MX2007009324A - Generador de impulso para rectificador controlado. - Google Patents

Abstract

Se describe un sistema de control que puede compensar las amplias variaciones en la salida de un generador, tal como un alternador de iman permanente, en tanto que proporciona una salida con una ondulacion de fase relativamente uniforme. El sistema de control incluye un detector de cruce de cero (206B) y generador de rampa variable (208A) para generar senales de control a una rectificador de conmutacion para generar una senal de CD (corriente directa) regulada.

Description

GENERADOR DE IMPULSO PARA RECTIFICADOR CONTROLADO CAMPO TÉCNICO DE LA INVENCIÓN La presente invención es concerniente con sistemas de control de voltaje de corriente para máquinas para convertir entre energía mecánica y eléctrica, tales como generadores de CA sin escobillas y en particular con un sistema de control para un alternador de alta potencia de imán permanente compacto, tal como un alternador de alta potencia de imán permanente compacto apropiado para uso automotriz.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Un alternador comprende comúnmente un rotor montado sobre un árbol giratorio y dispuesto concéntricamente en relación con un estator estacionario. El rotor es dispuesto comúnmente dentro del estator. Sin embargo, el estator puede ser colocado alternativamente concéntricamente dentro del rotor. Una fuente de energía externa, tal como un motor o turbina, impulsa comúnmente el elemento giratorio, directamente o por medio de un sistema intermediario tal como una banda de polea. Sin embargo, el estator y rotor tienen una serie de polos. Ya sea el rotor o el estator genera un campo magnético que interactúa con los devanados sobre los polos de la otra estructura. A medida que el campo magnético intercepta los devanados, se genera un campo eléctrico gue es proporcionado a una carga apropiada. El campo eléctrico inducido (que es comúnmente conocido como una fuente de voltaje) es aplicado comúnmente a un rectificador, algunas veces regulado y proporcionado como una fuente de energía de salida de CD. La corriente inducida es aplicada comúnmente a un rectificador, algunas veces regulado y proporcionada como una fuente de energía de salida de CD. En algunas instancias, una señal de salida de CD regulada es aplicada a un inversor de CD a CA para proporcionar una salida de CA . Convencionalmente, los alternadores usados en aplicaciones de vehículos automotrices comprenden comúnmente: un alojamiento montado obre el exterior del motor; un estator que tiene devanados de tres fases alojados en el alojamiento, un rotor tipo garra-polo impulsado por banda (por ejemplo, Lundell) soportado giratoriamente en el alojamiento dentro del estator. Sin embargo, para incrementar la salida de potencia el tamaño del alternador convencional puede ser incrementado significativamente. Asi, las restricciones de espacio en vehículos tienden a ser a tales alternadores difíciles de usar en aplicaciones de alta salida, por ejemplo 5 KW, tales como para energizar aparatos de acondicionamiento de aire, refrigeración o comunicaciones. Además, los rotores tipo garra-polo, que portan devanados son relativamente pesados (frecuentemente comprenden tanto como 3 cuartos del peso total del alternador) y crean inercia sustancial. Tal inercia, en efecto, presenta una carga sobre el motor cada vez que el motor es acelerado. Esto tiende a disminuir la eficiencia del motor, provocando consumo adicional de combustible. Además, tal inercia puede ser problemática en aplicaciones tales como vehículos eléctricos o híbridos. Los vehículos híbridos utilizan un motor a gasolina para impulsar el vehículo a velocidad por encima de un umbral predeterminado, por ejemplo 30 Kph (correspondiente comúnmente a un intervalo de RPM en donde el motor a gasolina es más eficiente. Similarmente, en un llamado "híbrido moderado", un arrancador-generador es usado para proporcionar una ráfaga inicial de propulsión cuando el conductor oprime el pedal del acelerador, facilitando el apagado del motor del vehículo cuando el vehículo está detenido en el tráfico para ahorrar combustible y disminuir las emisiones. Tales sistemas híbridos moderados contemplan comúnmente el uso de un sistema eléctrico de alto voltaje (por ejemplo 42 volts) . El alternador en tales sistemas debe ser capaz de recargar la batería a niveles suficientes para impulsar el arrancador-generador para proporcionar la ráfaga inicial de propulsión entre paradas sucesivas, particularmente en tráfico de parada y avance. Asi, se necesita un alternador de relativamente alta potencia, baja inercia . En general, hay necesidad de potencia eléctrica adicional para energizar sistemas de control y accionamiento, acondicionamiento de aire y aparatos en vehículos. Esto es particularmente cierto para vehículos para aplicaciones recreacionales, de transporte industrial tales como aplicaciones de refrigeración, construcción y aplicaciones militares . Por ejemplo, hay la tendencia en la industria de vehículos motorizados por usar sistemas de control y accionamiento eléctricos inteligentes en lugar de sistemas de control y accionamiento mecánicos o hidráulicos para disminuir la carga de energía en el motor del vehículo e incrementar la economía de combustible. Tales sistemas pueden ser usados, por ejemplo en conexión con servo-direccionamientos (que comúnmente están activos solamente cuando se requiere una corrección de direccionamiento) , amortiguadores (que utilizan retroalimentación para ajustar la rigidez de los amortiguadores a las condiciones del camino y la velocidad) y acondicionamiento de aire (poner en operación el compresor a la velocidad minima requerida para mantener la temperatura constante) . El uso de tales sistemas de control de accionamiento eléctricos tiende a incrementar la demanda en el sistema de energía eléctrica del vehículo. Similarmente, es deseable que los sistemas de refrigeración móviles sean impulsados eléctricamente. Por ejemplo, el accionamiento del sistema de refrigeración a velocidades variables (independientemente de las revoluciones por minuto del motor del vehículo) puede incrementar la eficiencia. Además, con los sistemas impulsados eléctricamente las mangueras que conectan los varios componentes, por ejemplo el compresor (en el motor) , condensador (dispuesto para estar expuesto al aire) y unidad de evaporación (localizada en el compartimiento frió) pueden ser reemplazados por un sistema sellado herméticamente impulsado eléctricamente análogo a un refrigerador doméstico o acondicionador de aire. Asi, es deseable que un sistema de energía eléctrica del vehículo en tal aplicación sea capaz de proporcionar los niveles de energía requeridos para una unidad impulsada eléctricamente. También hay la necesidad particular de un alternador de alta potencia de "remover y reemplazar" para retroequipar vehículos existentes. Comúnmente, solamente se proporciona una cantidad de espacio limitado dentro del compartimiento del motor del vehículo para acomodar el alternador. A no ser que un alternador de reemplazo encaje dentro del espacio disponible, la instalación es, si es posible, complicada significativamente, requiriendo comúnmente la remoción de componentes mayores tales como radiadores, parachoques, etc. e instalación de abrazaderas o ménsulas extras, bandas y elementos físicos. Asi, es deseable que un alternador de reemplazo encaje dentro del espacio original proporcionado y se interconecte con los elementos físicos originales. En general, los alternadores de imanes permanentes son bien conocidos. Tales alternadores utilizan imanes permanentes para generar el campo magnético requerido. Los generadores de imán permanente tienden a ser mucho más ligeros y más pegúenos que los generadores de campo embobinados tradicionales. Ejemplos de alternadores de imán permanente son descritos en la patente estadounidenses 5,625,276 expedida a Scott et al el 29 de abril de 1997; 5,705,917 expedida a Scott et al el 6 de enero de 1998; 5,886,504 expedida a Scott et al el 23 de marzo de 1999; 5,92,611 expedida a Scott et al el 27 de julio de 1999; 6,034,511 expedida a Scott et al el 7 de marzo de 2000; y 6,441,522 expedida a Scott el 27 de agosto de 2002. Alternadores de imán permanente particularmente ligeros y compactos pueden ser implementados al usar un rotor de imán permanente "externo" y un estator "interno". El rotor comprende una caja cilindrica hueca con imanes permanentes de alta energía dispuestos sobre la superficie interior del cilindro. El estator es dispuesto concéntricamente dentro de la caja del rotor y comprende apropiadamente un núcleo magnético blando y devanados conductores. El núcleo es en general cilindrico con una superficie periférica externa almenada axialmente con un número predeterminado de dientes y ranuras espaciados igual. Los devanados conductores (formados de un conductor eléctrico aislado apropiadamente, tales como alambre de motor de cobre barnizado) son enrollados a través de una ranura respectiva, hacia fuera a lo largo de la cara lateral del núcleo alrededor de un número predeterminado de dientes, luego de regreso a través de otra ranura. La porción de los devanados que se extienden al exterior de las ranuras de almenado a lo largo de las caras laterales del núcleo son denominados en la presente como vueltas de extremo. La rotación del rotor alrededor del estator provoca flujo magnético de los imanes del rotor para que interactúen con e induzcan corriente en los devanados de estator. Un ejemplo de tal alternador es descrito por ejemplo en las patentes estadounidenses mencionadas anteriormente 5,705,917 expedida a et al el 6 de enero de 1998 y 5,92,611 expedida a Scott et al el 27 de julio de 1999. La energía suministrada por un generador de imán permanente varia significativamente de acuerdo con la velocidad del rotor. En muchas aplicaciones, los cambios en la velocidad del rotor son comunes debido por ejemplo a variaciones de velocidad del motor en un automóvil o cambios en las características de carga. Asi, un sistema de control electrónico es usado comúnmente. Un ejemplo de un alternador de imán permanente y sistema de control para el mismo es descrito en la patente estadounidense mencionada anteriormente 5,625,276 expedida a Scott et al el 29 de abril de 1997. Ejemplos de otros sistemas de control son descritos en la patente estadounidense 6,018,200 expedida a Anderson, et al. el 25 de enero de 2000. Otros ejemplos de sistemas de control son descritos en la solicitud de patente estadounidense copendiente perteneciente en común 10/860,393 de Quazi et al, intitulada "Controller For Permanent Magnet Alternator" y presentada el 6 de junio de 2004. La solicitud de Quazi et al mencionada anteriormente es incorporada en la presente por referencia como si se resumiera Verbatim en la presente. La necesidad de acomodar en un amplio intervalo de velocidades de rotor es particularmente aguda en aplicaciones de vehículos motorizados. Por ejemplo, los motores de camión a diesel grandes operan comúnmente desde 600 rpm en marcha sin carga a 2600 rpm a velocidades de autopista, con ráfagas ocasionales a 3000 rpm, cuando el motor es usado para retardar la velocidad del camión. Asi, el sistema de alternador es sometido a una variación de 5:1 en revoluciones por minuto. Los motores a diesel de uso ligero operan a un intervalo un tanto más amplio, por ejemplo de 600 a 4000 rpm. Los alternadores usados con motores de vehículos a gasolina deben acomodar comúnmente un intervalo todavía más amplio de revoluciones por minuto, por ejemplo de 600 a 6500 rpm. Además, el alternador debe compensar variaciones en carga, esto es, desde sin carga a plena carga. Asi, el voltaje de salida de un alternador de imán permanente usado con motores de vehículos a gasolina puede ser sometido a una variación de 12:1. Asi, si se requiere un alternador de imán permanente convencional para proporcionar el voltaje de operación (por ejemplo, 12 volts) en tanto que se encuentra en marcha sin carga que una carga dada, proporcionará múltiplos de voltaje de operación, por ejemplo diez (10) veces aquel voltaje, a plenas revoluciones por minuto de motor con aquella carga, por ejemplo 120 volts. Cuando el voltaje en marcha al vacio es 120 V, por ejemplo, para aparatos de acondicionamiento de aire de accionamiento eléctrico o aparatos de comunicaciones, el voltaje a plena revoluciones por minuto del motor seria por ejemplo 1200 V. Tales niveles de voltaje son difíciles y por supuesto peligrosos de manejar. Además, tales variaciones extremas en el voltaje corriente pueden requerir componentes más caros. Componentes clasificados para los altos voltajes de corrientes producidos a altas revelaciones por minuto de motor (por ejemplo velocidades de autopista) son considerablemente más caros, que los componentes clasificados para voltajes más moderados. Se han realizado varios intentos para acomodar el amplio intervalo de voltajes de salida de alternadores de imán permanente. Por ejemplo, la patente estadounidense 5,625,276, expedida a Scott et al mencionada anteriormente describe un controlador que activa selectivamente devanados individuales para obtener una salida deseada. Los devanados pueden ser conectados en una configuración plenamente en paralelo para proporcionar alta corriente a niveles de voltaje relativamente bajos o en serie para proporcionar capacidad de alto voltaje. A medida que la revolución por minuto de accionamiento se incrementa, los devanados individuales son en efecto desconectados del circuito operativo para controlar el voltaje y/o corriente de salida. Sin embargo, particularmente en aplicaciones de alta proporción de velocidad alta energía compactas, tales como vehículos motorizados, las transiciones de conmutación entre los devanados tienen efectos perjudiciales, especialmente en el extremo alto del intervalo de revelaciones por minuto. Otros intentos han involucrado controlar las revoluciones por minuto del alternador y asi su voltaje, independientemente de las revoluciones por minuto del motor. Un ejemplo de tal intento es descrito en la patente estadounidense 4,695,776, expedida el 22 de septiembre de 1987 a Dishner. Estas soluciones tienden a involucrar componentes mecánicos gue son grandes, reguieren mantenimiento y son sometidos a desgaste . Otros intentos han involucrado desviar una porción del flujo magnético generador en el alternador para modular el voltaje de salida. Un ejemplo de un sistema es descrito en la patente estadounidense 4,885,493 expedida a Gokhale el 5 de diciembre de 1989. Sin embargo, la desviación de flujo requiere comúnmente componentes mecánicos adicionales y puede ser lento para reaccionar. La rectificación y regulación pueden ser efectuadas como un solo proceso utilizando un puente de conmutación (por ejemplo puente SCR) con control de ángulo de fase de ciclo de trabajo. El puente incluye dispositivos de conmutación de control respectivos (por ejemplo, SCR) que son accionados selectivamente para proporcionar trayectorias de conducción entre la salida y entrada del puente. En esencia, cada medio ciclo (sin consideración de la polaridad) de la señal de CA produce un impulso de una polaridad predeterminada (comúnmente positiva) en la salida del puente. La duración y sincronización de la conducción quizás controla la salida del puente. Tales puentes de conmutación pueden ser "mitad controlados" que comprenden un dispositivo de conmutación controlado respectivo (por ejemplo, SCR) y diodo para cada fase o "plenamente controlados" que comprenden para cada fase dos dispositivos de conmutación (por ejemplo, SCR) uno para cada polaridad. Convencionalmente, los dispositivos de conmutación en el puente son accionados de acuerdo con "control de ángulo de fase de ciclo de trabajo" para proporcionar un nivel de salida de voltaje predeterminado. Las señales de disparo a los dispositivos de conmutación son generadas mediante un controlador gue detecta cruces de cero en las fases respectivas de la señal de CA y genera la señal de disparo de conformidad (comúnmente después de un retardo correspondiente nominalmente a un ángulo de fase predeterminado en la señal de CA y concomitantemente con un nivel de salida de CD deseados) . Más en particular, en un sistema convencional, cuando se detecta un cruce de cero en una fase particular, el controlador retarda por un periodo de tiempo correspondiente al ciclo de trabajo deseado (que a su vez, corresponde al nivel de voltaje de salida deseado) . El retardo es engendrado comúnmente por un tiro o circuito de sincronización convencional. Por ejemplo, un capacitor es cargado con un corriente cuando el voltaje a través del capacitor excede un voltaje de referencia, un disparo al SCR asociado con la fase es generado y el capacitor es descargado. En respuesta a la señal de disparo, el SCR se enciende (se vuelve conductor) y permanece encendido hasta que la corriente a través del mismo avanza a cero, punto en el cual se vuelve no conductor hasta la siguiente señal de disparo. El ciclo es repetido en respuesta al siguiente cruce de cero de la polaridad apropiada. En un sistema mitad controlado, el control de ángulo de fase del ciclo de trabajo de salida es efectuado mediante el accionamiento selectivo de los dispositivos de conmutación controlados durante su medio ciclo asociado de la señal de AC; los segmentos de diodo de las patas se vuelven conductores durante todo el medio ciclo asociado (polaridad opuesta) de la fase. El intervalo de la señales de salida que pueden ser generadas de un nivel de señal de CA dada (y asi intervalo de señales de CA de entrada) es asi limitado, en comparación con un sistema controlado pleno. Cuando se proporciona pleno control, los SCR son cada uno asociados con un medio ciclo particular (polaridad) de una fase asociada. Una señal de disparo es generada en respuesta a (por ejemplo, después de retardo de fase) el cruce de cero que comienza el medio ciclo asociado de la fase. Asi, se deben hacer provisiones para diferenciar entre cruces de cero que van a positivo y que van a negativo. Cuando se usa un puente de conmutación (por ejemplo, puente SCR) y control de ángulo de fase de ciclo de trabajo en conjunción con una fuente de energía de CA que varia en magnitud y cambia la frecuencia alternante muy rápidamente (como en el caso de un alternador de vehículo motorizado) las variaciones de salida de voltaje y contenidos de ondulación pueden ser particularmente significativas. Esto es particularmente cierto en sistemas controlados plenos. Las variaciones en contenido de ondulación en la salida del puente puede producir armónicas de ondulación de salida inaceptables y requiere filtración extensa. Por ejemplo, las salidas de muchos alternadores no son una onda seno uniforme. Las no uniformidades en amplitud y ondulación frecuentemente ocurren entre medios ciclos y entre fases de la señal de entrada de CA al puente y son reflejadas en las salidas de las porciones (pata) de los circuitos de puente asociados con las fases respectivas. Tales distorsiones y no uniformidades en la salida del alternador pueden ocurrir por cualquiera de una diversidad de razones, tales como por ejemplo variaciones en la colocación de las vueltas de devanado en relación entre si y en el caso de alternadores de imán permanente, en relación con los imanes. Variaciones adicionales en las salidas de las porciones (patas) de puente asociado con las fases respectivas (por ejemplo debido a tolerancias, temperaturas, etc.) en valores de componentes entre los circuitos asociados con las varias fases, cambio cíclico en frecuencia debido a disparo del cilindro de motor, variaciones en el espacio de aire magnético, variaciones de la saturación de los dientes del estator a medida que el imán avanza, etc. Además, la salida del generador frecuentemente incluye componentes espurios (por ejemplo picos) que pueden ser malinterpretados para cruces de cero por los circuitos de detector. Asi, hay necesidad de un sistema de control relativamente no caro y eficiente que utilice semi-conductores relativamente fuertes (tales como SCR) que puedan acomodar amplias variaciones en la frecuencia y amplitud de una fuente de CA (por ejemplo alternador) en tanto que minimiza las armónicas de ondulación de salida y requerimientos de filtración. En algunas aplicaciones, pueden haber longitudes relativamente largas de cable eléctrico gue conecta la salida del convertidor a la carga. Por ejemplo, el cableado entre el convertidor y batería (carga) puede ser suficiente para provocar una calda de voltaje entre el convertidor y la batería . También, hay una diversidad de otros factores que pueden afectar la operación de sistemas de alternador. Por ejemplo, la operación de los sistemas de alternador pueden ser afectadas significativamente y algunas veces deshabilitada por la temperatura de los componentes del sistema. Asi, hay necesidad de un control de alternador que incluya mecanismos para detectar temperaturas peligrosas para la operación del sistema de alternador. En sistemas de alternador usados para cargar baterías, la temperatura de la batería tiene un impacto directo sobre el voltaje de carga óptima de la batería y la sulfatación de la batería es un contribuyente mayor a la vida disminuida de la batería. Hay necesidad de sistemas de carga de alternador (particularmente en aplicaciones de vehículos motorizados) que pueden ajustar dinámicamente la salida en cuanto a voltaje de carga optimizado y manejo dinámicamente de la sulfatación de la batería . Hay necesidad de un sistema de carga de alternador que incluya un mecanismo para el control inteligente (por ejemplo, microprocesador), que proporcione por ejemplo: monitoreo de desempeño del sistema eléctrico; proporcione protección al sistema eléctrico y ajuste de campo de los parámetros de operación del sistema. El estator de un alternador de vehículo motorizado de alta corriente convencional es construido con conductores de área de sección transversal grande conectados efectivamente en serie. Pueden existir varios problemas con este método de devanado. Por ejemplo: debido al bajo número de vueltas (y en algunas instancias solo una vuelta) por espiras de fase de polo, es difícil o imposible efectuar un cambio pequeño en el voltaje de salida de diseño al cambiar el número de vueltas de la espira de polo de fase; el área de sección transversal grande de los conductores hace al estator difícil de devanar y un cortocircuito entre las espiras comúnmente quemará todo el estator y puede detener el alternador, dando como resultado daños posibles al sistema de accionamiento o sobre carga del motor del vehículo. En general, los alternadores de imán permanente que incorporan un número predeterminado de grupos independientes de devanado, enrollados a través de ranuras alrededor de un número predeterminado de dientes en donde la energía proporcionada por cada campo está relativamente sin afectar por el estatus de los otros grupos es conocido. Por ejemplo, tal alternador es descrito junto con un controlador para el mismo en la patente estadounidense 5,900,722 expedida a Scott et al. el 4 de mayo de 1999. En el alternador descrito en la patente 5,900,722, el número de grupos de devanados fue igual a una fracción entera del número de polos y el circuito de controlador completó selectivamente trayectorias de corriente a grupos individuales de devanados para obtener una salida deseada. Sin embargo, todavía hay necesidad de un alternador de alta potencia compacto en donde se pueda obtener un voltaje de salida deseado al cambiar el número de términos de la espira de polo de fase, que sea relativamente fácil de devanar y minimice la consecuencia de cortocircuitos, en tanto que al mismo tiempo facilite el enfriamiento. También hay necesidad de un convertidor que pueda acomodar tal alternador.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN De acuerdo con varios aspectos de la presente invención, se proporciona un sistema de control relativamente no caro que puede acomodar las amplias variaciones en la salida de un generador, tal como un alternador de imán permanente, en tanto que proporciona una salida con ondulación de fase relativamente uniforme. De acuerdo con un aspecto de la presente invención, la señal de disparo a un dispositivo de conmutación (por ejemplo, SCR) es iniciada de acuerdo con la integral de tiempo del voltaje (por ejemplo, volt-segundos) del medio ciclo de fase de CA correspondiente. Por ejemplo, la señal de disparo es generada cuado una señal de rampa representativa de los volts-segundos de la fase de señal de CA asociada llega a un nivel predeterminado. En la modalidad preferida la rampa es generada al cargar un capacitor con una señal representativa de voltaje del alternador mismo. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, la señal de disparo a un dispositivo de conmutación (por ejemplo, SCR) es iniciada solamente en respuesta a cruces de cero que ocurren dentro de una ventana de tiempo predeterminada relacionada con (por ejemplo, seguimiento) de la frecuencia de la señal de CA. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, se usa un sistema de ganancia automático para compensar diferencias de valor de componente es de los canales respectivos . De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, el control puede compensar pérdidas presentes en corridas de cable largas entre el convertidor y batería y otras pérdidas similares. La compensación puede ser efectuada ya sea al detectar el voltaje remotamente del convertidor, por ejemplo en la vecindad de la batería o localmente dentro del convertidor. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención un voltaje de carga de batería puede ser optimizado con respecto a la temperatura de la batería. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención se proporciona un mecanismo para reducir la sulfatación de la placa de la batería. De acuerdo con otros aspectos de la presente invención, es proporciona mecanismos para monitores varios parámetros del sistema y para optimizar varios parámetros el sistema en el campo. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención varios métodos de protección del sistema se han implementado. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, el devanado del estator es enrollado con un número predeterminado de espiras de fase de polo, preferiblemente igual al número de polos magnéticos. Cada espira de fase de polo es enrollada con suficientes vueltas para generar el voltaje de salida requerido del alternador y una fracción de la corriente de salida igual a uno dividido por el número de polos magnéticos. Luego estas espiras de polo individuales son conectadas en paralelo. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, un anillo de fase conductor respectivo correspondiente a cada fase de salida es instalado dentro del alternador con cada espira correspondiente a la fase asociada conectada eléctricamente a los anillos de fase conductores para facilitar el enfriamiento y agrupamiento y transmisión de fases de salida al control. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, los anillos de fase conductores son mantenidos en su lugar mediante una estructura de soporte no conductora. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, los anillos de fase conductores son dispuestos para proporcionar un enfriamiento eficiente mediante exposición a los fluidos de enfriamiento, por ejemplo aire que pasa sobre los anillos de fase conductores.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS La presente invención será descrita posteriormente en la presente en conjunción con las figuras de los dibujos adjuntos, en donde las designaciones semejantes denotan elementos semejantes (a no ser que se especifique de otra manera) . La figura 1 es un diagrama de bloques de un sistema para convertir entre energía mecánica y eléctrica. La figura 2A es un bloque esquemático de un controlador de acuerdo con varios aspectos de la presente invención . La figura 2B (colectivamente, junto con la figura 2A, denominada como figura 2) es un blogue esquemático de un solo canal dentro del controlador 2A de acuerdo con varios aspectos de la presente invención. La figura 3 es un esquema de un detector de cruce de cero apropiado para uso en el controlador de la figura 2. La figura 4A es un esquema de un generador de rampa variable, generador de disparo y memoria temporal o memoria intermedia apropiada para uso en el controlador de la figura 2A. La figura 4B es un diagrama de la sincronización relativa de formas de onda de las varias señales involucradas en la generación de las señales de disparo de SCR en el controlador de la figura 2A. La figura 5 es un esquema de un generador de rampa variable, generador de disparo y circuito de control de ganancia automático apropiado para uso en el controlador de la figura 2A. La figura 6 es un esquema de una amplificación de error y fuente de voltaje de referencia variable apropiado para uso en el controlador de la figura 2A. La figura 7 es un esquema de un circuito de habilitación de sistema y optoacoplador regulado apropiado para uso en el controlador de la figura 2A. La figura 8 es un esquema de un circuito de detección sin disparo apropiado para uso en el controlador de la figura 2A. Las figuras 9A y 9B (denominadas en conjunto como figura 9) son esquemas de circuitos de detección de condición ejemplares apropiados para uso en el controlador de la figura 2A. Las figuras 10A y 10B (denominadas en conjunto como figura 10) son esguemas simplificados de un puente de conmutación apropiado para uso en conjunción con el controlador de la figura 2A. Las figuras HA y 11B (denominadas en conjunto como figura 11) son esquemas simplificados de un puente de conmutación alternativo apropiado para uso en conjunción con el controlador de la figura 2A. Las figuras 12A-12Z y figuras 12AA-12AG (denominadas en conjunto como figura 12) son diagramas de flujo esquemáticos de un programa de microcontrolador para efectuar la operación del controlador de la figura 2A. La figura 13 es un esquema de un circuito de pata de cabra apropiado para uso en el controlador de la figura 2A. La figura 14 es un esguema de un circuito de indicador de relevo apropiado para uso en el controlador de la figura 2A. La figura 15 es un esquema de un circuito de fuente de alimentación de 12 V auxiliar apropiado para uso en el controlador de la figura 2A. La figura 16 es un bloque esquemático de un microcontrolador apropiado para uso en el controlador de la figura 2A. Las figuras 17A—17e son denominadas en conjunto como figura 17. La figura 17 A es una vista lateral del exterior de un alternador de acuerdo con varios aspectos de la presente invención . La figura 17B es una vista seccional a lo largo de la linea A-A del alternador de la figura 17A. La figura 17C es una vista seccional de una terminal en el alternador de la figura 17A. La figura 17D es una vista seccional simplificada a lo largo de la linea B-B del alternador de la figura 17A que muestra la colocación relativa de los anillos de fase conductores dentro del alternador. La figura 17E es un diagrama que muestra variaciones posibles de un anillo de fase conductor. La figura 18A es un diagrama que muestra una espira de fase de polo individual. La figura 18B es una vista en perspectiva simplificada del núcleo del estator y los anillos de fase conductores del alternador de la figura 17A, que ilustra las conexiones entre los anillos de fase conductores y grupos respectivos de devanados (vueltas del extremo del devanado omitidas) . La figura 18C es una vista lateral de un estator con respectivos grupos de polos de devanados enrollados sobre el mismo. La figura 18D es una vista en perspectiva del núcleo del estator y los anillos de fase conductores del alternador de la figura 17A, que ilustra todas las conexiones entre los anillos de fase conductores y todos los grupos respectivos de devanados (vueltas del extremo de devanado omitidas) .

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA MODALIDAD PREFERIDA Refiriéndose ahora a la figura 1, un sistema 100 para convertir entre energía mecánica y eléctrica de acuerdo con varios aspectos de la presente invención comprende un controlador 110 y un puente conmutación 112. El sistema 100 coopera apropiadamente con una fuente de energía de CA, tal como un alternador 102 y una fuente de energía mecánica (por ejemplo, impulsor) 104, por ejemplo un motor o turbina, una carga 106, tal como un motor y si se desea, un dispositivo 108 de almacenamiento de energía 108, tal como una batería, capacitor o volante. Si se desea, un inversor (algunas veces clasificado que comprende parte de la carga 106) puede también ser provisto para generar una señal CA a una frecuencia y amplitud predeterminadas constantes (por ejemplo, 60 Hz, 120V) . En general, el alternador 102 genera energía de CA en respuesta entrada mecánica de la fuente de energía 104. El alternador 102 proporciona preferiblemente señales de salida de CA de múltiples fases (por ejemplo, tres fases, seis fases, etc.) por ejemplo fase A (118), fase B (120) y fase C (122). Aquellas señales de salida están comúnmente sin regular y pueden variar significativamente de acuerdo con las rpm del impulsor (fuente 104). Las señales de fase de CA del alternador 102 son aplicadas al sistema 100, preferiblemente por medio de fusibles de entrada 128. El sistema 100 rectifica la señal de CA del alternador 102, esto es, convierte a una señal de CD y regula el voltaje de agüella señal a un nivel predeterminado, por ejemplo 28V. El puente de conmutación 112, selectivamente, en respuesta a las señales de control del controlador 110, proporciona trayectorias de conducción entre las varias fases de la señal de CA del alternador 102 y una carga 106. Puentes de conmutación ejemplares 112 son mostrados en la figura 10 (un punto de SCR plenamente controlado clásico) y figura 11 (un arreglo de puentes independientes). El controlador 110 genera selectivamente señales de control al puente de conmutación 112 para producir una señal de salida regulada a un voltaje predeterminado. Como se explicará más plenamente posteriormente en la presente, el controlador 110 toma muestras de la salida regulada ya sea localmente en la entrada 114 o remotamente en la entrada 140 y ajusta las señales al puente 112 para mantener la salida apropiada. Adicionalmente, la corriente de salida es detectada en la entrada 116 para modificar adicionalmente las señales de control al puente 112. Luego, la salida regulada de voltaje (VRO) de la señal de CD regulada es aplicada, apropiadamente por medio de un fusible de salida 136, a la carga 106 y el dispositivo 108 de almacenamiento de energía 108. La carga 106 puede ser cualquier dispositivo que utiliza energía, tales como por ejemplo luces, motores, calentadores, equipo eléctrico, convertidores de energía, por ejemplo inversores o convertidores de DC a DC . El dispositivo 108 de almacenamiento de energía filtra o suaviza la salida del sistema de control 110 (aunque, en varias modalidades, el controlador 110 puede en si mismo incorporar o proporcionar de otra manera filtración apropiada . Adicionalmente, como se explicará más plenamente posteriormente e la presente, otras salidas 150 y 160, son también provistas. También el circuito 142 de pata de cabra es proporcionado para protección del sistema. El alternador 102 puede ser cualquier dispositivo apropiado que genera energía de CA en respuesta entrada mecánica, tales como un generador de CA sin escobillas o un alternador de imán permanente y preferiblemente un alternador del tipo descrito en la solicitud de patente estadounidense copendiente perteneciente en común No. 10/889,980 por Charles Y. Lafontaine y Harold C. Scott, intitulada "Compact High Power Alternator" y presentada el 12 de julio de 2004. La solicitud de Lafontaine et al mencionada anteriormente es incorporada en la presente por referencia como si se resumiera verbatim en la presente. Como será describirá adicionalmente, en la modalidad preferida, el alternador 102 es del tipo de alternador de alta energía compacto, pero incluye para cada polo, un grupo respectivo de devanados (que incluye por lo menos un devanado correspondiente a cada fase) con todos los devanados correspondientes a una fase dada conectados en paralelo.

Preferiblemente, la conexión en paralelo entre las espiras correspondiente a la misma fase es efectiva a través de un anillo de fase conductor correspondiente 138, e incluye enlaces fusibles 124, dispuestos entre los anillos de fase conductores 138 y las terminales de salida 126 del alternador. Los anillos de fase conductores son un medio para recolectar eficiente la salida de cada espira individual a su anillo de fase conductor respectivo, que es después anexado a su terminal de salida respectiva. A medida que el número total de polos se incrementa demasiado también el número de espiras individuales. El método convencional de reunir espiras involucra soldadura de alambre del motor a alambre conductor de motor aislado convencionalmente. A medida que la salida nominal del alternador se incrementa, también se requiere un incremento correspondiente en la capacidad portadora de carga del alambre conductor del motor. Los únicos medios disponibles para satisfacer la demanda de carga incrementada en el alambre del motor conductor es incrementar el calibre acumulado del alambre al incrementar el calibre de un solo alambre o a utilizar múltiples alambres en paralelo. El efecto neto es áreas de sección transversal incrementadamente más grandes de alambre conductor del motor. Cuando se considera el número total de espiras y sus respectivas vueltas del extremo junto con el alambre conductor y su aislamiento asociado, el conjunto de estator resultante con el conductor y alambre conductor de motor unidos conjuntamente aislan las vueltas del extremo perjudicial al enfriamiento. El conjunto resultante también restringe el único flujo de aire disponible sobre las vueltas del extremo reduciendo adicionalmente el enfriamiento. Una modalidad preferida del alternador 102 será descrita en conjunción con la figura 17. Brevemente, el alternador 102 comprende apropiadamente un rotor montado sobre un árbol giratorio y dispuesto concéntricamente en relación con un estator estacionario. El estator incluye apropiadamente devanados de fase respectivo A, B y C conectados conjuntamente en un extremo (neutro), en una configuración de estrella. En la operación, el rotor es impulsado por la fuente de energía externa 104, ya sea directamente o por medio de un sistema intermediario tal como una banda de polea. En la aplicación de vehículos motorizados, el alternador 102 es montado comúnmente debajo del capó e impulsado por banda del motor del vehículo. El movimiento relativo entre el rotor y el estator provoca que se induzca voltaje en los devanados. El alternador 102 está diseñado preferiblemente de tal manera que genera un voltaje minimo predeterminado en marcha sin carga o revoluciones por minuto mínimas bajo condiciones de plena carga. Como se indica anteriormente, en aplicaciones de vehículos motorizados, las revoluciones por minuto del impulsor pueden variar ampliamente, por ejemplo de 600 rpm en carga al vacio a 3000 rpm para camiones a diesel grandes, 600 a 4000 rpm para camiones a diesel de uso ligero y de 600 a 6500 rpm en motores de vehículos a gasolina. Además, el alternador debe acomodar variaciones en carga, esto es, sin carga a plena carga. Asi el voltaje de voltaje de un alternador de imán permanente 102 cuando es usado con un motor de vehículo a gasolina puede ser sometido a una variación de 12:1. Asi, si se requiere un alternador de imán permanente convencional para proporcionar voltaje de operación (por ejemplo, 18 volts) en tanto que se encuentra a velocidades de carga al vacio con una carga dada, proporcionará múltiplos de voltaje de operación, por ejemplo doce (12) veces aquel voltaje, a plenas rpm del motor con aquella carga, por ejemplo 216 volts. Refiriéndose ahora a las figuras 2A y 2B, el controlador 110 comprende apropiadamente un canal de circuitos para cada uno fase de la señal de salida proporcionada por el alternador 102. Cada canal de circuito comprende: un transformador 204 de aislamiento de fase respectivo (por ejemplo, transformadores 204A, 204B y 204C, respectivamente, para las fases A(118), B(120) y C(122) de una señal de CA de tres fases) ; un detector 206 de cruce de cero respectivo (por ejemplo, 206A, 206B y 206C, respectivamente, para las fases A(118), B(120) y C(122); un generador 208 de rampa variable respectivo (por ejemplo, 208A, 208B y 208C, respectivamente, para las fases A(118), B(120) y C(122); y un generador de disparo respectivo 210 (por ejemplo, 210A, 210B y 210C, respectivamente, para las fases A(118), B(120) y C(122)). Refiriéndose a la figura 2B, los detectores de crucero de cero 206 cada uno comprenden apropiadamente un comparador filtrado 212, un eliminador variable 214 y un generador de impulso de restablecimiento 216. Cada uno de los generadores de disparo 210 comprende apropiadamente un comparador 218 y un lógico 220 de enrutamiento digital apropiado. Refiriéndose a la figura 2, una de las fases (por ejemplo, fase A (118), véase también figura 4) es diseñada como una fase de referencia e incluye un amplificador 224 de almacenamiento temporal apropiado receptor de la salida del generador de rampa variable 208. De acuerdo con un aspecto de la presente invención, los canales de circuito respectivos asociados con otras fases (por ejemplo, fases B (120) y C (122), véase también figura 5) incluyen cada uno un control de ganancia automático (AGC) amplificador 222 (por ejemplo, 222B para la fase B (120); 222C para la fase C (122)). Los amplificadores de AGC 222 cooperan con el generador de rampa variable 208 del canal de circuitos asociados son denominados (por ejemplo por medio de la memoria intermedia 224) a la salida del generador de rampa variable 208 del canal de referencia (por ejemplo, generador de rampa variable 208A) , el valor de voltaje promedio de las rampas generadas por los generadores de rampa variable 208 (por ejemplo, 208A, 208B y 208C) se hacen igual por los amplificadores de AGC 222 (por ejemplo, 222B y 222C) . El controlador 110 comprende además apropiadamente: circuitos, por ejemplo amplificador de error 226 y generador de voltaje de referencia variable 228, para generar una señal de referencia indicadora del ángulo de disparo deseado a generadores de disparo 210 (por ejemplo, 210A, 210B, 210C) contra los cuales la salida del generador de rampa variable asociado 208 (por ejemplo, 208A, 208B, 208C) es comparada; un microprocesador o microcontrolador convencional 248 (por ejemplo, un PIC18F242) para, en cooperación con varios otros elementos de sistema 100, generar señales indicadoras de o para reaccionar con, varios condiciones de operación, (por ejemplo, controlar varios ventiladores en respuesta a temperaturas del sistema, limitar la corriente o apagar el sistema debido a condiciones de sobretemperatura, apagar el sistema debido a condiciones de sobre o sub-voltaje, etc.); un circuito opto habilitable 250, para habilitar o inhibir selectivamente la aplicación de señales de disparo al puente de conmutación 112; un circuito sin disparo 252 para generar señales indicadoras de ciertas condiciones designadas durante las cuales la aplicación de señales de disparo al puente de conmutación 112 son inhibidas; un circuito de arranque del sistema 254 para inhibiting la operación en la ausencia de señales de todas las fases; una fuente alimentación de lógico apropiado 256; y un circuito de detección de sobre-voltaje 258.

Refiriéndose ahora a la figura 2B, en general, cada uno de los transformadores de aislamiento 204 tiene un devanado primario impulsado por el voltaje de fase a fase asociado y múltiples secundarios aislados (230A, 230B y 230C) . Cada uno de los detectores 206 de cruce de cero examina uno de los secundarios (por ejemplo, 230A) del transformador asociado 204 y determina cuando el la forma de onda del voltaje cruza cero. Como se indica previamente, los detectores de cruce de cero 206 cada uno comprende apropiadamente un comparador filtrado 212, un eliminador variable 214 y un generador de impulso de restablecimiento 216. El comparador filtrado 212 determina cuando el voltaje está por encima o debajo de un punto de referencia, por ejemplo 0 volts a 3.5 volts, preferiblemente 2.5 volts. Se considera que el punto de cambio es un cruce de cero potencial. Se proporcionan indicaciones de la polaridad de la señal al generador de disparo asociado 210. El eliminador variable 214 proporciona un impulso de eliminación igual a una porción predeterminada, por ejemplo entre el 30% y 70% y preferiblemente 50%, del periodo de cruce de cero a cruce de cero, de tal manera gue señales de cruce de cero espurias que podrían ser provocadas por ruido enseguida del cruce de cero real, no disparan el generador de impulso de restablecimiento 216. Cada uno de los generadores 208 de rampa variables generan una rampa con una característica de forma que representa los volts-segundos que aparecen en los secundarios (232A, 232B, 232C) del transformador asociado. La rampa es comparada con un voltaje de referencia de rampa (RAMPA_REFERENCIA) , del amplificador de error 226. La coincidencia en el comparador 218 determina una señal al circuito de enrutamiento digital 220 que genera una señal de disparo que enciende el dispositivo de conmutación apropiado en el puente 112. La rampa es restablecida por el generador 216 de impulso de restablecimiento asociado. Más específicamente, cada uno de los transformadores 204 de aislamiento de fase (por ejemplo, transformadores 204A, 204B, 204C) incluyen apropiadamente un devanado primario y múltiples devanados secundarios (por ejemplo, 3), (230, 232 y 234) y generan varias formas de onda de voltaje escaladas aisladas, que implementan las características del voltaje de fase asociado en su devanado primario respectivo. El devanado primario es impulsado por las fases del alternador A (118) -B (120), B (120)-C (122) o C (122)-A (118). Los devanados secundarios proporcionan señales al detector 206 de cruce de cero asociado y generador de rampa 208 y al circuito de arranque del sistema 254. Los transformadores 204 de aislamiento de fase son apropiadamente transformadores comerciales capaces de proporcionar suficiente aislamiento para la aplicación particular, tal como, en la modalidad preferida, transformadores Tamura 3FS-248. Una señal indicadora de la forma de onda de las fase asociada de uno de los devanados secundarios (por ejemplo, A (230A) , B (230B) o C(230C)) de cada transformador 204 es aplicada al detector de cruce de cero asociado 206 (por ejemplo, 206A, 206B y 206C) . El detector de cruce de cero 206 detecta la presencia y polaridad de cruces de cero de voltaje en la señal y genera información de polaridad de forma de onda y señales de restablecimiento de rampa. Las señales de salida de cada detector de cruce de cero 206 (por ejemplo, 206A, 206B y 206C) es proporcionada al generador de rampa variable asociado 208 (por ejemplo, 208A, 208B y 208C) y generador de disparo 210 (por ejemplo, 210A, 210B y 210C) . Las salidas de los generadores de disparo, si son habilitadas por el circuito de habilitación de optoacoplador 250, son aplicadas para disparar los SCR. El circuito de habilitación del optoacoplador no habilitará el generador de disparo si la señal de INHIBIR es aseverada ya sea por el microcontrolador 248 o el circuito sin disparo 252. Como se indica previamente, cada uno de los detectores de cruce de cero 206 comprende apropiadamente un comparador filtrado 212, un eliminador variable 214 y un generador de impulso de restablecimiento 216. Refiriéndose ahora a la figura 3, el comparador filtrado 212 comprende apropiadamente un pre-filtro de paso de bajos 308 y un comparador 310 (preferiblemente con una ligera histéresis de CD de entre 0.1 y 0.3 volts, preferiblemente 0.28 volts) . El filtro 308 remueve efectivamente los picos de alta frecuencia de la señal de fase CA del transformador 204. El comparador 310 genera una señal indicadora de la polaridad de la señal de fase de CA; las transiciones en la salida del comparador 310 indican un cruce de cero. La salida del comparador 310 (indicadora de la polaridad de y cruces de cero en la fase de CA asociada) es aplicada al eliminador variable asociado 214 y proporcionada, en el punto de conexión nominal 304, para aplicación al generador de disparo asociado 210. El eliminador variable 214 (en cooperation con el generador de disparo 210) impide efectivamente que transitorios espurios en la salida del comparador que de otra manera podrían provocar una señal de disparo de SCR sea generada de hacer esto. Las transiciones que se presentan dentro de una por predeterminada del medio ciclo del comparador (por ejemplo, dentro de un número predeterminado de grados de fase después de un cruce de cero) son impedidas de generar una señal de disparo de SCR. Todavía refiriéndose a la figura 3, el eliminador variable 214 comprende apropiadamente un multivibrador monoestable (un disparo) 312, un filtro 314 y una fuente de corriente variable 316. Un disparo 312 es generador tanto de transiciones que van a positivo tanto de transiciones que van a negativo en la salida del comparador 310. La duración del impulso generador por un disparo 312 es una porción predeterminada (por ejemplo, apropiadamente en el intervalo de % a 70% y preferiblemente 50%) del tiempo entre disparos (transiciones en la salida del comparador) , esto es, la duración del medio ciclo de la salida de comparador 310. En la modalidad preferida, la duración del impulso de salida de un disparo es controlada por el tiempo requerido para cargar un capacitor de temporización (por ejemplo, 318). El capacitor de temporización es descargado comúnmente cuando un disparo 312 es disparado y la salida de un disparo 312 es mantenida a un nivel predeterminado (por ejemplo, la salida Q de un disparo 312 es mantenida alta) hasta que el capacitor 318 se recarga a un nivel predeterminado (punto en el cual la salida Q va a bajo). En aplicaciones convencionales, un capacitor de temporización es cargado comúnmente or medio de un resistor y la duración del impulso del impulso de salida de un disparo es constante. En la modalidad preferida de la presente invención, sin embargo, el capacitor de temporización es cargado por medio de la fuente de corriente 316 impulsada por una señal proporcional al ciclo de trabajo de la salida de un disparo (y de aqui la frecuencia de la salida del comparador) de tal manera que un tiempo requerido para cargar el capacitor de temporización es inversamente proporcional al ciclo de trabajo de la salida de un disparo. Más específicamente, la salida invertida (Q barra de un disparo 312) es aplicada al filtro 314 que genera una señal de CD proporcional al ciclo de trabajo de la salida de un disparo a la fuente de corriente 316. Asi si el ciclo de trabajo (porcentaje del medio ciclo de salida del comparador) del impulso de salida Q disminuye, la corriente proporcionada al capacitor de temporización disminuirá. Con la corriente de carga disminuida, se requiere más tiempo para cargar el capacitor al nivel predeterminado y asi se incrementa la duración del impulso de salida de un disparo. Inversamente, si el ciclo de trabajo de la señal de salida de un disparo se incrementa, la corriente al capacitor de temporización es incrementada, deteniendo la carga del capacitor de temporización. Los valores de los componentes del filtro 314 son escogidos de tal manera que el ciclo de trabajo de la salida de un disparo es igual al valor predeterminado a una frecuencia de salida de comparador dada. El resultado neto es que el ciclo de trabajo de la señal de salida de un disparo se ajustará por si mismo al nivel predeterminado sin consideración de la velocidad de entradas de disparo. La salida de un disparo 312 es proporcionado al generador de impulsos de restablecimiento 216 y en el punto de conexión 302, para aplicación al generador de disparo asociado 210. El generador de impulso de restablecimiento 216, en respuesta a transiciones de una polaridad predeterminada (por ejemplo, borde elevado), genera un impulso de duración uniforme corta apropiado para aplicación a un elemento de conmutación (por ejemplo, un transistor 414, figura 4) en el generador de rampa 208 para restablecer la rampa (por ejemplo, capacitor de descarga 412, figura 4). El generador de impulso 216 comprende apropiadamente un disparo 320, como se muestra en la figura 3, que proporciona el impulso en el punto de conexión nominal 306 para aplicación al generador de rampa asociado 208 y el generador de disparo asociado 210. Puesto gue un disparo 320 es responsable solamente al borde de elevación del impulso de eliminador variable de un disparo 312, el impulso de restablecimiento de ser generado solamente una vez dentro del periodo definido por el eliminador variable. Los generadores de rampa variables 208 (por ejemplo, 208A, 208B, 208C) generan una rampa de voltaje indicadoras de la integral de tiempo del voltaje de fase asociado (volt-segundos) . La rampa es restablecida en los cruces de cero de fase. Más en particular, cada uno de los generadores de rampa variables 208 generan un volumen/segunda rampa en respuesta a la señal de un segundo devanado secundario (por ejemplo, 232A) del transformador de aislamiento asociado 204. Los generadores de rampa 208 son restablecidos (y comienzan una nueva rampa) después de los cruces de cero en la fase asociada, tal como se indica por una señal de restablecimiento del detector de cruce de cero asociado 206 (generador de impulso de restablecimiento 216). El voltaje de salida instantáneo del generador de rampa 208 es asi indicador de los volts-segundos del medio ciclo de fase asociado. Los generadores de rampa variables 208 proporcionan la rampa de volt/segundo al generador de disparo asociado 210 (210A, 210B, 210C) . Como se discutirá adicionalmente, el generador de disparo asociado 210, compara el voltaje de rampa al voltaje de referencia y, a no ser que sea deshabilitado por el circuito de habilitación del optoacoplador 250, genera una señal de disparo de SCR de conformidad (por ejemplo, cuando el voltaje de rampa es igual al voltaje de referencia). En el caso del canal asociado con la fase de referencia designada (por ejemplo, fase A), la rampa es también aplicada por medio del amplificador amortiguador 224 a los amplificadores de AGC respectivos 222 (222B, 222C) asociados con los otros canales. Como se discutirá más plenamente, para facilitar el control de ganancia automático, ciertos componentes (por ejemplo, resistores 410, figura 4) del generador de rampa 208 asociado con la fase de referencia designada (por ejemplo, 208A) son preferiblemente de valores relativos a los valores de componentes análogos asociados con las otras fases de tal manera que la rampa de salida del generador de rampa 208 asociado con la fase de referencia es mayor que las rampas generadas por los otros canales. Un generador de rampa ejemplar 208 apropiado para uso en asociación con la fase de referencia designada (por ejemplo, generador de rampa 208A) es mostrado en la figura 4. Un generador de rampa ejemplar 208 apropiado para uso en asociación con las otras fases (por ejemplo, generadores de rampa 208B, 208C) es mostrado en la figura 5. Refiriéndose a las figuras 4 y 5, los generadores de rampa 208 comprenden apropiadamente un puente rectificador 408, una resistencia (por ejemplo, resistor o red de resistencias) 410 gue coopera con un capacitor 412 y un dispositivo de conmutación 414 (por ejemplo, un transistor) . El puente de rectificador 408 genera una señal de CD (indicadora de la magnitud de voltaje de la fase de CA asociada) que es aplicada por medio de la resistencia 410 para cargar el capacitor 412. El dispositivo de conmutación 414 es dispuesto para proporcionar una trayectoria de descarga controlable para el capacitor 412 (por ejemplo, derivado a través del capacitor 412) . El dispositivo de conmutación 414 se vuelve conductor en respuesta a impulso de restablecimiento (generado en los cruces de cero) del generador de impulso de restablecimiento 216 aplicado al punto de conexión nominal 306 para descargar el capacitor 412. El capacitor 412 es asi cargado por una corriente indicadora del voltaje de fase de CA a comienza en el cruce de cero que inicia el medio ciclo instantáneo, de tal manera que el voltaje a través del capacitor 412 es indicador de los volts-segundos acumulativos de la fase de CA durante el medio ciclo. La generación de la rampa como función del voltaje del alternador mismo (por ejemplo, los volt-segundos de la forma de onda) acomoda un amplio intervalo de rpm del alternador. La integral de tiempo del voltaje (volt-segundos) generado por un devanado dado del alternador durante un medio ciclo es constante a cualquier rpm. A medida que la revoluciones por minuto del alternador (y de aqui la frecuencia de las señales proporcionadas por transformador 204) se incrementa, el periodo del medio ciclo disminuye, pero el voltaje de la señal se incrementa de tal manera que los volt-segundos del medio ciclo permanecen constantes. Asi la rampa es del mismo valor pico (volt-segundos totales) para cada medio ciclo a cualquier revoluciones por minuto. Los generadores de rampa 208 preferiblemente también incluyen un filtro de compensación 416, correspondiente al pre-filtro 308 en el comparador filtrado 212. El pre-filtro 308 es preferiblemente, como se menciona previamente, usado en el comparador filtrado 212 para eliminar transitorios de alta frecuencia espurios en la salida del transformador de aislamiento de fase asociado 204. El pre-filtro 308 tiende a inyectar un desplazamiento de fase a la señal del cual los cruces de cero (e impulso de restablecimiento) son generados. Es deseable que la fidelidad razonable sea mantenida entre la generación de la rampa (por ejemplo, intervalo de rampa) y los impulsos de restablecimiento. Asi, el filtro 416 es proporcionado para generar un desplazamiento de fase análogo en la señal del cual la rampa es derivada. Refiriéndose otra vez a la figura 2, los generadores de disparos 210 (por ejemplo, 210A, 210B, 210C) comparan la rampa indicador de los volt-segundos de la fase asociada (del generador de rampa asociado 208) aplicado en el punto de conexión nominal 404 a un voltaje de control indicador del ángulo de disparo asociado por ejemplo RAMPA_REFERENCIA, (esto es, un ángulo de fase en la señal de CA correspondiente a un ciclo de trabajo deseado y concomitantemente, un nivel de salida de CD deseado) . Una señal de disparo de SCR es generada a la coincidencia de voltaje y, a no ser que sea deshabilitado por el circuito de habilitador de optoacoplador 250, enrutado al SCR apropiado SCR. Un generador de disparo ejemplar 210 es mostrada en la figura 4. Los generadores de disparo 210 comprenden apropiadamente un comparador 218 y lógico de enrutamiento digital apropiado 220. El comparador 218 genera una señal indicadora de cuando la rampa del volt-segundo del generador de rampa 208 (proporcionado en el punto de conexión nominal 404) excede una señal de referencia (RAMPA_REFERENCIA) (provista en la modalidad preferida, por el amplificador de error 226 en cooperación con el generador de voltaje de referencia 228) indicadora del ángulo de disparo deseado. El lógico de enrutamiento digital 220, comprende apropiadamente una red de RC 450, vasculadores tipo D respectivos (por ejemplo, 74HC74) circuitos 464 de reloj forzados 456 y 458, una compuerta No 452 y exclusiva o compuerta 454 y optoacopladores respectivos 460 y 462. En respuesta a: la salida de comparador 218 (indicadora de la rampa de volt-segundos del generador de rampa 208 excede la señal de referencia (RAMPA_REFERENCIA) ; la salida del comparador filtrado 212 (indicadora de la polaridad del medio ciclo instantáneo) provista en la conexión nominal 304; la salida de eliminador variable 214, (indicadora de la porción predeterminada del medio ciclo durante el cual se considera que las transiciones en la fase de CA se consideran espuria e ignoradas) provista en el punto de conexión nominal 302; y el impulso de restablecimiento (indicador de transiciones de cruce de cero en la fase de CA) provisto en el punto de conexión nominal 306; y la señal de HABILITACIÓN del circuito de opto habilitación 250 circuitos 220 de enrutamiento digital, cuando son activados, generan una señal de disparo al SCR positivo o negativo asociado con la fase en coincidencia de voltaje entre la rampa de volt-segundos la señal de referencia (RAMPA_REFERENCIA) . Durante la operación normal, la señal de rampa (en el punto de conexión nominal 404) excederá la señal de referencia RAMPA_REFERENCIA, de tal manera gue el comparador 218A genera una señal de salida, que se hace pasar a través de las compuertas 452 y 454 al reloj en los datos del vasculador 456 al vasculador 458. La salida de BARRA Q del vasculador 456 es provista al microcontrolador como señal ZC_SIG. La salida del vasculador 458 es aplicada a los optoacopladores amortiguados 460 y 462 (mostrados en más detalle la figura 7) . Cuando la salida de vasculador 458 cambia de estado, los optoacopladores son (si están habilitados) activados, enviando una señal a los SCR asociados que disparen. Los optoacopladores 460 y 462 son habilitados por el opto-circuito de habilitación 250 en ausencia de una señal de INHIBICIÓN que es aseverada ya sea por el microcontrolador o circuito sin disparo 252. La información de polaridad mantenida por el vasculador 456 es derivada de la salida del comparador 310 (en el detector de cruce de cero 206) provista en el punto de conexión nominal 304 y es sincronizada por la señal del eliminador variable en el punto 302 (retardada apropiadamente por la red de RC 450). En el caso que la señal 404 nunca exceda RAMPA_REFERENCIA, ninguna señal de reloj será generada. En el caso de que ninguna señal de reloj sea generada, en el tiempo de cruce de cero (señal 306 RESTABLECIMIENTO DE RAMPA) el par de transistores 464 inicia un reloj forzado al vasculador 458. Las formas de onda de las varias señales involucradas en la generación de las señales de disparo de SCR son mostradas en el diagrama de temporización de la figura 4A. Los amplificadores de AGC 222B y 222C comparan el voltaje promedio del generador de rampa 208 asociado con la fase de referencia designada (por ejemplo, 208A) con el voltaje promedio del generador de rampa asociado (por ejemplo, 208B o 208C) y ajustan la ganancia del generador de rampa asociado (208B ó 208C) de tal manera que la amplitud de rampa de salida coincide con aquella de 208A. Un amplificador de AGC ejemplar 218 apropiado para uso en asociación con la fase de referencia designada (por ejemplo, generadores de rampa 208B, 208C) es ilustrado en la figura 5. Como se indica previamente, las variaciones en las salidas de las porciones (patas) del puente asociadas con las fases respectivas tienden a ocurrir debido a variaciones en valores de componente entre los circuitos asociados con las varias fases, por ejemplo debido a tolerancias, diferencias de temperatura, variación de voltaje de devanado, etc. El uso de amplificadores de AGC 222 proporciona compensación para tales diferencias. Con referencia a la figura 5, los amplificadores de AGC 222 comprenden preferiblemente: un amplificador diferencial 502; un dispositivo de resistencia variable 504, tal como por ejemplo, un aislador acoplado ópticamente 4N25; filtros respectivos 501 y 508 y una memoria temporal o memoria intermedia 506 (análoga a la memoria intermedia 224 en la figura 4). El amplificador diferencial 502 es receptor de señales indicadoras de la integral de tiempo (promedio) de la rampa de volt-segundos del canal asociado con la fase de referencia designada (por ejemplo, la salida del generador de rampa 208A) y de la integral de tiempo (promedio) de la rampa de salida del canal asociado (por ejemplo, la salida del generador de rampa 208B ó 208C) . Más específicamente, la señal indicadora de la rampa de fase de referencia proporcionada por la memoria temporal o memoria intermedia 224 (figura 4) en punto de conexión nominal 402 es aplicada al filtro 501. El filtro 501 genera una señal de CD que representa la integral de tiempo (promedio) de la rampa de voltaje-segundos de la fase de referencia, que es aplicada a una entrada (por ejemplo, el positivo) del amplificador diferencial 502. La rampa de volts-segundo del canal asociado (por ejemplo, la salida del generador de rampa 208B ó 208C) en el punto de conexión nominal 404 se hace pasar a través de una memoria temporal o memoria intermedia 506 y aplicada al filtro 508. El filtro 508 genera una señal de CD que representa la integral de tiempo de la rampa de volts-segundos de la fase asociada, que es aplicada a la otra entrada (por ejemplo, la inversa) del amplificador diferencial 502. El uso de la integral de las rampas de volts-segundos permite comparación no obstante la diferencia de ángulo de fase entre las fases (por ejemplo, 120°). La diferencia entre las integrales de las respectivas rampas de volt-segundos, generada por el amplificador 502 es usada para controlar la resistencia de la resistencia variable 504. La resistencia variable 504 es conectada de tal manera que este ajuste cambia la resistencia efectiva de la resistencia 410 que controla la constante de tiempo del capacitor 412 en el generador de rampa asociado 208 (208B ó 208C) de tal manera que la integral de tiempo de la rampa de volts-segundos de fase asociada (por ejemplo, de 208B ó 208C) es idéntica a la integral de tiempo (promedio) de la rampa de volts-segundos de la fase de referencia (por ejemplo, de 208A) . Asi, los efectos de variaciones entre componentes análogos asociados con las fases respectivas son minimizados. Como se indica previamente, los generadores de disparo 210 (por ejemplo, 210A, 210B, 210C) generan una señal de disparo al SCR apropiado cuando la rampa de volts-segundo indicadora de la fase asociada coincide con un voltaje de control indicador del ángulo de disparo deseado. La señal de control puede ser fija (constante) o variable, como por ejemplo, en un bucle de retroalimentación gue tiende a mantener un voltaje de salida regulado predeterminado. En la modalidad preferida, la señal de referencia es establecida como parte de un bucle de control. Al comparar una fracción de voltaje de salida con el voltaje de referencia del voltaje de referencia variable 228, el amplificador de error 222 proporciona un voltaje de control que hace variar finalmente la latencia de disparo del SCR y asi ajusta el voltaje de salida. Refiriéndose a las figuras 1, 2 y 6, el voltaje a través de la carga 106 es retroalimentado a través de conexiones apropiadas a la entrada de retroalimentación de voltaje (local 114 o remoto 140 que será explicado más plenamente más tarde en la presente) al amplificador de error 226. El amplificador de error 226 genera la señal de control RAMPA_REFERENCIA de acuerdo con la desviación de la señal de retroalimentación de un voltaje de referencia indicador del voltaje de salida deseado. El amplificador de error 226 comprende preferiblemente un amplificador de escalamiento apropiado 602, un amplificador diferencial 604 y un inversor/desplazador de nivel apropiado 606. El voltaje de retroalimentación local (114) proporcionado por conexiones internas al interior del controlador o voltaje de retroalimentación remoto (140) es escalado apropiadamente por el amplificador 602 y el voltaje escalado aplicado como una entrada al amplificador diferencial 604. Adicionalmente, esta señal es provista al microcontrolador como V_DETECCIÓN. El amplificador diferencial 604 genera una señal indicadora de desviaciones en la señal de retroalimentación escalada de un voltaje de referencia (provisto en la modalidad preferida por una fuente de voltaje de referencia variable 228) indicador del voltaje de salida deseado. La señal de diferencia es invertida y desplazado el nivel como sea apropiado por el inversor/desplazador de nivel 606 y aplicada como la señal de control RAMPA_REFERENCIA a los generadores de disparo 210. Como se explicará más plenamente posteriormente en la presente, la señal de RAMPA_REFERENCIA es también modulada por una señal de carga elevada aplicada en 610, una señal de temperatura de batería aplicada en 608 y un amplificador 612 de suma de control de corriente 612 que es sensible a la señal de corriente 116 y señales de veces de corriente VECES_30 y VECES_60. La fuente de voltaje de referencia variable 228 proporciona el voltaje de referencia. El voltaje de referencia puede ser fijo (constante) o como en la modalidad preferida, modulado dinámicamente de acuerdo con un parámetro medio ambiental. Por ejemplo, en aplicaciones en donde longitudes relativamente largas de cable eléctrico que conectan la salida del convertidor a la carga pueden ser suficientes para provocar una calda de voltaje significativa, el voltaje de referencia puede ser modulado para tomar en cuenta tal calda de voltaje. A medida que la corriente a la carga se incrementa (y la calda de voltaje de cableado se incrementa), el punto de regulación de voltaje es ajustado hacia arriba para mantener el voltaje regulado deseado en la carga. En ciertas aplicaciones apropiadas el cableado puede ser instalado entre el punto de regulación deseado (por ejemplo, terminales de batería) y la entrada de detección remota (140). Sin embargo, en otras aplicaciones (particularmente aplicaciones de retroeguipamiento) la instalación de cableado de detección de voltaje apropiado puede no ser práctico. Para compensar tales ajustes en aplicaciones en donde la detección remota no es práctica, un detector de corriente (por ejemplo, dispositivo de efecto de hall, derivación o dispositivo similar) 116 y fuente de voltaje de referencia variable 228 que comprende potenciómetros en paralelo VRl y VR2 son empleados. Los potenciómetros VRl y VR2 son ajustados inicialmente en una condición sin carga (corriente cero) para proporcionar un voltaje de referencia indicador de voltaje de salida deseado (por ejemplo, el enjugador del potenciómetro VRl es ajustado para producir el voltaje de referencia deseado con el potenciómetro enjugador VR2 del potenciómetro ajustado a tierra) . Luego la carga del sistema es incrementada y VR2 es ajustado para traer el voltaje en la carga (o batería) de regreso al voltaje nominal deseado. Después de esto, en operación, la señal de retroalimentación de corriente del detector 116 aplicada al potenciómetro VR2 modula efectivamente el voltaje de referencia para compensar caldas resistivas en el cable, de tal manera gue el voltaje a través de la carga 106 es sustancialmente constante sin consideración del flujo de corriente y la calda de voltaje en el cable. Alternativamente, la entrada de detección remota 140 puede ser utilizada para asegurar el voltaje en un punto de detección de regulación (por ejemplo, batería o aplicaciones de carga sensible) sea mantenido, negando pérdidas de sistema inherentes, por ejemplo longitudes de cable largas. Con el fin de utilizar la detección remota, el cableado apropiado debe ser instalado para hacer conexiones entre el punto de regulación (por ejemplo, terminales de batería) y la entrada de detección remota (140) . Debido a la resistencia en la entrada de detección local 114, la señal de detección remota, aplicada en la entrada 140 cancelará automáticamente la entrada de detección local 114. Cuando se utiliza la detección remota, el enjugador del potenciómetro VR2 es ajustado a tierra. Después de esto, el sistema regulará el VRO para mantener el voltaje deseado en el punto de detección (por ejemplo, terminales de batería) sin consideración de cualesguier pérdidas entre la salida y el punto de detección. It es deseable ajustar el punto de ajuste de salida de voltaje (VRO) , para compensar cambios en la temperatura de la batería. Como se muestra en la figura 6, la salida de un detector de temperatura provisto nominalmente al punto de conexión de entrada 608 para generar una señal indicadora de la temperatura de la batería puede ser incluido. La salida de detector de temperatura de batería aplicada al punto de conexión nominal 608 es sumada con la salida de la entrada y amplificador de escalamiento, 602. Por consiguiente, la temperatura de la batería controla una señal de retroalimentación que ajusta la amplitud de la señal de RAMPA_REFERENCIA, modulando mediante esto la salida del puente de conmutación 112 (VRO) de acuerdo con la temperatura de la batería (por ejemplo, una reducción de aproximadamente 10 mV en el voltaje de carga por cada elevación de grado Centígrado para una batería de plomo-ácido. Esto provocará que el voltaje de carga de batería sea optimizado de acuerdo con la temperatura de la batería. Es deseable además elevar periódicamente el voltaje de carga de sistema, VRO con el fin de desulfatar las placas de la batería. Para llevar a cabo esto, el microcontrolador 248 asevera periódicamente una señal (provista en el punto de conexión nominal 610) al amplificador de referencia 604, dando como resultado que RAMPA_REFERENCIA sea disminuido, elevando mediante esto el voltaje de salida voltaje deseado (VRO) . Es deseable proteger los circuitos del sistema de condiciones de sobrecorriente para impedir fallas de los compuestos del sistema. Refiriéndose otra vea a la figura 6, se proporciona un amplificador de suma convencional 612 para sumar la salida del monitor de detección de corriente 116, con señales limite de corriente de microcontrolador 248. El microcontrolador 248 genera apropiadamente señales indicadoras de una función limitante de corriente deseada, esto es, para limite la corriente de salida por un porcentaje seleccionado, por ejemplo ya sea 30% o 60%, en respuesta a condiciones de sobre-temperatura. El microcontrolador 248 aseverará una señal de bajo nivel lógica a la entrada escalada apropiadamente del amplificador de suma 612 (por ejemplo, ya sea el 30%, VECES_30 o 60%, VECES_60, entrada de reducción). La salida del amplificador de suma 612 es a su vez sumado con la entrada al inversor/amplificador de desplazamiento de nivel 606 modulando mediante esto la señal de RAMPA_REFERENCIA con el fin de reducir el punto de ajuste de VRO durante condiciones de sobre-corriente o condiciones de retroplegado de corriente. En los sistemas que no son de 12 volts (por ejemplo, un sistema de 24 volts) puede ser deseable proporcionar una fuente de energía de 12 volts para sistemas auxiliares. En algunas aplicaciones automotrices de 24 volts, el alternador proporciona una señal de 12 volts que controla un indicador de advertencia de alternador comúnmente al energizar un relevador conectado a una lámpara de advertencia. Asi, refiriéndose brevemente a las figuras 1 y 14, un circuito 150 puede ser incluido en el sistema 100 para proporcionar una fuente de 12 volts apropiada para energizar el relevador o indicador para proporcionar una indicación de la operación del sistema (por ejemplo, el sistema opera normalmente) . El circuit 150 es activado por RELEVADOR_HABILITAR del microcontrolador 248. En algunas aplicaciones, puede ser deseable proporcionar energía de 12 volts suficiente para poner en operación subsistemas de 12 volts dentro del sistema 100, en lugar de o además del circuito de la figura 14. Refiriéndose ahora a las figuras 1 y 15, se puede incluir un circuito 160 en el sistema 100 para proporcionar una fuente de 12 volts suficiente para derivar a 10 amperes de corriente de la salida (VRO) del puente de conmutación 112. La fuente de alimentación 160 es habilitada por la señal de SISTEMA_INICIO del circuito de arranque del sistema 254. Alternativamente, en aplicaciones de vehículos motorizados, una señal del interruptor de encendido del vehículo puede ser usada para habilitar el circuito 160. Ni una ni otra o ambas de las fuentes 150 y 160 pueden ser incluidas en el sistema 100 ya que los requerimientos de aplicación determinan o pueden ser reemplazados por una fuente de un voltaje diferente. Es deseable proporcionar varios sistemas a prueba de fallas para impedir daños potenciales a componentes en condiciones de operación anómalas. Como se muestra en la figura 2, el controlador 110 incluye apropiadamente varios subsistemas (por ejemplo, microcontrolador 248, circuito de arranque del sistema 254, circuito de sobre-voltaje 258, etc.) para deshabilitar efectivamente el controlador 110 bajo ciertas condiciones, tal como cuando una entrada del alternador no es detectada, el voltaje de control RAMPA_REFERENCIA del amplificador de error 226 se aproxima o excede el valor de rampa de volts-segundo de la fase de referencia designada (por ejemplo del generador de rampa variable 208A y la memoria temporal o memoria intermedia 224 en el punto de conexión nominal 402) o los limites de la temperatura son excedidos. Tales condiciones son indicadas por la generación de una señal de INHIBIR ya sea por el microcontrolador 248 o el circuito de no disparo 252. Refiriéndose a las figuras 2A, 4 y 7, el opto-circuito de habilitación 250 comprende apropiadamente un interruptor convencional para aplicar voltaje de habilitación a los optoacopladores 460 y 462 en la ausencia de la aplicación de una señal de INHIBIR del microcontrolador 248 o el circuito de no disparo 252 que permite que el controlador opere normalmente. Al inicio de una señal de INHIBIR, los circuitos 250 remueven la señal de HABILITACIÓN del optoacoplador. Un circuito de no disparo ejemplar 252 es mostrado en a figura 8. El circuito de no disparo 252 compara la señal de referencia RAMPA_REFERENCIA a la salida de la memoria temporal o memoria intermedia 224, indicadora de la rampa de voltaje-segundos generada por el canal de fase de referencia designado (provisto en el punto de conexión nominal 402) . Una señal de RAMPA_REFERENCIA que excede la señal de rampa amortiguada en el punto 402 indica que el amplificador de error 226 está respondiendo a una condición muy ligera o condición sin carga. Cuando la señal de referencia RAMPA_REFERENCIA excede la salida de la memoria temporal o memoria intermedia 224 (en el punto 402) entonces el circuito de no disparo 252 asevera la señal de INHIBIR. Este impide el disparo de los SCR hasta que la señal de RAMPA_REFERENCIA baja a un punto debajo de la salida de la memoria intermedia 224 (en el punto 402) punto en el cual los SCR comienzan a disparar otra vez. Un circuito 258 de detección de sobrevoltaje ejemplar es mostrado en la figura 9B. El circuito de detección de sobrevoltaje 258 monitorea la salida (VRO) del puente de conmutación 112 y produce la señal de SOBRE_VOLTAJE cuando VRO excede un valor de voltaje predeterminado (por ejemplo, VRO + 15%) . La señal de SOBRE_VOLTAJE se hace pasar al microcontrolador 248 que a su vez responde al aseverar la señal de INHIBIR. En la modalidad preferida, el circuito de arranque del sistema 254 impide la operación del sistema en situaciones en donde todas las fases de la entrada de CA del alternador 102 no están presentes. Refiriéndose a las figuras 2A y 9A, el circuito de arranque del sistema 254 recibe señales indicadoras de las salidas de las fases respectivas de un tercer devanado secundario (por ejemplo, 234A, 234B, 234C, respectivamente) de cada uno de los transformadores de aislamiento 204A, 204B y 204C y genera una señal de control, SISTEMA_ARRANQUE, solamente cuando todas las fases están presentes. La activación de la fuente de alimentación 256 lógica de 5 V (figura 15) es contingente en todos los 3 transformadores de aislamiento 204A, 204B y 204C que suministran sus salidas nominales respectivas indicando la presencia de todas las tres fases del alternador 102. En el caso de que alguna fase fallara, el sistema se apagará . Para proteger contra condiciones de sobre-corriente (por ejemplo, corto eléctrico) se proporcionan enlaces fusibles 124, en el cableado de fase del alternador 102, fusibles de entrada 128 y fusible de salida 136 son provistos en el sistema de control 100. (Por ejemplo, enlaces fusibles de 350 amperes, fusible de fase de entrada de 350 amperes y fusible de salida de 400 amperes para un sistema de 350 amperes). Además, para proteger a los compuestos eléctricos del sistema de las condiciones de sobrevoltaje, se proporciona un circuito 142 de pata de cabra de cortocircuito (figuras 1 y 13) en la salida regulada de voltaje (VRO) del puente de conmutación 112. El circuito de pata de cabra 142 pone en corto la salida del sistema 100 en el caso de un sobrevoltaje catastrófico (por ejemplo, 130% de VRO) . En otra modalidad, el circuito de pata de cabra puede ser usado para encender todos los SCR del puente de conmutación 112 poniendo en corto mediante esto la salida del alternador. Un circuito de pata de cabra ejemplar 142 es mostrado en la figura 13. Otros circuitos de detector que proporcionan señales indicadoras de otros parámetros de operación pueden también ser provistas para generar entradas al microcontrolador 248 como parámetros relevantes para la generación de la señal de INHIBICIÓN. Por ejemplo, refiriéndose a la figura 16, las señales de los circuitos del detector (no mostrado) que proporciona señales indicadoras de varios parámetros del sistema tales como por ejemplo la temperatura del alternador 102, la temperatura de un disipador térmico sobre el cual varios componentes son montados, la temperatura y corriente a o fuera de la batería, el voltaje de riel (VRO, el voltaje de CD a la carga 106 al tomar muestras de salida de la entrada y amplificador de escalamiento 602, por ejemplo V_DETECCIÓN, figura 6), la señal de corriente de salida 116 y una señal amortiguada de un detector de cruce de cero (por ejemplo, ZC_SIG, figura 4) indicador de las revoluciones por minuto del alternador, son aplicadas como entradas al microcontrolador 248. En respuesta a aquellas entradas, el microcontrolador 248 ejecuta un programa para generar: indicaciones de varios parámetros operacionales, y señales de control para varios ventiladores (no mostrados) (por ejemplo, un ventilador de enfriamiento del alternador, un ventilador de enfriamiento del sistema de control) que incluyen ventiladores de velocidad variable que pueden ser utilizados para una longevidad mejorada. Una señal para elevar periódicamente la salida del puente de conmutación 112 (VRO) a un nivel suficiente para reducir la sulfatación en la batería al impulsar el azufre de las placas de la batería de regreso a la solución en el electrolito. Este voltaje de carga elevado puede ser separado de acuerdo con cálculos de capacidad de batería en base a la temperatura de la batería, voltaje y velocidad de descarga cuando el sistema está estático (por ejemplo, motor apagado) . Por ejemplo, el voltaje de la batería a cualquier temperatura dada puede ser comparado con una tabla de consulta de voltajes nominales para el tipo batería usada (por ejemplo, Pb-Pb o Pb-Ca) . Adicionalmente, la velocidad de calda de voltaje para cualquier drene de corriente dado en la batería puede ser calculada para proporcionar una indicación de la capacidad de la batería. Luego la señal de voltaje de carga elevado puede ser aseverado en el punto de conexión nominal 610 la próxima vez que el sistema es arrancado. Además, en base a los cálculos de la capacidad de batería anteriores, un indicador de advertencia (por ejemplo, lámpara del tablero de instrumentos) puede ser activada para indicar al operador que la batería está cerca del fin de vida, con el fin de impedir fallas en el campo. Otro indicador puede ser activado como una advertencia de que la carga de la batería está cerca del agotamiento al punto de ser inevitada para arrancar el motor. Otros indicadores de advertencia pueden alertar al operador de temperaturas del sistema excesivas (por ejemplo, temperatura del alternador, temperatura del sistema de control) con el fin de que el operador pueda reducir las cargas del sistema para impedir la paralización del sistema. La señales para reducir la salida de corriente primero por 30% (VECES_30), luego por 60% (VECES_60) y finalmente para apagar el sistema, (INHIBIR), son provistas en respuesta a las temperaturas elevadas del sistema.

La señal de INHIBICIÓN para aplicación al opto circuito de habilitación 250 para remover la señal de HABILITACIÓN a los opto-acopladores 460 y 462 (figuras 4 y 7) en los circuitos de enrutamiento digital 220, de tal manera que el disparo de SCR es deshabilitado cuando el microcontrolador 248 detecta una falla del sistema. Se proporciona un diagrama de flujo del programa ejecutado por el microcontrolador 248 en las figuras 12A-12AG.

En general, el programa está compuesto de cadenas y rutinas iniciadas por interrupción y con secuencia de tiempo, como sigue : INTERRUPCIONES ISR_ExtInt_l: SOBRE_VOLTAJE Esta interrupción es la respuesta a la detección de una condiciones de sobrevoltaje por el circuito 258 de detección de sobrevoltaje (figura 9B) como se indica por la señal SOBRE_VOLTAJE . Esta es una condición de error y todas las inhibiciones son aseveradas, por ejemplo el microcontrolador 248 produce la señal de INHIBICIÓN. ISR_ExtInt_0: CRUCE DE CERO Esta interrupción es la respuesta a un cruce de cero de la entrada de fase del alternador que avanza a través de cero volts. Una señal indicador del cruce de cero es aplicada apropiadamente al microcontrolador, (ZC_SIG, figura 4) . El periodo de cruce de cero es monitoreado para indicar la velocidad del motor. ISR_Temporizador_0: PASO DEL TEMPORIZADOR DE CRUCE DE CERO Esta interrupción es la respuesta a un contador interno, Temporizador_0, incrementado de acuerdo con un reloj interno y restablecido después de los cruces de cero (el contador de cruce de cero) . Esta es una condición de error que indica que la velocidad del motor es demasiado baja. ISR_Temporizador_2: TIEMPO_BASE Esta interrupción es la respuesta al retardo general del sistema. Es un evento repetitivo que mantiene retardos dentro de los componentes fijos. HEBRAS Y RUTINAS ActualizarMemoriaTemporaldelPeriodo Esta hebra es responsable por almacenar en memoria temporal cada periodo de cruce de cero. Cada vez que un nuevo periodo es leido, una bandera que indica si el nuevo valor válido es probada, si está establecida, almacena un "conteo pleno". El valor es almacenado en la memoria intermedia y el promedio es calculado. Una bandera es establecida para las otras hebras para indicar que el promedio ha sido actualizado. ObtenerEntradasAnalogas Esta hebra es responsable de tomar muestras de todos los canales análogos. Cada canal es adquirido por medio del convertidor análogo a digital en el chip. Las lecturas son almacenadas en una memoria intermedia por cada canal. El promedio de cada memoria intermedia es calculado para uso por otras hebras. Una bandera es establecida para las otras hebras para indicar que los promedios han sido actualizados. PruebaAnáloga Esta rutina prueba si los promedios análogos han sido actualizados. Si es asi, se efectúa una serie de verificaciones de limites para la salida del puente de conmutación 112 (voltaje de riel, VRO), la temperatura del disipador térmico y la temperatura del alternador. ProbarVoltaje Esta rutina prueba una señal representativa del voltaje de riel promedio (VRO) (por ejemplo, V_DETECCIÓN figura 6) del sistema contra una serie de limites para declarar una de las siguientes condiciones: demasiado bajo, normal y demasiado alto. ProbarTemperaturadeAlternador Esta rutina prueba la temperatura del alternador promedio contra una serie de limites para declarar una de las siguientes condiciones: normal, nivel de limite de corriente 1 (por ejemplo, VECES_30) , nivel de limite de corriente 2 (por ejemplo, VECES_60) e INHIBICIÓN del sistema. ProbarTemperaturadelDisipadorTérmico Esta rutina prueba la temperatura del disipador térmico promedio contra una serie de limites para declarar una de las siguientes condiciones: normal, nivel 1 de limite de corriente (por ejemplo, VECES_30) , nivel 2 de limite de corriente (por ejemplo, VECES_60) e INHIBICIÓN del sistema. ProbarPeriodo Esta rutina prueba el periodo promedio del alternador (tal como se determina por el periodo entre cruces de cero sucesivos) contra una serie de limites para declarar una de las siguientes condiciones: demasiado bajo, normal y demasiado alto . ReforzarControl Esta rutina prueba el tiempo transcurrido contra los tiempos de arranque y final de refuerzo especificados. La señal de voltaje de carga elevado aplicada al punto de conexión nominal 610, (para reducir la sulfatación en la batería) es controlada por esta rutina. Actuali zarControles Esta rutina es responsable de controlar la salida del procesador en base a fallas declaradas de las varias pruebas. Esta rutina está también en control de los ventiladores para el disipador térmico y el alternador. ProbarFinalArrangue Esta rutina es responsable para impedir gue el sistema opere hasta que todas las fallas son despejadas de las varias pruebas. Refiriéndose ahora a la figura 10A como se indica previamente, el puente de conmutación 112, en respuesta a las señales de control del controlador 110, proporciona selectivamente trayectorias de conducción entre las varias fases de la señal de CA del alternador 102 y una carga 106. El controlador 110 genera selectivamente señales de control al puente de conmutación 112 para producir una señal de salida regulada a un voltaje predeterminado. La figura 10 ilustra un puente de SCR plenamente controlado de 3 fases convencional. Los elementos sobresalientes de este circuito incluyen: Una conexión de 3 alambres al alternador (tres fases) . Si los devanados están unidos como una "Delta" o "Wye" como se muestra en la presente, solamente 3 alambres de salida son requeridos para la operación. Alternativamente, en la configuración de alternador "Wye", el neutro puede ser exportado del alternador dependiendo de los requerimientos de la aplicación (por ejemplo, operación de suministro dividida) . La conducción a la salida requiere que 2 SCR estén en conducción. Por consiguiente hay pérdidas de conducción debidas a la calda de voltaje a través de 2 SCR. Debido a la naturaleza rodante (120 grados aparte) de los voltajes de fase generados por el alternador, el SCR correcto debe ser disparado en el orden correcto para controlar la conducción apropiadamente. Asi, hay solamente una solución para el orden de los disparos de SCR para un orden de fase de alternador dado y dirección de rotación del alternador. La direccionalidad es efectuada por el hecho que si la rotación del alternador es invertida, de tal manera que es demasiado el orden de fase de salidas, necesitando la inversión de las sincronizaciones de disparo de SCR. Refiriéndose a la figura 10B, un puente alternativo puente consistir de SCR individuales apareados con diodos. Esta modalidad da como resultado más ondulación de la salida, pero tiene la ventaja de tener menos pérdida de calor debido al voltaje delantero de los diodos que comúnmente es menor que aquel de un SCR. Figure HA ilustra un puente de SCR plenamente controlado de 3 fases alternativo. Significativamente, todos los devanados en el alternador están completamente separados, sin ninguna conexión común. Además, 4 SCR son utilizados para formar un puente de plena onda independiente para cada devanado individual. Seis alambres son requeridos para conectar el alternador al puente. En tanto que parece ser una desventaja con respecto a 3 alambres en un puente de 3 fases convencional, los circuitos de potencia más alta se pueden beneficiar por la división de corrientes en múltiples conductores. Tal modalidad de un puente de SCR plenamente controlado tiene utilidad particular en relación con modalidades del alternador 102 que emplean espiras de devanado múltiples conectadas en paralelo. La figura 11B ilustra un puente de SCR parcialmente controlado de 3 fases alternativo. Como la modalidad mostrada en la figura HA, el puente de SCR de la figura 11B tiene utilidad particular en relación con alternadores que tienen todos los devanados en el alternador completamente separados, sin ninguna conexión común. Sin embargo, se usan 6 diodos en lugar de los SCR de tal manera que 2 SCR y 2 diodos son utilizados para formar un segmento de puente de plena onda independiente para cada devanado individual . Los elementos de esta disposición son: Como en la modalidad de la figura HA, seis alambres son requeridos para conectar el alternador al puente. Otra vez, en tanto que parece ser una desventaja con respecto a 3 alambres en un puente de 3 fases convencional, los circuitos de potencia más alta se pueden beneficiar por la división de corrientes a múltiples conductores. Pérdidas más bajas debido a calda de conducción más baja. Comúnmente un diodo tiene una calda de conducción más baja que un SCR. Puesto que solamente un SCR y un diodo están involucrados en la trayectoria de corriente a la salida, las pérdidas de conducción serán más bajas que para 2 SCR. Tanto en la figura HA y 11B, cada uno de los segmentos de puente de plena onda individuales funcionan independientemente. Mientras que las señales de disparo para cada puente debe ser sincronizada correctamente para conducir corriente requerida, se elimina la necesidad de la coordinación sincronizada debido a la rotación de fase. Asi, no hay requerimiento del sistema para disparar los SCR en el orden correcto. Además, debido de esta independencia de sincronización, los devanados del alternador pueden ser conectados a cualquiera de los puentes arbitrariamente. Además, la polaridad de conexión entre un devanado individual y cada puente puede ser arbitrario también, puesto que ambos SCR dentro de cada puente pueden ser disparados simultáneamente y solamente el dispositivo con la polaridad apropiada para conducción hará esto. Esto facilita la complejidad de instalación y evita errores de conexión. Además, el alternador puede girar ya sea en una dirección u otra sin reasignar los activadores de SCR. Se debe notar que los circuitos de control revelados previamente para puentes controlados de 3 fases convencionales, controlarán la configuración alternativa de la figura 11B, sin ninguna modificación. La mayoria de las diferencias está en levantar las restricciones en cuanto a cual devanado está asociado con cual conexión de puente para asegurar la operación apropiada y el levantamiento de las restricciones de dirección de rotación del alternador, etc. Refiriéndose ahora a la figura 16, la forma general del microcontrolador 248 tiene muchas entradas y salidas. Las entradas y salidas pueden ser análogas o digitales y reflejar comunicaciones a aparatos de cómputo autónomos externos, interconectarse a dispositivos de soporte fuera del chip o interconectarse con elementos físicos fuera del tablero. Ejemplos de entradas análogas incluyen, por ejemplo señales indicadoras de temperaturas, voltajes y corriente. Ejemplos de temperaturas medidas son alternador, disipador térmico, batería y ambiente. Ejemplos de detección de voltaje son VRO y el voltaje en el dispositivo de almacenamiento de energía (por ejemplo, batería) 108. Ejemplos de corrientes son corriente de salida del controlador (CUR_SIG) y corriente de. Ejemplos de salida análogos incluyen limite de corriente variable y nivel de refuerzo de voltaje variable. Entradas digitales ejemplares incluyen sobre-voltaje (SOBRE_VOLTAJE) de 258, cruce de cero (ZC_SIG) de 214, tacómetro del ventilador del alternador, tacómetro del ventilador del disipador térmico para asegurar que los ventiladores no estén estancados (por ejemplo, operaciones de fordeo de agua). Salidas digitales ejemplares incluyen limite de corriente fi a (por ejemplo, VECES_60), refuerzo de voltaje fijo, control de ventilador de disipador térmico, INHIBICIÓN de disparo de SCR, habilitación del circuito de salida relevador, control de varios indicadores en el tablero tales como: error de velocidad, error de voltaje, condiciones de temperatura de alternador, condiciones de temperatura del disipador térmico, control del ventilador del alternador, control del ventilador del disipador térmico. Ejemplos de errores de velocidad del alternador son baja velocidad (por ejemplo, el cigüeñal del motor no puede todavía ser arrancado) y alta velocidad (por ejemplo, sobre-velocidad del motor) . Errores de voltaje de VRO ejemplares son ba o voltaje y alto voltaje determinados al comparar V_DETECTAR con puntos de ajuste preprogramados . Ejemplos de temperaturas del alternador incluyen reducción del limite de corriente del 30% (VECES_30) debido a la temperatura elevada, reducción del limite de corriente de 60% (VECES_60) debido a la temperatura elevada adicional e INHIBICIÓN del sistema debido a la temperatura dañina (destructiva) del alternador. Ejemplos de temperaturas del disipador térmico incluyen reducción del limite de corriente del 30% (VECES_30) debido a la temperatura, reducción del limite de corriente del 60% (VECES_60) debido a la temperatura elevada adicional e INHIBICIÓN del sistema debido a la temperatura dañina (destructiva) del disipador térmico. Ejemplos de comunicaciones a aparatos de cómputo autónomos externos pueden incluir RS232, Universal Serial Bus, Fire-Wire. Ejemplos de dispositivos de soporte fuera de chip incluyen memoria no volátil, capacidades de entrada-salida adicionales, convertidores análogos a digitales adicionales, convertidores digitales a análogos adicionales, reloj en tiempo real autónomo. Ejemplos de elementos físicos fuera del tablero incluyen módulo de pantalla, teclado e indicadores de estatus. Como se indica previamente hay necesidad de un alternador de alta potencia compacto en donde se pueda obtener un voltaje de salida deseado al cambiar el número de vueltas de la espira de polo de fase, que es relativamente fácil de devanar y minimiza las consecuencias de cortocircuitos, en tanto que al mismo tiempo facilita el enfriamiento. De acuerdo con varios aspectos de la presente invención esto se obtiene al usar un número predeterminado de espiras de fase de polo, preferiblemente igual al número de polos magnéticos, con la espira de fase de polo embobinada con suficientes vueltas [de un alambre de diámetro relativamente pequeño] para generar el voltaje de salida requerido del alternador y una fracción de la corriente de salida igual a 1 dividida por el número de polos magnéticos y conectar las espiras de fase de polo individuales en paralelo, usando preferiblemente anillos de fase conductores 138. El uso de anillos de fase conductores 138 no solo simplifica extensamente el montaje del alternador 102, sino que también facilita el enfriamiento de los devanados. Refiriéndose ahora a las figuras 17A, B y C, el alternador 102 comprende preferiblemente: una placa del extremo frontal 1702, un cilindro externo 1704, una placa del extremo posterior 1706, terminales de salida 126 (una para cada fase) , a la cual cables conductores individuales respectivos pueden luego ser anexados para transmitir la salida de fase al control 100. Como se ve mejor en la figura 17B (que detalla la vista a lo largo de una sección A-A en la figura 17A) , el alternador 102 incluye un rotor cilindrico (no mostrado, por facilidad de ilustración, con imanes permanentes dispuestos sobre su superficie interior, un estator 1708 y un anillo de fase conductor respectivo 138 para cada fase. El estator es dispuesto concéntricamente dentro de la caja de rotor y comprende apropiadamente un núcleo magnético blando y devanados conductores. El núcleo es en general cilindrico con una superficie periférica externa almenada axialmente con un número predeterminado de dientes y ranuras espaciados igualmente. Los devanados conductores (formados de un conductor eléctrico aislado apropiadamente, tal como un alambre de motor de cobre barnizado) , son enrollados a través de una ranura respectiva, hacia fuera a lo largo de la cara lateral del núcleo alrededor de un número predeterminado de dientes, luego de regreso a través de otra ranura. La porción de los devanados que se extiende hacia fuera de las ranuras de almenado a lo largo de las caras laterales del núcleo son denominadas en la presente como vueltas del extremo. La rotación del rotor alrededor del estator provoca flujo magnético de los imanes del rotor para interactuar con e inducir corriente en los devanados del estator . Las terminales de salida 126 y enlaces de fusible 124 son colocados radialmente alrededor de los anillos de fase conductores 138. Los anillos de fase conductores 138 son fabricados de un material conductor apropiado por ejemplo latón o cobre platead. Los anillos de fase conductores pueden ser formados de materia prima de vastago o troquelados de una hoja de material apropiado. En la modalidad preferida el anillo de fase conductor es continuo, por ejemplo, una sola pieza que necesitarla estañado o latonado conjuntamente de los extremos de un nylon de fase conductor formado. Los anillos de fase conductores 138 son sujetados a la estructura de montaje 1712 de anillo de fase conductor no conductora fabricada preferiblemente de un material resistente a alto impacto y químicamente estable, por ejemplo poliamida-imida, de tal manera que cada anillo de fase conductor, uno para cada salida de fase, están aislados eléctricamente entre si y la placa del extremo posterior 1706. Los anillos de fase conductores 138 son colocados en el pasaje de aire 1710 para maximizar la exposición al flujo de aire producido por el alternador 102 y directamente sobre el estator 1708. La figura 17C que detalla la vista a lo largo de la sección B-B muestra el conjunto de terminal de salida 126 que consiste de un vastago conductor roscado 1716, preferiblemente un material resistente a la corrosión altamente conductor (por ejemplo, latón o cobre plateado) junto con un casquillo no conductor eléctricamente 1714, preferiblemente un material resistente a alto impacto y químico estable (por ejemplo, poliamida-imida) , para aislar eléctricamente la terminal de salida de la placa del extremo posterior 1706 del alternador. El vastago conductor roscado 1716 en la modalidad preferida tiene un resalto incorporado 1720, para actuar como un asiento desde el interior de la placa del extremo posteriormente 1706 del alternador a la cual la tuerca 1718 puede ser apretada, capturando el conjunto en la placa del extremo posterior 1706. El enlace fusible 124 es fabricado de un material apropiado, por ejemplo un diámetro calculado y una longitud de alambre (preferiblemente cobre plateado) que se fundirá cuando es sometido a cargas calculadas que son destructoras al alternador 102, control 100 o sistemas eléctricos que son energizados por tal equipo. En la modalidad preferida, el enlace fusible 124 es estañado o latonado tanto al vastago conductor roscado 1716 como el anillo de fase conductor 138. Un método alternativo para asegurar el enlace fusible es anexar una oreja apropiada al extremo del enlace fusible 124 que es luego sujetado al vastago 1716 mecánicamente por medio de una tuerca roscada. Refiriéndose ahora a la figura 17D que detalla la vista en sección parcial C-C (figura 17A) . Los anillos de fase conductores 138 son sujetados a la estructura 1712. Los anillos de fase conductores están expuestos al flujo de aire 1722, enfriando los anillos de fase conductores 138. El estator 1708 está alojado dentro del cilindro externo 1704 y sujetado a la placa de extremo posterior 1706. Los conductores 1724 salen del estator 1708 y son estañados o latonados a sus anillos de fase conductores respectivos. Los conductores 1724 en la modalidad preferida están expuestos al flujo de aire 1722. En ciertos casos puede ser deseable envolver los conductores 1724 con un material aislante eléctricamente de paredes delgadas 1726 por ejemplo Nomex para proteger contra la conexión a tierra. Refiriéndose ahora a la figura 17E. Un método alternativo para producir un anillo de fase conductor 138 se lleva a cabo al formarlo de materia prima rectangular de tal manera que superficies apropiadas son presentadas para perforación y agujeros de derivación 1728. El extremo del enlace fusible 124, puede en esta modalidad, ser anexado (con una oreja apropiada 1730 para sujetar por ejemplo, mediante un sujetador roscado 1732 al anillo de fase conductor 138) . Igualmente, el conductor 1724 puede también ser equipado con una oreja similar y sujetado al anillo de fase conductor 138 utilizando el sujetador 1734. El anillo de fase conductor 138 es a su vez asegurado de manera similar a la placa del extremo posterior 1706 utilizando una estructura apropiada similar a 1712. Refiriéndose ahora a la figura 18A. Una espira 1802 de fase de polo individual es enrollada en ranuras 1804 del estator 1708. El número de vueltas del conductor 1724 que comprende la espira 1802 es igual al número de vueltas requeridas para generar el voltaje de salida nominal de una fase del alternador. La salida corriente de la espira de fase individual es igual a 1 dividido por el número de polos magnéticos del alternador. Asi, la espira de fase de polo individual está compuesta de un número relativamente grande de vueltas de alambre relativamente pequeño. Esta construcción da como resultado una diversidad de ventajas, tanto durante la construcción del alternador como durante la operación del alternador. 1. Debido a que la espiga de fase de polo individual está compuesta de un número relativo grande de vueltas, se pueden llevar a cabo cambios pequeños en voltaje de diseño al cambiar el número de vueltas. Por ejemplo, un alternador de 12 polos particular enrollado de manera convencional con todas las espiras de fase de polo conectadas en serie pueden requerir 1.0417 vueltas de conductor igual a calibre de alambre 6.285 para producir 14 VDC (después de la rectificación apropiada) , 300 amperes a 1940 rpm. Ni el número de vueltas ni el calibre de alambre equivalente son números prácticos para producción. Al construir el alternador ejemplar con las espiras de fase de polo conectados en paralelo, cada espira de fase de polo individual seria de 12.5 vueltas de alambre de calibre 17.

(Como nota, medias vueltas pueden ser construidas al terminar un extremo de la espira de fase de polo individual, es decir al inicio, sobre un lado de la pila de laminación del estator y el otro extremo, es decir el terminado, en el otro lado de la pila de laminación del estator. Esta construcción es ilustrada en la figura 18A) . Además de este ejemplo, al incrementar el diseño original a 1.0833 vueltas (otra vez, un número impráctico) reducirla las rpm a 1894. Esto se podria llevar a cabo en la construcción alternativa al incrementar cada espira de fase de polo paralela a 13 vueltas. El área de sección transversal relativamente pequeño de los conductores proporciona un devanado más fácil de las espiras. 2. Un cortocircuito entre las vueltas de una espira de fase de polo individual da como resultado la mayor parte de la energía que es generada en el alternador que fluye en las espiras en corto. Debido a que las espiras son construidas de un número relativamente grande de vueltas de conductores de área de sección transversal relativamente pequeña, las vueltas en corto se fundirán muy rápidamente y despejarán el cortocircuito. La disminución en potencia de salida resultante de la apertura de la espira de fase de un polo es aproximadamente 1/ (número de polos magnéticos + número de fases) . Por ejemplo la reducción de salida de potencia de un alternador de tres fases de 12 polos, con una espira de fase de un polo en corto y luego autodespejado es de aproximadamente 3. Refiriéndose al ejemplo 3 anterior, un cortocircuito entre vueltas de una espira de fase de polo individual se despejará comúnmente en menos de dos segundos. Se eliminan los daños al sistema impulsor del alternador, el motor continúa en operación sin ninguna carga adicional y el alternador continúa produciendo energía a la carga conectada. Refiriéndose ahora a la figura 18B anillos de fase conductores 138 son identificados individualmente como anillo A 1806, anillo B 1808 y el anillo C 1810. Tres conductores de espira de fase de polo individuales, fase A 1812, fase B 1814 y fase C 1816 son ilustrados sin sus respectivas espiras por claridad. Cada una de las espiras de fase de tres polos que componen un grupo de espiras de fase de polo es, en esta ilustración, conectado en conexión de "Wye" 1824. Como se notará anteriormente, el uso de una conexión "Delta" puede también ser implementada utilizando anillos colectores de fase. Refiriéndose ahora a la figura 18C tres espiras de fase de polo individuales de un alternador de tres fases comprenden una espira de fase de polo A 1818, espira de fase de polo B 1820 y espira de fase de polo C 1822 que componen en conjunto un grupo de espira de fase de polo 1826. Hay un grupo de espira de fase de polo para cada polo de un alternador (por ejemplo, grupos de espira de fase de 12 polos en un alternador de 12 polos) . 4. Refiriéndose ahora a la figura 18D, todos los conductores 1724 de espira de fase de polo de un alternador de 12 polos son ilustrados anexados a su respectivo anillo de fase conductor 1806, 1808 y 1810. La conexión "Wye" 1824 de cada grupo de polo es también mostrada. Por claridad las espiras por si mimas no son mostradas. La figura 18D ilustra en parte el desafio presentado en reunir los conductores de espiga de fase individuales de manera eficiente que no impida el enfriamiento.

Con los conductores de espiga de fase que dejan la vuelta del extremo de espiga de fase a 90 grados a la cara del estator 1708, las vueltas del extremo están expuestas al mayor flujo de aire posible que a su vez ofrece el mejor enfriamiento posible de las vueltas del extremo, por ejemplo. Aunque la presente invención ha sido descrita en conjunción con varias modalidades ejemplares, la invención no está limitada a las formas especificas mostradas y se contempla que otras modalidades de la presente invención pueden ser creadas sin desviarse del espíritu de la invención. Variaciones en componentes, materiales, valores, estructura y otros aspectos del diseño y disposición se pueden efectuar de acuerdo con la presente invención como se expresa en las siguientes reivindicaciones .

Claims (7)

1. REIVINDICACIONES 1. Un sistema, sensible a por lo menos una fase de una señal de CA, para generar señales de control a un rectificador de conmutación para generar una señal de CD regulada, el sistema está caracterizado porque comprende: un detector de cruce de cero, sensible a una primera señal representativa de la fase de CA, para generar indicaciones de cruce de cero en la fase de CA; un generador de rampa variable, sensible a una segunda señal representativa de la fase de CA y las indicaciones de cruce de cero, para generar una señal de rampa indicador de la integral de tiempo del voltaje de la fase de CA acumulada de la presencia de un cruce de cero y restablecimiento después de la presencia del siguiente cruce de cero sucesivo; un generador de señal de disparo, sensible a la señal de rampa de integral de tiempo y una señal de referencia indicadora de un ángulo de disparo deseado para mantener una salida de CD establecido, para generar las señales de control al rectificador de conmutación de acuerdo con una comparación de la señal de rampa de integral de tiempo con la señal de referencia .
2. 2. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque las primeras y segundas señales representativas de la fase de CA son señales aisladas.
3. 3. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque las primeras y segundas señales son representative de la fase de CA son generadas mediante respectivos devanados secundarios de un transforma de aislamiento que tiene un primario impulsado por la fase de CA.
4. 4. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el detector de cruce de cero comprende: un comparador, sensible a la primera señal representativa de la fase de CA, para generar una señal indicadora de la polaridad de la señal de fase de CA y transiciones en la señal de polaridad que indica un cruce de cero; un eliminador variable para generar un impulso de eliminación iniciado en respuesta a transiciones en la señal de polaridad y que tiene a duración igual a la porción predeterminada del periodo entre cruces de cero sucesivos; y un generador de impulso de restablecimiento para generar, en respuesta a transiciones de una polaridad predeterminada en la señal de polaridad, un impulso de duración predeterminada como las indicaciones de cruce de cero en la fase de CA.
5. 5. El sistema de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque el eliminador variable comprende: un tiro que tiene un capacitor de temporización asociado, el impulso generador por el tiro tiene una dirección controlada por el tiempo requerido para cargar el capacitor de temporización; una fuente de corriente dispuesta para cargar el capacitor de temporización, la fuente de corriente es impulsada por una señal proporcionar al ciclo de trabajo de la salida de un tiro, de tal manera gue el tiempo requerido para cargar el capacitor de temporización es inversamente proporcional al ciclo de trabajo de la salida de un tiro.
6. 6. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque en respuesta a múltiples fases de una señal de CA, el sistema comprende para cada fase: un detector de cruce de cero, sensible a una primera señal representativa de la fase de CA, para generar indicaciones de cruce de cero en la fase de CA; un generador de rampa variable, sensible a una segunda señal representativa de la fase de CA y las indicaciones de cruce de cero para generar una señal de rampa indicadora de la integral de tiempo del voltaje de la fase de CA acumulada de la presencia de un cruce de cero y restablecimiento después de la presencia del siguiente cruce de cero sucesivo; un generador de señal de disparo, en respuesta a la señal de rampa de integral de tiempo y una señal de referencia indicadora de un ángulo de disparo deseado para mantener una salida de CD establecida, para generar las señales de control al rectificador de conmutación de acuerdo con una comparación con la señal de rampa de integral de tiempo con la señal de referencia .
7. 7. El sistema de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque en respuesta a una primera fase de la señal de CA y por lo menos otra fase, incluye además para cada otra fase un amplificador de AGC respectivo para comparar el voltaje promedio de la rampa del generador de rampa asociado con la primera fase con el voltaje promedio de la rampa del generador de rampa asociado con tal otra fase y ajusta la ganancia del generador de rampa asociado con tal otra fase, de tal manera gue la integral de tiempo de la rampa del generador de rampa asociado con tal otra fase es igual a la integral de tiempo de la rampa del generador de rampa asociado con la primera fase.