--I y el exponente de la potencia se vuelve c0=Ci> ... =cM'-i, la terminal puede ajustar la longitud de vector N' ... *xM'-icM " ? ) a la unidad de división mínima X cuando se genera en grupos. Aquí, M' es un número finito que muestra un entero igual a o mayor que 2. La terminal (sección de división 111) puede generar una pluralidad de grupos al dividir las señales SC-FDMA con un ancho de banda parcialmente ortogonal de múltiplo p0X (en donde p0 es un entero igual a o mayor que 1) de la unidad de división mínima X del mismo.
Así, es posible crear relaciones (parcialmente) ortogonales en todos los grupos en una longitud de vector de unidad de división mínima X en donde un número más grande de vectores de columna en una relación parcialmente ortogonal puede ser asegurado. Además, con un grupo que tenga una tamaño de grupo de p0X (p0=2) mayor que la unidad de división mínima X, es posible crear un número de relaciones parcialmente ortogonales mayores que el número de vectores de columna que tengan una relación parcialmente ortogonal en la longitud de unidad de división mínima X entre los vectores de columna en el grupo. Es decir, es posible asegurar un efecto de reducción de ISI obtenido por la unidad de división mínima X en todos los grupos generados al dividir la señal SC-FDMA. Además, al compartir unidad de división mínima X entre la estación base y la terminal en este caso, sólo el multiplicador p0 puede reportarse de la estación base a la terminal (o de la terminal a la estación base) como información de control sobre la división. Esto permite que se reduzca la cantidad de información requerida para reportar la información de control.
Además, cuando se establece la unidad de división mínima X (longitud de vector N' ) ... *xw-icM''1 (<N) al generar grupos, dividir las señales SC-FDMA con el múltiplo p0X (en donde p0 es un entero igual a o mayor que 1) de la unidad de división mínima X del mismo y generar una pluralidad de grupos, la presente invención puede representar el multiplicador p0 por un producto de potencias usando una combinación (x0, i, XM'-I) de unidad de división mínima X y la misma base de la potencia (número primo) . Es decir, la presente invención también puede establecer el multiplicador p0 representado por ... *xM'-idM'~1 (d0, di, dM<-i es un entero igual a o mayor que 0, en donde al menos uno de d0, di, dM--i es un entero igual a o mayor que 1) . Es decir, la terminal (sección de división) divide las señales SC-FDMA con un ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde al múltiplo p0X calculado al multiplicar la unidad de división mínima X por el multiplicador p0 representado por un producto (x0do*Xidl* ... *xM'-idM'"1) de potencias usando una combinación (x0, Xi, XM'-I) de la misma base que la combinación (x0, i, M'-I) de una pluralidad de bases de potencias que constituyen un producto de potencias (x0c0*Xicl* ... *xM'-icM "1) que representen la unidad de división mínima X. Cuando el multiplicador p0 se establece de esta manera, el tamaño de un grupo generado en una longitud (ancho de banda) p0 veces la unidad de división mínima X puede representarse por ... *xM.-i(c(M'-1)+d(M'-1) > . Es decir, en ese grupo, es posible incrementar el número de combinaciones de vectores de columna parcialmente ortogonales jerárquicamente en longitudes de la potencia de x0, potencia de Xi, potencia de ?--?· Por este medio, es posible crear relaciones parcialmente ortogonales entre vectores de columna de la matriz DFT en un ciclo de la potencia de xi (i=0 a M' -1) en todos los grupos generados al dividir las señales SC-FDMA y de esta manera mejorar más el efecto de reducción de ISI en un grupo que tenga una longitud (ancho de banda) de p0X.
Además, en el método de establecer el multiplicador mencionado arriba .» *xM'-idM'"1 (d0, d1# dM-.i es un entero igual a o mayor que 0, en donde al menos uno de d0/ di, dM'-i es un entero igual a o mayor que 1) de la presente invención, la terminal puede establecer el exponente di que corresponda a una pluralidad de potencias que constituyen un producto de potencias que representen el multiplicador p0 a un valor igual o un mayor más pequeño al incrementarse el valor de Xi para las bases de potencias (x0/ i, XM--I) Y las exponentes de potencias (d0, dXl dM'-i) . Es decir, cuando la base de la potencia (número primo) del multiplicador p0 tiene una relación de xi<Xi> ( i?i ' ) , la terminal establece el exponente d que corresponde a la base i para que satisfaga dj=di< (i?i') . Por lo tanto, cuando la base de la potencia del multiplicador p0 tiene una relación de x0<x1<x2< ... <XM--I, la terminal puede establecer el multiplicador p0 de tal manera que los exponentes tengan una relación de d0=di=d2= ... >dM-_i. Es decir, la terminal (sección de división) divide las señales SC-FDMA con un ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde al múltiplo p0X calculado al multiplicar la unidad de división mínima X por el multiplicador p0 cuando entre una pluralidad de potencias que constituyen un producto de potencias (x0d0*Xidl* ... *xM'-idM'~ 1) que representan el multiplicador p0, el valor exponente di de cierta potencia Xidl se vuelve igual a o más pequeño que el valor exponente di- de la potencia Xi-dl que tiene una base más pequeña que la base i de cierta potencia idl (es decir, la potencia que corresponde a XÍ-<XÍ, en donde i'?i) y se vuelve igual a o mayor que el valor exponente di- de la potencia Xi»dl" que tiene una base más grande que la base xi de cierta potencia xidl (es decir, la potencia que corresponde a XÍ» XÍ, en donde i"?i) .
Esto permite que una relación de (c0+d0) (ci+di) > ... > (cM- -i+dM- -i) se cree con un grupo cuya longitud (ancho de banda) pueda ser representado por p0X=x0 (c0+d0) *Xi(cl+dl) * ... *xM'-^(CM' -i+dM'-i) Eg ¿ecirj en un grU o que tenga una longitud (ancho de banda) de PoX, es posible incrementar el número de combinaciones de vectores de columna que tengan un ciclo más corto y sean jerárquicamente parcialmente ortogonales entre sí. Esto hace posible crear relaciones parcialmente ortogonales entre vectores de columna de la matriz DFT incluso en un ciclo de una potencia de Xi (i=0 a M'-l) en todos los grupos generados al dividir una señal SC-FDMA y de esta manera reducir más ISI.
La figura 14 muestra el tamaño de grupo N' suponiendo que M=3 y unidad de división mínima X=12=22*31*5° (es decir, x0 (=2) <Xi (=3) <x2 (=5) , c0(=2) >c2(=0)) en donde el multiplicador ... *xM'-idM "1 tiene una relación de ?0<??<?2< »· <XM--I y d0=di>d2= ... =dM--i (en donde M'=3) . La figura 14 muestra un caso con M=M' (=3) como un ejemplo, pero M?M' también puede ser aplicable. Por ejemplo, en el caso con número #3 mostrado en la figura 14, ya que el multiplicador p0=6=21*31*5° , tamaño de grupo N' p0X=72=23*32*5° , que satisface una relación de (c0+d0) (=3)>(ci+di) (=2) >(c2+d2) (=0) . Es decir, en un grupo de longitud de vector N'=72, es posible crear combinaciones de vectores de columna que tengan un ciclo más corto tal como 2, 3, 4, 6, 8, 9, ... y en el cual vectores de columna de la matriz DFT se hagan para ser jerárquicamente parcialmente ortogonales en longitudes de una potencia de 2, potencia de 3, potencia de 4, ... .
Además, como se describe en el <método de división l-3> de la modalidad 1, cuando las señales SC-FDMA se dividen con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a longitud de vector ' que es un múltiplo de un número primo (N' =a0Xo (en donde el número primo es x0, el coeficiente a0 es un entero igual a o mayor que 1) ) , es decir, cuando la señal SC-FDMA se div,ide suponiendo que x0 sea una unidad de división mínima y que el tamaño de grupo de cada grupo sea una longitud que corresponda a un múltiplo de la unidad de división mínima, el multiplicador (coeficiente a0) puede ser la potencia x0 del número primo x0 (aquí, d0 es un entero igual a o mayor que 0) . Esto hace posible incrementar el número de combinaciones de vectores de columna que sean jerárquicamente parcialmente ortogonales en un ciclo de una potencia de Xo en un grupo que tenga una longitud de a0x0 (=x0d0+1) y de esta manera reducir más la ISI más que en el «cmétodo de división l-3> de la modalidad 1.
Además, como se describe en el «cmétodo de división l-3> de la modalidad 1, cuando las señales SC-FDMA se dividen con ancho de banda parcialmente ortogonal B' que corresponde a longitud de vector N' que es un múltiplo de un producto de dos o más números primos (por ejemplo, N'=b0(xo*Xi) (en donde x0 y Xi son números primos, coeficiente b0 es un entero igual a o mayor que 1) , es decir, cuando la señal SC-FDMA se divide usando (x0*xi) como una unidad de división mínima y suponiendo que el tamaño de cada grupo sea una longitud que corresponda a un múltiplo de la unidad de división mínima, el multiplicador (coeficiente b0) puede ser la potencia (x0*xi)d0 de un producto (x0*Xi) de los números primos (aquí, d0 es un entero igual a o mayor que 0) . Esto hace posible incrementar el número de combinaciones de vectores de columna que sean jerárquicamente parcialmente ortogonales en un ciclo de potencias de x0, Xi y (xo*Xi) de un grupo que tenga una longitud de b0(xo*Xi) (= (x0*xi) d0+1) y de esta manera reducir más la ISI más que en el «cmétodo de división l-3> de la modalidad 1.
(Modalidad 5) Se ha descrito un caso en la modalidad 1 y modalidad 4 en donde como se muestra en la figura 1, la sección de división se conecta a la sección DFT de la terminal, la señal de salida (señal DFT) de la sección DFT se divide directamente usando el método de división mencionado arriba y una pluralidad de grupos se generan de esta manera. En contraste, la presente modalidad describirá un caso en un donde una sección de desplazamiento es provista entre la sección DFT y la sección de división. Para ser más específicos, la terminal de acuerdo con la presente modalidad causa que la sección de desplazamiento envíe DFT de desplazamiento de frecuencia cíclicamente (señal SC-FDMA (espectro) ) enviada desde la sección DFT, divida las señales SC-FDMA después del desplazamiento de frecuencias cíclico entre anchos de banda parcialmente ortogonales (longitudes) y genere una pluralidad de grupos.
La figura 15 muestra una configuración de un aparato de transmisión (terminal) de acuerdo con la presente modalidad. En la terminal 30 mostrada en la figura 15, los mismos componentes que aquellos en la modalidad 1 (figura 1) serán asignados los mismos números de referencia y descripciones de los mismos se omitirán.
La sección de desplazamiento 301 recibe una señal de dominio de frecuencia (señales SC-FDMA) generada al aplicar procesamiento DFT a una secuencia de símbolos de dominio de tiempo de la sección DFT 110 como entrada y recibe una cantidad de desplazamiento (cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico) en un dominio de frecuencias establecido por la estación base (o terminal 300) desde la sección de control 106 como entrada. La sección de desplazamiento 301 desplaza después cíclicamente por frecuencia las señales SC-FDMA ingresada desde la sección DFT 110 dentro de una banda DFT (tamaño de DFT N) en procesamiento DFT por la sección DFT 110 de acuerdo con la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico ingresada desde la sección de control 106. Es decir, la sección de desplazamiento 301 aplica desplazamiento de frecuencia cíclico a las señales SC-FDMA dentro de la banda DFT. La sección de desplazamiento 301 también puede configurarse para no desplazar por frecuencia cíclicamente las señales SC-FDMA (espectro) del símbolo piloto de la secuencia en la cual el símbolo de datos y símbolo pilotos ingresados a la sección de desplazamiento 301 sean multiplexadas por tiempo. La sección de desplazamiento 301 envía la señal SC-FDMA desplazada en frecuencia cíclicamente a la sección de división 111. Detalles del procesamiento de desplazamiento de frecuencias cíclico en las señales SC-FDMA (espectro) por la sección de desplazamiento 301 se describirán más tarde.
La sección de división 111 divide las señales SC-FDMA desplazada en frecuencias cíclicamente ingresada desde la sección de desplazamiento 301 con longitud parcialmente ortogonal (longitud de vector) N' y genera una pluralidad de grupos usando uno de los métodos de división descritos en las modalidades mencionadas arriba (por ejemplo, modalidad 1 o modalidad 4 ) .
Después, la figura 16 muestra la configuración de un aparato receptor (estación base) de acuerdo con la presente modalidad. La estación base 400 mostrada en la figura 16 determina la asignación de recursos de frecuencia de enlace ascendente, parámetros (tamaño de grupo y número de grupos o similar) acerca de la división espectral en cada terminal y cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico y reporta la información determinada a cada terminal como información que será reportada. La estación base 400 también puede reportar información sobre asignación de recursos de frecuencia tomando en cuenta las influencias de la división espectral y la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico con base en parámetros acerca de la división espectral a la terminal. Cada terminal (terminal 300) divide después la señal SC-FDMA desplazada en frecuencia cíclicamente (espectro) con base en parámetros acerca de la división espectral incluida en la información reportada desde la estación base 400.
En la configuración del aparato receptor (estación base 400) mostrada en la figura 16, la configuración excepto la sección de desplazamiento en reversa 408, es decir, la configuración en la cual una señal de salida de la sección de combinación 407 es ingresada directamente a la sección IDFT 409 corresponde a la configuración del aparato receptor (estación base) no mostrado de la modalidad 1.
El aparato receptor (estación base 400) mostrado en la figura 16 comprende una antena 401, sección de recepción de radio 402, sección de remoción de CP 403, sección FFT 404, sección de desasignación 405, sección FDE 406, sección de combinación 407, sección de desplazamiento en reversa 408, sección IDFT 409, sección de desmodulación 410, sección de decodificación 411, sección de medición 412, programador 413, sección de control 414, sección de generación 415, sección de codificación 416, sección de modulación 417 y sección de transmisión por radio 418.
La sección de recepción de radio 402 de la estación base 400 recibe una señal C-SC-FDMA de enlace ascendente transmitida desde cada terminal por medio de la antena 401 y aplica procesamiento de recepción tal como sub-conversión, conversión A/D a la señal C-SC-FDMA. La sección de recepción de radio 402 envía la señal C-SC-FDMA sometida al procesamiento de recepción a la sección de remoción de CP 403.
La sección de remoción de CP 403 remueve un CP agregado en el encabezado de la señal C-SC-FDMA ingresada desde la sección de recepción de radio 402 y envía la señal C-SC-FDMA después de la remoción del CP a la sección FFT (Transformación de Fourier Rápida) 404.
La sección FFT 404 aplica FFT a la señal C-SC-FDMA después de la remoción de CP ingresado desde la sección de remoción de CP 403 para convertir la señal C-SC-FDMA en señales C-SC-FDMA de dominio de frecuencia, es decir, componentes sub-portadores (componentes de frecuencia ortogonal) . La sección FFT 404 envía los componentes sub-portadores después de la FFT a la sección de desasignación 405. Además, cuando un componente sub-portador después de la FFT es una señal piloto, la sección FFT 404 envía el componente sub-portador a la sección de medición 412.
La sección de desasignación 405 desasigna (extrae) una señal C-SC-FDMA (señal de datos) asignada a cada componente sub-portador (componente de frecuencia ortogonal) de un recurso de frecuencia usado por una terminal objetivo de los componentes sub-portadores ingresados desde la sección FFT 404 con base en la información de asignación de recursos de frecuencia de la terminal ingresada desde la sección de control 414. La sección de desasignación 405 envía después la señal C-SC-FDMA desasignada a la sección FDE 406.
La sección FDE 406 calcula una ponderación FDE con base en un valor estimado de una ganancia de canal de frecuencia entre cada terminal y estación base 400 estimada por una sección de estimación (no mostrada) y ecualiza las señales C-SC-FDMA ingresadas desde la sección de desasignación 405 en el dominio de frecuencias usando la ponderación FDE calculada. La sección FDE 406 envía después la señal después de la FDE a la sección de combinación 407.
La sección de combinación 407 combina las señales C-SC-FDMA (es decir, señales C-SC-FDMA (espectros) después de la FDE constituida de una pluralidad de grupos) ingresadas desde la sección FDE 406 en el dominio de frecuencias con base en el tamaño de grupo y el número de grupos ingresado desde la sección de control 414. La sección de combinación 407 envía después la señal C-SC-FDMA combinada a la sección de desplazamiento en reversa 408.
La sección de desplazamiento en reversa 408 desplaza en frecuencia cíclicamente en la dirección opuesta a la dirección de la sección de desplazamiento 301 de la terminal 300 (es decir, desplaza en frecuencia cíclica en reversa) la señal C-SC-FDMA combinada (espectro) después del FDE de acuerdo con la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico ingresada desde la sección de control 414 (la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico que la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico usada por la sección de desplazamiento 301 de la terminal 300) .
Por ejemplo, cuando la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclica de la sección de desplazamiento 301 de la terminal 300 es +z(-z), la sección de desplazamiento en reversa 408 de la estación base 400 lleva a cabo un desplazamiento de frecuencia cíclico -z(+z) en la señal combinada después de la FDE. La sección de desplazamiento en reversa 408 envía después la señal C-SC-FDMA luego del desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa a la sección IDFT 409.
La sección IDFT 409 aplica procesamiento IDFT a la señal C-SC-FDMA ingresada desde la sección de desplazamiento en reversa 408 (señal C-SC-FDMA (espectro) combinada después de la FDE y sometida a un desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa) y de esta manera transforma la señal C-SC-FDMA en una señal de dominio de tiempo. La sección IDFT 409 envía después la señal de dominio de tiempo a la sección de desmodulación 410.
La sección de desmodulación 410 desmodula la señal de dominio de tiempo ingresada desde la sección IDFT 409 con base en información MCS (esquema de modulación) ingresada desde el programador 413 y envía la señal desmodulada a la sección de decodificación 411.
La sección de decodificación 411 decodifica la señal ingresada desde la sección de desmodulación 410 con base en información MCS (velocidad de codificación) ingresada desde el programador 413 y envía la señal decodificada como una secuencia de bits recibida.
Por otro lado, la sección de medición 412 mide calidad de canal de cada terminal en el dominio de frecuencias, por ejemplo, SINR (Relación Señal a Interferencia más Potencia de Ruido) para cada sub-portadora de cada terminal usando señales piloto (señales piloto transmitidas desde cada terminal) incluidas en componentes sub-portadores ingresados desde la sección FFT 404 y genera de esta manera información de calidad de canal (CQI) de cada terminal. La sección de medición 412 envía después la CQI de cada terminal al programador 413.
El programador 413 calcula la prioridad de asignación de recursos de frecuencia compartidos de enlace ascendente (PUSCH: Canal Compartido de Enlace Ascendente Físico) a cada terminal usando la información ingresada sobre QoS (Calidad de Servicio) o similar de cada terminal. El programador 413 asigna después cada sub-portadora (o bloque de recursos de frecuencia RB (Bloque de Recursos) constituido de una pluralidad de sub-portadoras) a cada terminal usando la prioridad calculada y la CQI ingresada desde la sección de medición 412. PF (Equidad Proporcional) o similar se puede usar como un algoritmo usado para asignar recursos de frecuencia. Además, el programador 413 envía información de asignación de recursos de frecuencia de cada terminal que muestra recursos de frecuencia de cada terminal asignada usando el método descrito arriba a la sección de control 414 y la sección de generación 415 y envía información de control (información MCS o similar) que no es la información de asignación de recursos de frecuencia a la sección de desmodulacion 410, sección de decodificación 411 y sección de generación 415.
La sección de control 414 calcula el número de grupos y el tamaño de grupo de la terminal usando la información de asignación de recursos de frecuencia de cada terminal ingresada desde el programador 413, información de categoría de la terminal (información que incluye el tamaño DFT) e información de condición parcialmente ortogonal (información que muestra condición parcialmente ortogonal (ecuación 1 ó 2) de C-SC-FDMA) . Además, la sección de control 414 calcula recursos de frecuencia a los cuales señales C-SC-FDMA de cada terminal son asignados con base en el número de grupos y tamaño de grupo calculado. La sección de control 414 envía después el número de grupos y tamaño de grupos calculados a la sección de combinación 407 y envía la información de asignación de recursos de frecuencia que muestra recursos de frecuencia a los cuales se asignan las señales C-SC-FDMA de cada terminal a la sección de desasignación 405. Además, la sección de control 414 establece una cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclica usada en la sección de desplazamiento en reversa 408 y sección de desplazamiento 301 de la terminal 300 y envía información sobre la cantidad establecida de desplazamiento de frecuencia cíclico a la sección dé desplazamiento en reversa 408 y sección de generación 415.
La sección de generación 415 convierte la información de asignación de recursos de frecuencia ingresada desde el programador 413, información de control (información MCS o similar) que no es la información de asignación de recursos de frecuencia e información sobre la cantidad de desplazamiento de frecuencias cíclico ingresada desde la sección de control 414 a una secuencia de bits de control binarios que será reportada a cada terminal y genera entonces una señal de control la sección de generación 415 envía después la señal de control generada a la sección de codificación 416.
La sección de codificación 416 codifica la señal de control ingresada desde la sección de generación 415 y envía la señal de control codificada a la sección de modulación 417.
La sección de modulación 417 modula la señal de control ingresada desde la sección de codificación 416 y envía la señal de control modulada a la sección de transmisión por radio 418.
La sección de transmisión por radio 418 aplica procesamiento de transmisión tal como conversión D/A, amplificación y conversión ascendente a la señal de control ingresada desde la sección de modulación 417 y transmite la señal sometida al procesamiento de transmisión a cada terminal por medio de la antena 401.
A continuación se describirán detalles del procesamiento de desplazamiento de frecuencia cíclico en una señal SC-FDMA (espectro) por la sección de desplazamiento 301 de la terminal 300.
Ya que C-SC-FDMA lleva a cabo pre-codificación usando una matriz DFT, incluso si la salida DFT (señal de salida de procesamiento DFT) es desplazada cíclicamente dentro de una banda DFT (tamaño de DFT N) , es posible crear una relación parcialmente ortogonal entre vectores de columna en una posición arbitraria de la salida DFT siempre y cuando el tamaño de grupo de grupos generados a través de la división sea la longitud N' que satisfaga la ecuación 1. La presente modalidad saca ventaja de esta característica.
Esto se describirá más específicamente abajo. Es decir, una característica en una sección en donde vectores de columna de la matriz DFT son parcialmente ortogonales unos con otros será descrita.
Primero, las condiciones parcialmente ortogonales entre vectores de columna de la matriz DFT en un segmento de k=0 a N' -1 de longitud de vector N (sección: k=0 a N-l) serán descritas .
Dos vectores de columna fi(k) (=fi) y fi' (k) (=fi>) (en donde i'?i) que tienen diferentes frecuencias angulares en la matriz DFT se definen como la siguiente ecuación 3.
I -iln—k , para * = 0 ~ N - l I -jln—' k Ecuación 3 En la ecuación 3, N representa un tamaño DFT (el número de puntos DFT) e i, i'=0 a N-l. Aquí, de longitud de vector N (sección: k=0 a N-l) , un producto interno (correlación de cruce parcial sin diferencia de tiempo) de fi(k) y fi- (k) en longitud de vector parcial N' (segmento: k=0 a N' -1) es como se muestra en la siguiente ecuación 4 (en donde N' <N) . _ Ecuación 4.
El superíndice * en la ecuación 4 representa un conjugado complejo. Es claro de la ecuación 4 que dos vectores de columna ortogonales, es decir, dos vectores de columna parcialmente ortogonales en longitud de vector parcial ' (segmento: k=0 a N' - 1) son una combinación de vectores de columna en donde cxp ( -j 2 ( i-i ' ) k/N) de frecuencia angular 2p(?-?')/? en segmento k=0 a N'-l gira al menos una vuelta. Es decir, cuando (i-i')N'/N es un entero en donde i'?i, dos vectores de columna fi(k) y fi. (k) son parcialmente ortogonales unos a otros en una sección de k=0 a N'-l. Por lo tanto, existe una relación específica como la mostrada en la ecuación 5 abajo entre la longitud de vector N' (<N) en la cual dos vectores de columna arbitrarios diferentes fi (k) y fi- (k) (en donde i'?i) de la pluralidad de vectores de columna que constituyen una matriz DFT son parcialmente ortogonales entre sí y tamaño DFT (longitud de vector de columna) N de la matriz DFT.
Ecuación 5 Aquí, I es un entero no cero que satisface |l|<|i-i' I . Es decir, cuando el tamaño de grupos se expresa por la longitud ' de la ecuación 5 (o ecuación 1) , es posible crear una relación parcialmente ortogonal entre vectores de columna de DFT en el grupo.
A continuación se describirán condiciones parcialmente ortogonales entre vectores de columna de la matriz DFT en un segmento de k=z a z+N'-l de longitud de vector N (sección: k=0 a N-l) . El carácter de referencia z es un número real arbitrario.
De la ecuación 3, un producto interior de fi(k) y fi- (k) en longitud de vector parcial ' (segmento: k=z a z+N'-1) de longitud de vector N (sección: k=0 a N-l) es como muestra en la siguiente ecuación 6 (en donde N'<N) .
~?/ /(*) Ne . . -/', sin(r ) N 1 ^¾2:) = 77 e N x Ecuación 4 _ J Ecuación 6 En la ecuación 6, el superíndice * indica un conjugado complejo. De la ecuación 6, ya que ( l/N) exp ( - j % ( i-i') (2z)/N)?0, para que la ecuación 6 sea 0 requiere que la ecuación 4 sea 0. Por lo tanto, es entendible que la condición para vectores de columna de la matriz DFT sea parcialmente ortogonal entre sí en el segmento k=z a z+N' -1 también es la misma que la ecuación 1 descrita en la modalidad 1 o la ecuación 5 arriba (condición parcialmente ortogonal en segmento k=0 a N'-l) .
Es decir, es entendible que haya una característica de que una relación parcialmente ortogonal pueda crearse entre vectores de columna en posiciones (posiciones de la banda) de un espectro arbitrario de la señal SC-FDMA (espectro) que sean la salida DFT siempre y cuando la longitud (ancho de banda) de grupos generada al dividir las señales SC-FDMA satisfaga la condición de la longitud del vector N' parcialmente ortogonal (ancho de banda B' ) de la ecuación 1 o ecuación 2 (ecuación 5) . Además, la longitud N' de la misma puede ser cíclica dentro de la banda DFT. Es decir, sólo si la longitud (ancho de banda) del grupo satisface la longitud N' , la relación parcialmente ortogonal entre vectores de columna de la matriz DFT puede mantenerse, y por lo tanto la terminal 300 puede aplicar un desplazamiento de frecuencia cíclico a la salida DFT en la banda DFT.
La figura 17A y figura 17B muestran un caso en donde un segmento de longitud de vector N'=8 se ajusta cuando el tamaño DFT (el número de puntos) N=10 (números de salida DFT 0 a 9) . Además, en la figura 17A, un segmento de longitud N'=8 se establece a los números de salida DFT 0 a 7 (es decir, cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z=0) , mientras que en la figura 17B, un segmento de longitud N'=8 se pone en números de salida DFT 3 a 9 y 0 (es decir, z=3) desplazado cíclicamente dentro de la banda DFT. Aquí, cuando la longitud N' (=8) del segmento satisface la ecuación 1 (o ecuación 5) , se puede crear una relación parcialmente ortogonal entre vectores de columna dentro de la banda de números de salida DFT 0 a 7 en la figura 17A y una relación parcialmente ortogonal puede crearse entre vectores de columna dentro de la banda de números de salida DFT 3 a 9 y 0 en la figura 17B.
Tomando ventaja de la característica descrita arriba, la sección de desplazamiento 301 de la terminal 300 desplaza en frecuencia cíclicamente la señal SC-FDMA que es la salida DFT ingresada desde la sección DFT 110 por z puntos dentro de la banda DFT. La sección de división 111 divide después la señal SC-FDMA después del desplazamiento de frecuencia cíclico con un ancho de banda parcialmente ortogonal usando uno de los métodos de división descritos en la modalidad 1 o modalidad 3, y de esta manera genera una pluralidad de grupos.
Aquí, las figuras 18A a C muestran una serie de etapas de procesamiento eñ la sección de desplazamiento 301 y sección de división 111. En las figuras 18A a C, suponiendo que tamaño DFT N=72 puntos (números de salida DFT 0 a 71) , la terminal 300 genera dos grupos (grupo #0 y grupo #1) . Además, aquí, la sección de desplazamiento 301 desplaza cíclicamente la salida DFT de baja a altas frecuencias. Más aún, la figura 18A muestra salida DFT de 72 puntos (señales SC-FDMA) obtenida después de que la sección DFT 110 lleva a cabo procesamiento DFT en una secuencia de símbolos de dominio de tiempo.
La sección de desplazamiento 301 aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico con z=4 (sub-portadoras) a la salida DFT mostrada en la figura 18A dentro de la banda DFT de N=72 puntos. Así, se obtiene una señal como la mostrada en la figura 18B en la cual números de salida DFT 0 a 71 son desplazados cíclicamente por z=4 en una dirección de baja a alta frecuencias (es decir, números de salida DFT 68 a 71, 0 a 67) .
Como se muestra en la figura 18C, la sección de división 111 divide después la señal de 72 puntos (números de salida DFT 68 a 71, 0 a 67) después del desplazamiento de frecuencia cíclico entre z=4 (su -portadoras) mostradas en la figura 18B en dos grupos; grupo #0 (números de salida DFT 68 a 71, 0 a 7) que tiene un ancho de banda parcialmente ortogonal (longitud de vector N'=12) y grupo #1 (números de salida DFT 8 a 67) que tiene un ancho de banda parcialmente ortogonal (longitud de vector N'=60). La sección de asignación 112 asigna después el grupo #0 y grupo #1 mostrados en la figura 18C a bandas de frecuencia no continuas y de esta manera obtiene señales C-SC-FDMA.
Por este medio, la presente modalidad puede mejorar la flexibilidad de asignación de salida DFT en recursos de frecuencia (sub-portadoras) mientras hace vectores de columna de la matriz DFT parcialmente ortogonales unos a otros dentro de grupos. Cuando por ejemplo siempre hay una señal de interferencia con alta potencia en recursos de frecuencia específicos, la terminal puede desplazar por frecuencia cíclicamente la salida DFT antes de dividir la salida DFT (señal SC-FDMA) . De esta manera, al mantener una relación parcialmente ortogonal en grupos, es posible evitar que la salida DFT asignada a recursos específicos reciba siempre gran interferencia mientras se reduce la ISI . Es decir, de acuerdo con la presente modalidad, la terminal puede llevar a cabo control de prevención de interferencia sin cambiar posiciones de recursos de frecuencia asignados a la señal SC-FDMA.
En la presente invención, la dirección de un desplazamiento de frecuencia cíclico puede ser una dirección de baja a alta frecuencias o una dirección de alta a baja frecuencias. Es decir, el valor de desplazamiento de desplazamiento de frecuencia cíclico z puede ser más (+) o menos ( - ) .
Además, se ha descrito en la presente modalidad una configuración de la terminal 300 como la mostrada en la figura 15 en la cual la sección DFT ? sección de desplazamiento —> sección de división -? sección de asignación están conectadas en ese orden. Sin embargo, la terminal de acuerdo con la presente invención también puede tener una configuración (no mostrada) en la cual la sección DFT —» sección de división ? sección de desplazamiento ? sección de asignación estén conectadas en ese orden. En este caso, la terminal puede desplazar por frecuencia cíclicamente una pluralidad de componentes sub-portadores que pertenezcan a cada grupo sobre una pluralidad de grupos (una pluralidad de grupos después de la división no sometida a ningún desplazamiento de frecuencia cíclicos) y llevar a cabo asignación similar a aquella en la figura 18C en la pluralidad de grupos. Por este medio, incluso cuando el orden de conexión de los componentes de la terminal sea cambiado, se pueden obtener efectos similares a aquellos de la presente modalidad.
Además, con respecto a transformación de Fourier, en lugar de la configuración (figura 15) de lograr un desplazamiento de frecuencia cíclico de dominios de frecuencia descrita en la presente modalidad, la terminal también puede adoptar una configuración de multiplicar la señal de dominio de tiempo enviada desde la sección IFFT mediante rotación de fases (y componente de amplitud) que corresponda a un desplazamiento de frecuencia cíclico en el dominio de frecuencia. Es decir, en lugar de la sección de desplazamiento de la terminal mostrada en la figura 15, también se puede adoptar una configuración (no mostrada) en la cual una sección de multiplicación que multiplique la señal de dominio de tiempo enviada desde la sección IFFT por rotación de fases (y componente de amplitud) que corresponda a un desplazamiento de frecuencia cíclico en el dominio de frecuencias se conecte después de la sección IFFT. Efectos similares a aquellos de la presente modalidad pueden obtenerse en este caso también.
Más aún, una configuración de la estación base como la mostrada en la figura 16 ha sido descrita en la presente modalidad en la cual la sección de desasignación —> sección FDE —> sección de combinación — sección de desplazamiento en reversa —> sección IDFT están conectadas en ese orden. Sin embargo, la estación base de acuerdo con la presente invención también puede tener una configuración (no mostrada) en la cual la sección de desasignación —» sección de desplazamiento en reversa ? sección FDE ? sección de combinación - sección IDFT estén conectadas en ese orden o sección de desasignación —» sección FDE —> sección de desplazamiento en reversa —> sección de combinación —> sección IDFT estén conectadas en ese orden. En el caso de la configuración, por ejemplo, en orden de sección de desasignación —» sección de desplazamiento en reversa —» sección FDE ? sección de combinación —» sección IDFT, la estación base puede causar que la sección de desplazamiento en reversa lleve a cabo un desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa en la secuencia de señal desasignada, causar que la sección FDE también lleve a cabo un desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa en la ponderación FDE y lleve a cabo FDE en la secuencia de señal desasignada después del desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa usando la ponderación FDE luego del desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa. Por otro lado, en el caso de la configuración en orden de la sección de desasignación —> sección FDE ? sección de desplazamiento en reversa —> sección de combinación ? sección IDFT, la estación base puede causar que la sección de desplazamiento en reversa lleve a cabo un desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa en la secuencia de señal después de la FDE y cause que la sección de combinación combine una pluralidad de grupos después del desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa asignado a bandas de frecuencia no continuas. Incluso cuando el orden de conexión de componentes de la estación base sea cambiado de esta manera, pueden obtenerse efectos similares a aquellos de la presente modalidad.
Además, con respecto a transformación de Fourier, en lugar de la configuración (figura 16) de llevar a cabo desplazamiento de frecuencias cíclico en reversa en el dominio de frecuencia descrito en la presente modalidad, también se puede adoptar una configuración en la cual la señal de dominio de tiempo enviada de la sección IDFT de la estación base puede ser multiplicada por rotación de fase (y componente de amplitud) que corresponda al desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa en el dominio de frecuencia. Es decir, una configuración (no mostrada) también se puede adoptar en la cual en lugar de la sección de desplazamiento en reversa mostrada en la figura 16, una sección de multiplicación que multiplique la señal de dominio de tiempo enviada desde la sección IDFT por rotación de fase (y componente de amplitud) que corresponda al desplazamiento de frecuencia cíclico en reversa en el dominio de frecuencia se conecte después de la sección IDFT. Efectos similares a aquellos de la presente modalidad pueden obtenerse en este caso también.
Además, en la presente invención, cuando la terminal transmite señales C-SC-FDMA en paralelo en el dominio de frecuencias, la terminal puede proporcionar una pluralidad de unidades constituidas de una sección de codificación, sección de modulación, sección multiplexora, sección DFT, sección de desplazamiento y sección de división como se muestra en la figura 19. La terminal puede establecer individualmente la cantidad de desplazamiento en cada unidad y aplicar un desplazamiento de frecuencias cíclico a la salida DFT de cada unidad. En la terminal 500 mostrada en la figura 19, M unidades 501-1 a 501-M son configuradas y cada unidad es provista individualmente con una sección de codificación, una sección de modulación, una sección multiplexora, una sección DFT, una sección de desplazamiento y una sección de división para una secuencia de bits de transmisión, y un caso en donde M señales C-SC-FDMA son transmitidas en paralelo en el dominio de frecuencias es mostrado. Al adoptar la configuración mostrada en la figura 19, en un canal de radio que tenga diferentes ambientes de propagación de ondas de radio en diferentes bandas de frecuencia tal como un canal de radio de banda ancha configurado de muchas multi -trayectorias y que tenga selectividad de frecuencias, es posible mejorar la flexibilidad de asignación de señales en cada unidad en recursos de frecuencia (sub-portadoras) al aplicar un desplazamiento de frecuencia cíclico individual a cada unidad mientras se hacen vectores de columna de la matriz DFT parcialmente ortogonales unos a otros en cada grupo de una señal C-SC-FDMA generada en cada unidad.
La cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico puede compartirse entre una pluralidad de unidades e información de control sobre una cantidad común de desplazamiento de frecuencia cíclico puede reportarse de la estación base a la terminal (o de la terminal a la estación base) . Más aún, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico individual por unidad puede establecerse al mismo valor e información de control sobre la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de cada unidad puede reportarse de la estación base a la terminal (o de la terminal a la estación base) al mismo tiempo. Por ejemplo, cuando el mismo formato de transmisión (por ejemplo, el mismo conjunto MCS o el mismo método de división C-SC-FDMA (el número de grupos o tamaño de grupo o similar) ) se usa entre una pluralidad de unidades, hay una correlación en la calidad de comunicación requerida (por ejemplo, la SINR requerida para satisfacer cierta velocidad de error) entre unidades. Por lo tanto, compartir la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico (es decir, establecer la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico) entre una pluralidad de unidades puede mejorar más una correlación en calidad de comunicación requerida entre unidades y controlar formatos de transmisión de la pluralidad de unidades al mismo tiempo y confiablemente. Además, cuando se usa una cantidad común de desplazamiento de frecuencia cíclico, puede reducirse la cantidad de información que se tiene que reportar de la estación base a la terminal (o de la terminal a la estación base) .
Por ejemplo, cuando se usa una técnica de agrupamiento con la cual una señal ACK (reconocimiento) es retroalimentada cuando la estación base recibe normalmente todas las secuencias de bits de transmisión (bloques de transporte) de la pluralidad de unidades o una señal NACK (reconocimiento negativo) es retroalimentada cuando incluso un error se detecta por la estación base de la pluralidad de bloques de transporte de la estación base a la terminal, se puede usar el método de ajuste de cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico descrito arriba (método para establecer la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico entre la pluralidad de unidades) . Es decir, al establecer la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico entre una pluralidad de unidades (es decir, usando el mismo método de establecimiento de los desplazamientos de frecuencia cíclicos) , es posible correlacionar bloques de transporte de la pluralidad de unidades y sus mecanismos de producción de errores respectivos. Por lo tanto, es posible reducir la probabilidad de que bloques de transporte productores de errores y bloques de transporte libres de errores puedan mezclarse entre bloques de transporte de la pluralidad de unidades y reducir retransmisiones innecesarias de bloques de transporte recibidos normalmente por la estación base.
Además, el valor de la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z que corresponde a la salida DFT enviada desde la sección DFT de la terminal en la presente invención también se puede poner en el mismo valor que la longitud que satisfaga la longitud de vector parcialmente ortogonal (ancho de banda) que correspondan a uno de los métodos de división descritos en la modalidad 1 o modalidad 4. Así, condiciones parcialmente ortogonales similares a las condiciones parcialmente ortogonales para una señal SC-FDMA (espectro) antes de un desplazamiento de frecuencia cíclico también son aplicables a una señal SC-FDMA (espectro) después de un desplazamiento de frecuencia cíclico.
Más aún, en la presente invención, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z también puede ser asociada con una unidad de división mínima cuando se divida la señal SC-FDMA (espectro) . Por ejemplo, cuando la unidad de división mínima de la señal SC-FDMA (espectro) se defina como Nmin, la cantidad mínima de desplazamiento de cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z puede igualmente asumirse como Nmin. En este caso, la cantidad mínima de desplazamiento min se puede compartir entre aparatos de transmisión y recepción (terminal y estación base) y el múltiplo k min (k es un entero) de la cantidad mínima de desplazamiento puede definirse como cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z dada a la salida DFT. Así, sólo el multiplicador (coeficiente) k puede ser necesario como la información de control sobre cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z reportada desde la estación base hasta la terminal (o de la terminal a la estación base). Además, cuando información de control (multiplicador k) sobre la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z es reportada, la cantidad del desplazamiento de frecuencia cíclico k también se puede reportar junto con información de división de grupo (número de fracciones o similar) o información de asignación de recursos de frecuencia. Esto permite que se reduzca la cantidad de información requerida para reportar la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico.
Además, cuando señales C-SC-FDMA a las cuales la terminal aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico son transmitidas en paralelo en el dominio de frecuencias, la cantidad de desplazamiento de frecuencias cíclico puede definirse relativamente entre señales C-SC-FDMA transmitidas en paralelo (por ejemplo, entre unidades 501-1 a 501-M de la terminal 500 mostrada en la figura 19) . Para ser más específicos, la diferencia entre la cantidad de desplazamiento de frecuencias cíclico de una señal C-SC-FDMA que será una referencia y las cantidades de desplazamiento de frecuencias cíclico de otras señales C-SC-FDMA pueden definirse como una cantidad relativa de desplazamiento (cantidad de desplazamiento diferencial) y la cantidad relativa de desplazamiento (cantidad de desplazamiento diferencial) puede reportarse de la estación base a la terminal (o de la terminal a la estación base) . Por ejemplo, se describirá un caso en donde una cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de una señal C-SC-FDMA asignada a una banda de baja frecuencia se establece en z0=5 y una cantidad de desplazamiento de frecuencias cíclico de una señal C-SC-FDMA asignada a una banda de alta frecuencia se establece en ??=10. En este caso, la diferencia (valor relativo) =zi-z0=5 entre la cantidad de desplazamiento de frecuencias cíclico de la señal C-SC-FDMA asignada a la banda de baja frecuencia y la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la señal C-SC-FDMA asignada a la banda de alta frecuencia puede reportarse junto con la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z0=5 de la señal C-SC-FDMA asignada a la banda de baja frecuencia para ser una referencia como información de control en la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico que se reportará de la estación base a la terminal (o de la terminal a la estación base) . Esto permite que se reduzca la carga de la cantidad de información requerida para reportar la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico en comparación con el caso en donde la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico para cada señal C-SC-FDMA se reporta individualmente. Aunque se ha descrito un caso aquí en donde cantidades de desplazamiento de frecuencia cíclico que corresponden a dos señales C-SC-FDMA son reportadas, el número de señales C-SC-FDMA que serán transmitidas en paralelo no está limitado a 2 pero pueden ser 3 o más .
(Modalidad 6) De acuerdo con la presente modalidad, una terminal que lleva acabo transmisión MIMO aplica desplazamientos de frecuencia cíclicos individuales dentro de una banda DFT a señales C-SC-FDMA transmitidas a diferentes recursos espaciales (capas, antenas o flujos) a los cuales una pluralidad de contraseñas son asignadas por cada recurso espacial diferente. La terminal mide después la señal de cada recurso espacial (capa, antena o flujo) con un ancho de banda parcialmente ortogonal (ancho de banda que corresponde a longitud de vector parcialmente ortogonal) .
La figura 20 muestra una configuración del aparato de transmisión (terminal) de acuerdo con la presente modalidad. En la terminal 600 mostrada en la figura 20, los mismos componentes que aquellos de la modalidad 2 (FIG.9) serán asignados los mismos números de referencia y las descripciones de los mismos serán omitidas. Además, la terminal 600 mostrada en la figura 20 está provista por con dos antenas que transmiten señales C-SC-FDMA que usan 2 recursos espaciales como en el caso de la modalidad 2. La terminal 600 mostrada en la figura 20 difiere de la terminal 200 (figura 9) en la modalidad 2 en que la sección de procesamiento C-SC-FDMA 601 que genera una señale SC-FDMA (espectro) transmitida a través de cada recurso espacial se proporciona individualmente con una sección de desplazamiento 301 para cada secuencia de bits (contraseña) transmitida en paralelo usando recursos espaciales después de la sección DFT 110.
En la terminal 600 mostrada en la figura 20, la sección de control 106 envía una cantidad individual de desplazamiento de frecuencia cíclico que corresponde a cada sección de procesamiento de C-SC-FDMA 601 a cada sección de desplazamiento 301. Puede haber un caso en donde una cantidad individual de desplazamiento de frecuencia cíclico para la sección de procesamiento de C-SC-FDMA 601 pueda determinarse por la estación base y la cantidad determinada de desplazamiento de frecuencia cíclico pueda reportarse de la estación base a la terminal o un caso en donde la terminal puede determinar la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico y la cantidad determinada de desplazamiento de frecuencia cíclico puede reportarse de la terminal a la estación base.
Las secciones de procesamiento de C-SC-FDMA 601-1 y 601-2 aplican procesamiento similar a aquél de la sección de codificación 107 a la sección DFT 110 de la modalidad 2 a contraseñas ingresadas (secuencias de bits de transmisión) y de esta manera generan señales SC-FDMA (espectros) . Cada sección DFT 110 de las secciones de procesamiento de C-SC-FDMA 601-1 y 601-2 envía las señales SC-FDMA (espectro) generada a cada sección de desplazamiento 301.
La sección de desplazamiento 301 aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico individual a la señal SC-FDMA (espectro) ingresada de la sección DFT 110 para cada sección de procesamiento de C-SC-FDMA de acuerdo con una cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico específica de contraseña (es decir, para cada sección de procesamiento C-SC-FDMA) ingresada desde la sección de control 106 de la misma manera que en la modalidad 5. La sección de desplazamiento 301 envía después las señales SC-FDMA (espectro) después del desplazamiento en frecuencia cíclico a la sección de división 111.
La sección de división 111 divide la señal SC-FDMA (espectro) después del desplazamiento de frecuencia cíclico ingresado desde la sección de desplazamiento 301 con un ancho de banda parcialmente ortogonal usando uno de los métodos de división descritos en las modalidades descritas arriba (por ejemplo, modalidad 1 o modalidad 4) y genera una pluralidad de grupos. La sección de división 111 de cada sección de procesamiento de C-SC-FDMA 601 envía después la pluralidad de grupos generados a la sección de pre-codificación 202.
A continuación se darán los detalles del procesamiento de C-SC-FDMA en la sección de procesamiento de C-SC-FDMA 601 de la terminal 600.
Se describirá un caso abajo en donde como se muestra en las figuras 21A a C, la terminal 600 asigna dos contraseñas (contraseña #0 y contraseña #1) a dos recursos espaciales diferentes (aquí, éstos pueden ser la capa #0 y capa #1 o antena, flujos) . Además, en las figuras 21A a C, suponiendo que el tamaño DFT N=72 puntos (números de salida DFT 0 a 71) , la terminal 600 genera dos grupos (grupo #0 y grupo #1). Más aún, la sección de desplazamiento 301 desplaza cíclicamente el DFT enviado desde frecuencias altas a bajas.
La figura 21A muestra salida de DFT de 72 puntos (señales SC-FDMA) obtenida después de que cada sección DFT 110 de las secciones de procesamiento de C-SC-FDMA 601-1 y 601-2 lleva acabo procesamiento DFT en dos contraseñas #0 y #1 respectivamente.
Cada sección de desplazamiento 301 de las secciones de procesamiento de C-SC-FDMA 601-1 y 601-2 aplica individualmente un desplazamiento de frecuencia cíclico dentro de la banda DFT (tamaño de DFT N=72 puntos) a dos señales SC-FDMA respectivamente (señal de contraseña #0 y señal de contraseña #1) mostradas en la figura 21A. Para ser más específicos, como se muestra en la figura 21B, la sección de desplazamiento 301 de la sección de procesamiento de C-SC-FDMA 601-1 aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico con z=0 (sin desplazamiento de frecuencia cíclico) a la señal de contraseña #0 transmitida a través de la capa #0 (recurso espacial #0) . Además, como se muestra en la figura 2IB, la sección de desplazamiento 301 de la sección de procesamiento de C-SC-FDMA 601-2 aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico con z=12 (con un desplazamiento de frecuencia cíclico) a la señal del contraseña #1 transmitida a través de la capa #1 (recurso espacial #1) . Es decir, la sección de desplazamiento 301 aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico a las contraseñas (señales SC-FDMA) transmitidas a través de una pluralidad de capas (recursos espaciales) dentro de la banda DFT para cada uno de la pluralidad de recursos espaciales (capa, antena o flujos) .
Como se muestra en la figura 21C, cada sección de división 111 de las secciones de procesamiento de C-SC-FDMA 601-1 y 601-2 divide la contraseña (señales SC-FDMA) después del desplazamiento de frecuencia cíclico en grupo #0 de longitud de vector N'=12 y grupo #1 de longitud de vector N'=60 y genera de esta manera dos grupos.
Por este medio, en transmisión MIMO, la presente modalidad puede llevar acabo flexiblemente asignación de frecuencias adaptada a la calidad de cada canal (enlace) de recursos espaciales (capa, antena o flujo) a través de la cual contraseñas son transmitidas mientras se mantiene una relación parcialmente ortogonal dentro del grupo de las contraseñas transmitidas a través de cada recurso espacial, para cada contraseña (cada recurso espacial, cada capa, cada antena o cada flujo, o similar) .
La presente modalidad ha descrito SU-MIMO en el cual aparatos de transmisión y recepción (terminal y estación base) logran transmisión MIMO usando una pluralidad de antenas como un e emplo. Sin embargo, la presente invención también es aplicable a MU-MIMO de enlace ascendente y enlace descendente. Por ejemplo, en transmisión MU-MIMO de enlace descendente, diferentes contraseñas asignadas a diferentes recursos espaciales (capas, antenas o flujos) son contraseñas dirigidas a diferentes terminales. En este caso, es necesario satisfacer calidad requerida que difiera de un aparato de recepción (terminal a otro) . Por ejemplo, en el caso de un sistema celular tal como un teléfono móvil, la calidad de comunicación de una terminal (aparato receptor) ubicada en un lugar diferente difiere en gran cantidad. Como se describió arriba, de acuerdo con la presente modalidad, sin embargo, el aparato de transmisión (estación base) aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico individual a cada contraseña transmitida a través de cada uno de los recursos espaciales al cual se asigna una pluralidad de contraseñas en diferentes recursos especiales (capas, antenas o flujos). De esta manera, en el grupo de cada contraseña, es posible llevar acabo flexiblemente la asignación de frecuencias (desplazamiento de frecuencias cíclico) adaptada a la calidad de cada canal (enlace) de un recurso espacial a través del cual la contraseña se transmita para cada contraseña (cada recurso espacial, cada capa, cada antena o cada flujo) mientras se mantiene la relación parcialmente ortogonal dentro de un grupo de cada contraseña.
Se ha descrito un caso en la presente modalidad en donde el aparato de transmisión (terminal) asigna dos contraseñas a dos recursos espaciales (capas, antenas o flujos) respectivamente. Sin embargo, en la presente invención, el aparato de transmisión (terminal) también puede aplicar tres o más contraseñas a tres o más recursos espaciales (capas, antenas o flujos) .
Más aún, en la presente invención, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico zi establecida individualmente para cada contraseña (cada capa, cada antena o cada flujo) puede ser asociada con una unidad de división mínima cuando se divida una señal SC-FDMA (espectro) . Por ejemplo, cuando la unidad de división mínima de las señales SC-FDMA (espectro) se define como Nmin, la cantidad mínima de desplazamiento de la cantidad mínima de desplazamiento de frecuencia cíclico zi establecida para cada contraseña (cada recurso espacial, cada capa o cada flujo) también puede ser asimismo definida como min. De esta manera, es posible aplicar una condición parcialmente ortogonal similar a la condición parcialmente ortogonal que corresponde a una señal SC-FDMA (espectro) antes de un desplazamiento de frecuencia cíclico a todos los grupos después del desplazamiento de frecuencia cíclico.
Más aún, en la presente invención, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z± establecida individualmente para cada contraseña (cada capa, cada antena o cada flujo) puede establecerse a un múltiplo del tamaño de grupo que tenga un ancho de banda parcialmente ortogonal mínimo de la pluralidad de grupos generados al dividir las señales SC-FDMA. Es decir, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z puede ser asociada con el ancho de banda del grupo que tenga el ancho de banda parcialmente ortogonal mínimo. Por ejemplo, cuando el tamaño de grupo que tiene el ancho de banda parcialmente ortogonal mínimo en cierto recurso espacial (capa, antena o flujo) se asume que es Brain, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico en el recurso espacial u otro recurso espacial puede establecerse como kBmin (k es un entero) . Esto hace posible mantener una relación (parcialmente) ortogonal en el dominio de frecuencias entre recursos espaciales (capas, antenas o flujos) y al mismo tiempo reducir la interferencia de grupos diferentes de diferentes recursos espaciales.
Más aún, se ha descrito un caso en la presente modalidad en donde se usa una cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico establecida individualmente para cada contraseña (cada recurso espacial, cada capa, cada antena o cada flujo) . Sin embargo, en la presente invención, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico establecida individualmente en cada contraseña (cada recurso espacial, cada capa, cada antena o cada flujo) también se puede definir relativamente entre contraseñas (entre recursos espaciales, entre capas, entre antenas o entre flujos) . Para ser más específicos, una diferencia entre la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de una contraseña de referencia (recurso espacial, capa, antena o flujo) y la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de otra contraseña (recurso espacial, capa, antena o flujo) puede definirse como una cantidad de desplazamiento relativa (cantidad de desplazamiento diferencial) y la cantidad de desplazamiento relativa (cantidad de desplazamiento diferencial) puede reportarse de la estación base a la terminal (o de la terminal a la estación base) . Por ejemplo, se describirá un caso en donde la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la contraseña #0 se establece en z0=5 y la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la contraseña #1 se establece en ??=10. En este caso, una diferencia (valor relativo) =zi-z0=5 entre la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la contraseña #0 y la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la contraseña #1 puede reportarse junto con cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z0=5 de la contraseña #0 que sirve como una referencia, como información de control sobre la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico que se reportará de la estación base a la terminal (o de la terminal a la estación base) . De esta manera, la sobrecarga de la cantidad de información requerida para reportar la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico puede reducirse en comparación con un caso en donde la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de cada contraseña (recurso espacial, capa, antena o flujo) se reporta individualmente. Aunque se ha descrito un caso aquí en donde las cantidades de desplazamiento de frecuencia cíclico que corresponden a dos contraseñas se reportan respectivamente, el número de contraseñas no está limitado a 2, sino que pueden ser 3 o más. Además, un valor relativo (valor de diferencia) de la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico entre recursos que indican recursos espaciales tales como capa, antena o flujo también se puede usar en lugar de contraseñas .
Se ha descrito un caso en la presente modalidad en donde se usan cantidades individuales de desplazamientos de frecuencia cíclicos establecidos para cada contraseña (recurso espacial, capa, antena o flujo) . Sin embargo, en la presente invención, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico puede compartirse entre una pluralidad de contraseñas (recursos espaciales, capas, antenas o flujos) de tal manera que una cantidad común de desplazamiento de frecuencia cíclico pueda usarse. Más aún, la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico puede establecerse también entre una pluralidad de contraseñas (recursos espaciales, capas, antenas o flujos) . Por ejemplo, cuando el aparato de transmisión (terminal) asigna contraseñas que tienen el mismo MCS a una pluralidad de contraseñas (recursos espaciales, capas, antenas o flujos) , la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de cada contraseña (recurso espacial, capa, antena o flujo) puede establecerse en el mismo valor (o buscando un desplazamiento de frecuencia cíclico común) y la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico puede reportarse de la estación base a la terminal (o de la terminal a la estación base) . Así, contraseñas que tengan sustancialmente la misma calidad requerida asignada a una pluralidad de recursos especiales (capas, antenas o flujos) pueden controlarse al mismo tiempo y confiablemente. Además, cuando una cantidad común de desplazamiento de frecuencia cíclico se usa, la cantidad de información requerida para reportar la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la estación base a la terminal (o, de la terminal de la estación base) puede reducirse más.
Más aún, la modalidad 2 ha descrito el método de pre-codificación en transmisión MIMO de dividir una señal SC-FDMA de cada flujo con un ancho de banda parcialmente ortogonal y multiplicar señales asignadas a bandas de frecuencia que tengan el mismo ancho de banda parcialmente ortogonal (longitud) en la pluralidad de flujos por la misma matriz de pre-codificación espacial respectivamente. De esta manera, la presente modalidad también puede adoptar una configuración en la cual el aparato de transmisión (terminal) desplace en frecuencias cíclicamente una señal SC-FDMA, luego divida las señales SC-FDMA y multiplique señales de una pluralidad se recursos espaciales (capas, antenas o flujos) asignados a bandas de frecuencias que tengan el mismo ancho de banda parcialmente ortogonal (longitud) por la misma matriz de pre-codificación espacial respectivamente. Es decir, la terminal de acuerdo con la presente invención puede adoptar una configuración que combine la modalidad 2 y la presente modalidad. Esto hace posible obtener efectos similares a los defectos respectivos de la modalidad 2 y la presente modalidad.
Además, se ha descrito un caso en lá presente modalidad en donde cuando el aparato de transmisión (terminal) transmite una pluralidad de contraseñas a través de una pluralidad de capas, se asigna una contraseña a un recurso espacial (capa) (es decir, una contraseña y un recurso espacial (capa tienen una correspondencia uno a uno) . Sin embargo, la presente invención también es aplicable a un caso en donde el aparato de transmisión (terminal) asigna una contraseña a una pluralidad de recursos espaciales (capas) (por ejemplo, transmisión de una sola contraseña de MIMO) . Por ejemplo, se describirá un caso en donde la terminal lleva acabo transmisión de multiplexión espacial en dos contraseñas (contraseña #0 y contraseña #1) usando cuatro recursos espaciales (capa #0 a #3) . En este caso, la terminar puede asignar una señal (señal modulada) de contraseña #0 a dos capas de capa #0 y capa #1 y asignar una señal (señal modulada) de contraseña #1 a dos capas de capa #2 y capa #3. En este caso, la terminal puede aplicar un desplazamiento de frecuencia cíclico individual a cada contraseña usando una cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico establecida individualmente para cada capa (recurso espacial) .
Más aún, en la presente invención, cuando se asigna una contraseña a una pluralidad de capas, la terminal puede usar la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico entre una pluralidad de capas (recursos espaciales) a las cuales se asigna una contraseña. Por ejemplo, como se muestra en las figuras 22A a C, se describirá un caso en donde la terminal lleva acabo transmisión de multiplexión espacial en dos contraseñas (contraseña #0 y contraseña #1) usando cuatro capas (capas #0 a #3) . En la figura 22A, la terminal asigna cada contraseña a dos capas (recursos espaciales) . Además, como se muestra en la figura 22B, la terminal establece la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico entre capas (recursos espaciales) a las cuales se asigna la misma contraseña. Por ejemplo, como se muestra en la figura 22B, la terminal asigna la señal de la contraseña #0 a dos capas (recursos espaciales) de capa #0 y capa #1 y usa la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z0=12 en dos capas (capa #0 y capa #1) . Asimismo, como se muestra en la figura 22B, la terminal asigna la señal de la contraseña #1 a dos capas (recursos espaciales) de capa #2 y capa #3 y usa la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico en las dos capas (capa #2 y capa #3) . Como se muestra en la figura 22C, la terminal divide la señal después de un desplazamiento de frecuencia cíclico en dos grupos (grupo #0 y grupo #1) que tienen anchos de banda parcialmente ortogonales. De esta manera, ya que diferentes señales moduladas incluidas en la misma contraseña asignado a diferentes recursos espaciales (capas) se someten a un desplazamiento de frecuencia cíclico usando la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico, es posible igualar una variación de canales aparente causada por el desplazamiento de frecuencia cíclico entre los mismas contraseñas asignadas a diferentes recursos espaciales (capas) . Es entonces posible hacer una distribución de probabilidad de bits o símbolos dentro de la contraseña uniforme y llevar acabo confiablemente control adaptivo tal como modulación adapti a.
Se ha descrito un caso arriba (por ejemplo figuras 22A a 22C) en donde la misma cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico se aplica dentro de las contraseñas asignadas a diferentes recursos espaciales (capas) . Sin embargo, la presente invención también puede adoptar una configuración en la cual la misma cantidad relativa de desplazamiento cíclico se aplique dentro de contraseñas asignadas a diferentes recursos espaciales (capas) mientras que diferentes valores de cantidad relativa de desplazamiento cíclico se usan entre las contraseñas. Por ejemplo, se describirá un caso cuando dos contraseñas (contraseña #0 y contraseña #1) sean asignadas a cuatro recursos espaciales (capas #0 a #3) , la contraseña #0 es asignada a la capa #0 y la capa #1 y contraseña #1 se asigna a la capa #2 y capa #3. Más aún, supóngase aquí por ejemplo, que la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la capa #0 que sirve como una referencia sea 8, la cantidad relativa de desplazamiento de frecuencia cíclico en la capa #0 y capa #1 a la cual se asigna la contraseña #0 sea 5 y la cantidad relativa de desplazamiento frecuencia cíclico en la capa #2 y capa #3 a la cual se asigna la contraseña #1 sea 20. En este caso, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la capa #0 es 8, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la capa #1 (= cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de capa #0 + cantidad relativa de desplazamiento de frecuencia cíclico) es 8+5=13, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la capa #2 (= cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de la capa #1 + cantidad relativa de desplazamiento de frecuencia cíclico) es 13+20=33 y la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de capa #3 (= cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico de capa #2 + cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico relativa) es 33+20=53. De esta manera, al reportar una cantidad relativa de desplazamiento de frecuencia cíclico, es posible suprimir la sobrecarga de información de control en la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico, mantener la misma calidad de comunicación dentro de contraseñas y establecer flexiblemente la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico adecuada para calidad de comunicación especifica de contraseñas entre contraseñas.
Cuando la terminal asigna una contraseña a una pluralidad de recursos espaciales (capas) como se muestra por ejemplo, en las figuras 22A a 22C, la presente invención puede usar señales de repetición para señales asignadas a una pluralidad de capas. Por ejemplo, en las figuras 22A a 22C, la terminal puede asignar una copia (señal de repetición) de salida DFT de contraseña #0 (o contraseña #1) asignada a la capa #0 (o capa #2) a la capa #0 y capa #1 (o capa #2 y capa #3) .
(Modalidad 7) Se ha descrito un caso en la modalidad 6 en donde la terminal lleva a cabo un desplazamiento de frecuencia cíclico individual en cada recurso espacial (capa) en dominio unidimensional sólo en el dominio de frecuencias. En contraste, la presente modalidad es diferente de la modalidad 6 en que la terminal lleva a cabo un desplazamiento cíclico en un dominio espacial además del desplazamiento cíclico en el dominio de frecuencias y de esta manera lleva a cabo un desplazamiento cíclico (espacio y frecuencia) en un dominio bidimensional de dominio espacial y dominio de frecuencia.
Para ser más específicos, la terminal de acuerdo con la presente modalidad aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico a una pluralidad de salidas DFT (una pluralidad de contraseñas) transmitida a la pluralidad de recursos espaciales (capas) para cada recurso espacial en el dominio de frecuencias como en el caso de la modalidad 6, y aplica además un desplazamiento de espacio cíclico (capa) a señales C-SC-FDMA (pluralidad de grupos) generadas al dividir la pluralidad de salidas DFT (la pluralidad de contraseñas) transmitidas a través de una pluralidad de recursos espaciales (capas) con base en la unidad de anchos de banda parcialmente ortogonales (por ejemplo, grupos que tengan anchos de banda parcialmente ortogonales) en el dominio espacial (entre recursos espaciales) .
La figura 23 muestra una configuración de un aparato de transmisión (terminal) de acuerdo con la presente modalidad. En la terminal 700 mostrada en la figura 23, los mismos componentes que aquellos de la modalidad 6 (figura 20) se les asignaran los mismos números de referencia y las descripciones de los mismos serán omitidas. Además, la terminal 700 mostrada en la figura 23 está provista con dos antenas que transmiten señales C-SC-FDMA usando dos recursos espaciales como en el caso de la modalidad 6. Más aún, la sección de desplazamiento de frecuencias 702 de la sección de procesamiento de C-SC-FDMA 701 mostrado en la figura 23 lleva a cabo el mismo procesamiento que aquél de la sección de desplazamiento 301 de la sección de procesamiento de C-SC-FDMA 601 en la terminal 600 (figura 20) de la modalidad 6. Así, la terminal 700 mostrada en la figura 23 es diferente de la terminal 600 (figura 20) de la modalidad 6 en que la sección de desplazamiento espacial 703 está provista entre la sección de división 111 y la sección de pre-codificación 202.
En la terminal 700 mostrada en la figura 23, la sección de desplazamiento espacial 703 recibe información sobre una cantidad de desplazamiento (en adelante llamada "cantidad de desplazamiento espacial cíclico") en la región de recurso espacial (capa) para cada ancho de banda parcialmente ortogonal (por ejemplo, grupo que tenga un ancho de banda parcialmente ortogonal) de la sección de control 106 como entrada. Además, la sección de desplazamiento espacial 703 recibe señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos) sometidas a desplazamiento de frecuencia cíclico individual para cada contraseña (o cada capa) de cada sección de división 111 de la sección de procesamiento de C-SC-FDMA 701 como entrada como en el caso de la modalidad 6. La sección de desplazamiento espacial 703 aplica después un desplazamiento espacial cíclico a cada grupo entre recursos espaciales (capas) de acuerdo con una cantidad individual de desplazamiento espacial cíclico para cada ancho de banda parcialmente ortogonal (grupo). Para ser más específicos, la sección de desplazamiento espacial 703 aplica un desplazamiento espacial cíclico a señales C-SC-FDMA (una pluralidad de grupos) generadas al dividir contraseñas (señales SC-FDMA) transmitidos a través de una pluralidad de recursos espaciales (capas) en unidades de ancho de banda ortogonal. La sección de desplazamiento espacial 703 envía después los grupos después del desplazamiento espacial cíclico a la sección de pre-codificación 202.
A continuación se describirán detalles del procesamiento de desplazamiento espacial cíclico por la sección de desplazamiento espacial 703 de la terminal 700.
Se describirá un caso abajo en donde la terminal 700 asigna dos contraseñas (contraseña #0 y contraseña #1) a dos recursos espaciales diferentes (aquí, capas) como en el caso de la modalidad 6. Además, las secciones de procesamiento de C-SC-FDMA 701-1 y 701-2 de la terminal 700 aplican un desplazamiento en frecuencias cíclico a la contraseña #1 y contraseña #2 (figura 21B) mostrado en la figura 21A como en el caso de la modalidad 6, dividen las señales SC-FDMA después del desplazamiento de frecuencias cíclico con anchos de banda parcialmente ortogonales y generan dos grupos de grupo #0 y grupo #1 (figura 21C) . Es decir, la terminal 700 lleva acabo desplazamiento cíclico en dominio unidimensional del dominio de frecuencias a través del procesamiento mostrado en la figura 21B.
Como se muestra en la figura 24, la sección de desplazamiento espacial 703 aplica después un desplazamiento espacial cíclico a cada grupo (grupo #0 y grupo #1) después del desplazamiento de frecuencia cíclico entre recursos espaciales (capas) en unidades de ancho de banda parcialmente ortogonal, es decir, para cada grupo que tenga un ancho de banda parcialmente ortogonal. En la figura 24, una cantidad de desplazamiento espacial cíclico para el grupo #0=0 (sin desplazamiento espacial cíclico) y una cantidad de desplazamiento espacial cíclico para el grupo #0=1 (con desplazamiento espacial cíclico) . Así, como se muestra en la figura 24, la sección de desplazamiento espacial 703 aplica un desplazamiento espacial cíclico al grupo #0 con una cantidad de desplazamiento espacial cíclico =0 (sin desplazamiento espacial cíclico) en unidades de ancho de banda parcialmente ortogonal N'=12. Igualmente, como se muestra en la figura 24, la sección de desplazamiento espacial 703 aplica un desplazamiento espacial cíclico al grupo #1 con una cantidad de desplazamiento espacial cíclico =1 en unidades de ancho de banda parcialmente ortogonal N'=60. Como se muestra en la figura 24, en el grupo #1, una señal de contraseña #0 se asigna a la capa #1 y una señal de contraseña #lse asigna a la capa #0. Es decir, la terminal 700 lleva a cabo un desplazamiento cíclico en dominio unidimensional del dominio espacial a través del procesamiento mostrado en la figura 24.
Por este medio, de acuerdo con la presente modalidad, la terminal aplica un desplazamiento espacial cíclico en unidades de ancho de banda parcialmente ortogonal además del procesamiento de la modalidad 6, y puede de esta manera mejorar más el efecto de diversidad de frecuencias y el efecto de diversidad espacial mientras mantiene una relación parcialmente ortogonal entre vectores de columna en el dominio de frecuencias.
Se ha descrito un caso en la presente modalidad en donde en la terminal 700 mostrada en la figura 23, la sección de desplazamiento de frecuencias 702 aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico a una señal de dominio de frecuencia y sección de desplazamiento espacial 703 aplica después un desplazamiento espacial cíclico en el dominio espacial. Sin embargo, en la presente invención, el orden de procesamiento de desplazamiento de frecuencia cíclico y desplazamiento espacial cíclico en la terminal puede ser invertido. Es decir, la terminal de acuerdo con la presente invención puede aplicar un desplazamiento espacial cíclico (capa) en el dominio espacial a una señal y luego aplicar un desplazamiento de frecuencia cíclico en el dominio de frecuencia .
Además, en la presente invención, la terminal puede llevar acabo sólo un desplazamiento espacial cíclico (capa) en una señal en dominio unidimensional del dominio espacial sin llevar a cabo ningún desplazamiento de frecuencia cíclico en el dominio de frecuencia. Es decir, la terminal puede aplicar un desplazamiento espacial cíclico (capa) a señales C-SC-FDMA (pluralidad de grupos) generadas al dividir una señal SC-FDMA transmitida a través de una pluralidad de recursos espaciales en unidades de anchos de banda parcialmente ortogonales. Esto corresponde a un caso en donde todas las cantidades de desplazamiento de frecuencia cíclico en cada recurso espacial (capa) se establecen en 0 en la presente modalidad que lleva acabo desplazamiento cíclico en el dominio bidimensional del dominio de frecuencia y dominio espacial. Como alternativa, esto corresponde a la configuración del aparato de transmisión (terminal 700) en la figura 23 adaptado de tal manera que la sección de desplazamiento de frecuencia 702 se omita y la salida DFT (señales SC-FDMA) enviada desde la sección DFT 110 sea ingresada directamente a la sección de división 111 sin ser sujeta a ningún desplazamiento de frecuencia cíclico. Es decir, la terminal puede aplicar un desplazamiento espacial cíclico (capa) a la salida DFT de cada recurso espacial i (capa) a la cual ningún desplazamiento de frecuencia cíclico en el domingo de frecuencias se aplique, solo en el dominio espacial (entre recursos espaciales) con base en la unidad de anchos de banda parcialmente ortogonales (por ejemplo, grupos que tengan anchos de banda parcialmente ortogonales) . Esto hace posible mejorar los efectos de diversidad espacial mientras se mantiene una relación parcialmente ortogonal dentro de grupos en el dominio de frecuencias.
Además, se ha descrito un caso en la figura 24 de la presente modalidad en donde la terminal lleva acabo desplazamiento espacial cíclico en una pluralidad de grupos entre recursos espaciales para cada grupo que tiene una longitud de ancho de banda parcialmente ortogonal. Sin embargo, en la presente invención, como se muestra en la figura 25, la terminal también puede aplicar un desplazamiento espacial cíclico (capa) a una pluralidad de grupos entre recursos espaciales en unidades de anchos de banda (longitudes) parcialmente ortogonales unas a otras en una longitud más corta que el tamaño de grupo (ancho de banda más angosto que el ancho de banda de grupo) . En la figura 25, la terminal aplica diferentes desplazamientos espaciales cíclicos (capa) (cantidad de desplazamiento espacial cíclico =1 y 2) en el dominio de espacio cada dos anchos de banda parcialmente ortogonales (N'=12 y N'=48) en el grupo #1 (N'=60). Esto hace posible incrementar el carácter aleatorio de canales aparente en el grupo a través de un desplazamiento espacial cíclico mientras se conserva una relación parcialmente ortogonal entre vectores de columna en el dominio de frecuencias y de esta manera se mejora más la diversidad espacial.
Más aún, se ha descrito un caso en la presente modalidad en donde el ancho de banda parcialmente ortogonal se usa como la unidad del dominio de frecuencias al cual se aplica desplazamiento espacial cíclico (capa) . Sin embargo, la presente invención también puede usar un múltiplo de un ancho de banda parcialmente ortogonal mínimo de una pluralidad de anchos de banda de grupo como la unidad del dominio de frecuencia al cual se aplica una cantidad de desplazamiento espacial cíclico (capa). Por ejemplo, cuando el ancho de banda parcialmente ortogonal mínimo se asume que es Bmin, la unidad del dominio de frecuencia al cual se aplica un desplazamiento espacial cíclico puede definirse como kBmj.n (k es un entero) . La estación base puede determinar la cantidad de desplazamiento espacial cíclico en unidades de kBrain, y reportar la cantidad de desplazamiento espacial cíclico determinada a la terminal. Por este medio, al sólo llevar acabo control simple usando una pluralidad de anchos de banda de grupo, es posible definir la unidad del dominio de frecuencias al cual se aplique un desplazamiento espacial cíclico (capa) y también obtener efectos similares a aquellos de la presente modalidad.
Además, en la presente invención, la cantidad de desplazamiento espacial cíclico y en la unidad de dominio de frecuencias (por ejemplo, unidad de grupo que tiene un ancho de banda parcialmente ortogonal) a cuál se aplica un desplazamiento espacial cíclico (capa) puede diferir de una unidad de dominio de frecuencia a la cual se aplica un desplazamiento espacial cíclico (capa) a otra. Además, la dirección de rotación de un desplazamiento espacial cíclico (capa) puede ser uno de más ( + ) y menos (-) . Es decir, la cantidad de desplazamiento espacial cíclico puede ser uno de +y y -y.
Más aún, en la presente invención, dos cantidades de desplazamiento (z y y) pueden establecerse al asociar la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z con la cantidad de desplazamiento espacial cíclico y. Por ejemplo, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z± de la capa #i puede ser representada por una función de la cantidad de desplazamiento espacial cíclico yi del grupo #i, o de manera inversa, la cantidad de desplazamiento espacial cíclico Y± del grupo #i puede ser representada por una función de la cantidad de desplazamiento en frecuencia cíclico zi de la capa #i. Por ejemplo, esta definición puede ser posible; la cantidad de desplazamiento espacial cíclico z±= (cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico yi) mod (número de capas) . Aquí "mod" representa una operación módulo. El aparato de recepción puede reportar sólo la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico yi al aparato de transmisión y el aparato de transmisión puede identificar la cantidad de desplazamiento espacial cíclico zi de acuerdo con la función descrita arriba. Esto hace posible reducir la cantidad de información requerida para reportar dos cantidades de desplazamiento cíclico en el dominio espacial y el dominio de frecuencias y al mismo tiempo mejorar el efecto de diversidad espacial y el efecto de diversidad de frecuencias.
Más aún, en la presente invención, cuando información de identificación (indicador) que indica si se aplica o no un desplazamiento espacial cíclico o información de identificación (indicador) que indica si se aplica o no un desplazamiento de frecuencia cíclico se reporta del aparato receptor (estación base al aparato transmisor (terminal) , las dos piezas de información de identificación (identificadores) pueden ser compartidas y una pieza de la información bidimensional que indique si se aplica o no un desplazamiento espacial cíclico y un desplazamiento de frecuencias puede reportarse del aparato receptor al aparato transmisor. Esto hace posible reducir la cantidad de información de control en la información de identificación y al mismo tiempo obtener un efecto de diversidad espacial y un efecto de diversidad de frecuencias .
Más aún, la presente modalidad ha descrito en la figura 24 y la figura 25, cuando dos grupos (grupo #0 y grupo #1) son asignados a bandas de frecuencia no continuas, el método para que la terminal lleve a cabo un desplazamiento cíclico (desplazamiento bidimensional) en dominio bidimensional del dominio de frecuencias y dominio espacial o el método para que la terminal lleve a cabo un desplazamiento cíclico (desplazamiento unidimensional) en dominio unidimensional del dominio espacial. Sin embargo, la presente invención también puede ser aplicable a un caso en donde una pluralidad de grupos se asignen a bandas de frecuencia continuas. Por ejemplo, cuando se lleva a cabo un desplazamiento bidimensional en el dominio de frecuencias y dominio espacial, la terminal desplaza en frecuencia cíclicamente una pluralidad de salidas DFT en el dominio de frecuencias respectivamente, y luego desplaza en espacio cíclicamente (capa) la salida DFT de cada recurso espacial desplazado en frecuencia cíclicamente (capa) en el dominio espacial (entre recursos espaciales) con base en la unidad de los anchos de banda parcialmente ortogonales (por ejemplo, grupos que tengan anchos de banda parcialmente ortogonales) descritos en la modalidad 1 y modalidad 4. La terminal puede después asignar las señales clínicamente desplazadas en el dominio de frecuencias y dominio espacial a bandas de frecuencias continuas de cada recurso espacial (capa) . Más aún, cuando, por ejemplo, se lleva a cabo desplazamiento unidimensional en el dominio espacial, la terminal desplaza (capa) espacialmente cíclicamente la pluralidad de salidas DFT con base en la unidad de los anchos de banda parcialmente ortogonales (por ejemplo, grupos que tengan anchos de banda parcialmente ortogonales) descrita en la modalidad 1 y modalidad 4. Después de eso, las señales desplazadas espacialmente cíclicamente pueden ser asignadas a bandas de frecuencia continuas de los recursos espaciales respectivos (capas) .
(Modalidad 8) Se ha descrito un caso en la modalidad 5 en donde la terminal aplica un desplazamiento de frecuencias cíclico individual a la salida DFT (señales SC-FDMA) para cada recurso espacial (capa) . En contraste, en la presente modalidad, la terminal aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico individual a la salida DFT (señal SC-FDMA) dentro de una banda DFT en diferentes dominios de tiempo (para cada recurso de tiempo diferente) . La terminal divide después la señal desplazada en frecuencia cíclicamente con un ancho de banda parcialmente ortogonal y genera entonces una pluralidad de grupos .
Para ser más específicos, la terminal de acuerdo con la presente modalidad cambia la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico ZÍ de una señal C-SC-FDMA transmitida en cada tiempo i en una banda DFT (tamaño DFT N=72 puntos en la figura 26) al avanzar el tiempo mientras conserva posiciones de asignación en el dominio de frecuencias (bandas de frecuencia) de dos grupos (grupo #0 y grupo #1) como se muestra en la figura 26. Por ejemplo, como se muestra en la figura 26, la cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z0=0 del tiempo #0, cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico zi=12 en tiempo #1, cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z2=36 en tiempo #2 y cantidad de desplazamiento de frecuencia cíclico z3=60 en tiempo #3. Es decir, la terminal aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico a la salida DFT (señal SC-FDMA en diferentes dominios de tiempo (cada recurso de tiempo diferente) usando diferentes cantidades de desplazamiento de frecuencia cíclico en la banda DFT (72 puntos) . Como se muestra en la figura 26, la terminal divide después la salida DFT después del desplazamiento de frecuencia cíclico con un ancho de banda parcialmente ortogonal y genera dos grupos: grupo #0 y grupo #1.
De esta manera, la presente modalidad puede mejorar el efecto de diversidad de tiempo y el efecto de diversidad de frecuencia mientras conserva ortogonalidad parcial entre vectores de columna de la matriz DFT dentro de grupos sin cambiar bandas de frecuencia a las cuales se asigna la salida DFT (señales SC-FDMA) (mientras se conservan las posiciones de asignación (banda de frecuencias) en el dominio de frecuencias) .
La cantidad de desplazamiento de frecuencias cíclico puede cambiarse usando una unidad de símbolo, unidad de segmento, unidad de sub-cuadro, unidad de cuadro o unidad de retransmisión o similar como la unidad de tiempo.
Las modalidades de la presente invención han sido descritas hasta el momento.
Se ha descrito un caso en las modalidades anteriores usando el termino de "vector de columna de una matriz DFT" en donde la terminal divide salida DFT (una señal SC-FDMA) en una longitud (ancho de banda) que es parcialmente ortogonal entre vectores de columna y genera una pluralidad de grupos (señales C-SC-FDMA) . Aquí, la matriz DFT es una matriz simétrica. Por ejemplo, cada elemento de un enésimo vector de columna de una matriz DFT NxN es idéntico a cada elemento de un enésimo vector de hilera. Así, en la presente invención, incluso cuando se usa una matriz transportada de una matriz DFT como una matriz de pre-codificación, la terminal puede dividir una señal pre-codificada con una longitud (ancho de banda) parcialmente ortogonal entre vectores de hilera de la matriz DFT. Es decir, el método de división de señales SC-FDMA descrito en las modalidades anteriores puede ser aplicado a una señal pre-codificada por una matriz transpuesta de la matriz DFT. Así, incluso cuando se usa esta matriz transpuesta de la matriz DFT como una matriz de pre-codificación, efectos similares a aquellos en las modalidades anteriores pueden ser obtenidos.
Más aún, la presente invención también puede usar una matriz conjugada compleja de la matriz DFT o una matriz de respuesta conjugada compleja de la matriz DFT (matriz transpuesta Hermitiana de la matriz DFT) como la matriz de pre-codificación . Aquí, la matriz conjugada compleja de la matriz DFT y la matriz transpuesta conjugada compleja de la matriz DFT (matriz transpuesta Hermitiana de la matriz DFT) son matrices simétricas. Por lo tanto, cada elemento de un enésimo vector de columna de una matriz conjugada compleja de una matriz DFT NxN (o matriz transpuesta conjugada compleja) (matriz transpuesta Hermitiana de la matriz DFT) ) es idéntico a cada elemento de un enésimo vector de hilera. De esta manera, condiciones parcialmente ortogonales de la ecuación 1 y ecuación 2 pueden aplicarse a la matriz transpuesta conjugada compleja de la matriz DFT (matriz transpuesta Hermitiana de la matriz DFT) , y por lo tanto la terminal puede dividir una señal pre-codificada con la longitud parcialmente ortogonal (ancho de banda) descrita en las modalidades anteriores. Es decir, el método de división de señales SC-FDMA descrito en las modalidades anteriores puede ser aplicado a la señal pre-codificada por la matriz conjugada compleja de la matriz DFT o la matriz transpuesta conjugada compleja de la matriz DFT (matriz transpuesta Hermitiana de la matriz DFT) . Esto hace posible obtener efectos similares a. aquellos en las modalidades anteriores incluso cuando se usa la matriz conjugada compleja de la matriz DFT o la matriz transpuesta conjugada compleja de la matriz DFT (matriz transpuesta Hermitiana de la matriz DFT) como la matriz de pre-codificación.
Además, la presente invención también puede hacer uso de una matriz inversa de la matriz DFT como la matriz de pre-decodificación . La matriz inversa de la matriz DFT es equivalente a la matriz transpuesta conjugada compleja de la matriz DFT (matriz transpuesta Hermitiana de la matriz DFT) . Por lo tanto, cuando se usa la matriz inversa de la matriz DFT como la matriz de pre-codificación, el método de división se señales SC-FDMA descrito en las modalidades anteriores puede ser aplicado a una señal pre-codificada por la matriz inversa de la matriz DFT. Esto hace posible obtener efectos similares a aquellos en las modalidades anteriores incluso cuando se usa la matriz inversa de la matriz DFT como la matriz de pre-codificación.
Una configuración de terminal (por ejemplo figura 9 y figura 20) ha sido mostrada en las modalidades 2 y 6 anteriores en la cual la sección DFT —> sección de división —» sección de pre-codificación se conectan en ese orden. Sin embargo, la presente invención también puede adoptar una configuración de terminal en la cual la sección DFT —> sección de pre-decodificación —> sección de división se conecten en ese orden. En este caso, la terminal transforma secuencias de símbolos de transmisión respectivas en las cuales señales piloto son multiplexadas del dominio de tiempo a señales de dominio de frecuencia a través del procesamiento DFT por la sección DFT y luego lleva a cabo pre-codificación lineal en cada señal de dominio de frecuencias sub-portadora a través de la sección de pre-decodificación (por ejemplo, multiplicando dos señales de salida DFT en cierta sub-portadora por una matriz de pre-codificación expresada en forma de matriz) . La terminal puede entonces llevar acabo procesamiento de división en las señales SC-FDMA para el componente de señal de dominio de frecuencia pre-codificado por la sección de división usando uno de los métodos de división de las modalidades anteriores.
Además, se ha descrito un caso en las modalidades anteriores en donde unas señales SC-FDMA se divide con un ancho de banda parcialmente ortogonal en el dominio de frecuencias. Sin embargo, la presente invención también se puede aplicar a transmisión MIMO en la cual una señal es dispersa en el dominio de tiempo a través de acceso múltiple por división de códigos de secuencia directa (SC-FDMA) o similar usando una matriz DFT (matriz transpuesta de matriz DFT, matriz conjugada compleja de matriz DFT, matriz transpuesta conjugada compleja de la matriz DFT o matriz inversa de la matriz DFT) y las señales dispersas son multiplexadas por códigos en el dominio de espacio. En este caso, una señal obtenida a través de la dispersión de la matriz DFT (matriz transpuesta de la matriz DFT, matriz conjugada compleja de la matriz DFT, matriz transpuesta conjugada compleja de la matriz DFT o matriz inversa de la matriz DFT) en el dominio de tiempo y multiplexión por códigos en el dominio espacial puede dividirse con un ancho de banda parcialmente ortogonal como en el caso de las modalidades anteriores y las señales divididas respectivas pueden asignarse a recursos de tiempo discontinuos o recursos de espacio. De esta manera, es posible obtener efectos similares a aquellos en las modalidades anteriores.
Además, las anteriores modalidades 1 a 8 también se pueden usar en combinación unas con otras.
Más aún, se ha descrito un caso en las modalidades anteriores en donde el aparato de radiocomunicación de acuerdo con la presente invención está provisto para la terminal 100 (figura 1), terminal 200 (figura 9), terminal 300 (figura 15), terminal 500 (figura 19) , terminal 600 (figura 20) o terminal 700 (figura 23), pero el aparato de radiocomunicación de acuerdo con la presente invención también se puede proporcionar para la estación base.
Además, la terminal también puede llamarse UE (Equipo de Usuario: UE) y la estación base también puede llamarse Nodo B o BS (Estación Base) .
Más aún, la presente invención ha sido descrita como una antena en las modalidades anteriores, pero la presente invención igualmente es aplicable a un puerto de antenas.
El puerto de antenas se refiere a una antena lógica constituida de una o una pluralidad de antenas físicas. Es decir, el puerto de antenas no siempre se refiere a una antena física sino que puede referirse a una antena dispuesta constituida de una pluralidad de antenas o similares.
Por ejemplo, 3GPP LTE no define cuántas antenas físicas constituyen un puerto de antenas, pero define al puerto de antenas como una unidad mínima que la estación base puede transmitir diferentes señales de referencia.
Además, el puerto de antenas también se puede definir como una unidad mínima para multiplicar una ponderación de vectores de pre-codificación.
Más aún, aunque se han descrito casos con las modalidades anteriores en donde la presente invención se configura por hardware, la presente invención puede implementarse por software .
Cada bloque de funciones empleado en la descripción de las modalidades mencionadas arriba puede ser típicamente implementado como un LSI constituido por un circuito integrado. Estos pueden ser chips individuales o estar contenidos parcial o totalmente en un solo chip. "LSI" se adopta aquí pero éste también se puede conocer como "IC" , "LSI de sistema", "süper LSI" o "ultra LSI" dependiendo de diferentes grados de integración.
Además, el método de integración de circuitos no está limitado a LSI's, y la implementación usando circuitos dedicados o procesadores de propósitos generales también es posible. Después de la fabricación del LSI, la utilización de una FPGA (Disposición de Puertas Programable por Campos) o un procesador reconfigurable en donde conexiones y ajustes de célula de circuito dentro de un LSI pueden reconfigurarse también es posible .
Además, si la tecnología de circuitos integrados llega a reemplazar LSI ' s como resultado del avance de la tecnología de semiconductores o cualquier otra tecnología derivada, naturalmente también es posible llevar a cabo la integración de bloques de funciones usando esta tecnología. También es posible la aplicación de biotecnología.
Las descripciones de la solicitud de patente japonesa No. 2008-242716, presentada el 22 de Septiembre del 2008 y solicitud de patente Japonesa No. 2009-201740, presentada el 1 de Septiembre del 2009, incluyendo las descripciones, dibujos y resúmenes se incorporan en la presente a manera de referencia en su totalidad.
Aplicación industrial La presente invención es aplicable a un sistema de comunicación móvil o similar.
Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims (20)

REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones :
1. Un aparato de radiocomunicación caracterizado porque comprende : una sección de conversión que genera una señal de dominio de frecuencia al aplicar procesamiento de transformación de Fourier discreta a una secuencia de símbolos de dominio de tiempo usando una matriz de transformación de Fourier discreta; una sección de división que divide la señal de dominio de frecuencias con un ancho de banda parcialmente ortogonal para generar una pluralidad de grupos, el ancho de banda parcialmente ortogonal corresponde a una longitud de vector parcialmente ortogonal de algunos de una pluralidad de vectores de columna que constituyen la matriz de transformación de Fourier discreta; y una sección de asignación que asigna la pluralidad de grupos a una pluralidad de bandas de frecuencia discontinuas respectivamente.
2. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencias con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a la longitud de vector N' calculada de la ecuación 1 ?'-'? Ecuación 1 en donde fi y fi' (i=0 a N-l, i'=0 a N-l, i?i') son vectores de columna diferentes en la pluralidad de vectores de columna y I es un entero no cero que satisface |l|<|i-i' |; y en donde N es una longitud de vector del vector de columna.
3. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencia con el ancho de banda parcialmente ortogonal B' calculado de la ecuación 2. l'-'l l'-'l Ecuación 2 en donde Bsub es un intervalo de frecuencia ortogonal y B es un ancho de banda total usado para la señal de dominio de frecuencia.
4. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizada porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencias con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a la longitud de vector ' para la cual ( 111 / | i-i ' | _1) en la ecuación 1 es 2 o más y menos que N y el cual es uno de los divisores de N.
5. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencias con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a la longitud de vector N' que es un múltiplo de un número primo.
6. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencias con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a la longitud de vector N' que es un múltiplo de un producto de dos o más números primos .
7. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencia con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a la longitud de vector N' que es una potencia de un número primo.
8. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencias con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a la longitud de vector N' que es una potencia de un producto de dos o más números primos .
9. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencias con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a la longitud de vector N' que es un producto de potencias de números primos .
10. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además : una pluralidad de antenas que transmiten la señal en una pluralidad de flujos; y una sección de pre-codificación que multiplica la señal asignada a bandas de frecuencias que tienen el mismo ancho de banda parcialmente ortogonal por la misma matriz de pre-codificación espacial en la pluralidad de flujos respectivamente.
11. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque la sección de pre-codificación multiplica grupos que tienen el mismo ancho de banda parcialmente ortogonal de la pluralidad de grupos por la misma matriz de pre-codificación espacial en la pluralidad de flujos respectivamente.
12. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencias con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a la longitud de vector N' en la cual entre una pluralidad de potencias que constituyen un producto de potencias que representan la longitud de vector ?' ( un valor exponente de cierta potencia es igual a o más pequeño que un valor exponente de otra potencia que tiene una base más pequeña que una base de la cierta potencia e igual a o mayor que un valor exponente de una potencia adicional que tiene una base más grande que la base de la cierta potencia.
13. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque la sección de división asume que la longitud de vector N' es una unidad de división mínima y divide la señal de dominio de frecuencias con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde a un múltiplo de la unidad de división mínima.
14. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencias con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde al múltiplo calculado al multiplicar la unidad de división mínima por un multiplicador representado por un producto de potencias usando la misma combinación de bases que la combinación de bases de una pluralidad de potencias que constituye un producto de potencias que representa la unidad de división mínima.
15. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado porque la sección de división divide la señal de dominio de frecuencia con el ancho de banda parcialmente ortogonal que corresponde al múltiplo calculado al multiplicar la unidad de división mínima por el multiplicador en el cual entre una pluralidad de potencias que constituyen un producto de potencias que representan el multiplicador, un valor exponente de cierta potencia es igual a o más pequeño que un valor exponente de otra potencia que tiene una base más pequeña que una base de la cierta potencia igual a o más grande que un valor exponente de una potencia adicional que tiene una base más grande que la base de la cierta potencia.
16. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además una sección de desplazamiento que aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico a la señal de dominio de frecuencias dentro de una banda de transformación de Fourier discreta en el procesamiento de transformación de Fourier discreta .
17. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además : una pluralidad de antenas que transmiten la señal usando una pluralidad de recursos espaciales; y una sección de desplazamiento que aplica un desplazamiento de frecuencia cíclico a la señal transmitida a través de la pluralidad de recursos espaciales respectivos para cada pluralidad de recursos espaciales dentro de una banda de transformación de Fourier discreta en el procesamiento de transformación de Fourier discreta.
18. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además : una pluralidad de antenas que transmiten la señal usando una pluralidad de recursos espaciales; una sección de desplazamiento de frecuencias que aplica un desplazamiento de frecuencias cíclico a la señal transmitida a través de la pluralidad de recursos espaciales para cada pluralidad de recursos espaciales dentro de una banda de transformación de Fourier discreta en el procesamiento de transformación de Fourier discreta; y una sección de desplazamiento espacial que aplica un desplazamiento espacial cíclico a la pluralidad de grupos generada al dividir la señal transmitida a través de la pluralidad de recursos espaciales respectivos en unidades del ancho de banda parcialmente ortogonal.
19. El aparato de radiocomunicación de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque comprende además : una pluralidad de antenas que transmite la señal usando una pluralidad de recursos espaciales; y una sección de desplazamiento espacial que aplica un desplazamiento espacial cíclico a la pluralidad de grupos generada al dividir la señal transmitida a través de la pluralidad de recursos espaciales respectivos en unidades del ancho de banda parcialmente ortogonal .
20. Un método de división de señales caracterizado porque sirve para dividir una señal de dominio de frecuencias con un ancho de banda parcialmente ortogonal para generar una pluralidad de grupos, el ancho de banda parcialmente ortogonal corresponde a una longitud de vector parcialmente ortogonal de algunos de una pluralidad de vectores de columna que constituyen una matriz de transformación de Fourier discreta usada para convertir una secuencia de símbolos de dominio de tiempo en la señal de dominio de frecuencias.
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