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WO2024048009A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

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WO2024048009A1
WO2024048009A1 PCT/JP2023/022214 JP2023022214W WO2024048009A1 WO 2024048009 A1 WO2024048009 A1 WO 2024048009A1 JP 2023022214 W JP2023022214 W JP 2023022214W WO 2024048009 A1 WO2024048009 A1 WO 2024048009A1
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WO
WIPO (PCT)
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inductor
switching element
smoothing
smoothing capacitor
current
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2023/022214
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English (en)
French (fr)
Inventor
尊衛 嶋田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
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Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F37/00—Fixed inductances not covered by group H01F17/00
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • Power conversion devices are expected to be more efficient to reduce energy consumption and smaller to save space.
  • Various types of such power conversion devices are known, and as a technology related to power conversion using semiconductor switching elements, for example, those described in Patent Documents 1 and 2 are known. .
  • Patent Document 1 describes a switching regulator type power supply device that boosts the output voltage of a DC power supply using a reactor, a diode for a reverse current element, and a switching element for chopping. (an integer of A switching power supply device is disclosed that is provided with a control means that performs a switching operation in a state where the power supply is shifted.
  • Patent Document 2 discloses that a reactor and a semiconductor element are connected between an input terminal and an output terminal, and charging and discharging operations of the reactor are utilized by controlling on/off of a switching element that constitutes the semiconductor element.
  • the semiconductor element is composed of n semiconductor elements (n is an integer of 2 or more) connected in parallel to each other. , so that the frequency of the voltage applied to the reactor is n times the switching frequency of the switching element, the on/off control of the n switching elements is shifted in phase from each other by 1/n of the switching period of the switching element.
  • a staggered DC/DC converter is disclosed.
  • Known losses in switching elements include conduction loss caused by current flowing through a switching element in an on state, and switching loss caused when a switching element is switched between an on state and an off state.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a power conversion device that can reduce switching loss while downsizing a smoothing inductor, and can achieve downsizing and high efficiency. do.
  • the present application includes a plurality of means for solving the above problems, and one example is a first leg in which a first upper arm and a first lower arm are connected in series, and a second upper arm and a second lower arm. a second leg connected in series, a smoothing capacitor connected in parallel to the first leg and the second leg, and a first auxiliary inductor having one end connected to a connection point between the first upper arm and the first lower arm. a second auxiliary inductor, one end of which is connected to a connection point between the second upper arm and the second lower arm, and one end of which is connected to the other end of the first auxiliary inductor and the other end of the second auxiliary inductor.
  • a first DC power supply connected between the other end of the smoothing inductor and one end of the smoothing capacitor; a second DC power supply connected between both ends of the smoothing capacitor; and/or a first DC load connected between a second DC load or between the other end of the smoothing inductor and one end of the smoothing capacitor; and a second DC power supply connected between both ends of the smoothing capacitor.
  • the present invention it is possible to reduce the switching loss while downsizing the smooth inductor, and it is possible to achieve downsizing and high efficiency.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a power conversion device according to a first embodiment together with related configurations;
  • FIG. FIG. 7 is a diagram showing voltage and current waveforms of various parts during boost operation.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing circuit operation in mode A1 in boost operation.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing circuit operation in mode A2 in boosting operation.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing circuit operation in mode A3 in boost operation.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing circuit operation in mode A4 in boost operation.
  • FIG. 6 is a diagram schematically showing a circuit operation in mode A5 in boosting operation.
  • FIG. 6 is a diagram schematically showing a circuit operation in mode A6 in boosting operation.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing a circuit operation in mode A1 in boost operation.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing circuit operation in mode A2 in boosting operation.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing circuit
  • FIG. 7 is a diagram showing voltage and current waveforms of various parts during voltage step-down operation.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing circuit operation in mode B1 in voltage step-down operation.
  • FIG. 3 is a diagram schematically showing circuit operation in mode B2 in voltage step-down operation.
  • FIG. 6 is a diagram schematically showing circuit operation in mode B3 in voltage step-down operation.
  • FIG. 6 is a diagram schematically showing circuit operation in mode B4 in voltage step-down operation.
  • FIG. 7 is a diagram schematically showing circuit operation in mode B5 in voltage step-down operation.
  • FIG. 6 is a diagram schematically showing circuit operation in mode B6 in voltage step-down operation.
  • FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration of a power conversion device according to a second embodiment together with related configurations.
  • FIG. 1 is a diagram showing the circuit configuration of a power conversion device according to the present embodiment together with related configurations.
  • a power conversion device 10 is connected between a power system represented by a DC power supply 1 and a DC load 3 and a power system represented by a DC power supply 2 and a DC load 4.
  • the power converter 10 converts the power input from the DC power source 1 side and supplies it to the DC power source 2 and the DC load 4, or converts the power input from the DC power source 2 side by the power converter 10.
  • the example shows a case where the DC power is supplied to the DC power source 1 and the DC load 3.
  • the power converter 10 includes a leg S1 in which an upper arm M1 and a lower arm M2 are connected in series, a leg S2 in which an upper arm M3 and a lower arm M4 are connected in series, and a leg S1 and a leg S2 connected in parallel.
  • Smoothing capacitor C2 is connected between the smoothing capacitor C2, one end of which is connected to the connection point between upper arm M1 and lower arm M2, and the other end of auxiliary inductor L1 and the connection point of upper arm M3 and lower arm M4.
  • the power converter 10 also includes voltage sensors 5 and 6 that detect the voltages of the smoothing capacitors C1 and C2, a current sensor 7 that detects the current of the smoothing inductor L, and a controller that controls the overall operation of the power converter 10. 8.
  • the negative electrode side potential (GND potential) of each element of the power conversion device 10 and the GND potential of the detection system of the control unit 8 are common.
  • the upper arm M1 is composed of a switching element Q1 and a diode D1 connected in antiparallel to the switching element Q1.
  • the lower arm M2 includes a switching element Q2 and a diode D2 connected in antiparallel to the switching element Q2.
  • the upper arm M3 includes a switching element Q3 and a diode D3 connected in antiparallel to the switching element Q3.
  • the lower arm M4 includes a switching element Q4 and a diode D4 connected in antiparallel to the switching element Q4.
  • a DC power supply 1 and a DC load 3 are connected between both ends of a smoothing capacitor C1 of the power conversion device. Further, the DC power supply 2 and the DC load 4 are connected between both ends of the smoothing capacitor C2.
  • boost operation the operation of outputting power input from both ends of smoothing capacitor C1 to both ends of smoothing capacitor C2
  • step-down operation the operation of outputting power input from both ends of smoothing capacitor C2 to both ends of smoothing capacitor C1.
  • the control unit 8 controls the switching element Q1 based on the voltage detected by the voltage sensors 5 and 6 (voltage applied to the smoothing capacitors C1 and C2) and the current detected by the current sensor 7 (current of the smoothing inductor L). , Q2, Q3, and Q4 are turned on and off to perform boost operation and high voltage operation.
  • the voltage at the connection point PL12 between the auxiliary inductor L1 and the auxiliary inductor L2 will be referred to as the inductor connection point voltage, with the negative electrode side of the smoothing capacitors C1 and C2 as a reference.
  • the inductor connection point voltage the voltage at the connection point PL12 between the auxiliary inductor L1 and the auxiliary inductor L2
  • the negative electrode side of the smoothing capacitors C1 and C2 as a reference.
  • turning on each of the switching elements Q1 to Q4 when the current flowing through each of the switching elements Q1 to Q4 is approximately 0 (zero) is referred to as zero current switching.
  • Zero current switching has the effect of reducing switching loss associated with turn-on.
  • FIG. 2 is a diagram showing voltage and current waveforms at various parts during boost operation. Further, FIGS. 3 to 8 are diagrams schematically showing circuit operations in each mode in boosting operation.
  • Vg1, Vg2, Vg3, and Vg4 represent gate signals of switching elements Q1 to Q4, respectively, with High representing an on state and Low representing an off state.
  • I1 and I2 represent the currents of the auxiliary inductors L1 and L2, respectively, and the direction flowing from the smooth inductor L is assumed to be positive.
  • IL represents the current of the smoothing inductor L, and the direction in which it flows from the smoothing capacitor C1 is positive.
  • periods A1, A2, A3, A4, A5, and A6 correspond to modes A1, A2, A3, A4, A5, and A6 shown in FIGS. 3 to 8, respectively.
  • switching elements Q1 and Q3 are fixed in the off state during boosting operation.
  • Mode A2 Figure 4
  • switching element Q2 When switching element Q2 is turned off (controlled to OFF state) after a predetermined time (period A1) has elapsed in mode A1, the current flowing through switching element Q2 in mode A1 is commutated to diode D1. That is, the current flowing from the smoothing capacitor C1 to the smoothing inductor L flows to the smoothing capacitor C2 via the auxiliary inductor L1 and the diode D1. Furthermore, the current IL of the smoothing inductor L gradually decreases over time.
  • Mode A5 Figure 7
  • switching element Q4 When switching element Q4 is turned off (controlled to an OFF state) after a predetermined time (period A4) has elapsed in mode A4, the current flowing through switching element Q4 in mode A4 is commutated to diode D3. That is, the current flowing from the smoothing capacitor C1 to the smoothing inductor L flows to the smoothing capacitor C2 via the auxiliary inductor L2 and the diode D3. At this time, the current IL of the smoothing inductor L gradually decreases over time.
  • Mode A6 Figure 8
  • the switching element Q2 When the switching element Q2 is turned on (controlled to be in the on state) after a predetermined time (period A5) has elapsed in mode A5, the current I2 of the auxiliary inductor L2 gradually decreases with the passage of time; The current I1 of the inductor L1 and the current of the switching element Q2 gradually increase over time.
  • the current of the switching element Q2 changes from a state of 0 (zero) to a state of time. Since it gradually increases over time, the turn-on of switching element Q2 in switching from mode A5 to mode A6 is zero current switching.
  • FIG. 9 is a diagram showing voltage and current waveforms at various parts during voltage step-down operation. Further, FIGS. 10 to 15 are diagrams schematically showing circuit operations in each mode in voltage step-down operation.
  • Vg1, Vg2, Vg3, and Vg4 represent gate signals of switching elements Q1 to Q4, respectively, with High representing an on state and Low representing an off state, respectively.
  • I1 and I2 represent the currents of the auxiliary inductors L1 and L2, respectively, and the direction of flow to the smooth inductor L is assumed to be positive.
  • IL represents the current of the smoothing inductor L, and the direction in which it flows to the smoothing capacitor C1 is positive.
  • periods B1, B2, B3, B4, B5, and B6 correspond to modes B1, B2, B3, B4, B5, and B6 shown in FIGS. 10 to 15, respectively.
  • switching elements Q2 and Q4 are fixed in the off state during voltage step-down operation.
  • the switching element Q1 is controlled to be in an on state, and the switching element Q3 is controlled to be in an off state.
  • current flows from the smoothing capacitor C2 to the smoothing capacitor C1 via the switching element Q2, the auxiliary inductor L1, and the smoothing inductor L.
  • the current IL of the smoothing inductor L gradually increases with the passage of time.
  • Mode B2 Figure 11
  • switching element Q1 When switching element Q1 is turned off (controlled to an OFF state) after a predetermined time (period B1) has elapsed in mode B1, the current flowing through switching element Q1 in mode B2 is commutated to diode D2. That is, a current flows through the diode D2, the auxiliary inductor L1, and the smoothing inductor L to the smoothing capacitor C1. Furthermore, the current IL of the smoothing inductor L gradually decreases over time.
  • the voltage of the smoothing capacitor C1 is divided by the smoothing inductor L and the auxiliary inductor L1, so the inductor connection point voltage (voltage of the connection point PL12) takes a positive value. Therefore, a reverse voltage is applied to the diode D4, and no current flows through the auxiliary inductor L2 and the diode D4.
  • Mode B3 Figure 12
  • the smoothing capacitor is Part of the current flowing through C1 replaces the current flowing from smoothing capacitor C2 to smoothing capacitor C1 via switching element Q3, auxiliary inductor L2, and smoothing inductor L. That is, the current I1 of the auxiliary inductor L1 gradually decreases with the passage of time, and the current of the auxiliary inductor L2 and the switching element Q3 gradually increases with the passage of time.
  • a reverse (negative) current flows through the auxiliary inductor L1 due to the reverse recovery current of the diode D2, the output capacitance components of the switching elements Q1 and Q2, and the diodes D1 and D2, and the diode A circulating current may flow in a path passing through D1, switching element Q3, and auxiliary inductor L2.
  • Mode B5 Figure 14
  • switching element Q3 When switching element Q3 is turned off (controlled to an OFF state) after a predetermined time (period B4) has elapsed in mode B4, the current flowing through switching element Q3 is commutated to diode D4. That is, a current flows through the diode D4, the auxiliary inductor L2, and the smoothing inductor L to the smoothing capacitor C1. Furthermore, the current IL of the smoothing inductor L gradually decreases over time.
  • the voltage of the smoothing capacitor C1 is divided by the smoothing inductor L and the auxiliary inductor L2, so the inductor connection point voltage (voltage of the connection point PL12) takes a positive value. Therefore, a reverse voltage is applied to the diode D2, and no current flows through the auxiliary inductor L1 and the diode D2.
  • Mode B6 Figure 15
  • the switching element Q1 When the switching element Q1 is turned on (controlled to be on) after a predetermined time (period B5) has elapsed in mode B5, the current I2 of the auxiliary inductor L2 gradually decreases over time, and the current I2 of the auxiliary inductor L1
  • the current I1 of the switching element Q1 and the current of the switching element Q1 gradually increase with the passage of time.
  • the timing of turning on the switching element Q1 no current flows through the auxiliary inductor L1 and the diode D2
  • the current of the switching element Q1 gradually changes from 0 (zero). Since the turn-on of switching element Q1 in switching from mode B5 to mode B6 is zero current switching.
  • a period is provided in which both the switching element Q1 and the switching element Q3 are turned off, and the switching element Q1 and the switching element Q3 are alternately turned on and operated.
  • this embodiment exemplifies a case in which the on period of switching element Q1 and the on period of switching element Q3 are approximately the same. For example, when increasing the on period of switching element Q1, switching The on period of element Q3 is also lengthened.
  • the first leg (for example, leg S1) is formed by connecting the first upper arm (for example, upper arm M1) and the first lower arm (for example, lower arm M2) in series;
  • a second leg (for example, leg S2) in which a second upper arm (for example, upper arm M3) and a second lower arm (for example, M4) are connected in series, and a smoothing capacitor connected in parallel to the first leg and the second leg.
  • auxiliary inductor L1 for example, auxiliary inductor L1 whose one end is connected to the connection point of the first upper arm and the first lower arm
  • a second auxiliary inductor for example, auxiliary inductor L2 having one end connected to the connection point
  • a smooth inductor for example, smooth inductor L
  • first DC power supply for example, DC power supply 1
  • second DC power supply for example, DC power supply 1
  • a first DC load connected between the DC power supply 2) and/or the second DC load (DC load 4), or between the other end of the smoothing inductor and one end of the smoothing capacitor, and the smoothing capacitor. It was configured to convert power between it and a second DC power supply connected between both ends.
  • auxiliary inductors L1 and L2 shown in the first embodiment are realized by a coupled inductor L0.
  • the same members and functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and explanations thereof will be omitted as appropriate.
  • FIG. 16 is a diagram showing the circuit configuration of the power conversion device according to the present embodiment together with related configurations.
  • the power system is represented by a DC power supply 1 and a DC load 3
  • the power system is represented by a DC power supply 2 and a DC load 4.
  • a power converter 10A is connected between the power system and the power converter 10A converts the power input from the DC power source 1 side and supplies it to the DC power source 2 or DC load 4, or input from the DC power source 2 side.
  • a case is illustrated in which the generated power is converted by the power conversion device 10 and supplied to the DC power supply 1 and the DC load 3.
  • the power conversion device 10A has a magnetic circuit made of magnetic material wound with a winding N1 corresponding to the auxiliary inductor L1 and a winding N2 corresponding to the auxiliary inductor L2 in the first embodiment.
  • a leg S1 has a coupled inductor L0 and has an upper arm M1 and a lower arm M2 connected in series, a leg S2 has an upper arm M3 and a lower arm M4 connected in series, and a smooth inductor is connected in parallel to the legs S1 and S2.
  • a capacitor C2 a winding N1 whose one end is connected to the connection point between the upper arm M1 and the lower arm M2, and a winding connected between the connection point between the upper arm M3 and the lower arm M4 and the other end of the winding N1.
  • a smoothing inductor L whose one end is connected to the connection point between the wire N2 and the other end of the winding N1 and the winding N2 is connected between the other end of the smoothing inductor L and one end (negative side) of the smoothing capacitor C2. and a smoothing capacitor C1.
  • the functions of the two auxiliary inductors L1 and L2 in the first embodiment are replaced with one coupled inductor L0, the number of parts can be reduced, and the power converter can be improved by downsizing the parts. Further miniaturization is possible.
  • circulating current that may occur during operation of the power conversion device 10A can be suppressed.
  • the configuration of the power converter device is described as an example in which both step-up operation and step-down operation are possible, that is, bidirectional power conversion is possible; however, the configuration is not limited to this.
  • the configuration can be simplified. For example, if step-down operation is not required and only step-up operation is required, switching elements Q1 and Q2 may be omitted and a step-up chopper type circuit configuration may be used. Further, if a step-up operation is not required and only a step-down operation is required, the switching elements Q3 and Q4 may be omitted and a step-down chopper type circuit configuration may be used.
  • each of the above configurations, functions, etc. may be realized in part or in whole by, for example, designing an integrated circuit. Furthermore, each of the above configurations, functions, etc. may be realized by software by a processor interpreting and executing a program for realizing each function.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

第１上アームと第１下アームを直列接続した第１レッグと、第２上アームと第２下アームを直列接続した第２レッグと、第１レッグと第２レッグに並列接続された平滑コンデンサと、第１上アームと第１下アームの接続点に一端が接続された第１補助インダクタと、第２上アームと第２下アームの接続点に一端が接続された第２補助インダクタと、第１補助インダクタの他端と第２補助インダクタの他端に一端が接続された平滑インダクタと、を備え、平滑インダクタの他端と平滑コンデンサの一端との間に接続された電源系統と、平滑コンデンサの両端間に接続された電源系統との間で電力を変換する。これにより、平滑インダクタを小型化しつつスイッチング損失を低減することができ、小型化及び高効率化を実現することができる。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　電力変換装置にはエネルギー消費量削減のための高効率化、省スペース化のための小型化が期待されている。このような電力変換装置には、種々のものが知られているが、半導体のスイッチング素子を用いた電力変換に係る技術としては、例えば、特許文献１，２に記載のものが知られている。
　特許文献１には、直流電源の出力電圧をリアクトル、逆流素子用ダイオード及びチョッピング用スイッチング素子を利用して昇圧するようにしたスイッチングレギュレータ方式の電源装置において、昇圧比をｎ倍（ｎは２以上の整数）に設定する場合に、並列接続されたｎ個のリアクトルとこれらリアクトルとそれぞれ対応されたｎ個のチョッピング用スイッチング素子を設け、前記ｎ個のチョッピング用スイッチング素子を、２π／ｎずつ位相がずれた状態でスイッチング動作させる制御手段を設けたスイッチング電源装置が開示されている。
　また、特許文献２には、入力端子と出力端子との間に、リアクトルと半導体素子とを接続し、前記半導体素子を構成するスイッチング素子をオンオフ制御することによる前記リアクトルの充放電動作を利用して前記入力端子と前記出力端子との間で直流電圧の変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記半導体素子を互いに並列に接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）の半導体素子で構成し、前記リアクトルに印加される電圧の周波数が前記スイッチング素子のスイッチング周波数のｎ倍となるよう、前記ｎ個の前記スイッチング素子のオンオフ制御を、前記スイッチング素子のスイッチング周期の１／ｎだけ互いに位相をずらして行うようにしたＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。
特開平１０－１２７０５０号公報 特開２０１５－２１３４０２号公報
　上記従来技術のようにスイッチング素子を用いた電力変換装置の高効率化を図るためには、スイッチング素子で損失するエネルギーを削減する必要がある。スイッチング素子における損失としては、オン状態のスイッチング素子に電流が流れることにより発生する導通損失と、スイッチング素子をオン状態とオフ状態の間で切り替える際に発生するスイッチング損失とが知られている。
　上記特許文献１に記載の従来技術においては、複数のリアクトルに対応する複数のスイッチング素子を異なる位相で動作させて入力電流の脈動（リプル）を抑制することにより、平滑用コンデンサとして必要な容量の低減、すなわち、小型化を図っている。しかしながら、この技術においては、平滑用コンデンサについては小型化することができるものの、複数のリアクトルを用いる必要があり、電源装置全体を小型化することは困難である。
　また、上記特許文献２に記載の従来技術においては、並列に接続した複数のスイッチング素子を順次オンオフさせることで、各スイッチング素子の周波数を上げずにリアクトルに印加される電圧の周波数を高めることにより、リアクトルの小型化を図っている。しかしながら、この技術においては、リアクトルの小型化は可能であるものの、スイッチング損失が低減されないため、ＤＣ／ＤＣコンバータとしての高効率化は困難である。
　本発明は上記に鑑みてなされたものであり、平滑インダクタを小型化しつつスイッチング損失を低減することができ、小型化及び高効率化を実現することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、第１上アームと第１下アームを直列接続した第１レッグと、第２上アームと第２下アームを直列接続した第２レッグと、前記第１レッグと前記第２レッグに並列接続された平滑コンデンサと、前記第１上アームと前記第１下アームの接続点に一端が接続された第１補助インダクタと、前記第２上アームと前記第２下アームの接続点に一端が接続された第２補助インダクタと、前記第１補助インダクタの他端と前記第２補助インダクタの他端に一端が接続された平滑インダクタと、を備え、前記平滑インダクタの他端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続された第１直流電源と、前記平滑コンデンサの両端間に接続された第２直流電源および／または第２直流負荷との間、または、前記平滑インダクタの他端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続された第１直流負荷と、前記平滑コンデンサの両端間に接続された第２直流電源との間で電力を変換するものとする。
　本発明によれば、平滑インダクタを小型化しつつスイッチング損失を低減することができ、小型化及び高効率化を実現することができる。
第１の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成を関連構成とともに示す図である。 昇圧動作時の各部の電圧・電流波形を示す図である。 昇圧動作おけるモードＡ１の回路動作を模式的に示す図である。 昇圧動作おけるモードＡ２の回路動作を模式的に示す図である。 昇圧動作おけるモードＡ３の回路動作を模式的に示す図である。 昇圧動作おけるモードＡ４の回路動作を模式的に示す図である。 昇圧動作おけるモードＡ５の回路動作を模式的に示す図である。 昇圧動作おけるモードＡ６の回路動作を模式的に示す図である。 降圧動作時の各部の電圧・電流波形を示す図である。 降圧動作におけるモードＢ１の回路動作を模式的に示す図である。 降圧動作におけるモードＢ２の回路動作を模式的に示す図である。 降圧動作におけるモードＢ３の回路動作を模式的に示す図である。 降圧動作におけるモードＢ４の回路動作を模式的に示す図である。 降圧動作におけるモードＢ５の回路動作を模式的に示す図である。 降圧動作におけるモードＢ６の回路動作を模式的に示す図である。 第２の実施の形態に係る電力変換装置の回路構成を関連構成とともに示す図である。
　以下、本発明の実施の形態を図面を参照しつつ説明する。
　＜第１の実施の形態＞
  本発明の第１の実施の形態を図１～図１５を参照しつつ説明する。
　図１は、本実施の形態に係る電力変換装置の回路構成を関連構成とともに示す図である。
　図１に示す本実施の形態においては、直流電源１と直流負荷３とで代表して示す電力系統と直流電源２と直流負荷４とで代表して示す電力系統との間に電力変換装置１０を接続し、直流電源１側から入力された電力を電力変換装置１０で変換して直流電源２や直流負荷４に供給したり、直流電源２側から入力された電力を電力変換装置１０で変換して直流電源１や直流負荷３に供給したりする場合を例示している。
　図１において、電力変換装置１０は、上アームＭ１と下アームＭ２とを直列接続したレッグＳ１と、上アームＭ３と下アームＭ４とを直列接続したレッグＳ２と、レッグＳ１及びレッグＳ２に並列接続された平滑コンデンサＣ２と、上アームＭ１と下アームＭ２の接続点に一端が接続された補助インダクタＬ１と、上アームＭ３と下アームＭ４の接続点と補助インダクタＬ１の他端との間に接続された補助インダクタＬ２と、補助インダクタＬ１の他端と補助インダクタＬ２との接続点に一端が接続された平滑インダクタＬと、平滑インダクタＬの他端と平滑コンデンサＣ２の一端（負極側）との間に接続された平滑コンデンサＣ１とを備えている。すなわち、平滑コンデンサＣ１と平滑コンデンサＣ２とはそれぞれの負極側で接続されている。また、電力変換装置１０は、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を検出する電圧センサ５，６と、平滑インダクタＬの電流を検出する電流センサ７と、電力変換装置１０の全体の動作を制御する制御部８とを備えている。なお、図示は省略するが、電力変換装置１０の各素子の負極側の電位（ＧＮＤ電位）と制御部８の検出系のＧＮＤ電位とは共通である。
　上アームＭ１は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に逆並列接続されたダイオードＤ１とで構成されている。下アームＭ２は、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に逆並列接続されたダイオードＤ２とで構成されている。上アームＭ３は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３に逆並列接続されたダイオードＤ３とで構成されている。下アームＭ４は、スイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４に逆並列接続されたダイオードＤ４とで構成されている。
　直流電源１及び直流負荷３は、電力変換装置の平滑コンデンサＣ１の両端間に接続されている。また、直流電源２及び直流負荷４は、平滑コンデンサＣ２の両端間に接続されている。以下、平滑コンデンサＣ１の両端間から入力した電力を平滑コンデンサＣ２の両端間に出力する動作を昇圧動作と称し、平滑コンデンサＣ２の両端間から入力した電力を平滑コンデンサＣ１の両端間に出力する動作を降圧動作と称する。
　制御部８は、電圧センサ５，６で検出された電圧（平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に印加される電圧）および電流センサ７で検出された電流（平滑インダクタＬの電流）に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のオン／オフを制御することで、昇圧動作や高圧動作を行う。
　続いて、図２～図５を用いて電力変換装置１０の動作について説明する。
　なお、以下の説明において、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の負極側を基準とした場合に、補助インダクタＬ１と補助インダクタＬ２の接続点ＰＬ１２の電圧をインダクタ接続点電圧と呼称する。また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を流れる電流がおよそ０（ゼロ）の状態で、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をそれぞれターンオンすることをゼロ電流スイッチングと称する。ゼロ電流スイッチングには、ターンオンに伴うスイッチング損失を低減する効果がある。
　まず、図２～図８を用いて昇圧動作について説明する。
　図２は、昇圧動作時の各部の電圧・電流波形を示す図である。また、図３～図８は、昇圧動作おける各モードの回路動作を模式的に示す図である。
　図２において、Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３，Ｖｇ４は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のゲート信号をそれぞれ表しており、Ｈｉｇｈがオン状態を、Ｌｏｗがオフ状態を表している。また、Ｉ１，Ｉ２は、補助インダクタＬ１，Ｌ２の電流をそれぞれ表しており、平滑インダクタＬから流れ込む向きを正とする。また、ＩＬは、平滑インダクタＬの電流を表しており、平滑コンデンサＣ１から流れ込む向きを正とする。また、期間Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，Ａ６は、図３～図８に示すモードＡ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，Ａ６にそれぞれ対応している。
　図３～図８は、昇圧動作におけるモードＡ１～Ａ６のそれぞれの回路動作を示している。本実施の形態において、昇圧動作時には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３はオフ状態に固定する。
　（モードＡ１：図３）
  スイッチング素子Ｑ２をオン状態、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御する。このとき、平滑コンデンサＣ１から平滑インダクタＬ、補助インダクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ２を経由して負極側に電流が流れる。また、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に増加する。
　（モードＡ２：図４）
  モードＡ１において予め定めた時間（期間Ａ１）が経過した状態でスイッチング素子Ｑ２をターンオフする（オフ状態に制御する）と、モードＡ１においてスイッチング素子Ｑ２に流れていた電流はダイオードＤ１へ転流する。すなわち、平滑コンデンサＣ１から平滑インダクタＬに流れた電流は、補助インダクタＬ１及びダイオードＤ１を経由して、平滑コンデンサＣ２に流れる。また、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に減少する。
　モードＡ２では、平滑コンデンサＣ１と平滑コンデンサＣ２の電圧の差が、平滑インダクタＬと補助インダクタＬ１とで分圧されるため、インダクタ接続点電圧（接続点ＰＬ１２の電圧）は平滑コンデンサＣ２の電圧よりも低くなる。したがって、ダイオードＤ３には逆方向電圧が印加されることとなり、補助インダクタＬ２とダイオードＤ３には電流が流れない。
　（モードＡ３：図５）
  モードＡ２において予め定めた時間（期間Ａ２）が経過した状態でスイッチング素子Ｑ４をターンオンする（オン状態に制御する）と、モードＡ２において平滑コンデンサＣ１から平滑インダクタＬ、補助インダクタＬ１及びダイオードＤ１を経由して平滑コンデンサＣ２に流れていた電流の一部が、平滑コンデンサＣ１から平滑インダクタＬ、補助インダクタＬ２及びスイッチング素子Ｑ４を経由して負極側に流れる。すなわち、補助インダクタＬ１の電流Ｉ１は時間の経過とともに徐々に減少し、補助インダクタＬ２の電流Ｉ２及びスイッチング素子Ｑ４の電流は時間の経過とともに徐々に増加する。ここで、スイッチング素子Ｑ４をターンオンするタイミングでは、補助インダクタＬ２とダイオードＤ３には電流が流れておらず、かつスイッチング素子Ｑ４をターンオンした後にスイッチング素子Ｑ４の電流が０（ゼロ）の状態から時間の経過とともに徐々に増加するので、モードＡ２からモードＡ３への切り換えにおけるスイッチング素子Ｑ４のターンオンはゼロ電流スイッチングである。
　（モードＡ４：図６）
  モードＡ３において十分な時間（期間Ａ３）が経過し、補助インダクタＬ１の電流Ｉ１が０（ゼロ）になるまで減少すると、ダイオードＤ１が逆電流を阻止し、平滑コンデンサＣ１から平滑インダクタＬ、補助インダクタＬ２及びスイッチング素子Ｑ４を経由して負極側に電流が流れる。このとき、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に増加する。なお、モードＡ４においては、ダイオードＤ１の逆回復電流や、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２の出力容量成分等に起因して、補助インダクタＬ１に逆向き（負）の電流が流れ、補助インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ４及びダイオードＤ２を通る経路で循環電流が流れる場合がある。
　（モードＡ５：図７）
  モードＡ４において予め定めた時間（期間Ａ４）が経過した状態でスイッチング素子Ｑ４をターンオフする（オフ状態に制御する）と、モードＡ４においてスイッチング素子Ｑ４に流れていた電流はダイオードＤ３へ転流する。すなわち、平滑コンデンサＣ１から平滑インダクタＬに流れた電流は、補助インダクタＬ２及びダイオードＤ３を経由し、平滑コンデンサＣ２に流れる。このとき、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に減少する。
　モードＡ５では、平滑コンデンサＣ１と平滑コンデンサＣ２の電圧の差が、平滑インダクタＬと補助インダクタＬ２とで分圧されるため、インダクタ接続点電圧（接続点ＰＬ１２の電圧）は平滑コンデンサＣ２の電圧よりも低くなる。したがって、ダイオードＤ１には逆方向電圧が印加されることとなり、補助インダクタＬ１とダイオードＤ１には電流が流れない。
　（モードＡ６：図８）
  モードＡ５において予め定めた時間（期間Ａ５）が経過した状態でスイッチング素子Ｑ２をターンオンする（オン状態に制御する）と、補助インダクタＬ２の電流Ｉ２は時間の経過とともに徐々に減少し、また、補助インダクタＬ１の電流Ｉ１及びスイッチング素子Ｑ２の電流は時間の経過とともに徐々に増加する。ここで、スイッチング素子Ｑ２をターンオンするタイミングでは、補助インダクタＬ１とダイオードＤ１には電流が流れておらず、かつスイッチング素子Ｑ２をターンオンした後にスイッチング素子Ｑ２の電流が０（ゼロ）の状態から時間の経過とともに徐々に増加するので、モードＡ５からモードＡ６への切り換えにおけるスイッチング素子Ｑ２のターンオンはゼロ電流スイッチングである。
　（モードＡ６→Ａ１：図３）
  モードＡ６において十分な時間（期間Ａ６）が経過し、補助インダクタＬ２の電流Ｉ２が０（ゼロ）になるまで減少すると、ダイオードＤ３が逆電流を阻止し、モードＡ１の状態に戻る。すなわち、平滑コンデンサＣ１から平滑インダクタＬ、補助インダクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ２を経由して負極側に電流が流れる。また、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に増加する。なお、モードＡ６から切り換えられたモードＡ１においては、ダイオードＤ３の逆回復電流や、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、ダイオードＤ３，Ｄ４の出力容量成分等に起因して、補助インダクタＬ２に逆向き（負）の電流が流れ、補助インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ４を通る経路で循環電流が流れる場合がある。
　昇圧動作においては、モードＡ１～Ａ６の動作を順に繰り返す。
　このように、昇圧動作では、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４をともにオフする期間を設けて交互にオン状態にして動作させる。なお、本実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ２のオン期間とスイッチング素子Ｑ４のオン期間を同程度とする場合を例示しており、例えば、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を長くする場合には、併せてスイッチング素子Ｑ４のオン期間も長くする。
　このように、本実施の形態の昇圧動作においては、補助インダクタＬ１，Ｌ２の働きにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のターンオンについてゼロ電流スイッチングを実現することができ、ターンオン時のスイッチング損失を低減することができる。また、平滑インダクタＬに作用する周波数は、スイッチング素子Ｑ２やスイッチング素子Ｑ４のスイッチング周波数の２倍となるため、平滑インダクタＬに必要なインダクタンス値を削減することができ、平滑インダクタＬの部品を小型化することができる。
　次に、図９～図１５を用いて降圧動作について説明する。
　図９は、降圧動作時の各部の電圧・電流波形を示す図である。また、図１０～図１５は、降圧動作における各モードの回路動作を模式的に示す図である。
　図９において、Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３，Ｖｇ４は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のゲート信号をそれぞれ表しており、Ｈｉｇｈがオン状態を、Ｌｏｗがオフ状態をそれぞれ表している。また、Ｉ１，Ｉ２は、補助インダクタＬ１，Ｌ２の電流をそれぞれ表しており、平滑インダクタＬへ流れる向きを正とする。また、ＩＬは、平滑インダクタＬの電流を表しており、平滑コンデンサＣ１へ流れる向きを正とする。また、期間Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４，Ｂ５，Ｂ６は、図１０～図１５に示すモードＢ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４，Ｂ５，Ｂ６にそれぞれ対応している。
　図１０～図１５は、降圧動作におけるモードＢ１～Ｂ６のそれぞれの回路動作を示している。本実施の形態において、降圧動作時には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はオフ状態に固定する。
　（モードＢ１：図１０）
  スイッチング素子Ｑ１をオン状態、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態に制御する。このとき、平滑コンデンサＣ２からスイッチング素子Ｑ２、補助インダクタＬ１及び平滑インダクタＬを経由して平滑コンデンサＣ１に電流が流れる。また、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に増加する。
　（モードＢ２：図１１）
  モードＢ１において予め定めた時間（期間Ｂ１）が経過した状態でスイッチング素子Ｑ１をターンオフする（オフ状態に制御する）と、モードＢ２においてスイッチング素子Ｑ１に流れていた電流はダイオードＤ２へ転流する。すなわち、ダイオードＤ２、補助インダクタＬ１及び平滑インダクタＬを経由した電流が平滑コンデンサＣ１へ流れる。また、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に減少する。
　モードＢ２では、平滑コンデンサＣ１の電圧が、平滑インダクタＬと補助インダクタＬ１とで分圧されるため、インダクタ接続点電圧（接続点ＰＬ１２の電圧）は正の値となる。したがって、ダイオードＤ４には逆方向電圧が印加されることとなり、補助インダクタＬ２とダイオードＤ４には電流が流れない。
　（モードＢ３：図１２）
  モードＢ２において予め定めた時間（期間Ｂ２）が経過した状態でスイッチング素子Ｑ３をターンオンする（オン状態に制御する）と、モードＢ２においてダイオードＤ２、補助インダクタＬ１及び平滑インダクタＬを経由して平滑コンデンサＣ１に流れていた電流の一部が、平滑コンデンサＣ２からスイッチング素子Ｑ３、補助インダクタＬ２及び平滑インダクタＬを経由して平滑コンデンサＣ１に流れる電流に代わる。すなわち、補助インダクタＬ１の電流Ｉ１は時間の経過とともに徐々に減少し、補助インダクタＬ２及びスイッチング素子Ｑ３の電流は時間の経過とともに徐々に増加する。ここで、スイッチング素子Ｑ３をターンオンするタイミングでは、補助インダクタＬ２とダイオードＤ４には電流が流れておらず、かつスイッチング素子Ｑ３をターンオンした後にスイッチング素子Ｑ３の電流が０（ゼロ）の状態から徐々に増加するので、モードＢ２からモードＢ３への切り換えにおけるスイッチング素子Ｑ３のターンオンはゼロ電流スイッチングである。
　（モードＢ４：図１３）
  モードＢ３において十分な時間（期間Ｂ３）が経過し、補助インダクタＬ１の電流Ｉ１が０（ゼロ）になるまで減少すると、ダイオードＤ２が逆電流を阻止し、平滑コンデンサＣ２からスイッチング素子Ｑ３、補助インダクタＬ２及び平滑インダクタＬを経由して平滑コンデンサＣ１に電流が流れる。このとき、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に増加する。なお、モードＢ４においては、ダイオードＤ２の逆回復電流や、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２の出力容量成分等に起因して、補助インダクタＬ１に逆向き（負）の電流が流れ、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ３及び補助インダクタＬ２を通る経路で循環電流が流れる場合がある。
　（モードＢ５：図１４）
  モードＢ４において予め定めた時間（期間Ｂ４）が経過した状態でスイッチング素子Ｑ３をターンオフする（オフ状態に制御する）と、スイッチング素子Ｑ３に流れていた電流はダイオードＤ４へ転流する。すなわち、ダイオードＤ４、補助インダクタＬ２及び平滑インダクタＬを経由した電流が平滑コンデンサＣ１へ流れる。また、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に減少する。
　モードＢ５では、平滑コンデンサＣ１の電圧が、平滑インダクタＬと補助インダクタＬ２とで分圧されるため、インダクタ接続点電圧（接続点ＰＬ１２の電圧）は正の値となる。したがって、ダイオードＤ２には逆方向電圧が印加されることとなり、補助インダクタＬ１とダイオードＤ２には電流が流れない。
　（モードＢ６：図１５）
  モードＢ５において予め定めた時間（期間Ｂ５）が経過した状態でスイッチング素子Ｑ１をターンオンする（オン状態に制御する）と、補助インダクタＬ２の電流Ｉ２は時間の経過とともに徐々に減少し、補助インダクタＬ１の電流Ｉ１及びスイッチング素子Ｑ１の電流は時間の経過とともに徐々に増加する。ここで、スイッチング素子Ｑ１をターンオンするタイミングでは、補助インダクタＬ１とダイオードＤ２には電流が流れておらず、かつスイッチング素子Ｑ１をターンオンした後にスイッチング素子Ｑ１の電流が０（ゼロ）の状態から徐々に増加するので、モードＢ５からモードＢ６への切り換えにおけるスイッチング素子Ｑ１のターンオンはゼロ電流スイッチングである。
　（モードＢ６→Ｂ１：図３）
  モードＢ６において十分な時間（期間Ｂ６）が経過し、補助インダクタＬ２の電流Ｉ２が０（ゼロ）になるまで減少すると、ダイオードＤ４が逆電流を阻止し、モードＢ１の状態に戻る。すなわち、平滑コンデンサＣ２からスイッチング素子Ｑ２、補助インダクタＬ１及び平滑インダクタＬを経由して平滑コンデンサＣ１に電流が流れる。また、平滑インダクタＬの電流ＩＬは時間の経過とともに徐々に増加する。なお、モードＢ６から切り換えられたモードＢ１においては、ダイオードＤ４の逆回復電流や、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、ダイオードＤ３，Ｄ４の出力容量成分等に起因して、補助インダクタＬ２に逆向き（負）の電流が流れ、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｑ１及び補助インダクタＬ１を通る経路で循環電流が流れる場合がある。
　降圧動作においては、モードＢ１～Ｂ６の動作を順に繰り返す。
　このように、降圧動作では、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３をともにオフする期間を設けて交互にオン状態にして動作させる。なお、本実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とスイッチング素子Ｑ３のオン期間を同程度とする場合を例示しており、例えば、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を長くする場合には、スイッチング素子Ｑ３のオン期間も長くする。
　このように、本実施の形態の降圧動作においては、補助インダクタＬ１，Ｌ２の働きにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のターンオンについてゼロ電流スイッチングを実現することができ、ターンオン時のスイッチング損失を低減することができる。また、平滑インダクタＬに作用する周波数は、スイッチング素子Ｑ１やスイッチング素子Ｑ３のスイッチング周波数の２倍となるため、平滑インダクタＬに必要なインダクタンス値を削減することができ、平滑インダクタＬの部品を小型化することができる。
　以上のように、本実施の形態においては、第１上アーム（例えば、上アームＭ１）と第１下アーム（例えば、下アームＭ２）を直列接続した第１レッグ（例えば、レッグＳ１）と、第２上アーム（例えば、上アームＭ３）と第２下アーム（例えば、Ｍ４）を直列接続した第２レッグ（例えば、レッグＳ２）と、第１レッグと第２レッグに並列接続された平滑コンデンサ（例えば、平滑コンデンサＣ２）と、第１上アームと第１下アームの接続点に一端が接続された第１補助インダクタ（例えば、補助インダクタＬ１）と、第２上アームと第２下アームの接続点に一端が接続された第２補助インダクタ（例えば、補助インダクタＬ２）と、第１補助インダクタの他端と第２補助インダクタの他端に一端が接続された平滑インダクタ（例えば、平滑インダクタＬ）と、を備え、平滑インダクタの他端と平滑コンデンサの一端との間に接続された第１直流電源（例えば、直流電源１）と、平滑コンデンサの両端間に接続された第２直流電源（例えば、直流電源２）および／または第２直流負荷（直流負荷４）との間、または、平滑インダクタの他端と平滑コンデンサの一端との間に接続された第１直流負荷と、平滑コンデンサの両端間に接続された第２直流電源との間で電力を変換するように構成した。これにより、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のターンオンについてゼロ電流スイッチングを実現することでターンオン時のスイッチング損失を低減することができ、また、平滑インダクタＬに必要なインダクタンス値を削減することで平滑インダクタＬの部品サイズを小型化することができる。すなわち、平滑インダクタを小型化しつつスイッチング損失を低減することができ、小型化及び高効率化を実現することができる。
　＜第２の実施の形態＞
  本発明の第２の実施の形態を図１６を参照しつつ説明する。
　本実施の形態は、第１の実施の形態で示した補助インダクタＬ１，Ｌ２の機能を結合インダクタＬ０で実現するものである。なお、本実施の形態において、第１の実施の形態と同様の部材や機能などには同じ符号を付し、説明を適宜省略する。
　図１６は、本実施の形態に係る電力変換装置の回路構成を関連構成とともに示す図である。
　図１６に示す本実施の形態においては、第１の実施の形態と同様に、直流電源１と直流負荷３とで代表して示す電力系統と直流電源２と直流負荷４とで代表して示す電力系統との間に電力変換装置１０Ａを接続し、直流電源１側から入力された電力を電力変換装置１０Ａで変換して直流電源２や直流負荷４に供給したり、直流電源２側から入力された電力を電力変換装置１０で変換して直流電源１や直流負荷３に供給したりする場合を例示している。
　図１６において、電力変換装置１０Ａは、磁性材料で構成された磁気回路に第１の実施の形態における補助インダクタＬ１に相当する巻線Ｎ１と補助インダクタＬ２に相当する巻線Ｎ２とを巻回した結合インダクタＬ０を有し、上アームＭ１と下アームＭ２とを直列接続したレッグＳ１と、上アームＭ３と下アームＭ４とを直列接続したレッグＳ２と、レッグＳ１及びレッグＳ２に並列接続された平滑コンデンサＣ２と、上アームＭ１と下アームＭ２の接続点に一端が接続された巻線Ｎ１と、上アームＭ３と下アームＭ４の接続点と巻線Ｎ１の他端との間に接続された巻線Ｎ２と、巻線Ｎ１の他端と巻線Ｎ２との接続点に一端が接続された平滑インダクタＬと、平滑インダクタＬの他端と平滑コンデンサＣ２の一端（負極側）との間に接続された平滑コンデンサＣ１とを備えている。
　その他の構成は第１の実施の形態と同様である。
　以上のように構成した本実施の形態においても第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
　また、第１の実施の形態における２つの補助インダクタＬ１，Ｌ２の機能を１つの結合インダクタＬ０で置き換えて構成したので、部品点数を削減することができるとともに、部品の小型化によって電力変換装置を更に小型化することができる。
　また、電力変換装置１０Ａの動作に際して生じる可能性のある循環電流を抑制することができる。
　＜付記＞
　なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内の様々な変形例や組み合わせが含まれる。また、本発明は、上記の実施の形態で説明した全ての構成を備えるものに限定されず、その構成の一部を削除したものも含まれる。
　上記の実施の形態においては、昇圧動作と降圧動作の両方が可能である場合、すなわち、双方向の電力変換が可能である電力変換装置の構成を例示して説明したが、これに限られず、例えば、単方向の電力変換ができればよい場合には構成を簡略化することができる。例えば、降圧動作が不要で昇圧動作のみが必要な場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を省略し、昇圧チョッパ型の回路構成にすればよい。また、昇圧動作が不要で降圧動作のみが必要な場合には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を省略し、降圧チョッパ型の回路構成にしてもよい。
　また、上記の各構成、機能等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等により実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。
　１…直流電源、２…直流電源、３…直流負荷、４…直流負荷、５…電圧センサ、６…電圧センサ、７…電流センサ、８…制御部、１０，１０Ａ…電力変換装置、Ｃ１，Ｃ２…平滑コンデンサ、Ｄ１～Ｄ４…ダイオード、Ｉ１，Ｉ２，ＩＬ…電流、Ｌ…平滑インダクタ、Ｌ０…結合インダクタ、Ｌ１，Ｌ２…補助インダクタ、Ｍ１…上アーム、Ｍ２…下アーム、Ｍ３…上アーム、Ｍ４…下アーム、Ｎ１，Ｎ２…巻線、ＰＬ１２…接続点、Ｑ１～Ｑ４…スイッチング素子、Ｓ１，Ｓ２…レッグ

Claims (6)

  1. 　第１上アームと第１下アームを直列接続した第１レッグと、
    　第２上アームと第２下アームを直列接続した第２レッグと、
    　前記第１レッグと前記第２レッグに並列接続された平滑コンデンサと、
    　前記第１上アームと前記第１下アームの接続点に一端が接続された第１補助インダクタと、
    　前記第２上アームと前記第２下アームの接続点に一端が接続された第２補助インダクタと、
    　前記第１補助インダクタの他端と前記第２補助インダクタの他端に一端が接続された平滑インダクタと、を備え、
    　前記平滑インダクタの他端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続された第１直流電源と、前記平滑コンデンサの両端間に接続された第２直流電源および／または第２直流負荷との間、または、前記平滑インダクタの他端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続された第１直流負荷と、前記平滑コンデンサの両端間に接続された第２直流電源との間で電力を変換することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記第１下アームに設けられた第１スイッチング素子と、
    　前記第２下アームに設けられた第２スイッチング素子と、
    　前記第１下アームの第１スイッチング素子と前記第２下アームの第２スイッチング素子とを両方ともにオフする期間を設けつつ交互にオン状態にする制御部と
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記制御部は、前記第１下アームの第１スイッチング素子がオン状態である期間の増減に伴って、前記第２下アームの第２スイッチング素子がオン状態である期間を増減させることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記第１上アームに設けられた第３スイッチング素子と、
    　前記第２上アームに設けられた第４スイッチング素子と、
    　前記第１上アームの第３スイッチング素子と前記第２上アームの第４スイッチング素子とをともにオフする期間を設けて交互にオン状態に制御する制御部と
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記制御部は、前記第１上アームの第３スイッチング素子がオン状態である期間の増減に伴って、前記第２上アームの第４スイッチング素子がオン状態である期間を増減させることを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記第１補助インダクタと前記第２補助インダクタは、磁性材料で構成された磁気回路に前記第１補助インダクタを構成する第１巻線と前記第２補助インダクタを構成する第２巻線とを巻回した結合インダクタを構成することを特徴とする電力変換装置。
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JP2015213402A (ja) * 2014-05-07 2015-11-26 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
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