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WO2021234802A1 - 電動機制御装置 - Google Patents

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WO2021234802A1
WO2021234802A1 PCT/JP2020/019717 JP2020019717W WO2021234802A1 WO 2021234802 A1 WO2021234802 A1 WO 2021234802A1 JP 2020019717 W JP2020019717 W JP 2020019717W WO 2021234802 A1 WO2021234802 A1 WO 2021234802A1
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WO
WIPO (PCT)
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command value
axis
current
voltage
winding
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2020/019717
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
将彦 折井
辰也 森
紘子 池田
俊宏 松永
憲司 池田
建太 久保
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to US17/920,607 priority Critical patent/US12068702B2/en
Priority to CN202080100928.0A priority patent/CN115606088B/zh
Priority to PCT/JP2020/019717 priority patent/WO2021234802A1/ja
Priority to JP2022523781A priority patent/JP7351006B2/ja
Priority to EP20936972.7A priority patent/EP4156499B1/en
Publication of WO2021234802A1 publication Critical patent/WO2021234802A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D3/00—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/20—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature
    • G01D5/204—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the mutual induction between two or more coils
    • G01D5/2046—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the mutual induction between two or more coils by a movable ferromagnetic element, e.g. a core

Definitions

  • This application relates to a motor control device.
  • a resolver is often used as an angle detector that detects the rotation angle of a motor.
  • the resolver is known as a robust angle detector, but due to the demand for fault tolerance of the motor drive system, the resolver, which is the angle detector of the motor, is also required to have redundancy.
  • the resolver winding is 1.
  • a resolver having a dual system including first system and second system resolver windings provided on the ring-shaped stators is disclosed.
  • the present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and an object thereof is to obtain an electric motor control device capable of suppressing ripple due to an angle error even if an eccentricity occurs in a resolver.
  • a plurality of teeth provided in the stator have a first exciting winding and a first output winding as a first system, and a second exciting winding and a second as a second system.
  • the output winding of 2 is a resolver wound so that the number of the teeth on which the winding of the first system is wound is equal to the number of the teeth on which the winding of the second system is wound.
  • a motor control device that controls the rotation of an AC electric motor having a first three-phase winding and a second three-phase winding, and applies a three-phase AC voltage to the first three-phase winding.
  • the first voltage application unit, the second voltage application unit that applies a three-phase AC voltage to the second three-phase winding, and the second phase current of each of the first three-phase windings are detected.
  • the current detector of 1 the second current detector that detects the current of each phase of the second three-phase winding, and the AC voltage applied to the first exciting winding are output, and the second
  • the first voltage command value which is the three-phase voltage command value in the first voltage application section, is calculated and output to the first voltage application section.
  • a controller that calculates a second voltage command value, which is a three-phase voltage command value in the second voltage application unit, and outputs the second voltage command value to the second voltage application unit is provided, and the controller is of the resolver.
  • the controller is of the resolver.
  • the three-phase current value detected by the first current detector is coordinate-converted into the first d-axis current value and the first q-axis current value.
  • the second angle obtained from the output of the second system of the resolver the three-phase current value detected by the second current detector is used as the second d-axis current value and the second q-axis.
  • the first d-axis current command value candidate calculated from the first current command value input as the current command value of the first three-phase winding by converting the coordinates to the current values, and the second three-phase. Select one of the second d-axis current command value candidates calculated from the second current command value input as the winding current command value, set it as the d-axis current command value, and set the d-axis current command value.
  • the first d-axis voltage command value is calculated so that the value and the first d-axis current value match, and the first q-axis current command value and the first q-axis current command value obtained from the first current command value are calculated.
  • the first q-axis voltage command value is calculated so as to match the q-axis current value of 1, and the first d-axis voltage command value and the first q-axis voltage command are used using the first angle.
  • the value is subjected to coordinate conversion to calculate the first voltage command value, and the second d-axis voltage command value is calculated so that the d-axis current command value and the second d-axis current value match.
  • the second The second q-axis voltage command value is calculated so that the second q-axis current command value obtained from the current command value of No. 1 and the second q-axis current value match, and the second angle is used.
  • the second d-axis voltage command value and the second q-axis voltage command value are coordinate-converted to calculate the second voltage command value.
  • a plurality of teeth provided on the stator include a first exciting winding and a first output winding as the first system, and a second exciting winding and a second output winding as the second system.
  • the first three-phase winding is provided with a resolver wound so that the number of the teeth on which the winding of the first system is wound is equal to the number of the teeth on which the winding of the second system is wound.
  • a first voltage application unit that controls the rotation of an AC electric motor having a wire and a second three-phase winding, and applies a three-phase AC voltage to the first three-phase winding.
  • a second voltage application unit that applies a three-phase AC voltage to the second three-phase winding, a first current detector that detects the current of each phase of the first three-phase winding, and the first.
  • the second current detector that detects the current of each phase of the two three-phase windings, outputs the AC voltage applied to the first exciting winding, and applies the AC voltage to the second exciting winding. Is output, the first voltage command value, which is the three-phase voltage command value in the first voltage application section, is calculated and output to the first voltage application section, and the second voltage application section is used.
  • a controller that calculates a second voltage command value, which is a three-phase voltage command value, and outputs the second voltage command value to the second voltage application unit is provided, and the controller is obtained from the output of the first system of the resolver.
  • the current value of the three phases detected by the first current detector is used as the first d.
  • Coordinates of the three-phase current values detected by the second current detector are converted into the axis current value and the first q-axis current value, and the coordinates are converted into the second d-axis current value and the second q-axis current value, respectively.
  • the first so that the first d-axis current command value obtained from the first current command value input as the current command value of the first three-phase winding and the first d-axis current value match.
  • the d-axis voltage command value is calculated, and the first q-axis current value is matched with the first q-axis current command value obtained from the first current command value.
  • the command value is calculated, and the correction angle is used to perform coordinate conversion between the first d-axis voltage command value and the first q-axis voltage command value to calculate the first voltage command value, and the first voltage command value is calculated.
  • the second d-axis current command value obtained from the second current command value input as the current command value of the three-phase winding of 2 and the second d-axis current value match.
  • the shaft voltage command value is calculated, and the second q-axis current command value obtained from the second current command value is matched with the second q-axis current command value. Is calculated and the correction angle is used. Therefore, the second d-axis voltage command value and the second q-axis voltage command value are coordinate-converted to calculate the second voltage command value.
  • the motor control device disclosed in the present application it is possible to obtain a motor control device capable of suppressing ripple due to an angle error even if an eccentricity occurs in the resolver.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the electric motor control device by Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows an example of the connection of the winding of the AC motor which is the control target of the motor control device disclosed in this application.
  • FIG. It is a figure which shows the angle error of the resolver for demonstrating the operation of the electric motor control device by Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the electric motor control device by Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the 1st controller of the electric motor control device by Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the output signal of the resolver for demonstrating the operation of the 1st controller of the electric motor control apparatus by Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the frequency analysis result of the output signal of a resolver for demonstrating the operation of the 1st controller of the electric motor control apparatus by Embodiment 2.
  • FIG. 2nd controller of the motor control device It is a block diagram which shows the structure of the 1st removal processing part of the 1st controller of the motor control device by Embodiment 2.
  • FIG. 2nd controller of the motor control device It is a block diagram which shows the structure of the 2nd controller of the motor control device by Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the frequency analysis result of the output signal of a resolver for demonstrating the operation of the 2nd controller of the electric motor control apparatus by Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the controller of the motor control device by Embodiment 3.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the controller of the motor control device by Embodiment 4.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the electric motor control device by Embodiment 5.
  • FIG. 1 is a block diagram of an electric motor control device according to the first embodiment.
  • the AC motor 1 to be controlled is a permanent magnet synchronous rotator, a winding field synchronous rotator, an induction rotator, a synchronous reluctance motor, or the like, and has two three-phase windings, that is, a first three-phase winding. It has U1, V1, W1 and a second three-phase winding U2, V2, W2.
  • the first three-phase winding U1-V1-W1 and the second three-phase winding U2-V2-W2 are connected as shown in FIG. 2, for example.
  • Y connection is shown as an example in FIG. 2, ⁇ connection may be used.
  • the first three-phase winding and the second three-phase winding may have a phase difference.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram showing the configuration of the resolver 2 used in the motor control device disclosed in the present application.
  • the resolver 2 has a first exciting winding 10A as a first system, two first output windings 111A and 112A, and a second exciting winding 10B and 2 as a second system. It has two systems, two second output windings 111B and 112B.
  • FIG. 4 is a structural diagram of the resolver 2 as viewed from a direction perpendicular to the axis.
  • the resolver 2 has teeth TE1 to TE12 provided on the same stator 13, and has a first exciting winding 10A, two first output windings 111A, 112A, and a second exciting winding.
  • the wire 10B and the two second output windings 111B, 112B are wound around the teeth TE1 to TE12.
  • the number of teeth on which the windings of the first system are wound is equal to the number of teeth on which the windings of the second system are wound.
  • the rotor 14 is arranged inside the stator 13 in the radial direction.
  • the rotor 14 has a plurality of protrusions evenly arranged in the circumferential direction on the outer peripheral portion.
  • the radial outward protrusion height of the protrusion is formed so that the gap permeance between the stator 13 and the rotor 14 changes in a sinusoidal shape in response to rotation.
  • Such a resolver 2 is called a variable reluctance (VR) type resolver.
  • VR variable reluctance
  • FIG. 4 as an example of the resolver 2, a resolver having five protrusions and an axial double angle of 5 is shown. Therefore, a resolver that rotates five times at an electric angle for each rotation of the rotor will be described as an example.
  • FIG. 5 shows an example of the operation of the resolver 2 assuming that there is no magnetic interference between the systems.
  • the first output winding 111A is connected to the first output winding 111A according to the rotation angle (gap amplitude) at the electric angle of the rotor.
  • the amplitude of the induced output signal V1A and the amplitude of the output V2A induced in the first output winding 112A change in a sinusoidal shape (or cosine wave shape).
  • the first output winding 111A and the first output winding 112A are wound at positions in the circumferential direction of the stator 13 so that their AC voltage amplitudes differ from each other by 90 degrees in terms of electrical angle.
  • the second output winding 111B and the second output winding 112B are wound at positions in the circumferential direction of the stator so that the amplitudes of their output signals V1B and V2B differ from each other by 90 degrees in terms of electrical angle. It is dressed up.
  • the first exciting winding 10A wound around the plurality of teeth provided on the stator 13 is connected in series between the teeth, and the terminal of the first exciting winding 10A connected in series is described later. It is connected to the controller 6. Similarly, the terminal of the first output winding 111A connected in series between the teeth is connected to the controller 6 described later. The terminal of another first output winding 112A connected in series between the teeth is connected to a controller 6 described later. The terminal of the second exciting winding 10B connected in series is connected to the controller 6 described later. Similarly, the terminal of the second output winding 111B connected in series between the teeth is connected to the controller 6 described later. The terminal of another second output winding 112B connected in series between the teeth is connected to a controller 6 described later.
  • the DC power supply 3a outputs the DC voltage Vdc1 to the first voltage application unit 4a. Further, the DC power supply 3b outputs the DC voltage Vdc2 to the second voltage application unit 4b.
  • These DC power supplies may be any DC power supply that outputs a DC voltage, such as a battery, a DC-DC converter, a diode rectifier, and a PWM rectifier.
  • a DC voltage such as a battery, a DC-DC converter, a diode rectifier, and a PWM rectifier.
  • the DC voltage Vdc output by the one DC power supply is transferred to the first voltage application unit 4a and the second. It may be supplied to the voltage application unit 4b of the above.
  • the first voltage application unit 4a and the second voltage application unit 4b are each configured as an inverter that converts a DC voltage into an AC voltage.
  • the first voltage application unit 4a is based on the first voltage command values Vu1_ref, Vv1_ref, and Vw1_ref described later, and is PWM-modulated by comparison with the PWM carrier having a frequency fc, so that the DC voltage Vdc1 input from the DC power supply 3a Is reversely converted (converted from direct current to alternating current), and AC voltages Vu1, Vv1, and Vw1 are applied to the first three-phase windings U1, V1, and W1 of the AC motor 1, respectively.
  • a semiconductor switch such as an IGBT, a bipolar transistor, or a MOS power transistor and a diode connected in antiparallel are used.
  • the second voltage application unit 4b is based on the second voltage command values Vu2_ref, Vv2_ref, and Vw2_ref described later, and is PWM-modulated by comparison with the PWM carrier having a frequency fc, so that the DC voltage Vdc2 input from the DC power supply 3b Is reversely converted (converted from direct current to alternating current), and AC voltages Vu2, Vv2, and Vw2 are applied to the second three-phase windings U2, V2, and W2 of the AC motor 1, respectively.
  • the switches Supp2 to Swn2 of the inverter constituting the second voltage application unit 4b semiconductor switches such as IGBTs, bipolar transistors, and MOS power transistors and diodes connected in antiparallel are used.
  • the first current detector 5a detects the respective currents Iu1, Iv1, and Iw1 flowing through the first three-phase windings U1, V1, and W1, and outputs them to the controller 6, which will be described later.
  • the second current detector 5b detects the respective currents Iu2, Iv2, and Iw2 flowing through the second three-phase windings U2, V2, and W2, and outputs them to the controller 6 described later.
  • a known lower arm shunt system or a bus 1 shunt system current detector can be used.
  • the controller 6 has a first current command value I_target1, currents Iu1, Iv1, Iw1 detected from the first current detector 5a, and output signals V1A and first outputs of the first output winding 111A of the resolver 2.
  • the output signal V2A of the winding 112A is input, and the first voltage command values Vu1_ref, Vv1_ref, and Vw1_ref are output to the first voltage application unit 4a.
  • the controller 6 also applies an AC voltage VRA to the first exciting winding 10A of the resolver 2.
  • the second current command value I_target2 the currents Iu2, Iv2, Iw2 detected by the second current detector 5b, and the output signal V1B and the second output winding 112B of the second output winding 111B of the resolver 2
  • the output signal V2B of is input, and the second voltage command values Vu2_ref, Vv2_ref, and Vw2_ref are output to the second voltage application unit 4b.
  • the controller 6 also applies an AC voltage VRB to the second exciting winding 10B of the resolver 2.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an operation of the controller 6.
  • the first exciting unit 601A applies a sinusoidal AC voltage VRA of period T to the first exciting winding 10A.
  • the first excitation unit 601A drives a square wave signal having a period T that alternately outputs two voltage values of "" H "level (for example, 5V)" and "" L “level (for example, 0V)".
  • the output of the low-pass filter circuit may be input to the low-pass filter circuit, and the output of the low-pass filter circuit may be applied as an AC voltage VRA.
  • the second exciting portion 601B applies a sinusoidal AC voltage VRB having the same phase and the same period as the first exciting winding 10A to the second exciting winding 10B.
  • the second excitation unit 601B drives a square wave signal having a period T that alternately outputs two voltage values of "" H "level (for example, 5V)" and "" L “level (for example, 0V)".
  • the output of the low-pass filter circuit may be input to the low-pass filter circuit, and the output of the low-pass filter circuit may be applied as an AC voltage VRB.
  • the first output signal detection unit 602A detects the output signals V1A and V2A of the two first output windings 111A and 112A of the first system of the resolver 2 in advance (hereinafter, also referred to as the first detection timing). (Referred to as) to detect periodically (see FIG. 5).
  • the detected signals V1A_S and V2A_S are input to the first angle calculation unit 604A, and the first angle ⁇ 1 is obtained according to the calculation of the equation (1).
  • ⁇ 1 arctan (V1A_S / V2A_S) (1)
  • the second output signal detection unit 602B detects the output signals V1B and V2B of the two second output windings 111B and 112B of the second system of the resolver 2 in advance (hereinafter, also referred to as the second detection timing). It is detected periodically by (referred to as).
  • the detected signals V1B_S and V2B_S are input to the second angle calculation unit 604B, and the second angle ⁇ 2 is obtained according to the calculation of the equation (2).
  • ⁇ 2 arctan (V1B_S / V2B_S) (2)
  • the first current command value calculator 7a has a first q-axis current command value iq1_ref on the q-axis that energizes the first three-phase winding of the AC motor 1 based on the first current command value I_target1. , The first d-axis current command value candidate id1_ref on the d-axis is calculated.
  • the second current command value calculator 7b has a second q-axis current command value on the q-axis that energizes the second three-phase winding of the AC motor 1 based on the second current command value I_target2.
  • the iq2_ref and the second d-axis current command value candidate id2_ref on the d-axis are calculated.
  • the d-axis current selection unit 606 has a first d-axis current command value candidate id1_ref which is an output value of the first current command value calculator 7a and a second output value of the second current command value calculator 7b.
  • the d-axis current command value candidate id2_ref of is input.
  • the d-axis current selection unit 606 selects either id1_ref or id2_ref and outputs it as the d-axis current command value id_ref.
  • the selection method may be set to select the one having the larger absolute value, or may be selected by another selection method.
  • the coordinate converter 8a uses the first correction angle ⁇ 1_m output from the first angle correction unit 605A, and the currents Iu1, Iv1 and Iv1 flowing through the first three-phase winding detected by the first current detector 5a.
  • Iw1 is coordinate-transformed to obtain a first d-axis current value id1 which is a current on the two axes of rotation (dq-axis) and a first q-axis current value iq1.
  • the coordinate converter 8b uses the second correction angle ⁇ 2_m output from the second angle correction unit 605B, and the current Iu2, which flows through the second three-phase winding detected by the second current detector 5b, The coordinates of Iv2 and Iw2 are transformed to obtain the second d-axis current value id2, which is the current on the two rotation axes (dq-axis), and the second q-axis current value iq2.
  • the subtractor 9a subtracts the d-axis current command value id_ref with the first d-axis current value id1 and outputs the deviation err_d1.
  • the subtractor 10a subtracts the first q-axis current command value iq1_ref with the first q-axis current value iq1 and outputs the deviation err_q1.
  • the subtractor 9b subtracts the d-axis current command value id_ref with the second d-axis current value id2 and outputs the deviation err_d2.
  • the subtractor 10b subtracts the second q-axis current command value iq2_ref with the second q-axis current value iq2 and outputs the deviation err_q2.
  • the current controller 11a is rotated by proportional integration control so that the err_d1 obtained from the subtractor 9a matches zero, that is, the d-axis current command value id_ref and the first d-axis current value id1 match.
  • the first d-axis voltage command value vd1 on the two axes (dq-axis) is calculated.
  • the current controller 12a is proportionally integratedly controlled so that the err_q1 obtained from the subtractor 10a matches zero, that is, the first q-axis current command value iq1_ref and the first q-axis current value iq1 match.
  • the current controller 11b is rotated biaxially by proportional integration control so that the err_d2 obtained from the subtractor 9b matches zero, that is, the d-axis current command value id_ref and the second d-axis current value id2 match.
  • the second d-axis voltage command value vd2 on (dq-axis) is calculated.
  • the current controller 12b is proportionally integratedly controlled so that the err_q2 obtained from the subtractor 10b matches zero, that is, the second q-axis current command value iq2_ref and the second q-axis current value iq2 match.
  • the second q-axis voltage command value vq2 on the two rotation axes (dq-axis) is calculated at.
  • the coordinate converter 13a performs coordinate conversion of the first d-axis voltage command value vd1 and the first q-axis voltage command value vq1 on the two axes of rotation (dq axis) using the first correction angle ⁇ 1_m.
  • the three-phase voltage command values Vu1_ref, Vv1_ref, and Vw1_ref to be output to the first voltage application unit 4a are calculated.
  • the coordinate converter 13b performs coordinate conversion of the second d-axis voltage command value vd2 and the second q-axis voltage command value vq2 on the two axes of rotation (dq axis) using the second correction angle ⁇ 2_m.
  • the three-phase voltage command values Vu2_ref, Vv2_ref, and Vw2_ref to be output to the second voltage application unit 4b are calculated.
  • the angle error of the average value of ⁇ 1 and ⁇ 2 is large in the 4th order, but small in the 1st, 9th, and 11th orders.
  • the 1st, 9th, and 11th orders which have a small error in the average values of ⁇ 1 and ⁇ 2, have the same magnitude and the opposite sign angle error as ⁇ 1 and ⁇ 2, respectively. It is considered that the angle error was canceled and became smaller.
  • the angle error of the first angle ⁇ 1 and the angle error of the second angle ⁇ 2 have the same magnitude and the opposite sign due to the eccentricity of the resolver.
  • the first correction angle ⁇ 1_m is calculated according to the equation (5) using ⁇ 1 and ⁇ 2.
  • ⁇ 1_m 0.5 ⁇ ( ⁇ 1 + ⁇ 2) (5)
  • the second angle correction unit 605B uses ⁇ 2 and ⁇ 1 to calculate the second correction angle ⁇ 2_m according to the equation (6).
  • ⁇ 2_m 0.5 ⁇ ( ⁇ 2 + ⁇ 1) (6)
  • the angle error ⁇ is an alternating current amount that changes with time, there is a difference between the first detection timing for detecting ⁇ 1 and the second detection timing for detecting ⁇ 2.
  • the correction of 6) cannot cancel the angle error ⁇ . This is because the magnitude of the angle error at the timing when ⁇ 1 is detected and the magnitude of the angle error at the timing when ⁇ 2 is detected are different.
  • a method of suppressing torque ripple due to an angle error in such a case will be described. First, pay attention to ⁇ 1. In ⁇ 1, an angle error + ⁇ is superimposed on the true angle ⁇ . The sign of ⁇ itself may be positive or negative.
  • the axis obtained by performing the dq conversion using ⁇ 1 is defined as the dc1-qc1 axis.
  • the dc1-qc1 axis means that the angle is deviated by ⁇ with respect to the true d-q axis.
  • the current id_c1 commanded and flowed to the dc1 axis has a true q-axis component. Since a current having a true q-axis component contributes to torque, torque ripple occurs when id_c1 ⁇ sin ( ⁇ ), which is a q-axis component of id_c1, occurs as a q-axis current error ⁇ iq1.
  • the current iq_c1 that is commanded to the qc1 axis also has an error with respect to the true q-axis component, but its magnitude is iq_c1 ⁇ (1-cos ( ⁇ )), and when ⁇ is small. The effect is almost negligible.
  • the true d-axis component of iq_c1 has a smaller contribution to torque than the true q-axis component of id_c1, so it is not considered here.
  • ⁇ 2 an angle error ⁇ is superimposed on the true angle ⁇ .
  • the axis obtained by performing the dq conversion using ⁇ 2 is defined as the dc-qc2 axis.
  • the dc2-qc2 axis means that the angle deviates from the true d-q axis by ⁇ .
  • the current id_c2 commanded to the dc2 axis has a true q-axis component, and the component becomes id_c2 ⁇ sin ( ⁇ ), which occurs as a q-axis current error ⁇ iq2, which causes torque ripple. It becomes.
  • the true q-axis component of the current iq_c2 commanded to the qc2 axis can be almost ignored when the angle error is small. Also, the true d-axis component of iq_c2 has a smaller contribution to torque than the true q-axis component of id_c2, so it is not considered here.
  • the q-axis current error which contributes significantly to torque, is the total value of ⁇ iq1 and ⁇ iq2.
  • the total value of ⁇ iq1 and ⁇ iq2 is expressed by the equation (7).
  • ⁇ iq1 + ⁇ iq2 (id_c1-id_c2) sin ( ⁇ ) (7)
  • the q-axis current error can be made zero by setting id_c1 and id_c2 to the same value in equation (7). Therefore, torque ripple can be suppressed by setting id_c1 and id_c2 to the same value. Therefore, by making the d-axis current command value of the first three-phase winding and the d-axis current command value of the second three-phase winding equal in the d-axis current selection unit 606, the torque caused by the angle error ⁇ It is possible to suppress ripple.
  • the resolver is corrected by the angle correction by the first angle correction unit 605A and the second angle correction unit 605B. It is possible to reduce the torque ripple caused by the eccentricity of.
  • the d-axis current command value of the first three-phase winding and the d-axis current command value of the second three-phase winding By setting the same value, the torque ripple caused by the eccentricity of the resolver can be reduced.
  • the d-axis current command value and the first three-phase winding of the first three-phase winding are obtained by the d-axis current selection unit.
  • the d-axis current command values of the two three-phase windings may be matched. In this way, by executing at least one of the control using the average value of ⁇ 1 and ⁇ 2 as the correction angle and the control using the same value as the d-axis current command value for the coordinate conversion. , Torque ripple caused by the eccentricity of the resolver can be reduced.
  • FIG. 8 is a block diagram of the motor control device according to the first embodiment. The description of the portion overlapping with the first embodiment will be omitted.
  • the second embodiment differs from the first embodiment in that two controllers, a first controller 6a and a second controller 6b, exist as controllers.
  • the first controller 6a has the first current command value I_target1, the currents Iu1, IV1, Iw1 detected from the first current detector 5a, and the output signals V1A and the first output signal V1A of the first output winding 111A of the resolver 2.
  • the output signal V2A of the output winding 112A of No. 1 is input, and the first voltage command values Vu1_ref, Vv1_ref, and Vw1_ref are output to the first voltage application unit 4a configured by the inverter. Further, the AC voltage VRA of the first period TA is applied to the first exciting winding 10A of the resolver 2.
  • the second controller 6b has a second current command value I_target2, currents Iu2, Iv2, Iw2 detected from the second current detector 5b, and output signals V1B and second of the second output winding 111B of the resolver 2.
  • the output signal V2B of the output winding 112B of 2 is input, and the second voltage command values Vu2_ref, Vv2_ref, and Vw2_ref are output to the second voltage application unit 4b configured by the inverter.
  • an AC voltage VRB having a second period TB having a period different from that of the first period TA is applied to the second exciting winding 10B of the resolver 2.
  • FIG. 9 is a block diagram showing an operation of the first controller 6a.
  • the first exciting unit 601A applies an AC voltage VRA of the first period TA (in this example, a sinusoidal AC voltage VRA) to the first exciting winding 10A.
  • the first excitation unit 601A outputs a square wave signal of the first cycle TA that alternately outputs two voltage values of "" H "level (for example, 5V)" and "" L “level (for example, 0V)". It may be generated by a drive circuit, its output may be input to a low-pass filter circuit, and the output of the low-pass filter circuit may be applied as an AC voltage VRA.
  • the first output signal detection unit 602A periodically detects the output signals V1A and V2A of the two first output windings 111A and 112A at preset detection timings (hereinafter, also referred to as first detection timings). do.
  • FIG. 10 shows the output signal of the first output winding 111A.
  • the upper graph of FIG. 10 is induced by the magnetic flux of the output signal V1A of the first output winding 111A, and the middle graph is induced by the magnetic flux of the first exciting winding 10A contained in the output signal V1A of the first output winding 111A.
  • the component V1A_TA of the first cycle TA and the lower graph shows the component V1A_TB of the second cycle TB induced by the magnetic flux of the second exciting winding 10B contained in the output signal V1A of the first output winding 111A. Each is shown.
  • the output signal V1A of the first output winding 111A is a signal obtained by summing the component V1A_TA of the first cycle and the component V1A_TB of the second cycle.
  • FIGS. 11A and 11B show the frequency analysis results obtained by actually measuring the output signal V1A of the first output winding 111A.
  • the horizontal axis represents the frequency and the vertical axis represents the amplitude of the output signal.
  • FIG. 11A shows a case where an AC voltage having a period TB is applied to the second exciting winding 10B, and the output signal V1A is caused by the AC voltage having a period TA applied to the first exciting winding 10A.
  • V1A_TB caused by the AC voltage of the period TB applied to the second exciting winding 10B is superposed on the V1A_TA to be generated as an interference voltage.
  • FIG. 11B shows a case where the AC voltage of the periodic TB is not applied to the second exciting winding 10B, and the component V1A_TB of the periodic TB included in the output signal V1A becomes almost 0. The same applies to V2A, V2A_TA, and V2A_TB.
  • the first removal processing unit 603A removes (reduces) the components of the second period TB with respect to the detected values V1A_S and V2A_S of the output signals of the two first output windings. I do.
  • the first angle calculation unit 604A calculates the first angle ⁇ 1 based on the detected values V1A_F and V2A_F of the output signals of the two first output windings after the second period component removal process.
  • the second period component removal process is configured to be performed based on the principle described below.
  • the component V1A_TB of the second cycle of the output signal of the first output winding is a cycle obtained by adding an integral multiple of the second cycle TB to the half cycle TB / 2 of the second cycle. Since the phase is inverted in (for example, half cycle TB / 2 of the second cycle), the plus and minus signs of the values are inverted. Therefore, the first removal processing unit 603A uses the detection values V1A_S and V2A_S of the output signals of the two first output windings detected at the current detection timing as the second period component removal processing from the current detection timing.
  • the first removal processing interval ⁇ T1 is set as shown in the equation (8).
  • M is an integer of 0 or more.
  • M 0 is set, and the first removal processing interval ⁇ T1 is set to the half cycle TB / 2 of the second cycle.
  • ⁇ T1 TB / 2 + TB ⁇ M (8)
  • the first removal processing unit 603A is configured as shown in FIG. 12, for example.
  • the first removal processing unit 603A includes a first delay device 6031A that outputs the detection value V1A_S of the output signal of the first output winding with a delay of the first removal processing interval ⁇ T1.
  • the detection value V1A_S of the output signal of the winding and the output V1A_Sold of the first delay device 6031A are added to calculate the detection value V1A_F of the output signal of the first output winding after the second period component removal processing.
  • the first removal processing unit 603A includes a second delay device 6032A that outputs the detection value V2A_S of the output signal of the first output winding with a delay of the first removal processing interval ⁇ T1.
  • the detection value V2A_S of the output signal of the output winding of 1 and the output V2A_Sold of the second delay device 6032A are added to obtain the detection value V2A_F of the output signal of the first output winding after the second period component removal processing. calculate.
  • the first angle calculation unit 604A is configured to calculate the first angle ⁇ 1 based on the detected values V1A_F and V2A_F of the output signals of the two first output windings 111A and 112A after addition. ..
  • the components of the two second periods whose plus and minus signs are inverted are added, and the components of the two second periods cancel each other out. Therefore, in the detected values V1A_F and V2A_F of the output signals of the two first output windings after addition, the component of the second cycle is removed. Then, the first angle ⁇ 1 can be calculated accurately based on the detected value after the component of the second period is removed.
  • the first angle calculation unit 604A has the detection value V1A_F of the output signal of the first output winding 111A after the second period component removal process and the first.
  • the first angle ⁇ 1 is calculated by calculating the arctangent (inverse tangent function) of the ratio of the output signal of the output winding 112A to the detected value V2A_F.
  • ⁇ 1 arctan (V1A_F / V2A_F) (9)
  • the first angle ⁇ 1 is communicated to the second controller 6b by CPU communication.
  • the first angle correction unit 605A receives a second angle ⁇ 2, which is a signal communicated from the first angle ⁇ 1 and the second controller 6b described later.
  • the first angle correction unit 605A calculates the average value of ⁇ 1 and ⁇ 2, and outputs the value as the first correction angle ⁇ 1_m.
  • the first current command value calculator 7a is a first q-axis current command on the q-axis that energizes the first three-phase winding of the AC motor 1 based on the first current command value I_target1.
  • the value iq1_ref and the first d-axis current command value candidate id1_ref on the d-axis are calculated.
  • the first d-axis current command value candidate id1_ref that energizes the first three-phase winding is communicated to the second controller 6b by CPU communication.
  • the first d-axis current selection unit 606A is a signal communicated from the first d-axis current command value candidate id1_ref, which is the output value of the first current command value calculator 7a, and the second controller 6b, which will be described later.
  • the second d-axis current command value candidate id2_ref is input.
  • the first d-axis current selection unit 606A selects either id1_ref or id2_ref and outputs it as the d-axis current command value id_ref.
  • the selection method may be set to select the one having the larger absolute value, or the one having the smaller absolute value may be selected.
  • the coordinate converter 8a uses the first correction angle ⁇ 1_m output from the first angle correction unit 605A, and the currents Iu1, Iv1 and Iv1 flowing through the first three-phase winding detected by the first current detector 5a.
  • Iw1 is coordinate-transformed to obtain a first d-axis current value id1 which is a current on the two rotation axes (dq-axis) and a first q-axis current value iq1.
  • the subtractor 9a subtracts the d-axis current command value id_ref with the first d-axis current value id1 and outputs the deviation err_d1.
  • the subtractor 10a subtracts the first q-axis current command value iq1_ref with the current iq1 and outputs the deviation err_q1.
  • the current controller 11a calculates the first d-axis voltage command value vd1 on the two rotation axes (dq-axis) by proportional integral control so that the err_d1 obtained from the subtractor 9a matches zero.
  • the current controller 12a calculates the first q-axis voltage command value vq1 on the two rotation axes (dq-axis) by proportional integral control so that the err_q1 obtained from the subtractor 10a matches zero.
  • the coordinate converter 13a uses the first correction angle ⁇ 1_m to perform coordinate conversion on the first d-axis voltage command value vd1 and the first q-axis voltage command value vq1 on the two axes of rotation (d ⁇ q axis). Obtain the first voltage command values Vu1_ref, Vv1_ref, and Vw1_ref.
  • FIG. 13 is a block diagram showing an operation of the second controller 6b.
  • the second exciting portion 601B applies a sinusoidal AC voltage VRB of the second period TB to the second exciting winding 10B.
  • the second excitation unit 601B outputs a square wave signal of the second cycle TB that alternately outputs two voltage values of "" H "level (for example, 5V)" and "" L “level (for example, 0V)". It may be generated by a drive circuit, its output may be input to a low-pass filter circuit, and the output of the low-pass filter circuit may be applied as an AC voltage VRB.
  • the second output signal detection unit 602B periodically detects the output signals V1B and V2B of the two second output windings 111B and 112B at a preset detection timing (hereinafter, also referred to as a second detection timing). do.
  • FIG. 14 shows the output signal V1B of the second output winding 111B.
  • the output signals V1B and V2B of the two second output windings 111B and 112B were each induced by the magnetic flux of the first period TA excited by the first exciting winding 10A due to the magnetic interference between the systems.
  • the components V1B_TA and V2B_TA of the first period are superimposed.
  • the upper graph is induced by the magnetic flux of the second exciting winding 10B contained in the output signal V1B of the second output winding 111B
  • the middle graph is the output signal V1B of the second output winding 111B.
  • the component V1B_TB of the second period TB and the lower graph shows the component V1B_TA of the first period TA induced by the magnetic flux of the first exciting winding 10A contained in the output signal V1B of the second output winding 111B. , Each is shown.
  • the output signal V1B of the second output winding is a signal obtained by summing the component V1B_TB of the second cycle and the component V1B_TA of the first cycle.
  • FIGS. 15A and 15B show the results of frequency analysis by actual measurement of the output signal V1B.
  • the horizontal axis represents the frequency and the vertical axis represents the amplitude of the output signal.
  • FIG. 15A shows a case where an AC voltage having a period TA is applied to the first exciting winding, in addition to V1B_TB caused by the AC voltage of the period TB applied to the second exciting winding in the output signal V1B.
  • V1B_TA caused by the AC voltage of the period TA applied to the first exciting winding is superimposed as the interference voltage.
  • V1B_TA of the periodic TA included in the output signal V1B becomes almost 0.
  • V2B, V2B_TB, and V2B_TA shows a case where the AC voltage of the periodic TA is not applied to the first exciting winding, and the component V1B_TA of the periodic TA included in the output signal V1B becomes almost 0. The same applies to V2B, V2B_TB, and V2B_TA.
  • the second removal processing unit 603B removes (reduces) the components of the first cycle TA with respect to the detected values V1B_S and V2B_S of the output signals of the two second output windings 111B and 112B. Perform component removal processing. Then, the second angle calculation unit 604B calculates the second angle ⁇ 2 based on the detected values V1B_F and V2B_F of the output signals of the two second output windings 111B and 112B after the first period component removal process.
  • the first period component removal process is configured to be performed based on the principle described below.
  • the component V1B_TA of the first period of the output signal of the second output winding has a period that is an integral multiple of the first period TA (for example, the first period TA) and is equivalent. Become a value. Therefore, the second removal processing unit 603B sets the detection values V1B_S and V2B_S of the output signals of the two second output windings 111B and 112B detected at the current detection timing as the first period component removal processing, and this time.
  • the subtraction process for calculating the difference between the detected values V1B_Sold and V2B_Sold of the output signals of the two second output windings 111B and 112B detected at the detection timing before the detection timing of the second system removal processing interval ⁇ T2 is performed. It is configured.
  • the second system removal processing interval ⁇ T2 is set to an integral multiple of the first period TA as shown in the equation (10).
  • P is an integer of 1 or more.
  • ⁇ T2 TA ⁇ P (10)
  • the second removal processing unit 603B is configured as shown in FIG. 16, for example.
  • the second removal processing unit 603B includes a first delay device 6031B that outputs the detection value V1B_S of the output signal of the second output winding with a delay of the second removal processing interval ⁇ T2, and is provided with a second output winding.
  • the output V1B_Sold of the first delay device 6031B is subtracted from the detection value V1B_S of the output signal of the line 111B to calculate the detection value V1B_F of the output signal of the second output winding 111B after the first period component removal processing.
  • the second removal processing unit 603B includes a second delay device 6032B that outputs the detection value V2B_S of the output signal of the second output winding 112B with a delay of the second removal processing interval ⁇ T2.
  • the output V2B_Sold of the second delay device 6032B is subtracted from the detection value V2B_S of the output signal of the output winding 112B of 2, and the detection value V2B_F of the output signal of the second output winding 112B after the first period component removal processing is obtained. calculate.
  • the second angle calculation unit 604B is configured to calculate the second angle ⁇ 2 based on the detected values V1B_F and V2B_F of the output signals of the second output windings 111B and 112B after the subtraction process.
  • the components of the first cycle are removed.
  • the second angle ⁇ 2 can be calculated accurately based on the detected value after the components of the first period are removed.
  • the second angle calculation unit 604B has the detection value V1B_F of the output signal of the second output winding 111B after the first cycle component removal processing and the second output winding 112B.
  • the second angle ⁇ 2 is calculated by calculating the arctangent (inverse tangent function) of the ratio of the output signal to the detected value V2B_F.
  • ⁇ 2 arctan (V1B_F / V2B_F) (11)
  • the second angle ⁇ 2 is communicated to the first controller 6a by CPU communication.
  • the second angle correction unit 605B is input with the first angle ⁇ 1, which is a signal transmitted from the second angle ⁇ 2 and the first controller 6a.
  • the second angle correction unit 605B calculates the average value of ⁇ 2 and ⁇ 1, and outputs the value as the second correction angle ⁇ 2_m.
  • the second current command value calculator 7b is based on the second current command I_target2, and the second q-axis current command value on the q-axis that energizes the second three-phase winding of the AC motor 1.
  • the iq2_ref and the second d-axis current command value candidate id2_ref on the d-axis are calculated.
  • the second d-axis current command value candidate id2_ref that energizes the second three-phase winding is communicated to the first controller by CPU communication.
  • the second d-axis current selection unit 606B is a signal communicated from the second d-axis current command value candidate id2_ref, which is the output value of the second current command value calculator 7b, and the first controller 6a.
  • the first d-axis current command value candidate id1_ref is input.
  • the second d-axis current selection unit 606B selects either id2_ref or id1_ref and outputs it as the d-axis current command value id_ref. The selection is the same as that of the first d-axis current selection unit 606A.
  • the coordinate converter 8b uses the second correction angle ⁇ 2_m output from the second angle correction unit 605B, and the currents Iu2, Iv2, which flow through the second three-phase winding detected by the second current detector 5b, Iw2 is coordinate-transformed to obtain a second d-axis current value id2, which is a current on the two axes of rotation (dq-axis), and a second q-axis current value iq2.
  • the subtractor 9b subtracts the d-axis current command value id_ref with the second d-axis current value id2 and outputs the deviation err_d2.
  • the subtractor 10b subtracts the second q-axis current command value iq2_ref with the second q-axis current value iq2 and outputs the deviation err_q2.
  • the current controller 11b calculates the second d-axis voltage command value vd2 on the two rotation axes (dq-axis) by proportional integral control so that the err_d2 obtained from the subtractor 9b matches zero.
  • the current controller 12b calculates the second voltage command value vq2 on the two rotation axes (dq axis) by proportional integral control so that the err_q2 obtained from the subtractor 10b matches zero.
  • the coordinate converter 13b uses the second correction angle ⁇ 2_m to perform coordinate conversion of the second d-axis voltage command value vd2 and the second q-axis voltage command value vq2 on the two axes of rotation (d ⁇ q axis). , Get the second voltage commands Vu2_ref, Vv2_ref, Vw2_ref.
  • the reason why torque ripple occurs due to the angle error caused by the eccentricity of the resolver is the same as that of the first embodiment.
  • the reason why the torque ripple can be suppressed is the same as that of the first embodiment.
  • the first angle ⁇ 1, the second angle ⁇ 2, the first d-axis current command value candidate id1_ref, and the second d-axis Communicate current command value candidate id2_ref with each other.
  • the error ⁇ included in each of the first angle ⁇ 1 and the second angle ⁇ 2 is an alternating current amount.
  • the influence of communication delay is small. Therefore, the torque ripple caused by the angle error can be suitably suppressed.
  • FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the controller 6 of the motor control device according to the third embodiment.
  • the first is not necessarily the first. It is not necessary to match the d-axis current command value in the three-phase winding of No. 1 with the d-axis current command value in the second three-phase winding. In this case, as shown in FIG. 17, the d-axis current selection unit 606 described in the first embodiment may not be provided.
  • the first d-axis current command value candidate id1_ref output from the first current command value calculator 7a is used as it is in the first three-phase winding.
  • the first d-axis voltage command value vd1 is calculated as the d-axis current command value, that is, the first d-axis current command value, and the second d-axis current command is output from the second current command value calculator 7b.
  • the second d-axis voltage command value vd2 is calculated by using the value candidate id2_ref as it is as the d-axis current command value in the second three-phase winding, that is, the second d-axis current command value.
  • the eccentricity of the resolver is obtained by correcting the angles by the equations (5) and (6) in the first angle correction unit 605A and the second angle correction unit 605B.
  • the effect of can be excluded.
  • FIG. 18 is a block diagram showing the configuration of the controller 6 of the motor control device according to the fourth embodiment.
  • the detection timings of the first output signal detection unit 602A and the second output signal detection unit 602B are different in the configuration having only one controller as in the first embodiment, it is not always the case. It is not necessary to perform the angle correction represented by the equations (5) and (6). In that case, as shown in FIG. 18, the output signal of the first angle calculation unit 604A, that is, the first angle ⁇ 1 is input to the coordinate converters 8a and 13a, and the output signal of the second angle calculation unit 604B, that is, the second angle.
  • the coordinate conversion may be performed by inputting ⁇ 2 into the coordinate converters 8b and 13b.
  • the d-axis current command value in the first three-phase winding and the d-axis current command value in the second three-phase winding are set to the same d-axis current command value id_ref by the d-axis current selection unit 606.
  • Id_c1 and id_c2 in the equation (7) described in the first embodiment are set to the same value, and the influence of the eccentricity of the resolver can be excluded.
  • FIG. 19 is a block diagram of the motor control device according to the fifth embodiment.
  • the controller is composed of two controllers, a first controller 6a and a second controller 6b, and is composed of a first output signal detection unit 602A and a second output signal detection unit.
  • the detection timing of 602B is the same and the communication delay between the two controllers is small, the d-axis current command value in the first three-phase winding and the d-axis current command value in the second three-phase winding do not necessarily match. You do not have to let it. In that case, as shown in FIG.
  • the first d-axis current command value candidate id1_ref and the second d-axis current command value candidate id2_ref are communicated between the first controller 6a and the second controller 6b. You don't have to meet. That is, as in the configuration of the first controller 6a shown in FIG. 20 and the second controller 6b shown in FIG. 21, the first d-axis current selection unit 606A and the second d-axis current in the second embodiment. It is not necessary to provide the selection unit 606B.
  • the first d-axis current command value candidate id1_ref output from the first current command value calculator 7a is used as it is as the d-axis current command value in the first three-phase winding, that is, the first.
  • the first d-axis voltage command value vd1 is calculated as the d-axis current command value of.
  • the second d-axis current command value candidate id2_ref output from the second current command value calculator 7b is used as it is as the d-axis current command value in the second three-phase winding, that is,
  • the second d-axis voltage command value vd2 is calculated as the second d-axis current command value.
  • the influence of the eccentricity of the resolver can be removed by correcting the angles in the first angle correction unit 605A and the second angle correction unit 605B, respectively.
  • FIG. 22 is a block diagram of the motor control device according to the fifth embodiment.
  • the controller is composed of two controllers, a first controller 6a and a second controller 6b, and is composed of a first output signal detection unit 602A and a second output signal detection unit. If it is known in advance that the detection timing of the 602B is different or the communication delay between the two controllers cannot be ignored, the angle correction represented by the equations (5) and (6) does not necessarily have to be performed. In that case, as shown in FIG. 22, it is not necessary to communicate the data of the first angle ⁇ 1 and the second angle ⁇ 2 between the first controller 6a and the second controller 6b. As in the configuration of the first controller 6a shown in FIG.
  • the first angle correction unit 605A and the second angle correction unit 605B provided in the second embodiment. Is omitted, the first angle ⁇ 1 which is the output signal of the first angle calculation unit 604A is input to the coordinate converters 8a and 13a, and the second angle ⁇ 2 which is the output signal of the second angle calculation unit 604B is coordinate-converted. Input to the vessels 8b and 13b to perform coordinate conversion.
  • the data of the first d-axis current command value candidate id1_ref and the second d-axis current command value candidate id2_ref are communicated between the first controller 6a and the second controller 6b.
  • the controller 6, the first controller 6a, and the second controller 6b in each of the above embodiments are Specifically, as shown in FIG. 25, a signal is input between the arithmetic processing unit 101 such as a CPU (Central Processing Unit), the storage device 102 for exchanging data with the arithmetic processing unit 101, the arithmetic processing unit 101, and the outside. It is equipped with an input / output interface 103 for output.
  • the arithmetic processing apparatus 101 may be provided with an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an IC (Integrated Circuit), a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), various signal processing circuits, and the like.
  • the controller 6a and the controller 6b may be configured by one arithmetic processing unit 101.
  • the storage device 102 includes a RAM (Random Access Memory) configured to be able to read and write data from the arithmetic processing unit 101, a ROM (Read Only Memory) configured to be able to read data from the arithmetic processing unit 101, and the like.
  • the input / output interface 103 is, for example, an A / D converter that inputs a signal output from the resolver 2 and the current detector to the arithmetic processing apparatus 101, a first voltage application unit 4a from the arithmetic processing apparatus 101, and a second voltage. It is composed of a D / A converter or the like that inputs a voltage command signal to the application unit 4b.

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Abstract

２つの３相巻線を有するとともに、２系統を有するレゾルバ（２）を備えた交流電動機の回転を、ｄｑ軸上で電圧指令値を求めて制御する電動機制御装置において、レゾルバ（２）の一方の系統の出力から求めた第１角度（θ１）を用いて一方の３相巻線の電流のｄｑ変換を行い、レゾルバ（２）の他方の系統の出力から求めた第２角度（θ２）を用いて他方の３相巻線の電流のｄｑ変換を行い、両者のｄ軸電流指令値（id_ref）を同一の値として、ｄｑ軸上でのそれぞれの電圧指令値を求め、第１角度（θ１）を用いて一方の３相巻線に印加する電圧の電圧指令値に変換し、第２角度（θ２）を用いて他方の３相巻線に印加する電圧の電圧指令値に変換するようにした。

Description

電動機制御装置
　本願は、電動機制御装置に関する。
　モータの回転角度を検出する角度検出器として、レゾルバが多く用いられている。レゾルバは堅牢な角度検出器として知られているが、モータ駆動システムの耐故障性の要望から、モータの角度検出器であるレゾルバにも冗長性が求められるようになっている。例えば、特許文献１では、励磁巻線および出力巻線からなるレゾルバ巻線を有する輪状ステータと、輪状ステータの内側に回転自在に配設されたロータとを備えたレゾルバにおいて、レゾルバ巻線は１個の輪状ステータに設けた第１系統および第２系統レゾルバ巻線からなる２重系とした構成のレゾルバが開示されている。
　また、特許文献２では、同文献における段落[0043]～[0044]および図１０において、固定子のティースを周方向に４つに分割し、その４つについて、「第１系統第１ブロックＢ１」、「第２系統第１ブロックＢ２」、「第１系統第２ブロックＢ３」、「第２系統第２ブロックＢ４」とし、１つの系統を構成するティースを対抗する位置に配置したことによって、固定子が偏心した場合の磁束の不平衡が緩和され、角度検出精度を向上させることができる点について開示されている。
特開２０００－１８９６８号公報 国際公開第ＷＯ２０１９/１２３５９２号
　特許文献１、２のように、固定子のティースを周方向に複数に分け、分割数を増やした場合において、固定子と回転子の相対的な偏心の方向によっては、固定子－回転子間の磁気抵抗のアンバランスが解消されず、レゾルバの出力信号に含まれる１次成分によって検出角度に誤差が発生し、角度誤差によるトルクリップルが生じるという課題が発生する。
　本願は、上記の問題点を解決するための技術を開示するものであり、レゾルバに偏心が生じても、角度誤差によるリップルが抑制できる電動機制御装置を得ることを目的とする。
　本願に開示される電動機制御装置は、ステータに複数設けられたティースに、第１系統として第１の励磁巻線と第１の出力巻線、および第２系統として第２の励磁巻線と第２の出力巻線が、前記第１系統の巻線が巻装される前記ティースの数と前記第２系統の巻線が巻装される前記ティースの数が等しくなるよう巻装されたレゾルバを備え、第１の３相巻線と第２の３相巻線とを有する交流電動機の回転を制御する電動機制御装置であって、前記第１の３相巻線に３相の交流電圧を印加する第１の電圧印加部、前記第２の３相巻線に３相の交流電圧を印加する第２の電圧印加部、前記第１の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第１の電流検出器、前記第２の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第２の電流検出器、前記第１の励磁巻線に印加する交流電圧を出力し、前記第２の励磁巻線に印加する交流電圧を出力するとともに、前記第１の電圧印加部における３相の電圧指令値である第１の電圧指令値を演算して前記第１の電圧印加部に出力し、前記第２の電圧印加部における３相の電圧指令値である第２の電圧指令値を演算して前記第２の電圧印加部に出力する制御器、を備え、前記制御器は、前記レゾルバの前記第１系統の出力から得た第１角度を用いて、前記第１の電流検出器により検出した３相の電流値を第１のｄ軸電流値と第１のｑ軸電流値に座標変換し、前記レゾルバの前記第２系統の出力から得た第２角度を用いて、前記第２の電流検出器により検出した３相の電流値を第２のｄ軸電流値と第２のｑ軸電流値にそれぞれ座標変換し、前記第１の３相巻線の電流指令値として入力される第１の電流指令値から演算した第１のｄ軸電流指令値候補と、前記第２の３相巻線の電流指令値として入力される第２の電流指令値から演算した第２のｄ軸電流指令値候補とのいずれかを選択してｄ軸電流指令値に設定し、前記ｄ軸電流指令値と前記第１のｄ軸電流値とが一致するように第１のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第１の電流指令値から得た第１のｑ軸電流指令値と前記第１のｑ軸電流値とが一致するように第１のｑ軸電圧指令値を演算し、前記第１角度を用いて、前記第１のｄ軸電圧指令値と前記第１のq軸電圧指令値とを座標変換して前記第１の電圧指令値を演算し、前記ｄ軸電流指令値と前記第２のｄ軸電流値とが一致するように第２のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第２の電流指令値から得た第２のｑ軸電流指令値と前記第２のｑ軸電流値とが一致するように第２のｑ軸電圧指令値を演算し、前記第２角度を用いて、前記第２のｄ軸電圧指令値と前記第２のq軸電圧指令値とを座標変換して前記第２の電圧指令値を演算するよう構成されているものである。
　また、ステータに複数設けられたティースに、第１系統として第１の励磁巻線と第１の出力巻線、および第２系統として第２の励磁巻線と第２の出力巻線が、前記第１系統の巻線が巻装される前記ティースの数と前記第２系統の巻線が巻装される前記ティースの数が等しくなるよう巻装されたレゾルバを備え、第１の３相巻線と第２の３相巻線とを有する交流電動機の回転を制御する電動機制御装置であって、前記第１の３相巻線に３相の交流電圧を印加する第１の電圧印加部、前記第２の３相巻線に３相の交流電圧を印加する第２の電圧印加部、前記第１の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第１の電流検出器、前記第２の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第２の電流検出器、前記第１の励磁巻線に印加する交流電圧を出力し、前記第２の励磁巻線に印加する交流電圧を出力するとともに、前記第１の電圧印加部における３相の電圧指令値である第１の電圧指令値を演算して前記第１の電圧印加部に出力し、前記第２の電圧印加部における３相の電圧指令値である第２の電圧指令値を演算して前記第２の電圧印加部に出力する制御器、を備え、前記制御器は、前記レゾルバの前記第１系統の出力から得た第１角度、および前記第２系統の出力から得た第２角度の平均値として設定した補正角度を用いて、前記第１の電流検出器により検出した３相の電流値を第１のｄ軸電流値と第１のｑ軸電流値に、前記第２の電流検出器により検出した３相の電流値を第２のｄ軸電流値と第２のｑ軸電流値にそれぞれ座標変換し、前記第１の３相巻線の電流指令値として入力される第１の電流指令値から得た第１のｄ軸電流指令値と前記第１のｄ軸電流値とが一致するように第１のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第１の電流指令値から得た第１のｑ軸電流指令値と前記第１のｑ軸電流値とが一致するように第１のｑ軸電圧指令値を演算し、前記補正角度を用いて、前記第１のｄ軸電圧指令値と前記第１のq軸電圧指令値を座標変換して前記第１の電圧指令値を演算し、前記第２の３相巻線の電流指令値として入力される第２の電流指令値から得た第２のｄ軸電流指令値と前記第２のｄ軸電流値とが一致するように第２のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第２の電流指令値から得た第２のｑ軸電流指令値と前記第２のｑ軸電流値とが一致するように第２のｑ軸電圧指令値を演算し、前記補正角度を用いて、前記第２のｄ軸電圧指令値と前記第２のq軸電圧指令値を座標変換して前記第２の電圧指令値を演算するよう構成されているものである。
　本願に開示される電動機制御装置によれば、レゾルバに偏心が生じても、角度誤差によるリップルが抑制できる電動機制御装置を得ることができる。
実施の形態１による電動機制御装置の構成を示すブロック図である。 本願において開示する電動機制御装置の制御対象である交流電動機の巻線の結線の一例を示す図である。 本願において開示する電動機制御装置に用いるレゾルバの構成を示す概念図である。 本願において開示する電動機制御装置に用いるレゾルバを、軸に垂直な方向から見た構造図である。 本願において開示する電動機制御装置に用いるレゾルバの動作を説明するための図である。 実施の形態１による電動機制御装置の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態１による電動機制御装置の動作を説明するための、レゾルバの角度誤差を示す図である。 実施の形態２による電動機制御装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態２による電動機制御装置の第１の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態２による電動機制御装置の第１の制御器の動作を説明するための、レゾルバの出力信号を示す図である。 実施の形態２による電動機制御装置の第１の制御器の動作を説明するための、レゾルバの出力信号の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態２による電動機制御装置の第１の制御器の第1の除去処理部の構成を示すブロック図である。 実施の形態２による電動機制御装置の第２の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態２による電動機制御装置の第２の制御器の動作を説明するための、レゾルバの出力信号を示す図である。 実施の形態２による電動機制御装置の第２の制御器の動作を説明するための、レゾルバの出力信号の周波数解析結果を示す図である。 実施の形態２による電動機制御装置の第２の制御器の第２の除去処理部の構成を示すブロック図である。 実施の形態３による電動機制御装置の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態４による電動機制御装置の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態５による電動機制御装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態５による電動機制御装置の第１の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態５による電動機制御装置の第２の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態６による電動機制御装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態６による電動機制御装置の第１の制御器の構成を示すブロック図である。 実施の形態６による電動機制御装置の第２の制御器の構成を示すブロック図である。 本願が開示する電動機制御装置の制御器の具体的な構成の一例を示すブロック図である。
実施の形態１．
　図１は実施の形態１による電動機制御装置のブロック図である。制御対象である交流電動機１は、永久磁石同期回転機、巻線界磁同期回転機、誘導回転機、シンクロナスリラクタンスモータ等であり、２つの３相巻線、すなわち第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１および第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を有する。第１の３相巻線Ｕ１－Ｖ１－Ｗ１と第２の３相巻線Ｕ２－Ｖ２－Ｗ２は、例えば図２に示す様に結線されている。図２では一例として、Ｙ結線を示しているが、Δ結線でもよい。また、第１の３相巻線と第２の３相巻線に位相差を有するものであってもよい。
　図３は、本願に開示する電動機制御装置に用いるレゾルバ２の構成を示す概念図である。レゾルバ２は、図３に示すように、第１系統として、第１の励磁巻線１０Ａ、２つの第１の出力巻線１１１Ａ、１１２Ａ、および第２系統として第２の励磁巻線１０Ｂ、２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの２系統を有している。
　図４は、レゾルバ２を軸に垂直な方向から見た構造図である。レゾルバ２は、図４に示すように、ティースＴＥ１～ＴＥ１２が同じステータ１３に設けられており、第１の励磁巻線１０Ａ、２つの第１の出力巻線１１１Ａ、１１２Ａ、第２の励磁巻線１０Ｂ、及び２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２ＢがティースＴＥ１～ＴＥ１２に巻装されている。このとき、第１系統の巻線が巻装されるティースの数と第２系統の巻線が巻装されるティースの数が等しくなるように構成されている。ステータ１３の径方向内側にロータ１４が配置されている。ロータ１４は、外周部に周方向に均等配置された複数の突出部を備えている。突出部の径方向外側への突出高さは、ステータ１３及びロータ１４間のギャップパーミアンスが、回転に応じて、正弦波状に変化するように形成されている。このようなレゾルバ２は、可変リラクタンス（ＶＲ）型レゾルバと呼ばれている。図４では、レゾルバ２の例として、５つの突出部が設けられ、軸倍角が５であるレゾルバを図示している。よって、ロータが１回転する毎に、電気角で５回転するレゾルバを例に説明する。
　図５に、系統間の磁気干渉がないと仮定したレゾルバ２の動作の一例を示す。第１の励磁巻線１０Ａに周期ＴＡの交流電圧VRAが印加されている状態で、ロータが回転すると、ロータの電気角での回転角度（ギャップパーミアンス）に応じて第１の出力巻線１１１Ａに誘起される出力信号V1Aの振幅、及び第１の出力巻線１１２Ａに誘起される出力V2Aの振幅が、正弦波状（又は余弦波状）に変化する。第１の出力巻線１１１Ａと第１の出力巻線１１２Ａとは、それらの交流電圧の振幅が相互に電気角で９０度異なるように、ステータ１３の周方向の位置に巻装されている。同様に、第２の出力巻線１１１Ｂと第２の出力巻線１１２Ｂとは、それらの出力信号V1B、V2Bの振幅が相互に電気角で９０度異なるように、ステータの周方向の位置に巻装されている。
　ステータ１３に設けられた複数のティースに巻装された第１の励磁巻線１０Ａは、ティース間で直列に接続されており、直列に接続された第１の励磁巻線１０Ａの端子が、後述する制御器６に接続されている。同様に、ティース間で直列に接続された第１の出力巻線１１１Ａの端子が、後述する制御器６に接続されている。ティース間で直列に接続されたもう一つの第１の出力巻線１１２Ａの端子が、後述する制御器６に接続されている。直列に接続された第２の励磁巻線１０Ｂの端子が、後述する制御器６に接続されている。同様に、ティース間で直列に接続された第２の出力巻線１１１Ｂの端子が、後述する制御器６に接続されている。ティース間で直列に接続されたもう一つの第２の出力巻線１１２Ｂの端子が、後述する制御器６に接続されている。
　直流電源３aは、第１の電圧印加部４ａに直流電圧Vdc1を出力する。また、直流電源３ｂは、第２の電圧印加部４ｂに直流電圧Vdc2を出力する。これらの直流電源は、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力するどのような直流電源であってもよい。ここでは、２つの直流電源３ａと直流電源３ｂを用いる例について述べたが、１つの直流電源を用いて、その１つの直流電源が出力する直流電圧Vdcを第１の電圧印加部４ａおよび第２の電圧印加部４ｂに供給するようにしてもよい。
　第１の電圧印加部４ａおよび第２の電圧印加部４ｂは、それぞれ直流電圧を交流電圧に変換するインバータとして構成される。第１の電圧印加部４ａは、後述する第１の電圧指令値Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refに基づき、周波数ｆｃであるＰＷＭ搬送波との比較によりＰＷＭ変調することによって、直流電源３ａから入力した直流電圧Vdc1を逆変換（直流から交流への変換）し、交流電動機１の第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１にそれぞれ交流電圧Vu1、Vv1、Vw1を印加する。第１の電圧印加部４ａを構成するインバータのスイッチＳｕｐ１～Ｓｗｎ１として、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したものを用いる。第２の電圧印加部４ｂは、後述する第２の電圧指令値Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refに基づき、周波数ｆｃであるＰＷＭ搬送波との比較によりＰＷＭ変調することによって、直流電源３ｂから入力した直流電圧Vdc2を逆変換（直流から交流への変換）し、交流電動機１の第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２にそれぞれ交流電圧Vu2、Vv2、Vw2を印加する。第２の電圧印加部４ｂを構成するインバータのスイッチＳｕｐ２～Ｓｗｎ２として、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチとダイオードを逆並列に接続したものを用いる。
　第１の電流検出器５ａは、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１を流れるそれぞれの電流Iu1、Iv1、Iw1を検出し、後述する制御器６に出力する。同様に、第２の電流検出器５ｂは、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を流れるそれぞれの電流Iu2、Iv2、Iw2を検出し、後述する制御器６に出力する。これらの電流検出器として、公知の下アームシャント方式、あるいは母線１シャント方式といった方式の電流検出器を用いることができる。
　制御器６は、第１の電流指令値I_target1、第１の電流検出器５ａより検出した電流Iu1、Iv1、Iw1、およびレゾルバ２の第１の出力巻線１１１Ａの出力信号V1A、第１の出力巻線１１２Ａの出力信号V2Aを入力し、第１の電圧印加部４ａに、第１の電圧指令値Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refを出力する。制御器６は、また、レゾルバ２の第１の励磁巻線１０Ａに交流電圧VRAを印加する。さらに、第２の電流指令値I_target2、第２の電流検出器５ｂより検出した電流Iu2、Iv2、Iw2、およびレゾルバ２の第２の出力巻線１１１Ｂの出力信号V1B、第２の出力巻線１１２Ｂの出力信号V2Bを入力し、第２の電圧印加部４ｂに、第２の電圧指令値Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refを出力する。制御器６は、また、レゾルバ２の第２の励磁巻線１０Ｂに交流電圧VRBを印加する。
　次に、制御器６の構成について、図６を用いて詳細に説明する。図６は制御器６の演算を示すブロック図である。第１の励磁部６０１Ａは、第１の励磁巻線１０Ａに周期Ｔの正弦波の交流電圧VRAを印加する。ただし、第１の励磁部６０１Ａは、「”Ｈ”レベル（例えば５Ｖ）」と「”Ｌ”レベル（例えば０Ｖ）」の２値の電圧を交互に出力する周期Ｔの矩形波信号を駆動回路により生成し、その出力をローパスフィルタ回路に入力し、ローパスフィルタ回路の出力を交流電圧VRAとして印加してもよい。同様に、第２の励磁部６０１Ｂは、第２の励磁巻線１０Ｂに第１の励磁巻線１０Ａと同じ周期で同じ位相の正弦波の交流電圧VRBを印加する。ただし、第２の励磁部６０１Ｂは、「”Ｈ”レベル（例えば５Ｖ）」と「”Ｌ”レベル（例えば０Ｖ）」の２値の電圧を交互に出力する周期Ｔの矩形波信号を駆動回路により生成し、その出力をローパスフィルタ回路に入力し、ローパスフィルタ回路の出力を交流電圧VRBとして印加してもよい。
　第１の出力信号検出部６０２Ａは、レゾルバ２の第１系統の２つの第１の出力巻線１１１Ａ、１１２Ａの出力信号V1A、V2Aを予め設定された検出タイミング（以下、第１の検出タイミングとも称す）で周期的に検出する（図５を参照）。検出した信号V1A_S、V2A_Sは第１の角度算出部６０４Ａに入力され、式（１）の演算に従って第１角度θ１を得る。
　　θ１＝arctan（V1A_S／V2A_S）　　　（１）
　第２の出力信号検出部６０２Ｂは、レゾルバ２の第２系統の２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの出力信号V1B、V2Bを予め設定された検出タイミング（以下、第２の検出タイミングとも称す）で周期的に検出する。検出した信号V1B_S、V2B_Sは第２の角度算出部６０４Ｂに入力され、式（２）の演算に従って第２角度θ２を得る。
　　θ２＝arctan（V1B_S／V2B_S）　　　（２）
　第１の角度補正部６０５Ａでは、第１角度θ１と第２角度θ２の平均値を演算し、第１補正角度θ1_mとして出力する。また、第２の角度補正部６０５Ｂでは、第２角度θ２と第１角度θ１の平均値を演算し、第２補正角度θ2_mとして出力する。すなわち、第１補正角度と第２補正角度は同一の補正角度θ1_m＝θ2_m＝（θ１＋θ２）／２とする。
　第１の角度補正部６０５Ａと第２の角度補正部６０５Ｂの効果については後述する。第１の電流指令値演算器７ａは、第１の電流指令値I_target1に基づいて、交流電動機１の第１の３相巻線に通電するｑ軸上における第１のｑ軸電流指令値iq1_refと、ｄ軸上における第１のｄ軸電流指令値候補id1_refを演算する。第１の電流指令値演算器７ａは、id1_ref＝0、iq1_ref＝I_target1と代入してもよいし、公知の弱め界磁制御を用いて計算してもよいし、公知のＭＴＰＡ（Max Torque per Ampere）制御に基づいて計算してもよいし、他の公知のｄｑ軸電流指令演算の手法を用いてもよい。また、第２の電流指令値演算器7ｂは、第２の電流指令値I_target2に基づいて、交流電動機１の第２の３相巻線に通電するｑ軸上における第２のｑ軸電流指令値iq2_refと、ｄ軸上における第２のｄ軸電流指令値候補id2_refを演算する。第２の電流指令値演算器7ｂは、id2_ref＝0、iq2_ref＝I_target2としてもよいし、公知の弱め界磁制御を用いて計算してもよいし、公知のＭＴＰＡ（Max Torque per Ampere）制御に基づいて計算してもよいし、他の公知のｄｑ軸電流指令演算の手法を用いてもよい。
　ｄ軸電流選択部６０６は、第１の電流指令値演算器７ａの出力値である第１のｄ軸電流指令値候補id1_refと、第２の電流指令値演算器７ｂの出力値である第２のｄ軸電流指令値候補id２_refとが入力される。ｄ軸電流選択部６０６では、id1_refとid2_refのうち、どちらか一方を選択しｄ軸電流指令値id_refとして出力する。選択方法は、絶対値の大きい方を選ぶように設定してもよいし、他の選択方法により選ぶようにしてもよい。
　座標変換器８aは、第１の角度補正部６０５Ａより出力された第１補正角度θ1_mを用いて、第１の電流検出器５ａにより検出した第１の３相巻線を流れる電流Iu１、Iv１、Iw１を座標変換して、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の電流である第１のｄ軸電流値id1と、第１のq軸電流値iq1とを得る。また、座標変換器８ｂは、第２の角度補正部６０５Ｂより出力された第２補正角度θ2_mを用いて、第２の電流検出器５ｂより検出した第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2を座標変換して、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の電流である第２のｄ軸電流値id2と、第２のq軸電流値iq2とを得る。
　減算器９aはｄ軸電流指令値id_refを第１のｄ軸電流値id1で減算して偏差err_d1を出力する。減算器１０ａは第１のｑ軸電流指令値iq1_refを第１のq軸電流値iq1で減算して偏差err_q1を出力する。減算器９ｂはｄ軸電流指令値id_refを第２のｄ軸電流値id2で減算して偏差err_d2を出力する。減算器１０ｂは第２のｑ軸電流指令値iq2_refを第２のq軸電流値iq2で減算して偏差err_q2を出力する。
　電流制御器１１aは、減算器９aから得たerr_d1が零に一致するように、すなわちｄ軸電流指令値id_refと第１のｄ軸電流値id1とが一致するように、比例積分制御にて回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１のｄ軸電圧指令値vd1を演算する。電流制御器１２aは、減算器１０aから得たerr_q1が零に一致するように、すなわち第１のｑ軸電流指令値iq1_refと第１のq軸電流値iq1とが一致するように、比例積分制御にて回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１のｑ軸電圧指令値vq1を演算する。電流制御器１１ｂは、減算器９ｂから得たerr_d2が零に一致するように、すなわちｄ軸電流指令値id_refと第２のｄ軸電流値id2が一致するように比例積分制御にて回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２のｄ軸電圧指令値vd2を演算する。電流制御器１２ｂは、減算器１０ｂから得たerr_q2が零に一致するように、すなわち第２のｑ軸電流指令値iq2_refと第２のq軸電流値iq2とが一致するように、比例積分制御にて回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２のｑ軸電圧指令値vq2を演算する。
　座標変換器１３aは、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１のｄ軸電圧指令値vd1および第１のｑ軸電圧指令値vq1を第１補正角度θ1_mを用いて座標変換して、第１の電圧印加部４ａに出力する３相の電圧指令値Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refを演算する。座標変換器１３ｂは、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２のｄ軸電圧指令値vd2および第２のｑ軸電圧指令値vq2を、第２補正角度θ2_mを用いて座標変換して第２の電圧印加部４ｂに出力する３相の電圧指令値Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refを演算する。
　以下では、本実施の形態により、レゾルバの偏心で生じる角度誤差に起因するトルクリップルが抑制できる理由について説明する。図７Ａに偏心が無い場合、図７Ｂに偏心がある場合の、第１角度θ１、第２角度θ２、および、θ１とθ２の平均値の各角度誤差を周波数解析（ＦＦＴ）したときの結果を示す。縦軸は角度誤差であり、横軸は機械角次数である。偏心ありの場合だと、第１角度θ１、および第２角度θ２の角度誤差は、機械角１次、４次、９次、１１次が偏心なしに比べて大きくなっている。一方で、θ１とθ２の平均値の角度誤差は、４次は大きいが、１次、９次、１１次は小さくなっている。θ１とθ２の平均値の誤差が小さい１次、９次、１１次は、θ１とθ２とそれぞれ同じ大きさ、かつ逆符号の角度誤差を持っていたため、θ１とθ２の平均値をとったときに角度誤差がキャンセルし合い小さくなったと考えられる。２つの系統を持つレゾルバにおいて、各系統を巻装するティースの個数が等しい場合、レゾルバの偏心により第１角度θ１の角度誤差と第２角度θ２の角度誤差が同じ大きさかつ逆符号になる機械角次数成分が生じる。以下では、上記のように、θ１とθ２でそれぞれ同じ大きさ、かつ逆符号の角度誤差を持つ次数に着目し、その次数の角度誤差によって発生するトルクリップルを抑制する構成の説明をする。
　θ１とθ２でそれぞれ同じ大きさ、かつ逆符号の角度誤差をもつとき、θ１とθ２は式（３）、式（４）で表される。
　　θ１＝θ＋Δθ　　　（３）
　　θ２＝θ－Δθ　　　（４）
　ここで、θが真の角度で、Δθが角度誤差であるとする。第１の角度補正部６０５Ａでは、θ１とθ２を用いて第１補正角度θ1_mを式（５）に従って演算する。
　　θ1_m＝０．５×（θ１＋θ２）　　　（５）
　式（５）の演算により、角度誤差Δθが消え、θ1_mは真の角度θの値と合致する。また、第２の角度補正部６０５Ｂでも同様に、θ２とθ１を用いて第２補正角度θ２_mを式（６）に従って演算する。
　　θ2_m＝０．５×（θ２＋θ１）　　　（６）
　式（６）の演算により、角度誤差Δθが消え、θ2_mは真の角度θの値と合致する。以上から、角度誤差Δθを打ち消す角度補正を行うことで、角度誤差Δθに起因するトルクリップルを抑制することが可能となる。
　角度誤差Δθはが時間的に変化する交流量である場合、θ１を検出する第１の検出タイミングとθ２を検出する第２の検出タイミングに差異が生じていると、式（５）、式（６）の補正では角度誤差Δθを打ち消すことできない場合がある。なぜなら、θ１を検出したタイミングでの角度誤差と、θ２を検出したタイミングでの角度誤差の大きさが異なるためである。このような場合の角度誤差によるトルクリップルを抑制する方法を説明する。まずθ１について着目する。θ１は、真の角度θに対して角度誤差＋Δθが重畳している。なお、Δθ自体の符号は正負を問わない。ここでθ１を用いてｄｑ変換を行った軸をｄｃ１-ｑｃ１軸とする。ｄｃ１-ｑｃ１軸は真のｄ-ｑ軸に対して角度がΔθずれていることを意味している。このとき、ｄｃ１軸に指令して流した電流id_c1は、真のｑ軸の成分を持っている。真のｑ軸成分をもつ電流はトルクに寄与するため、id_c1のｑ軸成分であるid_c1・sin(Δθ)がｑ軸電流誤差Δiq1として発生することでトルクリップルが生じる。また、ｑｃ１軸に指令して流した電流iq_c1についても、真のｑ軸成分に対して誤差を持つが、その大きさはiq_c1・(1－cos(Δθ))であり、Δθが小さい場合には影響はほとんど無視できる。またiq_c1の真のｄ軸成分は、id_c1の真のｑ軸成分よりトルクへの寄与が小さいため、ここでは考慮しない。
　次に、θ２について着目する。θ２は、真の角度θに対して角度誤差－Δθが重畳している。ここでθ２を用いてｄｑ変換を行った軸をｄｃ-ｑｃ２軸とする。ｄｃ２-ｑｃ２軸は真のｄ-ｑ軸に対して角度が－Δθずれていることを意味している。このとき、ｄｃ２軸に指令して流した電流ｉｄ_ｃ２は、真のｑ軸の成分を持っており、その成分はid_c2・sin(－Δθ)となりｑ軸電流誤差Δiq2として発生し、トルクリップルの原因となる。また、ｄｃ１-ｑｃ1軸と同様に考え、ｑｃ２軸に指令して流した電流iq_c2の真ｑ軸成分は、角度誤差が小さい場合は影響をほとんど無視できる。またiq_c2の真のｄ軸成分は、id_c2の真のｑ軸成分よりトルクへの寄与が小さいため、ここでは考慮しない。
　以上から、トルクへの寄与が大きいｑ軸電流誤差は、Δiq1とΔiq2の合計値となる。ここで、Δiq1とΔiq2の合計値を計算すると、式（７）で表される。
　　Δiq1+Δiq2＝(id_c1-id_c2)sin(Δθ)　　　（７）
　式（７）において、id_c1とid_c2を同じ値に設定することにより、ｑ軸電流誤差を零にできることがわかる。したがって、id_c1とid_c2を同じ値に設定することによりトルクリップルを抑制することができる。よって、ｄ軸電流選択部６０６で第１の３相巻線のｄ軸電流指令値と第２の３相巻線のｄ軸電流指令値とを等しくすることで、角度誤差Δθに起因するトルクリップルを抑制することが可能となる。
　以上説明したように、第１の検出タイミングと第２の検出タイミングの差異が問題とならない程度に小さい場合は、第１の角度補正部６０５Ａおよび第２の角度補正部６０５Ｂによる角度補正により、レゾルバの偏心が原因のトルクリップルを低減することができる。一方、第１の検出タイミングと第２の検出タイミングに差異が生じる恐れがある場合は、第１の３相巻線のｄ軸電流指令値と第２の３相巻線のｄ軸電流指令値を同一の値とすることで、レゾルバの偏心が原因のトルクリップルを低減することができる。
　また、第１の角度補正部６０５Ａおよび第２の角度補正部６０５Ｂによる角度誤差の補正が有効な場合においても、ｄ軸電流選択部により第１の３相巻線のｄ軸電流指令値と第２の３相巻線のｄ軸電流指令値を一致させるようにしても良いことは言うまでもない。このように、座標変換にθ１とθ２の平均値を補正角度として用いて制御を実行する、およびｄ軸電流指令値として同一の値を用いて制御を実行する、の少なくとも一方を実行することにより、レゾルバの偏心が原因のトルクリップルを低減することができる。
実施の形態２．
　図８は実施の形態１による電動機制御装置のブロック図である。実施の形態１と重なる部分については説明を省略する。実施の形態２が実施の形態１と異なるのは、制御器として、第１の制御器６ａと第２の制御器６ｂの２つの制御器が存在していることである。
　第１の制御器６ａは、第１の電流指令値I_target1、第１の電流検出器５ａより検出した電流Iu1、IV1、Iw1、およびレゾルバ２の第１の出力巻線１１１Ａの出力信号V1A、第１の出力巻線１１２Ａの出力信号V2Aを入力し、インバータで構成される第１の電圧印加部４ａに、第１の電圧指令値Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refを出力する。また、レゾルバ２の第１の励磁巻線１０Ａに第１周期TAの交流電圧VRAを印加する。
　第２の制御器６ｂは、第２の電流指令値I_target2、第２の電流検出器５ｂより検出した電流Iu2、Iv2、Iw2、およびレゾルバ２の第２の出力巻線１１１Ｂの出力信号V1B、第２の出力巻線１１２Ｂの出力信号V2Bを入力し、インバータで構成される第２の電圧印加部４ｂに、第２の電圧指令値Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refを出力する。また、レゾルバ２の第２の励磁巻線１０Ｂに第１周期TAと異なる周期の第２周期TBの交流電圧VRBを印加する。ここで、第１周期TAと第２周期TBの関係は、TB＝２×TAとする。
　図９は第１の制御器６ａの演算を示すブロック図である。第１の励磁部６０１Ａは、第１の励磁巻線１０Ａに第１周期ＴＡの交流電圧VRA（本例では、正弦波の交流電圧VRA）を印加する。ただし，第１の励磁部６０１Ａは、「”Ｈ”レベル（例えば５Ｖ）」と「”Ｌ”レベル（例えば０Ｖ）」の２値の電圧を交互に出力する第１周期TAの矩形波信号を駆動回路により生成し、その出力をローパスフィルタ回路に入力し，ローパスフィルタ回路の出力を交流電圧VRAとして印加してもよい。
　第１の出力信号検出部６０２Ａは、２つの第１の出力巻線１１１Ａ、１１２Ａの出力信号V1A、V2Aを予め設定された検出タイミング（以下、第１の検出タイミングとも称す）で周期的に検出する。
　ここで、レゾルバ２における第１の出力巻線と第２の出力巻線の磁気干渉について述べておく。２つの第１の出力巻線１１１Ａ、１１２Ａの出力信号V1A、V2Aには、それぞれ、系統間の磁気干渉により、第２の励磁巻線１０Ｂに励磁された第２周期TBの磁束により誘起された第２周期の成分V1A_TB、V2A_TBが重畳する。図１０に第１の出力巻線１１１Ａの出力信号を示す。図１０の上段のグラフは、第１の出力巻線１１１Ａの出力信号V1A、中段のグラフは第１の出力巻線１１１Ａの出力信号V1Aに含まれる第１の励磁巻線１０Ａの磁束により誘起された第１周期TAの成分V１A_TA、下段のグラフは第１の出力巻線１１１Ａの出力信号V1Aに含まれる、第２の励磁巻線１０Ｂの磁束により誘起された第２周期TBの成分V1A_TBを、それぞれ示している。第１の出力巻線１１１Ａの出力信号V１Aは、第１周期の成分V1A_TAと第２周期の成分V1A_TBとを合計した信号となる。
　ここで、図１１Ａおよび図１１Ｂに、第１の出力巻線１１１Ａの出力信号V１Aの実測による周波数解析結果を示す。実測試験条件として、TA＝５０ｕｓ、TB＝１００ｕｓとしている。図１１Ａおよび図１１Ｂにおいて、横軸は周波数，縦軸は出力信号の振幅を示している。図１１Ａは、第２の励磁巻線１０Ｂに周期TBの交流電圧を印加した場合を示しており、出力信号V1Aには、第１の励磁巻線１０Ａに印加された周期TAの交流電圧に起因するV1A_TAに、第２の励磁巻線１０Ｂに印加された周期TBの交流電圧に起因するV1A_TBが干渉電圧として重畳される。一方、図１１Ｂは、第２の励磁巻線１０Ｂに周期TBの交流電圧が印加されない場合を示しており、出力信号V１Aに含まれる周期TBの成分V1A_TBはほぼ０となる。V2A、V2A_TA、V2A_TBについても同様である。
　よって、V1A_TB、V2A_TBを含んだ信号により角度を算出すると検出誤差が生じる。そのため、角度の検出誤差を抑制するため、第１系統の第１出力巻線の出力信号V1Aから、第２周期の成分V1A_TBを除去する必要がある。そこで、第１の除去処理部６０３Ａは、２つの第１の出力巻線の出力信号の検出値V1A_S、V2A_Sに対して、第２周期TBの成分を除去（低減）する第２周期成分除去処理を行う。そして、第１の角度算出部６０４Ａは、第２周期成分除去処理後の２つの第１の出力巻線の出力信号の検出値V1A_F、V2A_Fに基づいて第１角度θ１を算出する。
　本実施の形態では、以下で説明する原理に基づいて、第２周期成分除去処理を行うように構成されている。図１０の下段のグラフに示すように、第１の出力巻線の出力信号の第２周期の成分V1A_TBは、第２周期の半周期TB/2に第２周期TBの整数倍を加算した周期（例えば、第２周期の半周期TB/2）で位相が反転するため、値のプラスマイナスの符号が反転する。そこで、第１の除去処理部６０３Ａは、第２周期成分除去処理として、今回の検出タイミングで検出した２つの第１の出力巻線の出力信号の検出値V1A_S、V2A_Sと、今回の検出タイミングよりも第１の除去処理間隔ΔT1前の検出タイミングで検出した第１系統の２つの出力巻線の出力信号の検出値V1A_Sold、V2A_Soldとを加算するように構成されている。第１の除去処理間隔ΔT1は、式（８）に示すように設定されている。ここで、Mは、０以上の整数である。本実施の形態では、M＝0に設定されており、第１の除去処理間隔ΔT1は、第２周期の半周期TB/2に設定されている。
　　ΔT1＝TB/2＋TB×M　　　（８）
　第１の除去処理部６０３Ａは、例えば、図１２に示すように構成される。第１の除去処理部６０３Ａは、第１の出力巻線の出力信号の検出値V1A_Sを第１の除去処理間隔ΔT1だけ遅延して出力する第１遅延器６０３１Ａを備えており、第１の出力巻線の出力信号の検出値V1A_Sと、第１遅延器６０３１Ａの出力V1A_Soldとを加算して、第２周期成分除去処理後の第１の出力巻線の出力信号の検出値V1A_Fを算出する。同様に、第１の除去処理部６０３Ａは、第１の出力巻線の出力信号の検出値V2A_Sを第１の除去処理間隔ΔT1だけ遅延して出力する第２遅延器６０３２Ａを備えており、第１の出力巻線の出力信号の検出値V2A_Sと、第２遅延器６０３２Ａの出力V2A_Soldとを加算して、第２周期成分除去処理後の第１の出力巻線の出力信号の検出値V2A_Fを算出する。
　そして、第１の角度算出部６０４Ａは、加算後の２つの第１の出力巻線１１１Ａ、１１２Ａの出力信号の検出値V1A_F、V2A_Fに基づいて第１角度θ１を算出するように構成されている。この構成によれば、互いにプラスマイナスの符号が反転している２つの第２周期の成分が加算され、２つの第２周期の成分が互いに打ち消される。よって、加算後の２つの第１の出力巻線の出力信号の検出値V1A_F、V2A_Fでは、第２周期の成分が除去される。そして、第２周期の成分を除去された後の検出値に基づいて、精度よく第１角度θ１を算出することができる。
　本実施の形態では、第１の角度算出部６０４Ａは、式（９）に示すように、第２周期成分除去処理後の第１の出力巻線１１１Ａの出力信号の検出値V1A_Fと、第１の出力巻線１１２Ａの出力信号の検出値V2A_Fとの比の、アークタンジェント（逆正接関数）を算出することにより、第１角度θ１を算出する。
　　θ１＝arctan（V1A_F／V2A_F）　　　（９）
　第１角度θ１は、ＣＰＵ通信により第２の制御器６ｂへ通信される。第１の角度補正部６０５Ａは、第１角度θ１と後述する第２の制御器６ｂから通信される信号である第２角度θ２が入力される。第１の角度補正部６０５Ａでは、θ１とθ２の平均値を演算し、その値を第１補正角度θ1_mとして出力する。
　次に、第１の電流指令値演算器７ａは、第１の電流指令値I_target1に基づいて、交流電動機１の第１の３相巻線に通電するｑ軸上における第１のｑ軸電流指令値iq1_refと、ｄ軸上における第１のｄ軸電流指令値候補id1_refを演算する。第１の電流指令値演算器７ａは、id1_ref＝0、iq1_ref＝I_target1と代入してもよいし、公知の弱め界磁制御を用いて計算してもよいし、公知のＭＴＰＡ（Max Torque per Ampere）制御に基づいて計算してもよいし、他の公知のｄｑ軸電流指令演算の手法を用いてもよい。第１の３相巻線に通電する第１のｄ軸電流指令値候補id1_refは、ＣＰＵ通信により第２の制御器６ｂへ通信される。
　第１のｄ軸電流選択部６０６Ａは、第１の電流指令値演算器７ａの出力値である第１のｄ軸電流指令値候補id1_refと、後述する第２の制御器６ｂから通信される信号である第２のｄ軸電流指令値候補id２_refが入力される。第１のｄ軸電流選択部６０６Ａでは、id1_refとid２_refのうち、どちらか一方を選択しｄ軸電流指令値id_refとして出力する。選択方法は、絶対値の大きい方を選ぶように設定してもよいし、絶対値の小さい方を選ぶようにしてもよい。
　座標変換器８aは、第１の角度補正部６０５Ａより出力された第１補正角度θ1_mを用いて、第１の電流検出器５ａより検出した第１の３相巻線を流れる電流Iu１、Iv１、Iw１を座標変換して、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の電流である第１のｄ軸電流値id１と、第１のｑ軸電流値iq１を得る。
　減算器９aはｄ軸電流指令値id_refを第１のｄ軸電流値id1で減算して偏差err_d1を出力する。減算器１０ａは第１のｑ軸電流指令値iq1_refを電流iq1で減算して偏差err_q1を出力する。電流制御器１１ａは、減算器９ａから得たerr_d1が零に一致するように比例積分制御にて回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１のｄ軸電圧指令値vd1を演算する。電流制御器１２aは、減算器１０ａから得たerr_q1が零に一致するように比例積分制御にて回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１のｑ軸電圧指令値vq1を演算する。座標変換器１３aは第１補正角度θ1_mを用いて、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１のｄ軸電圧指令値vd1および第１のｑ軸電圧指令値vq1を座標変換して、第１の電圧指令値Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_refを得る。
　次に、第２の制御器６ｂについて説明する。図１３は第２の制御器６ｂの演算を示すブロック図である。第２の励磁部６０１Ｂは、第２の励磁巻線１０Ｂに第２周期TBの正弦波の交流電圧VRBを印加する。ただし，第２の励磁部６０１Ｂは、「”Ｈ”レベル（例えば５Ｖ）」と「”Ｌ”レベル（例えば０Ｖ）」の２値の電圧を交互に出力する第２周期ＴＢの矩形波信号を駆動回路により生成し、その出力をローパスフィルタ回路に入力し、ローパスフィルタ回路の出力を交流電圧VRBとして印加してもよい。
　第２の出力信号検出部６０２Ｂは、２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの出力信号V1B、V2Bを予め設定された検出タイミング（以下、第２の検出タイミングとも称す）で周期的に検出する。
　先に述べたように、レゾルバ２における第１の出力巻線と第２の出力巻線の磁気干渉が生じる。図１４に第２の出力巻線１１１Ｂの出力信号V1Bを示す。２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの出力信号V1B、V2Bには、それぞれ、系統間の磁気干渉により、第１の励磁巻線１０Ａに励磁された第１周期TAの磁束により誘起された第１周期の成分V1B_TA、V2B_TAが重畳する。図１４の、上段のグラフは第２の出力巻線１１１Ｂの出力信号V1B、中段のグラフは第２の出力巻線１１１Ｂの出力信号V1Bに含まれる、第２の励磁巻線１０Ｂの磁束により誘起された第２周期TBの成分V1B_TB、下段のグラフは第２の出力巻線１１１Ｂの出力信号V1Bに含まれる、第１の励磁巻線１０Ａの磁束により誘起された第１周期TAの成分V1B_TAを、それぞれ示している。第２の出力巻線の出力信号V1Bは、第２周期の成分V1B_TBと第１周期の成分V1B_TAとを合計した信号となる。
　ここで、図１５Ａおよび図１５Ｂに、出力信号V1Bの実測による周波数解析結果を示す。実測試験条件として、TA＝５０ｕｓ、TB＝１００ｕｓとしている。図１５Ａおよび図１５Ｂにおいて、横軸は周波数、縦軸は出力信号の振幅を示している。図１５Ａは、第１の励磁巻線に周期TAの交流電圧を印加した場合を示しており、出力信号V1Bに第２の励磁巻線に印加された周期TBの交流電圧に起因するV１B_TBのほかに，第１の励磁巻線に印加された周期TAの交流電圧に起因するV1B_TAが干渉電圧として重畳される。一方、図１５Ｂは、第１の励磁巻線に周期TAの交流電圧が印加されない場合を示しており、出力信号V1Bに含まれる周期TAの成分V１B_TAはほぼ０となる。V2B、V2B_TB、V2B_TAについても同様である。
　よって、V1B_TA、V2B_TAを含んだ信号により角度を算出すると検出誤差が生じる。そのため、角度の検出誤差を抑制するため、第２の出力巻線の出力信号V1Bから、第１周期の成分V1B_TAを除去する必要がある。そこで、第２の除去処理部６０３Ｂは、２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの出力信号の検出値V1B_S、V2B_Sに対して、第１周期TAの成分を除去（低減）する第１周期成分除去処理を行う。そして、第２の角度算出部６０４Ｂは、第１周期成分除去処理後の２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの出力信号の検出値V1B_F、V2B_Fに基づいて第２角度θ２を算出する。
　本実施の形態では、以下で説明する原理に基づいて、第１周期成分除去処理を行うように構成されている。図１４の下段のグラフに示すように、第２の出力巻線の出力信号の第１周期の成分V1B_TAは、第１周期TAの整数倍の周期（例えば、第１周期TA）で、同等の値になる。そこで、第２の除去処理部６０３Ｂは、第１周期成分除去処理として、今回の検出タイミングで検出した２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの出力信号の検出値V1B_S、V2B_Sと、今回の検出タイミングよりも第２系統除去処理間隔ΔT2前の検出タイミングで検出した２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの出力信号の検出値V1B_Sold、V2B_Soldとの差を算出する減算処理を行うように構成されている。第２系統除去処理間隔ΔT2は、式（１０）に示すように、第１周期TAの整数倍に設定されている。ここで、Pは、１以上の整数である。本実施の形態では、P＝１に設定されており、第２系統除去処理間隔ΔT2は、第１周期TAに設定されている。
　　ΔT2＝TA×P　　　（１０）
　第２の除去処理部６０３Ｂは、例えば、図１６に示すように構成される。第２の除去処理部６０３Ｂは、第２の出力巻線の出力信号の検出値V1B_Sを第２除去処理間隔ΔT2だけ遅延して出力する第１遅延器６０３１Ｂを備えており、第２の出力巻線１１１Ｂの出力信号の検出値V1B_Sから第１遅延器６０３１Ｂの出力V1B_Soldを減算して、第１周期成分除去処理後の第２の出力巻線１１１Ｂの出力信号の検出値V1B_Fを算出する。同様に、第２の除去処理部６０３Ｂは、第２の出力巻線１１２Ｂの出力信号の検出値V2B_Sを第２除去処理間隔ΔT2だけ遅延して出力する第２遅延器６０３２Ｂを備えており、第２の出力巻線１１２Ｂの出力信号の検出値V2B_Sから第２遅延器６０３２Ｂの出力V2B_Soldを減算して、第１周期成分除去処理後の第２の出力巻線１１２Ｂの出力信号の検出値V2B_Fを算出する。
　そして、第２の角度算出部６０４Ｂは、減算処理後の第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの出力信号の検出値V1B_F、V2B_Fに基づいて第２角度θ２を算出するように構成されている。この構成によれば、第２除去処理間隔ΔT2毎に同等の値となっている２つの第１周期の成分が減算処理され、打ち消される。よって、減算処理後の２つの第２の出力巻線１１１Ｂ、１１２Ｂの出力信号の検出値V1B_F、V2B_Fでは、第１周期の成分が除去される。そして、第１周期の成分を除去された後の検出値に基づいて、精度よく第２角度θ２を算出することができる。
　第２の角度算出部６０４Ｂは、式（１１）に示すように、第１周期成分除去処理後の第２の出力巻線１１１Ｂの出力信号の検出値V1B_Fと、第２の出力巻線１１２Ｂの出力信号の検出値V2B_Fとの比の、アークタンジェント（逆正接関数）を算出することにより、第２角度θ２を算出する。
　　θ２＝arctan（V1B_F/V2B_F）　　　（１１）
　第２角度θ２は、ＣＰＵ通信により第１の制御器６ａへ通信される。第２の角度補正部６０５Ｂは、第２角度θ２と第１の制御器６ａから通信される信号である第１角度θ１が入力される。第２の角度補正部６０５Ｂでは、θ２とθ１の平均値を演算し、その値を第２補正角度θ2_mとして出力する。
　次に、第２の電流指令値演算器7bは、第２の電流指令I_target2に基づいて、交流電動機１の第２の３相巻線に通電するｑ軸上における第２のｑ軸電流指令値iq2_refと、ｄ軸上における第２のｄ軸電流指令値候補id2_refを演算する。第２の電流指令値演算器７ｂは、id2_ref＝0、iq2_ref＝I_target2と代入してもよいし、公知の弱め界磁制御を用いて計算してもよいし、公知のＭＴＰＡ（Max Torque per Ampere）制御に基づいて計算してもよいし、他の公知のｄｑ軸電流指令演算の手法を用いてもよい。
　第２の３相巻線に通電する第２のｄ軸電流指令値候補id2_refは、ＣＰＵ通信により第１の制御器へ通信される。第２のｄ軸電流選択部６０６Ｂは、第２の電流指令値演算器７ｂの出力値である第２のｄ軸電流指令値候補id2_refと、第１の制御器６ａから通信される信号である第１のｄ軸電流指令値候補id1_refが入力される。第２のｄ軸電流選択部６０６Ｂでは、id2_refとid１_refのうち、どちらか一方を選択しｄ軸電流指令値id_refとして出力する。選択は、第１のｄ軸電流選択部６０６Ａと同じ選択とする。
　座標変換器８ｂは、第２の角度補正部６０５Ｂより出力された第２補正角度θ2_mを用いて、第２の電流検出器５ｂより検出した第２の３相巻線を流れる電流Iu2、Iv2、Iw2を座標変換して、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の電流である第２のｄ軸電流値id2と、第２のｑ軸電流値iq2を得る。減算器９ｂはｄ軸電流指令値id_refを第２のｄ軸電流値id2で減算して偏差err_d2を出力する。減算器１０ｂは第２のｑ軸電流指令値iq2_refを第２のｑ軸電流値iq2で減算して偏差err_q2を出力する。電流制御器１１ｂは、減算器９ｂから得たerr_d2が零に一致するように比例積分制御にて回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２のｄ軸電圧指令値vd2を演算する。電流制御器１２ｂは、減算器１０ｂから得たerr_q2が零に一致するように比例積分制御にて回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２の電圧指令値vq2を演算する。座標変換器１３ｂは、第２補正角度θ2_mを用いて、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２のｄ軸電圧指令値vd2および第２のｑ軸電圧指令値vq2を座標変換して、第２の電圧指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_refを得る。
　レゾルバの偏心で生じる角度誤差に起因するトルクリップルが生じる理由については実施の形態１と同様である。トルクリップルを抑制できる理由についても、実施の形態１と同様である。実施の形態２の構成では第１の制御器６ａと第２の制御器６ｂの間で、第１角度θ１、第２角度θ２、第１のｄ軸電流指令値候補id1_ref、第２のｄ軸電流指令値候補id2_refを通信し合う。ここで、第１角度θ１、第２角度θ２それぞれに含まれる誤差Δθは交流量である。そのため、例えば第２角度θ２を第１の制御器６ａに通信する際に、通信の遅延が発生すると、第２角度θ２に含まれるΔθに位相遅れが生じることとなる。そのため、第１角度θ１と第２の制御器６ｂから通信で送られてきた第２角度θ２の平均をとってもΔθを打ち消せず、角度誤差を抑制できない可能性がある。第１の制御器６ａから第２の制御器６ｂへ第１角度θ１を通信する場合も同様である。そのような場合においても、第１のｄ軸電流指令値候補id1_ref、第２のｄ軸電流指令値候補id2_ref、およびｄ軸電流指令値id_refは直流量であるため、通信の遅延の影響が小さいため、角度誤差に起因するトルクリップルを好適に抑制することができる。
実施の形態３．
　図１７は、実施の形態３による電動機制御装置の制御器６の構成を示すブロック図である。実施の形態１のように１つのみの制御器６を持つ構成で、第１の出力信号検出部６０２Ａと第２の出力信号検出部６０２Ｂの両者の検出タイミングが同じである場合、必ずしも第１の３相巻線におけるｄ軸電流指令値と第２の３相巻線におけるｄ軸電流指令値を合致させなくてもよい。この場合、図１７に示すように、実施の形態１で説明したｄ軸電流選択部６０６を設けなくてもよい。そして、実施の形態１で説明したｄ軸電流指令値id_refの代わりに、第１の電流指令値演算器７ａから出力する第１のｄ軸電流指令値候補id1_refをそのまま第１の３相巻線におけるｄ軸電流指令値、すなわち第１のｄ軸電流指令値として、第１のｄ軸電圧指令値vd1を演算し、第２の電流指令値演算器７ｂから出力する第２のｄ軸電流指令値候補id2_refをそのまま第２の３相巻線におけるｄ軸電流指令値、すなわち第２のｄ軸電流指令値として第２のｄ軸電圧指令値vd2を演算する。
　この場合でも、実施の形態１で説明したように、第１の角度補正部６０５Ａおよび第２の角度補正部６０５Ｂにおいて、式（５）、式（６）により角度補正することで、レゾルバの偏心の影響を除くことができる。
実施の形態４．
　図１８は、実施の形態４による電動機制御装置の制御器６の構成を示すブロック図である。実施の形態１のように１つのみの制御器を持つ構成で、第１の出力信号検出部６０２Ａと第２の出力信号検出部６０２Ｂの検出タイミングが異なることが事前にわかっている場合、必ずしも式（５）、（６）で示す角度補正を行わなくてもよい。その場合、図１８示すように第１の角度算出部６０４Ａの出力信号、すなわち第１角度θ１を座標変換器８ａ、１３ａに入力し、第２の角度算出部６０４Ｂの出力信号、すなわち第２角度θ２を座標変換器８ｂ、１３ｂに入力して座標変換を行えばよい。この場合は、ｄ軸電流選択部６０６により第１の３相巻線におけるｄ軸電流指令値と、第２の３相巻線におけるｄ軸電流指令値を同じｄ軸電流指令値id_refとするため、実施の形態１で説明した式（７）におけるid_c1とid_c2を同じ値に設定することになり、レゾルバの偏心の影響を除くことができる。
実施の形態５．
　図１９は実施の形態５による電動機制御装置のブロック図である。実施の形態２のように制御器が第１の制御器６ａと第２の制御器６ｂの２つの制御器で構成されており、第１の出力信号検出部６０２Ａと第２の出力信号検出部６０２Ｂの検出タイミングが同じであり２つの制御器間の通信遅れが小さい場合、必ずしも第１の３相巻線におけるｄ軸電流指令値と第２の３相巻線におけるｄ軸電流指令値を合致させなくてもよい。その場合、図１９に示すように、第１の制御器６ａと第２の制御器６ｂの間で、第１のｄ軸電流指令値候補id1_refと第２のｄ軸電流指令値候補id2_refを通信しあわなくてもよい。すなわち、図２０に示す第１の制御器６ａ、図２１に示す第２の制御器６ｂの構成のように、実施の形態２における第１のｄ軸電流選択部６０６Ａおよび第２のｄ軸電流選択部６０６Ｂを設けなくてもよい。第１の制御器６ａにおいては、第１の電流指令値演算器７ａから出力する第１のｄ軸電流指令値候補id1_refをそのまま第１の３相巻線におけるｄ軸電流指令値、すなわち第１のｄ軸電流指令値として、第１のｄ軸電圧指令値vd1を演算する。また、第２の制御器６ｂにおいては、第２の電流指令値演算器７ｂから出力する第２のｄ軸電流指令値候補id2_refをそのまま第２の３相巻線におけるｄ軸電流指令値、すなわち第２のｄ軸電流指令値として第２のｄ軸電圧指令値vd2を演算する。
　この場合でも、第１の角度補正部６０５Ａおよび第２の角度補正部６０５Ｂにおいて、それぞれ角度補正することで、レゾルバの偏心の影響を除くことができる。
実施の形態６．
　図２２は実施の形態５による電動機制御装置のブロック図である。実施の形態２のように制御器が第１の制御器６ａと第２の制御器６ｂの２つの制御器で構成されており、第１の出力信号検出部６０２Ａと第２の出力信号検出部６０２Ｂの検出タイミングが異なること、あるいは２つの制御器間の通信遅れが無視できないことが事前にわかっている場合、必ずしも式（５）、（６）で示す角度補正を行わなくてもよい。その場合、図２２に示すように、第１の制御器６ａと第２の制御器６ｂの間で、第１角度θ１と第２角度θ２のデータを通信しあわなくてもよい。図２３に示す第１の制御器６ａ、図２４に示す第２の制御器６ｂの構成ように、実施の形態２では設けていた、第１の角度補正部６０５Ａおよび第２の角度補正部６０５Ｂを省略し、第１の角度算出部６０４Ａの出力信号である第１角度θ１を座標変換器８ａ、１３ａに入力し、第２の角度算出部６０４Ｂの出力信号である第２角度θ２を座標変換器８ｂ、１３ｂに入力して座標変換を行うようにする。
　この場合でも、第１の制御器６ａと第２の制御器６ｂとの間で、第１のｄ軸電流指令値候補id1_refと第２のｄ軸電流指令値候補id2_refのデータを通信して、第１のｄ軸電流選択部６０６Ａおよび第２のｄ軸電流選択部６０６Ｂにおいてid1_refおよびid2_refのうちいずれかを選択し、両者のｄ軸電流指令値id_refとして設定することで、レゾルバの偏心の影響を除くことができる。
　以上の各実施の形態における、制御器６、第１の制御器６ａ、第２の制御器６ｂは、
具体的には、図２５に示すように、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置１０１、演算処理装置１０１とデータをやり取りする記憶装置１０２、演算処理装置１０１と外部の間で信号を入出力する入出力インターフェース１０３などを備えている。演算処理装置１０１としてＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、および各種の信号処理回路等が備えられても良い。実施の形態２などにおいては、制御器６ａと制御器６ｂとが一つの演算処理装置１０１で構成されていても良い。記憶装置１０２として、演算処理装置１０１からデータを読み出しおよび書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置１０１からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入出力インターフェース１０３は、例えば、レゾルバ２および電流検出器から出力される信号を演算処理装置１０１に入力するＡ／Ｄ変換器、演算処理装置１０１から第１の電圧印加部４ａおよび第２の電圧印加部４ｂに電圧指令信号を入力するＤ／Ａ変換器などから構成される。
　本願には、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１　交流電動機、２　レゾルバ、４ａ　第１の電圧印加部、４ｂ　第２の電圧印加部、５ａ　第１の電流検出器、５ｂ　第２の電流検出器、６　制御器、６ａ　第１の制御器、６ｂ　第２の制御器、１０Ａ　第１の励磁巻線、１１１Ａ、１１２Ａ　第１の出力巻線、１０Ｂ　第２の励磁巻線、１１１Ｂ、１１２Ｂ　第２の出力巻線、Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１　第１の３相巻線、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２　第２の３相巻線

Claims (6)

  1. 　ステータに複数設けられたティースに、第１系統として第１の励磁巻線と第１の出力巻線、および第２系統として第２の励磁巻線と第２の出力巻線が、前記第１系統の巻線が巻装される前記ティースの数と前記第２系統の巻線が巻装される前記ティースの数が等しくなるよう巻装されたレゾルバを備え、第１の３相巻線と第２の３相巻線とを有する交流電動機の回転を制御する電動機制御装置であって、
    前記第１の３相巻線に３相の交流電圧を印加する第１の電圧印加部、
    前記第２の３相巻線に３相の交流電圧を印加する第２の電圧印加部、
    前記第１の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第１の電流検出器、
    前記第２の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第２の電流検出器、
    前記第１の励磁巻線に印加する交流電圧を出力し、前記第２の励磁巻線に印加する交流電圧を出力するとともに、前記第１の電圧印加部における３相の電圧指令値である第１の電圧指令値を演算して前記第１の電圧印加部に出力し、前記第２の電圧印加部における３相の電圧指令値である第２の電圧指令値を演算して前記第２の電圧印加部に出力する制御器、を備え、
    前記制御器は、
    前記レゾルバの前記第１系統の出力から得た第１角度を用いて、前記第１の電流検出器により検出した３相の電流値を第１のｄ軸電流値と第１のｑ軸電流値に座標変換し、前記レゾルバの前記第２系統の出力から得た第２角度を用いて、前記第２の電流検出器により検出した３相の電流値を第２のｄ軸電流値と第２のｑ軸電流値にそれぞれ座標変換し、
    前記第１の３相巻線の電流指令値として入力される第１の電流指令値から演算した第１のｄ軸電流指令値候補と、前記第２の３相巻線の電流指令値として入力される第２の電流指令値から演算した第２のｄ軸電流指令値候補とのいずれかを選択してｄ軸電流指令値に設定し、
    前記ｄ軸電流指令値と前記第１のｄ軸電流値とが一致するように第１のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第１の電流指令値から得た第１のｑ軸電流指令値と前記第１のｑ軸電流値とが一致するように第１のｑ軸電圧指令値を演算し、前記第１角度を用いて、前記第１のｄ軸電圧指令値と前記第１のq軸電圧指令値とを座標変換して前記第１の電圧指令値を演算し、
    前記ｄ軸電流指令値と前記第２のｄ軸電流値とが一致するように第２のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第２の電流指令値から得た第２のｑ軸電流指令値と前記第２のｑ軸電流値とが一致するように第２のｑ軸電圧指令値を演算し、前記第２角度を用いて、前記第２のｄ軸電圧指令値と前記第２のq軸電圧指令値とを座標変換して前記第２の電圧指令値を演算するよう構成されている電動機制御装置。
  2. 　ステータに複数設けられたティースに、第１系統として第１の励磁巻線と第１の出力巻線、および第２系統として第２の励磁巻線と第２の出力巻線が、前記第１系統の巻線が巻装される前記ティースの数と前記第２系統の巻線が巻装される前記ティースの数が等しくなるよう巻装されたレゾルバを備え、第１の３相巻線と第２の３相巻線とを有する交流電動機の回転を制御する電動機制御装置であって、
    前記第１の３相巻線に３相の交流電圧を印加する第１の電圧印加部、
    前記第２の３相巻線に３相の交流電圧を印加する第２の電圧印加部、
    前記第１の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第１の電流検出器、
    前記第２の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第２の電流検出器、
    前記第１の励磁巻線に印加する交流電圧を出力し、前記第２の励磁巻線に印加する交流電圧を出力するとともに、前記第１の電圧印加部における３相の電圧指令値である第１の電圧指令値を演算して前記第１の電圧印加部に出力し、前記第２の電圧印加部における３相の電圧指令値である第２の電圧指令値を演算して前記第２の電圧印加部に出力する制御器、を備え、
    前記制御器は、
    前記レゾルバの前記第１系統の出力から得た第１角度、および前記第２系統の出力から得た第２角度の平均値として設定した補正角度を用いて、前記第１の電流検出器により検出した３相の電流値を第１のｄ軸電流値と第１のｑ軸電流値に、前記第２の電流検出器により検出した３相の電流値を第２のｄ軸電流値と第２のｑ軸電流値にそれぞれ座標変換し、
    前記第１の３相巻線の電流指令値として入力される第１の電流指令値から得た第１のｄ軸電流指令値と前記第１のｄ軸電流値とが一致するように第１のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第１の電流指令値から得た第１のｑ軸電流指令値と前記第１のｑ軸電流値とが一致するように第１のｑ軸電圧指令値を演算し、前記補正角度を用いて、前記第１のｄ軸電圧指令値と前記第１のq軸電圧指令値を座標変換して前記第１の電圧指令値を演算し、
    前記第２の３相巻線の電流指令値として入力される第２の電流指令値から得た第２のｄ軸電流指令値と前記第２のｄ軸電流値とが一致するように第２のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第２の電流指令値から得た第２のｑ軸電流指令値と前記第２のｑ軸電流値とが一致するように第２のｑ軸電圧指令値を演算し、前記補正角度を用いて、前記第２のｄ軸電圧指令値と前記第２のq軸電圧指令値を座標変換して前記第２の電圧指令値を演算するよう構成されている電動機制御装置。
  3. 　ステータに複数設けられたティースに、第１系統として第１の励磁巻線と第１の出力巻線、および第２系統として第２の励磁巻線と第２の出力巻線が、前記第１系統の巻線が巻装される前記ティースの数と前記第２系統の巻線が巻装される前記ティースの数が等しくなるよう巻装されたレゾルバを備え、第１の３相巻線と第２の３相巻線とを有する交流電動機の回転を制御する電動機制御装置であって、
    前記第１の３相巻線に印加する３相の交流電圧を出力する第１の電圧印加部、
    前記第２の３相巻線に印加する３相の交流電圧を出力する第２の電圧印加部、
    前記第１の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第１の電流検出器、
    前記第２の３相巻線のそれぞれの相の電流を検出する第２の電流検出器、
    前記第１の励磁巻線に印加する交流電圧を出力し、前記第２の励磁巻線に印加する交流電圧を出力するとともに、前記第１の電圧印加部における３相の電圧指令値である第１の電圧指令値を求めて前記第１の電圧印加部に出力し、前記第２の電圧印加部における３相の電圧指令値である第２の電圧指令値を求めて前記第２の電圧印加部に出力する制御器、を備え、
    前記制御器は、
    前記レゾルバの前記第１系統の出力から得た第１角度、および前記第２系統の出力から得た第２角度の平均値として設定した補正角度を用いて、前記第１の電流検出器により検出した３相の電流値を第１のｄ軸電流値と第１のｑ軸電流値に、前記第２の電流検出器により検出した３相の電流値を第２のｄ軸電流値と第２のｑ軸電流値にそれぞれ座標変換し、
    前記第１の３相巻線の電流指令値として入力される第１の電流指令値から得た第１のｄ軸電流指令値候補と、前記第２の３相巻線の電流指令値として入力される第２の電流指令値から得た第２のｄ軸電流指令値候補とのいずれかを選択してｄ軸電流指令値に設定し、
    前記ｄ軸電流指令値と前記第１のｄ軸電流値とが一致するように第１のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第１の電流指令値から得た第１のｑ軸電流指令値と前記第１のｑ軸電流値とが一致するように第１のｑ軸電圧指令値を演算し、前記補正角度を用いて、前記第１のｄ軸電圧指令値と前記第１のq軸電圧指令値とを座標変換して前記第１の電圧指令値を演算し、
    前記ｄ軸電流指令値と前記第２のｄ軸電流値とが一致するように第２のｄ軸電圧指令値を演算するとともに、前記第２の電流指令値から得た第２のｑ軸電流指令値と前記第２のｑ軸電流値とが一致するように第２のｑ軸電圧指令値を演算し、前記補正角度を用いて、前記第２のｄ軸電圧指令値と前記第２のq軸電圧指令値とを座標変換して前記第２の電圧指令値を演算するよう構成されている電動機制御装置。
  4. 　前記制御器は、前記第１の励磁巻線と前記第２の励磁巻線とに、同一周期で同位相の交流電圧を印加する請求項１から３のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
  5. 　前記制御器は、前記第１の励磁巻線に第１周期の交流電圧を印加し、前記第２の励磁巻線に前記第１周期とは異なる第２周期の交流電圧を印加するとともに、
    前記第１の出力巻線の出力信号から前記第２周期の成分を除去して前記第１角度を演算し、前記第２の出力巻線の出力信号から前記第１周期の成分を除去して前記第２角度を演算するよう構成されている請求項１から３のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
  6. 　前記制御器は、前記第１の電流検出器の出力および前記第１の電流指令値を入力し、前記第１の電圧指令値を出力する第１の制御器と、前記第２の電流検出器の出力および前記第２の電流指令値を入力し、前記第２の電圧指令値を出力する第２の制御器とを有する請求項１から５のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
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