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WO2025032119A1 - Unipolar taktender h4-brücken pv einphasenwechselrichter mit bipolarer taktung nahe der nulldurchgänge zur unterdrückung von gleichtaktschwingungen - Google Patents

Unipolar taktender h4-brücken pv einphasenwechselrichter mit bipolarer taktung nahe der nulldurchgänge zur unterdrückung von gleichtaktschwingungen Download PDF

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WO2025032119A1
WO2025032119A1 PCT/EP2024/072328 EP2024072328W WO2025032119A1 WO 2025032119 A1 WO2025032119 A1 WO 2025032119A1 EP 2024072328 W EP2024072328 W EP 2024072328W WO 2025032119 A1 WO2025032119 A1 WO 2025032119A1
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WO
WIPO (PCT)
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bridge
transition region
inverter
voltage
alternating voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
PCT/EP2024/072328
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Stefan Engel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
SMA Solar Technology AG
Original Assignee
SMA Solar Technology AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by SMA Solar Technology AG filed Critical SMA Solar Technology AG
Publication of WO2025032119A1 publication Critical patent/WO2025032119A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Pending legal-status Critical Current

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    • H02J2101/24—
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers

Definitions

  • the application relates to a method for operating an inverter with an H4 bridge circuit and an inverter with an H4 bridge circuit.
  • the H4 bridge circuit comprises an arrangement of semiconductor switches in two half bridges, each with two switches, and is designed to convert a direct voltage into an alternating voltage by clocked switching of the semiconductor switches.
  • a PV generator Due to its design, a PV generator is connected to the earth potential via a leakage capacitance and a leakage resistance, whereby the specific values of the leakage capacitance in particular are largely determined by the specific electromechanical structure of the PV generator and other environmental conditions such as humidity.
  • the periodic change in the potential position of the PV generator during operation can lead to leakage currents that are disadvantageous or even unacceptably high.
  • EP 2 136 465 B1 describes an inverter for feeding power from a direct current source, in particular a photovoltaic generator, into an alternating current network.
  • the inverter has an asymmetrically clocked bridge circuit, with at least two switches being clocked at the network frequency and at least two further switches being clocked at a higher clock frequency.
  • JP 3 316 735 B2 describes an inverter for feeding the power of a photovoltaic generator into an alternating voltage network, whereby the inverter is operated with a unipolar clock.
  • CN 202565189 II describes a method for operating an inverter in which the inverter is basically clocked unipolarly and deviatingly clocked bipolarly in the area around the zero crossings of the alternating voltage.
  • the application is based on the task of further improving the power conversion by the inverter and in particular of reducing the leakage currents between the PV generator and earth potential.
  • An inverter has an H4 bridge circuit with a first half-bridge and a second half-bridge for converting a direct voltage on the input side into an alternating voltage on the output side.
  • the inverter is designed to exchange electrical power between a direct voltage source with a variable potential reference to a ground potential and an alternating voltage network.
  • the inverter can be designed in particular to feed electrical power from a photovoltaic generator with a discharge capacitance with respect to the ground potential into an alternating voltage network.
  • a method for operating the inverter comprises:
  • the method is particularly suitable for damping oscillations of the leakage current flowing in a resonant circuit consisting of the leakage capacitance of the DC voltage source and common-mode inductances of the inverter.
  • each of the two half-bridges for the half-wave generation of the essentially sinusoidal half-bridge Voltages one half-bridge is used to generate the positive half-wave of the output-side alternating voltage and the other half-bridge is used to generate the negative half-wave of the output-side alternating voltage.
  • the respective half-bridge voltage for the respective clock cycle is set by the pulse width of a clock, i.e. the relative width of a switch-on or switch-off phase of the bridge switches within a clock cycle.
  • the respective half-bridge voltage of the respective clocked half-bridge is therefore directly related to the current pulse width.
  • the clocking of the half-bridges takes place with the pulse width, which indicates the switched, i.e.
  • the two switches of the respective half-bridge can be switched in opposite directions, i.e. if one of the switches is open, the other is closed.
  • the pulse width of the respective clocking follows the desired half-bridge voltage, which in the case of unipolar clocking in turn follows the course of the desired output voltage of the inverter.
  • one half-bridge is used to generate the output voltage during each half-wave, i.e. one half-bridge generates one half-wave of the output voltage and the other half-bridge is inactive, i.e. the other half-bridge is not clocked and generates a half-bridge voltage of zero.
  • the first half-bridge is inactive and the other half-bridge generates the second half-wave of the inverter's output voltage.
  • the clock pattern deviates from the exclusively unipolar clocking with only one clocked half-bridge, as stated in the application.
  • the clock patterns of the half-bridges are modified there so that the leakage current flowing through the leakage capacitance of the PV generator is dampened. Damping can mean, for example, that the leakage current is reduced in magnitude and/or oscillations are reduced, so that current peaks in the leakage current in particular are reduced.
  • the clocking is modified in such a way that the modified clocking in the transition area generates half-bridge voltages that are modified compared to the exclusively unipolar clocking, which stimulate a reduced leakage current to earth. In particular, effects in the course of the potential position of the PV generator relative to the earth potential are reduced, which occur abruptly around the zero crossing in particular and can generate current peaks in the leakage current.
  • the transition region can, for example, surround the zero crossing of the output alternating voltage symmetrically in time, so that the zero crossing is located in the middle of the transition region in time.
  • excitations and oscillations of the leakage current at or after the zero crossing of the output-side alternating voltage can be dampened.
  • a leakage current can be reduced that can be caused by a sudden change in the slope of the half-bridge voltages and thus the potential position of the PV generator at the zero crossing.
  • the sudden recharging of the leakage capacitance at the zero crossing is dampened and the excitation of a resonance and oscillation of the leakage current are reduced.
  • the first half-bridge and the second half-bridge can be pulse-width modulated simultaneously in the transition region before and after the zero crossing. This can reduce the change in the slope of the half-bridge voltages and thus the potential position of the PV generator at the zero crossing.
  • the half-bridge voltages for the first and second half-bridges deviate from the otherwise half-wave sinusoidal shape due to the simultaneous clocking of the half-bridges in the transition region.
  • the half-bridge voltages of the half-bridges in the transition region can run in opposite directions to one another and in particular mirror-symmetrically to one another with respect to the time of the zero crossing. This makes it possible to reduce the change in the slope of the half-bridge voltages and thus the potential position of the PV generator, while at the same time maintaining the desired sinusoidal shape of the output voltage of the inverter.
  • the transition region comprises a time period of +/-0.02-1.0 milliseconds, preferably +/-0.1-0.5 milliseconds around the zero crossing of the alternating voltage.
  • the highest gradients of the half-bridge voltages and thus the highest leakage currents occur with conventional leakage capacitances, whereby the method achieves both a reduction in the amplitude of the leakage current and a damping of the oscillations of the leakage current.
  • the transition region can comprise up to a tenth of the period of the alternating voltage in the alternating voltage network. For such a transition region, depending on the leakage capacitance, good damping of the oscillations of the leakage current can be achieved.
  • the unipolar pulse width modulated timing of a respective half-wave in the transition region is modified such that the respective half-bridge voltage has a curve whose slope is smaller than the slope of the ideal sinusoidal curve and which is particularly linear.
  • the flatter slope also allows the rate of change of the potential position of the PV generator with respect to the earth potential to be reduced, so that the excitation of the leakage current can be reduced and good damping can be achieved.
  • the sum of the amounts of the half-bridge voltages in the transition region can have a constant value.
  • the ideal width of the transition region is approximately half the period of a resonant oscillation of this resonant circuit.
  • the sum of the magnitudes of the half-bridge voltages in the transition region can have a form that is approximated by a polynomial. This allows the rate of change of the potential position of the PV generator with respect to the ground potential to be further reduced, so that the damping can be further improved.
  • the inverter for exchanging power between the direct current source, in particular the photovoltaic generator, and the alternating current network has a control unit and an H4 bridge circuit with a first and a second half bridge.
  • the control unit is set up to carry out the method described.
  • the inverter therefore changes the timing in the transition area around the zero crossing of the output-side alternating voltage compared to an exclusively unipolar timing, so that, compared to an inverter with exclusively unipolar timing, a smoothing of the course of the potential position of the PV generator relative to the earth potential is achieved at the zero crossing. This serves to reduce the leakage current peak that occurs at the zero crossing.
  • the modification of the timing can in particular include the course of the timing, i.e. the pulse width modulation, following a different function in the transition area than outside the transition area.
  • a computer program product contains instructions which, when executed by the control unit, cause the control unit to carry out the described method.
  • Fig. 1 shows a schematic diagram of an inverter with an H4 bridge circuit.
  • Fig. 2 shows possible curves of half-bridge voltages, duty cycles and switching signals for the half-bridges of an H4 bridge circuit.
  • Fig. 3 shows examples of possible sums of the half-bridge voltages.
  • Fig. 4 shows an example of an undamped and a damped leakage current.
  • Fig. 5 shows an example of a comparison of conventional and modified clocking according to the application with respective possible associated leakage currents.
  • Fig. 6 shows schematically another embodiment of an inverter.
  • Fig. 1 shows an inverter 10 with an H4 bridge circuit comprising a first half-bridge 20 and a second half-bridge 22.
  • the inverter 10 converts electrical power from a DC voltage source, e.g. a photovoltaic generator 12, into an AC voltage that is exchangeable with an AC voltage network 14, and/or vice versa.
  • a DC voltage source e.g. a photovoltaic generator 12
  • an optional DC-DC converter 26 is arranged between the PV generator 12 and the H4 bridge circuit, and single-phase AC voltage is generated so that a single-phase alternating current is exchanged with the AC voltage network 14 via a feed-in network 16. Details of the feed-in network 16 are explained in connection with Fig. 6.
  • the connection to the AC voltage network 14 is made via a phase conductor L and a neutral conductor N.
  • the AC voltage network has a reference to the earth potential 30, in particular via the neutral conductor N.
  • the reference of the neutral conductor N to the earth potential can be specified directly, for example by earthing the neutral conductor, or indirectly, for example in a split-phase network or other network types (e.g. delta corner ground, stinger ground).
  • the inverter 10 On its DC side, the inverter 10 has an intermediate circuit 24.
  • the intermediate circuit 24 can be designed, for example, as a 600- intermediate circuit.
  • the direct voltage source has in particular a photovoltaic generator 12, which in turn can comprise several PV modules connected in series and/or in parallel.
  • the direct voltage source has a reference to the ground potential 30.
  • the reference to the ground potential 30 is largely predetermined for the photovoltaic generator 12 by its structural design and can be represented in particular by a discharge capacitance 18 with a discharge resistor 19 connected in parallel.
  • the discharge capacitance 18 can be variable over time and can fundamentally change, for example depending on climatic conditions during operation of the direct voltage source.
  • the first half-bridge 20 has a first switch S1 and a second switch S2.
  • the second half-bridge 22 has a third switch S3 and a fourth switch S4.
  • the inverter 10 is basically clocked unipolarly.
  • only one of the two half-bridges 20, 22 provides the AC-side alternating voltage by controlling their respective switches complementarily with a clock frequency of a few kilohertz with a sinusoidal pulse-width modulated duty cycle.
  • one of the two switches is permanently switched on in the respective half-wave.
  • the output-side alternating voltage for exchanging an alternating current with the alternating voltage network 14 is formed from the two half-bridge voltages UL, UN, whereby the first half-bridge voltage u L represents the positive half-wave and the second half-bridge voltage u N represents the negative half-wave of the output-side alternating voltage.
  • the voltage curve of the first half-bridge voltage u L on the first half-bridge 20 is shown as an example in Fig. 1.
  • the magnitude of the first half-bridge voltage UL corresponds to the curve of one half-wave of a sinusoidal voltage curve.
  • the voltage curve of the second half-bridge voltage UN on the second half-bridge 22 is shown as an example in Fig. 1.
  • the magnitude of the second half-bridge voltage UN corresponds to the curve of the other half-wave of a sinusoidal voltage curve.
  • a leakage current IA results, which is exchanged between the DC voltage source and earth potential 30, i.e. flows from the PV generator 12 to earth via the leakage capacitance 18.
  • the leakage current lA is driven by the leakage voltage UA, the course of which is determined by the specific timing of the inverter 10.
  • the course of the discharge voltage UA is shown in Fig. 1 as an example for a pure unipolar clocking, in which each half-wave is generated completely and exclusively by clocking a respective half-bridge.
  • the discharge voltage UA follows the magnitude of the Course of the half-bridge voltage UN, which is generated by the pulse-width modulated clocking of the second half-bridge on the AC side.
  • This results in a leakage current IA the course of which is shown as an example in Fig. 1.
  • the leakage current IA has pronounced maxima, particularly at the zero crossings of the output-side alternating voltage, which are mainly caused by recharging of the leakage capacitance 18 when the alternating voltage changes sign.
  • Fig. 2 shows the duty cycles d L , dN used for the respective half-bridges 20, 22.
  • d I is the duty cycle for the first half-bridge 20, which results in the first half-bridge voltage UL
  • dN is the duty cycle for the second half-bridge 22, which results in the first half-bridge voltage UL.
  • switches S1, S2 of first half-bridge 20 are clocked in opposite directions in the first half-wave and switches S3, S4 of the second half-bridge are clocked in opposite directions in the second half-wave.
  • First half-bridge 20 generates first half-bridge voltage u L , which has a sinusoidal curve during the first half-wave of the output-side alternating voltage and is largely zero in the second half-wave.
  • Second half-bridge 22 generates second half-bridge voltage u N , which is largely zero during the first half-wave of the output-side alternating voltage and has a sinusoidal curve in the second half-wave.
  • the curve of the clock ratios d L , dN corresponds to the curve of the respective half-bridge voltage UL, UN.
  • the clocking is modified compared to the otherwise exclusively unipolar clocking.
  • both half-bridges 20, 22 are clocked and thus each generate a half-bridge voltage u L , UN that is not equal to zero.
  • the modified clocking modifies the curves of the half-bridge voltages UL, UN in the transition region B.
  • the slope of the half-bridge voltages UL, UN in the transition region B can be adjusted.
  • a reduction in the slope of the half-bridge voltages UL, UN compared to the slope of the half-bridge voltages UL, UN at the zero crossing with purely unipolar clocking is particularly advantageous for damping high leakage currents IA.
  • the half-bridge voltages UL, UN for the first and the second half-bridge are thus changed by the modification of the clocking in the course of the transition region B compared to the otherwise half-wave sinusoidal shape of the conventional exclusively unipolar clocking.
  • the half-bridge voltages UL, UN in the transition region B run in opposite directions to one another and are mirror-symmetrical with respect to the time of the zero crossing.
  • the shape of the curve of the half-bridge voltages UL, UN in the transition region B can be linear, for example.
  • the curve of the half-bridge voltages UL, UN can also correspond, for example, to the shape of the respective sine half-wave, which has been stretched over time, so that in the example shown it reaches the value zero not in the middle but at the edge of the transition region B.
  • the transition region B comprises a time period of +/- 1 ms around the zero crossing of the alternating voltage.
  • the timing is modified in particular so that the course of the discharge voltage UA at the zero crossing of the alternating voltage is as flat and continuous as possible, i.e. with the smallest possible gradient and is continuous.
  • Half-bridge voltages UL and UN suitable for generating this output voltage ULN can be determined as follows by decomposing the output-side alternating voltage ULN into positive-sequence system components ui, U2 and a zero-sequence system component uo:
  • the sum of the amounts of the half-bridge voltages UL, UN in the transition region B has a constant value.
  • the constant value can, for example, correspond to a threshold value TH, which corresponds to the sum of the amounts of the half-bridge voltages UL, UN at the edges of the transition region B.
  • both half-bridges 20, 22 are clocked.
  • the sum of the amounts of the half-bridge voltages UL, UN in the transition region B has a form that is approximated by a polynomial.
  • the sum of the amounts of the half-bridge voltages u L , UN within the transition region B can be described, for example, by the following polynomial: /c3(cot) 3 + /c2(cot) 2 + /cicot + ko for TH > cot > 0.
  • TH is defined here as the threshold that the sum of the amounts of the half-bridge voltages UL, UN assumes at the edges of the transition region B.
  • Fig. 4 shows exemplary resulting leakage currents IA for an embodiment of a system with inverter 10, PV generator 12 as DC voltage source and AC voltage network 14, as shown in Fig. 1.
  • a leakage current IA is shown that results from operation with conventional, purely unipolar timing.
  • the oscillations of the leakage current IA can be seen, which arise in the areas around the zero crossing of the alternating voltage of the alternating voltage network 14 and have maxima with considerable amplitudes.
  • fluctuations can occur that can trigger safety mechanisms, in particular a fault current monitor, and thus switch off the inverter, and also negatively affect the EMC behavior of the inverter.
  • the oscillations are caused by the sudden change in the slope of the leakage voltage UA - corresponding to a large jump in its derivative - at the zero crossing of the alternating voltage. This change in the slope causes a resonant circuit comprising the PV leakage capacitance and common mode impedances of the inverter's filters to oscillate.
  • a damped leakage current IA is shown, which results when the inverter is operated using the method according to the application. Compared to the conventional situation, both the amplitudes and the oscillations of the leakage current IA are significantly reduced.
  • Fig. 5 shows an example of a comparison of conventional purely unipolar clocking (left) and modified clocking (right) with the resulting leakage currents IA.
  • the leakage capacitance 18 forms an oscillating circuit via the ground potential 30 with filter inductances of the inverter 10, which is excited by the second half-bridge voltage u N of the second half-bridge 22.
  • the sudden change in the slope of u N with purely unipolar clocking as can be seen in the left part of Fig. 5, produces an equally sudden rise in the leakage voltage UA.
  • this triggers a rapid charge reversal of the leakage capacitance 18 and, on the other hand, stimulates a resonance of the oscillating circuit consisting of the leakage capacitance and the common-mode inductance of the inverter 10, which in combination leads to an oscillating leakage current IA, which can also be called common-mode current.
  • IA oscillating leakage current
  • the high amount of the leakage current IA at the maximum of the oscillation can also lead to saturation effects in the filter inductances of the inverter 10, which can have a particularly detrimental effect on electromagnetic compatibility.
  • the clocking in the transition region B around the zero crossing of the output-side alternating voltage is modified compared to the exclusively unipolar clocking in such a way that the leakage current IA is attenuated.
  • the modified clocking and the resulting leakage current IA are shown in the right-hand part of Fig. 5.
  • the first half-bridge 20 and the second half-bridge 22 are simultaneously clocked in a pulse-width modulated manner.
  • the clocking pattern of the two half-bridges within the transition region deviates from the otherwise half-wave sinusoidal pattern and in particular has a lower gradient there than the underlying sinusoidal shape. This is associated with a pattern of the zero-system component uo corresponding to the upper graphic in Fig. 3.
  • the amplitude of the leakage current is significantly reduced.
  • Fig. 6 shows the inverter 10 according to Fig. 1, in which the feed-in network 16 specifically comprises the inductances L1a, L1b, which are arranged in the phase conductors L and N, and in which the phase conductors L and N are connected to the negative DC potential of the intermediate circuit 24 and the PV generator 12 via capacitors C1a, C1b.
  • the capacitors C1a, C1b can be arranged between the phase conductors L, N and the positive DC potential of the intermediate circuit 24 or between the phase conductors L, N and a center point of the intermediate circuit.
  • the remaining feed-in network 16' can in particular comprise further filter elements for common-mode and/or differential-mode interference.
  • the transition area B is optimally chosen to be exactly as wide as half the period of a resonance oscillation of the resonant circuit consisting of the leakage capacitance of the DC voltage source and the common mode inductance of the inverter 10 in a worst case scenario (worst case scenario).
  • the worst case scenario is given by a maximum expected leakage capacitance of the DC voltage sources that are to be connected to the inverter.
  • the resonances in the leakage current IA are suppressed as best as possible by the width of the transition area corresponding to half the resonance period of the resulting resonant circuit.
  • the width of the transition area can also be adjusted depending on the actual, possibly currently determined leakage capacitance.
  • the width of the transition area is then set to half the period of the resonance oscillation of the specific resulting resonant circuit. In the case of a PV generator as a DC voltage source with leakage capacitance that is variable, particularly due to weather conditions, it can therefore be advantageous to adjust the width of the transition area in order to optimally dampen the oscillations of the leakage current.

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  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Die Anmeldung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters (10), wobei der Wechselrichter (10) eine H4-Brückenschaltung mit einer ersten Halbbrücke (20) und einer zweiten Halbbrücke (22) zur Umwandlung einer eingangsseitigen Gleichspannung in eine ausgangsseitige Wechselspannung aufweist und zur Einspeisung einer elektrischen Leistung einer Gleichspannungsquelle mit veränderlichem Potentialbezug zu einem Erdpotential (30), insbesondere eines Photovoltaikgenerators (12) mit einer Ableitkapazität (18) gegenüber dem Erdpotential (30), in ein Wechselspannungsnetz (14) eingerichtet ist. Das Verfahren weist auf: - Unipolares pulsweitenmoduliertes Takten je einer der beiden Halbbrücken (20, 22) zur halbwellenweisen Erzeugung von im wesentlichen sinusförmigen Halbbrückenspannungen, - Modifikation der Taktung der Halbbrücken (20, 22) in einem Übergangsbereich (B) um einen Nulldurchgang der ausgangsseitigen Wechselspannung zur Dämpfung eines Ableitstromes (IA), der durch die Ableitkapazität (18) gegen Erde fließt. Die Anmeldung betriff weiter einen Wechselrichter (10) sowie ein Computerprogrammprodukt.

Description

UNIPOLAR TAKTENDER H4-BRÜCKEN PV EINPHASENWECHSELRICHTER MIT BIPOLARER TAKTUNG NAHE DER NULLDURCHGÄNGE ZUR UNTERDRÜCKUNG VON GLEICHTAKTSCHWINGUNGEN
TECHNISCHES GEBIET
Die Anmeldung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters mit einer H4- Brückenschaltung sowie einen Wechselrichter mit einer H4- Brückenschaltung. Die H4- Brückenschaltung umfasst eine Anordnung von Halbleiterschaltern in zwei Halbbrücken mit jeweils zwei Schaltern und ist zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung durch getaktetes Schalten der Halbleiterschalter eingerichtet.
STAND DER TECHNIK
Bei der Verbindung eines Photovoltaik-Generators (PV-Generator) mit einem Wechselspannungsnetz über einen leistungselektronischen Wechselrichter ist zu beachten, dass sowohl die einzelnen Phasenleiter des Wechselspannungsnetzes als auch der PV-Generator eine Potentiallage gegenüber dem Erdpotential aufweisen. Sofern zwischen PV-Generator und Netz keine galvanische Trennung und insbesondere kein Transformator vorgesehen ist, wird durch das getaktete Schalten der Wechselrichter-Brückenschaltung direkt oder mittelbar Einfluss auf die Potentiallage des PV-Generators ausgeübt. Die dynamische Umwandlung der Gleichspannung des PV-Generators in eine Wechselspannung für das Netz durch eine dynamische Taktung des Wechselrichters führt in der Regel zu einer periodisch veränderlichen Potentiallage des PV-Generators gegen das Erdpotential.
Ein PV-Generator ist baulich bedingt über eine Ableitkapazität und einen Ableitwiderstand mit dem Erdpotential verbunden, wobei die konkreten Werte insbesondere der Ableitkapazität vom konkreten elektromechanischen Aufbau des PV-Generators sowie weiteren Umgebungsbedingungen wie z.B. Feuchtigkeit maßgeblich bestimmt sind. Je nach konkreter Ableitkapazität und je nach konkret verwendetem Taktschema für die Schalter des Wechselrichters kann die periodische Veränderung der Potentiallage des PV-Generators im Betrieb zu Ableitströmen führen, die unvorteilhaft oder sogar unzulässig hoch sind.
In der EP 2 136 465 B1 wird ein Wechselrichter zur Einspeisung einer Leistung einer Gleichspannungsquelle, insbesondere eines Photovoltaikgenerators, in ein Wechselspannungsnetz beschrieben. Der Wechselrichter weist eine asymmetrisch getaktete Brückenschaltung auf, wobei mindestens zwei Schalter mit Netzfrequenz und mindestens zwei weitere Schalter mit einer höheren Taktfrequenz getaktet werden.
In der JP 3 316 735 B2 wird ein Wechselrichter zur Einspeisung einer Leistung eines Photovoltaikgenerators in ein Wechselspannungsnetz beschrieben, wobei der Wechselrichter mit einer unipolaren Taktung betrieben wird. In der CN 202565189 II wird ein Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters beschrieben, bei dem der Wechselrichter grundsätzlich unipolar getaktet und im Bereich um der Nulldurchgänge der Wechselspannung abweichend bipolar getaktet.
AUFGABE
Der Anmeldung liegt die Aufgabe zugrunde, die Leistungswandlung durch den Wechselrichter weiter zu verbessern und insbesondere die Ableitströme zwischen PV-Generator und Erdpotential zu verringern.
LÖSUNG
Die Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 , einen Wechselrichter mit den Merkmalen des Anspruchs 10, sowie ein Computerprogrammprodukt mit den Merkmalen des Anspruchs 11 gelöst. Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
BESCHREIBUNG
Ein Wechselrichter weist eine H4-Brückenschaltung mit einer ersten Halbbrücke und einer zweiten Halbbrücke zur Umwandlung einer eingangsseitigen Gleichspannung in eine ausgangsseitige Wechselspannung auf. Der Wechselrichter ist zum Austausch einer elektrischen Leistung zwischen einer Gleichspannungsquelle mit veränderlichem Potentialbezug zu einem Erdpotential und einem Wechselspannungsnetz eingerichtet. Der Wechselrichter kann insbesondere zur Einspeisung einer elektrischen Leistung eines Photovoltaikgenerators mit einer Ableitkapazität gegenüber dem Erdpotential in ein Wechselspannungsnetz eingerichtet sein.
Ein Verfahren zum Betreiben des Wechselrichters weist auf:
Unipolares pulsweitenmoduliertes Takten je einer der beiden Halbbrücken zur halbwellenweisen Erzeugung von im wesentlichen sinusförmigen Halbbrückenspannungen.
Modifikation der Taktung der Halbbrücken in einem Übergangsbereich um einen Nulldurchgang der Wechselspannung zur Dämpfung eines Ableitstromes, der durch die Ableitkapazität gegen Erde fließt.
Das Verfahren ist insbesondere zur Dämpfung von Oszillationen des Ableitstromes geeignet, der in einem Resonanzkreis bestehend aus der Ableitkapazität der Gleichspannungsquelle und Gleichtakt-Induktivitäten des Wechselrichters fließt.
Bei dem unipolaren pulsweitenmodulierten Takten je einer der beiden Halbbrücken zur halbwellenweisen Erzeugung von den im wesentlichen sinusförmigen Halbbrücken- Spannungen wird eine Halbbrücke zum Erzeugen der positiven Halbwelle der ausgangsseitigen Wechselspannung verwendet und die andere Halbbrücke wird zum Erzeugen der negativen Halbwelle der ausgangsseitigen Wechselspannung verwendet. Durch die Pulsweite eines Taktes, d.h. die relative Breite einer Einschalt- bzw. Ausschaltphase der Brückenschalter innerhalt eines Taktes, wird die jeweilige Halbbrückenspannung zum jeweiligen Takt eingestellt. Die jeweilige Halbbrückenspannung der jeweiligen getakteten Halbbrücke hängt somit direkt mit der aktuellen Pulsweite zusammen. Das Takten der Halbbrücken erfolgt dabei mit der Pulsweite, die den geschalteten, also leitenden, Zustand der jeweiligen Schalter der jeweiligen Halbbrücke angibt. Die beiden Schalter der jeweiligen Halbbrücke können dabei gegenläufig geschaltet werden, d. h. ist einer der Schalter geöffnet, so ist der andere geschlossen. Die Pulsweite der jeweiligen Taktung folgt der gewünschten Halbbrückenspannung, die im Falle des unipolaren Taktens wiederum dem Verlauf der gewünschten Ausgangsspannung des Wechselrichters folgt.
Bei einem konventionellen, d.h. exklusiv unipolaren Takten wird jeweils eine Halbbrücke während einer Halbwelle zum Erzeugen der Ausgangsspannung verwendet, d.h. die eine Halbbrücke erzeugt eine Halbwelle der Ausgangsspannung, und die andere Halbbrücke ist inaktiv, d.h. die andere Halbbrücke wird nicht getaktet und erzeugt eine Halbbrückenspannung von Null. Während der anderen Halbwelle ist die erste Halbbrücke inaktiv und die andere Halbbrücke erzeugt die zweite Halbwelle der Ausgangsspannung des Wechselrichters.
In dem Übergangsbereich um den Nulldurchgang der Ausgangsspannung weicht das Taktmuster anmeldungsgemäß von der exklusiv unipolaren Taktung mit nur einer getakteten Halbbrücke ab. Die Taktmuster der Halbbrücken werden dort so modifiziert, dass der über die Ableitkapazität des PV-Generators fließende Ableitstrom gedämpft wird. Dämpfung kann zum Beispiel bedeuten, dass der Ableitstrom betragsmäßig verringert wird und/oder Oszillationen vermindert werden, so dass insbesondere Stromspitzen im Ableitstrom reduziert werden. Die Modifikation der Taktung wird so durchgeführt, dass durch die modifizierte Taktung im Übergangsbereich gegenüber der exklusiv unipolaren Taktung modifizierte Halbbrückenspannungen erzeugt werden, welche einen reduzierten Ableitstrom gegen Erde anregen. Insbesondere werden dabei Effekte im Verlauf der Potentiallage des PV-Generators gegenüber dem Erdpotential reduziert, die insbesondere um den Nulldurchgang herum sprunghaft auftreten und Stromspitzen im Ableitstrom erzeugen können.
Der Übergangsbereich kann den Nulldurchgang der ausgangsseitigen Wechselspannung zum Beispiel zeitlich symmetrisch umgeben, so dass sich der Nulldurchgang zeitlich in der Mitte des Übergangsbereiches befindet. Mittels des beschriebenen Verfahrens können Anregungen und Schwingungen des Ableitstroms am bzw. nach dem Nulldurchgang der ausgangsseitigen Wechselspannung gedämpft werden. Insbesondere kann durch die Modifikation der Taktung in dem Übergangsbereich ein Ableitstrom reduziert werden, der durch eine plötzliche Änderung der Steigung der Halbbrückenspannungen und damit der Potentiallage des PV-Generators am Nulldurchgang hervorgerufen werden kann. Dabei wird das plötzliche Umladen der Ableitkapazität am Nulldurchgang gedämpft und die Anregung einer Resonanz sowie ein Oszillieren des Ableitstroms reduziert.
In einer Ausführungsform des Verfahrens können in dem Übergangsbereich vor und nach dem Nulldurchgang die erste Halbbrücke und die zweite Halbbrücke gleichzeitig pulsweitenmoduliert getaktet werden. Hierdurch kann die Änderung der Steigung der Halbbrückenspannungen und damit der Potentiallage des PV-Generators am Nulldurchgang verringert werden.
In einer Ausführungsform des Verfahrens weichen die Halbbrückenspannungen für die erste und die zweite Halbbrücke durch die gleichzeitige Taktung der Halbbrücken im Verlauf des Übergangsbereiches von der ansonsten halbwellenweisen Sinusform ab. Dabei können die Halbbrückenspannungen der Halbbrücken in dem Übergangsbereich gegenläufig zueinander und insbesondere spiegelsymmetrisch zueinander bezogen auf den Zeitpunkt des Nulldurchgangs verlaufen. Hierdurch kann die Änderung der Steigung der Halbbrückenspannungen und damit der Potentiallage des PV-Generators verringert werden und zugleich die gewünschte Sinusform der Ausgangsspannung des Wechselrichters beibehalten werden.
In einer Ausführungsform des Verfahrens umfasst der Übergangsbereich eine Zeitspanne von +/-0, 02-1 ,0 Millisekunden, bevorzugt +/- 0, 1-0,5 Millisekunden um den Nulldurchgang der Wechselspannung. In dieser Zeitspanne um den Nulldurchgang treten bei üblichen Ableitkapazitäten die höchsten Steigungen der Halbbrückenspannungen und damit die höchsten Ableitströme auf, wobei durch das Verfahren sowohl eine Reduzierung der Amplitude des Ableitstroms als auch eine Dämpfung der Schwingungen des Ableitstroms erzielt wird. Der Übergangsbereich kann bis zu einem Zehntel der Periodendauer der Wechselspannung im Wechselspannungsnetz umfassen. Für einen solchen Übergangsbereich kann je nach Ableitkapazität eine gute Dämpfung der Schwingungen des Ableitstroms erzielt werden.
In einer Ausführungsform des Verfahrens ist die unipolare pulsweitenmodulierte Taktung einer jeweiligen Halbwelle in dem Übergangsbereich so modifiziert, dass die jeweilige Halbbrückenspannung einen Verlauf aufweist, dessen Steigung kleiner als die Steigung des idealen sinusförmigen Verlaufs ist und der insbesondere linear ist. Durch die flachere Steigung kann auch die Änderungsrate der Potentiallage des PV-Generators gegen das Erdpotential verringert werden, so dass die Anregung des Ableitstroms reduziert und eine gute Dämpfung erzielt werden kann.
In Ausführungsformen kann die Summe der Beträge der Halbbrückenspannungen in dem Übergangsbereich einen konstanten Wert aufweisen. Hiermit kann die modifizierte Taktung besonders gut in die Regelung des Wechselrichters integriert werden, indem durch geeignete Einstellung der Breite des Übergangsbereichs eine Schwingung eines konkreten Resonanzkreises bestehend aus einer Ableitkapazität einer gegebenen Gleichspannungsquelle und der Gleichtaktinduktivität der Filter im Wechselrichter verhindert werden kann. Die ideale Breite des Übergangsbereichs ist dabei etwa die Hälfte der Periodendauer einer Resonanzschwingung dieses Resonanzkreises.
In Ausführungsformen kann die Summe der Beträge der Halbbrückenspannungen in dem Übergangsbereich eine Form aufweisen, die durch ein Polynom angenähert wird. Hierdurch kann die Änderungsrate der Potentiallage des PV-Generators gegen das Erdpotential weiter verringert werden, so dass die Dämpfung weiter verbessert werden kann.
Der Wechselrichter zum Austausch einer Leistung zwischen der Gleichspannungsquelle, insbesondere dem Photovoltaik-Generator, und dem Wechselspannungsnetz weist eine Steuereinheit und eine H4-Brückenschaltung mit einer ersten und einer zweiten Halbbrücke auf. Die Steuereinheit ist zum Ausführen des beschriebenen Verfahrens eingerichtet.
Der Wechselrichter ändert somit die Taktung in dem Übergangsbereich um den Nulldurchgang der ausgangsseitigen Wechselspannung gegenüber einer exklusiv unipolaren Taktung, so dass im Vergleich zu einem Wechselrichter mit exklusiv unipolarer Taktung am Nulldurchgang eine Glättung des Verlaufs der Potentiallage des PV-Generators gegenüber dem Erdpotential erzielt wird. Dies dient zur Reduzierung der am Nulldurchgang auftretenden Ableitstrom- Spitze. Die Modifikation der Taktung kann dabei insbesondere umfassen, dass der Verlauf der Taktung, also der Pulsweitenmodulation, im Übergangsbereich einer anderen Funktion folgt als außerhalb des Übergangsbereiches.
Ein Computerprogrammprodukt beinhaltet Befehle, die bei Ausführung durch die Steuereinheit selbige dazu veranlassen, das beschriebene Verfahren durchzuführen.
KURZBESCHREIBUNG DER FIGUREN
Im Folgenden wird die Erfindung anhand in den Figuren dargestellter Ausführungsbeispiele weiter erläutert und beschrieben. Fig. 1 zeigt schematisch einen Wechselrichter mit H4-Brückenschaltung.
Fig. 2 zeigt mögliche Verläufe von Halbbrückenspannungen, Tastverhältnissen und Schaltsignalen für die Halbbrücken einer H4-Brckenschaltung.
Fig. 3 zeigt beispielhaft mögliche Beträge der Summen der Halbbrückenspannungen.
Fig. 4 zeigt beispielhaft einen ungedämpften und einen gedämpften Ableitstrom.
Fig. 5 zeigt beispielhaft eine Gegenüberstellung von herkömmlicher und anmeldungsgemäß modifizierter Taktung mit jeweiligen möglichen zugehörigen Ableitströmen.
Fig. 6 zeigt schematisch eine weitere Ausführungsform eines Wechselrichters.
Es werden in den Figuren die gleichen Bezugszeichen für gleiche oder ähnliche Elemente verwendet. Die Darstellungen in den Figuren können nicht maßstäblich sein.
FIGURENBESCHREIBUNG
Fig. 1 zeigt einen Wechselrichter 10 mit einer H4-Brückenschaltung, die eine erste Halbbrücke 20 und eine zweite Halbbrücke 22 umfasst. Der Wechselrichter 10 wandelt elektrische Leistung von einer Gleichspannungsquelle, z. B. einem Photovoltaikgenerator 12 in eine Wechselspannung, welche mit einem Wechselspannungsnetz 14 austauschbar ist, und/oder umgekehrt. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist zwischen dem PV-Generator 12 und der H4-Brückenschaltung ein optionaler Gleichspannungswandler 26 angeordnet, und es wird einphasige Wechselspannung erzeugt, so dass ein einphasiger Wechselstrom über ein Einspeisenetzwerk 16 mit dem Wechselspannungsnetz 14 ausgetauscht wird. Details zum Einspeisenetzwerk 16 sind in Zusammenhang mit Fig. 6 erläutert.
Die Anbindung an das Wechselspannungsnetz 14 erfolgt über einen Phasenleiter L und einen Nullleiter N. Das Wechselspannungsnetz weist insbesondere über den Nullleiter N einen Bezug zum Erdpotential 30 auf. Der Bezug des Nullleiters N zum Erdpotential kann direkt, beispielsweise durch Erdung des Nullleiters, oder beispielsweise in einem Split-Phase-Netz oder anderen Netzformen (z.B. Delta-Corner-Ground, Stinger-Ground) indirekt vorgegeben sein.
Auf seiner DC-Seite weist der Wechselrichter 10 einen Zwischenkreis 24 auf. Für die Austausch von Wechselstrom mit einem Wechselspannungsnetz 14 mit z. B. 230 V Nennspannung und Ü = 325 V Scheitelspannung, kann der Zwischenkreis 24 z. B. als 600- - Zwischenkreis ausgelegt sein. Die Gleichspannungsquelle weist insbesondere einen Photovoltaik-Generator 12 auf, der wiederum mehrere in Reihe und/oder parallel verschaltete PV-Module umfassen kann. Die Gleichspannungsquelle weist einen Bezug zum Erdpotential 30 auf. Der Bezug zum Erdpotential 30 ist für den Photovoltaik-Generator 12 durch dessen konstruktiven Aufbau weitgehend vorgegeben und kann insbesondere durch eine Ableitkapazität 18 mit parallel geschaltetem Ableitwiderstand 19 repräsentiert werden. Dabei kann insbesondere die Ableitkapazität 18 zeitlich veränderlich sein und sich z. B. abhängig von klimatischen Bedingungen im Betrieb der Gleichspannungsquelle grundsätzlich ändern.
Die erste Halbbrücke 20 weist einen ersten Schalter S1 und einen zweiten Schalter S2 auf. Die zweite Halbbrücke 22 weist einen dritten Schalter S3 und einen vierten Schalter S4 auf. Zur Umwandlung der DC-seitigen Gleichspannung in die AC-seitige Wechselspannung und/oder umgekehrt wird der Wechselrichter 10 grundsätzlich unipolar getaktet. Dabei stellt während einer Halbwelle der ausgangsseitigen Wechselspannung nur jeweils eine der beiden Halbbrücken 20, 22 die AC-seitige Wechselspannung, indem deren jeweilige Schalter komplementär mit einer Taktfrequenz von einigen Kilohertz mit einem sinusförmig pulsweitenmodulierten Tastgrad angesteuert werden. In der jeweils nicht getakteten Halbbrücke ist dabei einer der beiden Schalter in der jeweiligen Halbwelle dauerhaft eingeschaltet.
Die ausgangsseitige Wechselspannung zum Austausch eines Wechselstroms mit dem Wechselspannungsnetz 14 wird aus den beiden Halbbrückenspannungen UL, UN gebildet, wobei die erste Halbbrückenspannung uL die positive Halbwelle und die zweite Halbbrückenspannung uN die negative Halbwelle der ausgangsseitigen Wechselspannung stellt. Der Spannungsverlauf der ersten Halbbrückenspannung uLan der ersten Halbbrücke 20 ist in Fig. 1 beispielhaft dargestellt. Die erste Halbbrückenspannung UL entspricht betragsmäßig dem Verlauf einer Halbwelle eines sinusförmigen Spannungsverlaufes. Der Spannungsverlauf der zweiten Halbbrückenspannung UN an der zweiten Halbbrücke 22 ist in Fig. 1 beispielhaft dargestellt. Die zweite Halbbrückenspannung UN entspricht betragsmäßig dem Verlauf der anderen Halbwelle eines sinusförmigen Spannungsverlaufes.
Aufgrund des jeweiligen Bezugs des Wechselspannungsnetzes 14 und des PV-Generators 12 zum Erdpotential 30 ergibt sich ein Ableitstrom IA, der zwischen der Gleichspannungsquelle und Erdpotential 30 ausgetauscht wird, d.h. vom PV-Generator 12 über die Ableitkapazität 18 gegen Erde fließt. Der Ableitstrom lA wird getrieben von der Ableitspannung UA, deren Verlauf durch die konkrete Taktung des Wechselrichters 10 bestimmt wird.
Der Verlauf der Ableitspannung UA ist in Fig. 1 beispielhaft für eine reine unipolare Taktung dargestellt, bei der jede Halbwelle komplett und exklusiv durch Taktung einer jeweiligen Halbbrücke erzeugt wird. Die Ableitspannung UA folgt in dieser Konfiguration betragsmäßig dem Verlauf der Halbbrückenspannung UN, die durch die pulsweitenmodulierte T aktung der zweiten Halbbrücke AC-seitig erzeugt wird. Entsprechend ergibt sich ein Ableitstrom IA, dessen Verlauf in Fig. 1 beispielhaft dargestellt. Der Ableitstrom IA weist insbesondere an den Nulldurchgängen der ausgangsseitigen Wechselspannung ausgeprägte Maxima auf, die hauptsächlich durch Umladungen der Ableitkapazität 18 beim Vorzeichenwechsel der Wechselspannung hervorgerufen werden.
In Fig. 2 ist oben ein beispielhafter Verlauf der Halbbrückenspannungen uL, UN bei Anwendung eines anmeldungsgemäßen Verfahrens dargestellt. Die mittlere Grafik in Fig. 2 stellt die dazu verwendeten Tastverhältnisse dL, dN für die jeweiligen Halbbrücken 20, 22 dar. Dabei ist di. das Tastverhältnis für die erste Halbbrücke 20, welches in der ersten Halbbrückenspannung UL resultiert, und dN ist das Tastverhältnis für die zweite Halbbrücke 22, welches in der ersten Halbbrückenspannung UL resultiert. Die untere Grafik in Fig. 2 stellt die dabei verwendeten Schaltsignale für die Schalter S1 , S2 der ersten Halbbrücke 20 und die Schalter S3, S4 der zweiten Halbbrücke 22 dar, wobei der Wert „1“ bedeutet, dass der jeweilige Schalter leitend geschaltet ist, und der Wert „0“ bedeutet, dass der jeweilige Schalter geöffnet und damit nichtleitend geschaltet ist.
Während der unipolaren Taktung außerhalb des Übergangsbereiches B werden die Schalter S1 , S2 der ersten Halbbrücke 20 in der ersten Halbwelle und die Schalter S3, S4 der zweiten Halbbrücke in der zweiten Halbwelle gegenläufig getaktet. Die erste Halbbrücke 20 erzeugt die erste Halbbrückenspannung uL, die während der ersten Halbwelle der ausgangsseitigen Wechselspannung einen sinusförmigen Verlauf aufweist und in der zweiten Halbwelle weitgehend gleich null ist. Die zweite Halbbrücke 22 erzeugt die zweite Halbbrückenspannung uN, die während der ersten Halbwelle der ausgangsseitigen Wechselspannung weitgehend gleich null ist und in der zweiten Halbwelle einen sinusförmigen Verlauf aufweist. Der Verlauf der Taktverhältnisse dL, dN entspricht dem Verlauf der jeweiligen Halbbrückenspannung UL, UN.
In einem Übergangsbereich B zwischen den Halbwellen ist die Taktung gegenüber der ansonsten exklusiv unipolaren Taktung modifiziert. In dem Übergangsbereich B werden beide Halbbrücken 20, 22 getaktet und erzeugen somit jeweils eine Halbbrückenspannung uL, UN ungleich null. Durch die modifizierte Taktung werden die Verläufe der Halbbrückenspannungen UL, UN in dem Übergangsbereich B modifiziert. Insbesondere kann die Steigung der Halbbrückenspannungen UL, UN in dem Übergangsbereich B angepasst werden. Vorteilhaft zur Dämpfung von hohen Ableitströmen IA ist hier insbesondere eine Reduzierung der Steigung der Halbbrückenspannungen UL, UN im Vergleich zur Steigung der Halbbrückenspannungen UL, UN am Nulldurchgang bei rein unipolarer Taktung. Die Halbbrückenspannungen UL, UNfür die erste und die zweite Halbbrücke werden also durch die Modifikation der Taktung im Verlauf des Übergangsbereiches B gegenüber der ansonsten halbwellenweisen Sinusform der herkömmlichen exklusiv unipolaren Taktung verändert.
Im in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel verlaufen die Halbbrückenspannungen UL, UN in dem Übergangsbereich B gegenläufig zueinander und spiegelsymmetrisch bezogen auf den Zeitpunkt des Nulldurchgangs. Die Form des Verlaufs der Halbbrückenspannungen UL, UN im Übergangsbereich B kann hierbei z. B. linear sein. Alternativ kann der Verlauf der Halbbrückenspannungen UL, UN auch z. B. der Form der jeweiligen Sinushalbwelle entsprechen, die jedoch zeitlich gestreckt wurde, so dass sie im dargestellten Beispiel nicht in der Mitte sondern am Rand des Übergangsbereichs B den Wert Null erreicht.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel umfasst der Übergangsbereich B eine Zeitspanne von +/- 1 ms um den Nulldurchgang der Wechselspannung. Die Modifikation der Taktung erfolgt dabei insbesondere so, dass der Verlauf der Ableitspannung UA am Nulldurchgang der Wechselspannung möglichst flach und stetig ist, d. h. mit möglichst geringer Steigung und kontinuierlich erfolgt.
Die netzseitige Wechselspannung ULN, die zwischen Phasenleiter L und Nullleiter N resultieren soll, weist eine Sinusform mit den Parametern des Wechselspannungsnetzes auf: uLN = [/•sin(cot), mit Ü= 325 V und f=50 Hz=co/2n:. Zur Erzeugung dieser Ausgangsspannung ULN geeignete Halbbrückenspannungen UL und UN lassen sich folgendermaßen durch Zerlegung der ausgangsseitigen Wechselspannung ULN in Mitsystem-Anteile ui, U2 und einen Nullsystem- Anteil uo ermitteln:
Figure imgf000011_0001
Das jeweilige T astverhältnis dL und dN ergibt sich daraus unter Berücksichtigung der Zwischenkreisspannung UDC ZU:
Figure imgf000011_0002
Fig. 3 zeigt beispielhaft mögliche Summen der Beträge der Halbbrückenspannungen UL, UN mit anmeldungsgemäßer Taktung im Übergangsbereich B. Aufgrund der grundlegenden Beziehung u0 = uL + uN entspricht der Verlauf dieser Summenspannung dem Verlauf des Nullsystems uo. In dem Ausführungsbeispiel von Fig. 3 oben weist die Summe der Beträge der Halbbrückenspannungen UL, UN in dem Übergangsbereich B einen konstanten Wert auf. Der konstante Wert kann zum Beispiel einem Schwellwert TH entsprechen, welcher der Summe der Beträge der Halbbrückenspannungen UL, UN an den Rändern des Übergangsbereiches B entspricht. Innerhalb des Übergangsbereiches B werden beide Halbbrücken 20, 22 getaktet.
In dem Ausführungsbeispiel von Fig. 3 unten weist die Summe der Beträge der Halbbrückenspannungen UL, UN in dem Übergangsbereich B eine Form auf, die durch ein Polynom angenähert wird. Für diese Näherung lässt sich die Summe der Beträge der Halbbrückenspannungen uL, UN innerhalb des Übergangsbereiches B z. B. durch das folgende Polynom beschreiben: /c3(cot)3 + /c2(cot)2 + /cicot + ko für TH > cot > 0. TH ist hierbei als die Schwelle definiert, die die Summe der Beträge der Halbbrückenspannungen UL, UN an den Rändern des Übergangsbereiches B annimmt.
Fig. 4 zeigt beispielhafte resultierende Ableitströme IA für ein Ausführungsbeispiel eines Systems mit Wechselrichter 10, PV-Generator 12 als Gleichspannungsquelle und Wechselspannungsnetz 14, wie es in Fig. 1 dargestellt ist.
Oben in Fig. 4 ist ein Ableitstrom IA dargestellt, der aus einem Betrieb mit herkömmlicher rein unipolarer Taktung resultiert. Zu erkennen sind die Oszillationen des Ableitstroms IA, welche in den Bereichen um den Nulldurchgang der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 14 entstehen und Maxima mit erheblichen Amplituden aufweisen. Insbesondere im Bereich des negativen Ableitstromes IA kann es zu Ausschlägen kommen, die zur Auslösung von Sicherungsmechanismen, insbesondere einer Fehlerstrom-Überwachung und damit zum Abschalten des Wechselrichters führen kann und zudem das EMV-Verhalten des Wechselrichters negativ beeinflusst. Die Oszillationen sind bedingt durch die plötzliche Änderung der Steigung der Ableitspannung UA - entsprechend einem betragsmäßig großen Sprung ihrer Ableitung - im Nulldurchgang der Wechselspannung. Durch diese Änderung der Steigung wird ein Resonanzkreis umfassend die PV-Ableitkapazität und Gleichtaktimpedanzen der Filter des Wechselrichters zum Schwingen angeregt
Unten in Fig. 4 ist ein gedämpfter Ableitstrom IA dargestellt, welcher sich ergibt, wenn der Wechselrichter mit dem anmeldungsgemäßen Verfahren betrieben wird. Im Vergleich zur herkömmlichen Situation sind sowohl die Amplituden als auch die Oszillationen des Ableitstroms IA erheblich reduziert.
In Fig. 5 ist beispielhaft nochmals eine Gegenüberstellung von herkömmlicher rein unipolarer Taktung (links) und modifizierter Taktung (rechts) mit den jeweils resultierenden Ableitströmen IA dargestellt. Die Ableitkapazität 18 bildet über das Erdpotential 30 mit Filterinduktivitäten des Wechselrichters 10 einen Schwingkreis, der durch die zweite Halbbrückenspannung uN der zweiten Halbbrücke 22 angeregt wird. Die plötzliche Änderung der Steigung von uN bei rein unipolarer Taktung, wie im linken Teil von Fig. 5 zu sehen, erzeugt eine ebenso plötzliche Steigung der Ableitspannung UA. Diese stößt zum einen eine rasche Umladung der Ableitkapazität 18 an und regt zum anderen eine Resonanz des Schwingkreises aus Ableitkapazität und Gleichtakt-Induktivität des Wechselrichters 10 an, was in Kombination zu einem oszillierenden Ableitstrom IA führt, der auch Gleichtaktstrom genannt werden kann. Insbesondere der hohe Betrag des Ableitstromes IA am Maximum der Oszillation kann zudem zu Sättigungseffekten in den Filterinduktivitäten des Wechselrichters 10 führen, was sich insbesondere nachteilig auf die elektromagnetische Verträglichkeit auswirken kann.
Mittels des beschriebenen Verfahrens wird das Takten in dem Übergangsbereich B um den Nulldurchgang der ausgangsseitigen Wechselspannung gegenüber dem exklusiv unipolaren Takten so modifiziert, dass der Ableitstrom IA gedämpft wird. Die modifizierte Taktung und der damit resultierende Ableitstrom IA sind im rechten Teil von Fig. 5 dargestellt. Insbesondere werden in dem Übergangsbereich B vor und nach dem Nulldurchgang die erste Halbbrücke 20 und die zweite Halbbrücke 22 gleichzeitig pulsweitenmoduliert getaktet. Dadurch weicht der Verlauf der Taktung der beiden Halbbrücken innerhalb des Übergangsbereiches vom ansonsten halbwellenweise sinusförmigen Verlauf ab und weist dort insbesondere eine niedrigere Steigung als die zugrunde liegende Sinusform auf. Damit verbunden ist ein Verlauf des Nullsystem-Anteils uo entsprechend der oberen Grafik von Fig. 3. Im Ergebnis ist die Amplitude des Ableitstroms deutlich reduziert.
Fig. 6 zeigt den Wechselrichter 10 gemäß Fig. 1 , bei dem das Einspeisenetzwerk 16 konkret die Induktivitäten L1a, L1 b umfasst, die in den Phasenleitern L und N angeordnet sind, und bei dem die Phasenleiter L und N über Kapazitäten C1 a, C1 b mit dem negativen DC-Potential des Zwischenkreises 24 und des PV-Generators 12 verbunden sind. Alternativ können die Kapazitäten 01 a, 01 b zwischen den Phasenleitern L, N und dem positiven DC-Potential des Zwischenkreises 24 oder zwischen den Phasenleitern L, N und einem Mittelpunkt des Zwischenkreises angeordnet sein. Das verbleibende Einspeisenetzwerks 16‘ kann insbesondere weitere Filterelemente für Gleichtakt- und/oder Gegentaktstörungen umfassen.
Der Übergangsbereich B wird optimalerweise genau so breit gewählt wie die halbe Periode einer Resonanzschwingung des Schwingkreises bestehend aus Ableitkapazität der Gleichspannungsquelle und Gleichtaktinduktivität des Wechselrichters 10 in einem ungünstigsten Fall (Worst Case Betrachtung). Der ungünstigste Fall ist dabei durch eine maximal zu erwartende Ableitkapazität der Gleichspannungsquellen gegeben, die an den Wechselrichter anschließbar sein sollen. In einem solche Worst Case, bei dem sowohl die Amplitude als auch die Periode der Resonanzschwingung maximal sind, werden die Resonanzen im Ableitstrom IA bestmöglich unterdrückt, indem die Breite des Übergangsbereichs der halben Resonanzperiode des resultierenden Schwingkreises entspricht. Bei kleineren Ableitkapazitäten und unveränderter Breite des Übergangsbereichs wird zwar die Oszillation nicht mehr bestmöglich unterdrückt, jedoch ist der Ableitstrom durch die Ableitkapazität dann auch insgesamt geringer, so dass der Spitzenwert des Ableitstroms bei kleineren Ableitkapazitäten grundsätzlich geringer als im Worst Case ist. Alternativ kann die Breite des Übergangsbereichs auch abhängig von der tatsächlichen, ggf. aktuell ermittelten Ableitkapazität angepasst werden. Die Breite des Übergangsbereichs wird dann jeweils auf die Hälfte der Periodendauer der Resonanzschwingung des konkreten resultierenden Resonanzkreises eingestellt. Im Falle eines PV-Generators als Gleichspannungsquelle mit insbesondere witterungsbedingt variabler Ableitkapazität kann es daher vorteilhaft sein, die Breite des Übergangsbereichs anzupassen, um die Schwingungen des Ableitstroms optimal zu bedämpfen.
BEZUGSZEICHENLISTE
10 Wechselrichter
12 Photovoltaik-Generator
14 Wechselspannungsnetz
16, 16‘ Einspeisenetzwerk
18 Ableitkapazität
19 Ableitwiderstand
20 erste Halbbrücke der H4 Brücke
22 zweite Halbbrücke der H4 Brücke
24 Zwischenkreis
26 Gleichspannungswandler
30 Erdpotential
L Phasenleiter
N Nullleiter
S1, S2, S3, S4 Schalter der H4 Brücke
L1a, L1a Filterinduktivität
C1a,C1b Filterkapazität
IA Ableitstrom
UA Ableitspannung
B Übergangsbereich
UL erste Halbbrückenspannung
UN zweite Halbbrückenspannung d Tastverhältnis erste Halbbrücke
CIN Tastverhältnis zweite Halbbrücke
TH Schwelle

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters (10), wobei der Wechselrichter (10) eine H4-Brückenschaltung mit einer ersten Halbbrücke (20) und einer zweiten Halbbrücke (22) zur Umwandlung einer eingangsseitigen Gleichspannung in eine ausgangsseitige Wechselspannung aufweist und zum Austausch einer elektrischen Leistung zwischen einer Gleichspannungsquelle mit veränderlichem Potentialbezug zu einem Erdpotential (30), insbesondere eines Photovoltaikgenerators (12) mit einer Ableitkapazität (18) gegenüber dem Erdpotential (30), mit einem Wechselspannungsnetz (14) eingerichtet ist, wobei das Verfahren aufweist:
- Unipolares pulsweitenmoduliertes Takten je einer der beiden Halbbrücken (20, 22) zur halbwellenweisen Erzeugung von im wesentlichen sinusförmigen Halbbrückenspannungen (UL, UN),
- Modifikation der Taktung der Halbbrücken (20, 22) in einem Übergangsbereich (B) um einen Nulldurchgang der ausgangsseitigen Wechselspannung zur Dämpfung eines Ableitstromes (IA), der durch die Ableitkapazität (18) gegen Erde fließt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei in dem Übergangsbereich (B) vor und nach dem Nulldurchgang die erste Halbbrücke (20) und die zweite Halbbrücke (22) gleichzeitig pulsweitenmoduliert getaktet werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Halbbrückenspannungen (UL, UN) für die erste und die zweite Halbbrücke (20, 22) durch die gleichzeitige Taktung im Verlauf des Übergangsbereiches (B) gegenüber der grundlegenden halbwellenweisen Sinusform verändert werden.
4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Halbbrückenspannungen (UL, UN) in dem Übergangsbereich (B) gegenläufig zueinander und insbesondere spiegelsymmetrisch bezogen auf den Zeitpunkt des Nulldurchgangs verlaufen.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Übergangsbereich (B) eine Zeitspanne von +/- 0,02-1,0 ms, insbesondere +/- 0, 1-0,5 ms, um den Nulldurchgang der Wechselspannung umfasst.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Übergangsbereich (B) bis zu einem Zehntel der Periodendauer der Wechselspannung im Wechselspannungsnetz umfasst.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die unipolare pulsweitenmodulierte Taktung einer jeweiligen Halbwelle in dem Übergangsbereich (B) so modifiziert ist, dass die jeweilige Halbbrückenspannung (UL, UN) einen Verlauf aufweist, dessen Steigung kleiner als die Steigung des idealen sinusförmigen Verlaufs bei exklusiv unipolarer Taktung ist und der insbesondere eine zeitlich gestreckte Sinusform aufweist oder linear ist.
8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Summe der Beträge der Halbbrückenspannungen (UL, UN) in dem Übergangsbereich (B) einen konstanten Wert aufweist.
9. Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Summe der Beträge der Halbbrückenspannungen (UL, UN) in dem Übergangsbereich (B) eine Form aufweist, die durch ein Polynom angenähert wird.
10. Wechselrichter zur Einspeisung einer Leistung einer Gleichspannungsquelle, insbesondere eines Photovoltaikgenerators (12), in ein Wechselspannungsnetz (14), wobei der Wechselrichter (10) eine Steuereinheit und eine H4-Brückenschaltung mit einer ersten und einer zweiten Halbbrücke (20, 22) aufweist, wobei die Steuereinheit zum Ausführen des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche eingerichtet ist.
11. Computerprogrammprodukt, welches Befehle beinhaltet, die von einer Steuereinheit ausgeführt werden können und die Steuereinheit dazu veranlassen, ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10 durchzuführen.
PCT/EP2024/072328 2023-08-07 2024-08-07 Unipolar taktender h4-brücken pv einphasenwechselrichter mit bipolarer taktung nahe der nulldurchgänge zur unterdrückung von gleichtaktschwingungen Pending WO2025032119A1 (de)

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