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WO2021261979A1 - 통신 시스템에서 극 부호의 부호화 또는 복호화를 위한 장치 및 방법 - Google Patents

통신 시스템에서 극 부호의 부호화 또는 복호화를 위한 장치 및 방법 Download PDF

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WO2021261979A1
WO2021261979A1 PCT/KR2021/008126 KR2021008126W WO2021261979A1 WO 2021261979 A1 WO2021261979 A1 WO 2021261979A1 KR 2021008126 W KR2021008126 W KR 2021008126W WO 2021261979 A1 WO2021261979 A1 WO 2021261979A1
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WO
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bit
bit stream
code
interleaving
demux
Prior art date
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PCT/KR2021/008126
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English (en)
French (fr)
Inventor
장민
정홍실
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Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving

Definitions

  • the present disclosure generally relates to a communication system, and more particularly, to an apparatus and method for encoding or decoding a polar code in a wireless communication system.
  • the 5G communication system or the pre-5G communication system is called a 4G network after (beyond 4G network) communication system or an LTE system after (post LTE) system.
  • the 5G communication system is being considered for implementation in a very high frequency (mmWave) band (eg, such as a 60 gigabyte (60 GHz) band).
  • mmWave very high frequency
  • FD-MIMO full dimensional MIMO
  • array antenna, analog beam-forming, and large scale antenna technologies are being discussed.
  • an evolved small cell in the 5G communication system, an evolved small cell, an advanced small cell, a cloud radio access network (cloud RAN), and an ultra-dense network (ultra-dense network)
  • D2D device-to-device communication
  • wireless backhaul moving network
  • cooperative communication coordinated multi-points (CoMP), and reception interference Cancellation
  • FQAM FSK and QAM modulation
  • SWSC sliding window superposition coding
  • ACM advanced coding and modulation
  • FBMC filter bank multi carrier
  • NOMA Non-orthogonal multiple access
  • SCMA sparse code multiple access
  • the Internet is evolving from a human-centered connection network where humans create and consume information, to an IoT (internet of things, Internet of Things) network that exchanges and processes information between distributed components such as objects.
  • IoT Internet of things
  • IoE Internet of everything
  • technology elements such as sensing technology, wired/wireless communication and network infrastructure, service interface technology, and security technology are required, and recently, a sensor network for connection between objects, a machine to machine , M2M), and MTC (machine type communication) are being studied.
  • M2M machine to machine
  • MTC machine type communication
  • 5G communication system to the IoT network.
  • technologies such as sensor network, MTC, and MTC are being implemented by 5G communication technologies such as beamforming, MIMO, and array antenna.
  • 5G communication technologies such as beamforming, MIMO, and array antenna.
  • the application of the cloud wireless access network as the big data processing technology described above is an example of the convergence of 5G and IoT technologies.
  • ECC error correction code used for communication between a transceiver and a transceiver
  • channel coding an additional bit (redundant bit) is added to the data bit to be transmitted and transmitted, and the receiver utilizes the additional bit to perform a decoding operation to correct the error included in the data bit to be transmitted.
  • turbo codes low-density parity check codes
  • polar codes are excellent codes having performance close to theoretical channel capacity and are used in various communication systems.
  • polar code reduces the point-to-point channel capacity with low decoding complexity based on the channel polarization phenomenon that occurs during sequential cancellation (SC) decoding. It is the first sign that has been theoretically proven to be achieved. In addition, it was confirmed that the performance of the polar code was also excellent when SC-list (SCL) decoding was used. In particular, it was confirmed that, when a concatenated outer code such as a CRC code and SC-list (SCL) decoding are used, it has better performance compared to other existing channel codes. In 3GPP NR (New Radio), it has been agreed to use a polar code when transmitting control information to a control channel.
  • SC-list SC-list
  • the present disclosure provides an apparatus and method for performing symbol-wise rate-matching during repetition using a polar code in a communication system. do.
  • the present disclosure provides an apparatus and method for using another demultiplexer (DEMUX) for a repeated bit stream during repetition using a polar code in a wireless communication system.
  • DEMUX demultiplexer
  • the present disclosure provides an apparatus and method for using another reverse interleaver for a repeated bit stream during repetition using a polar code in a wireless communication system.
  • the present disclosure provides an apparatus and method for using an inverse demultiplexer (DEMUX) for some bit sets through internal division in order to support a low code rate when using a polar code in a wireless communication system.
  • DEMUX inverse demultiplexer
  • the present disclosure provides an apparatus and method for using an inverse interleaver for some bit sets through internal division in order to support a low code rate when using a polar code in a wireless communication system.
  • a method of a transmitting end in a wireless communication system includes a process of obtaining an encoded bit stream from information bits using a polar code, and modulation of the bit stream. Transmitting a first signal generated through the process, performing reverse mapping on the bit stream, and transmitting a second signal generated through modulation on the reverse-mapped bit stream process may be included.
  • a method of a receiving end in a wireless communication system includes a process of receiving a first signal generated through modulation of a bit stream, and inverse mapping and modulation of the bit stream. receiving a second signal, and obtaining information bits for the bit stream by combining the first signal and the second signal based on the inverse mapping, wherein the bit stream is a polar code (polar code) may be encoded.
  • a polar code polar code
  • a transmitting end in a wireless communication system includes at least one processor and at least one transceiver, and the at least one processor encodes information bits using a polar code. obtain a bit stream, transmit a first signal generated through modulation of the bit stream, perform reverse mapping on the bit stream, and It may be configured to transmit the second signal generated through the modulation.
  • a receiving end includes at least one processor and at least one transceiver, and the at least one processor includes a first signal generated through modulation of a bit stream.
  • information bits for the bit stream by receiving, receiving a second signal generated through inverse mapping and modulation of the bit stream, and combining the first signal and the second signal based on the inverse mapping , wherein the bit stream may be encoded using a polar code.
  • the apparatus and method according to various embodiments of the present disclosure may improve error correction performance by performing a reverse mapping technique on bit streams encoded using a polar code.
  • FIG. 1 illustrates a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 2A illustrates an example of encoding using a pole code of a transmitter in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 2B illustrates an example of decoding using a pole code of a receiving end in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 3 illustrates an example of repeated transmission of uplink data in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 4 illustrates an example of a symbol rate-matching technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 5 illustrates an example of a demultiplexer (DEMUX) in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • DEMUX demultiplexer
  • FIG. 6 illustrates an example of determining the size of a symbol sequence in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 7A illustrates a design principle of a pole code in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 7B illustrates an example of reliability combining using a pole code in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 8 illustrates an example of a reliability-based demultiplexer (DEMUX) operation technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • DEMUX reliability-based demultiplexer
  • 9A to 9C illustrate examples of DEMUX and reverse DEMUX (re-DEMUX) in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 10A and 10B illustrate an example of a reliability-based DEMUX operation technique according to a cyclic shift in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 11 illustrates an operation flow of a transmitter for a reliability-based DEMUX operation technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 12 illustrates an operation flow of a receiving end for a reliability-based DEMUX operation technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 13A and 13B illustrate an example of a reliability-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 14 illustrates an operation flow of a transmitter for a reliability-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 15A and 15B illustrate an operation flow of a receiving end for a reliability-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 16A and 16B illustrate examples of performance of a reliability-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 17 illustrates an example of an inner segmentation-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 18A and 18B illustrate an example of a functional configuration of a transmitter of an internal division-based interleaving technique according to a symbol size in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 19A and 19B illustrate an example of a functional configuration of a receiving end of an internal division-based interleaving technique according to a symbol size in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 20A and 20B illustrate an example of performance of an internal partitioning-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 21 illustrates an example of an internal division-based demultiplexing technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 22A and 22B illustrate an example of a functional configuration of a transmitting end of an internal division based interleaving technique according to a symbol size in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 23 illustrates a configuration of a base station according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 24 illustrates a configuration of a terminal according to various embodiments of the present disclosure.
  • each block of the flowchart diagrams and combinations of the flowchart diagrams may be performed by computer program instructions.
  • These computer program instructions may be embodied in a processor of a general purpose computer, special purpose computer, or other programmable data processing equipment, such that the instructions performed by the processor of the computer or other programmable data processing equipment may be described in the flowchart block(s). It creates a means to perform functions.
  • These computer program instructions may also be stored in a computer-usable or computer-readable memory, which may be directed to a computer or other programmable data processing equipment to implement a function in a particular manner, the computer-usable or computer-readable memory It is also possible that the instructions stored in the flow chart block(s) produce an article of manufacture containing instruction means for performing the function described in the flowchart block(s).
  • the computer program instructions may also be mounted on a computer or other programmable data processing equipment, such that a series of operational steps are performed on the computer or other programmable data processing equipment to create a computer-executed process to create a computer or other programmable data processing equipment. It is also possible that instructions for performing the processing equipment provide steps for performing the functions described in the flowchart block(s).
  • each block may represent a module, segment, or portion of code that includes one or more executable instructions for executing specified logical function(s). It should also be noted that in some alternative implementations it is also possible for the functions recited in blocks to occur out of order. For example, two blocks shown one after another may be performed substantially simultaneously, or the blocks may sometimes be performed in the reverse order according to a corresponding function.
  • ' ⁇ unit' used in this embodiment means software or hardware components such as FPGA or ASIC, and ' ⁇ unit' performs certain roles.
  • '-part' is not limited to software or hardware.
  • ' ⁇ ' may be configured to reside on an addressable storage medium or may be configured to refresh one or more processors. Accordingly, as an example, ' ⁇ ' indicates components such as software components, object-oriented software components, class components, and task components, and processes, functions, properties, and procedures. , subroutines, segments of program code, drivers, firmware, microcode, circuitry, data, databases, data structures, tables, arrays, and variables.
  • components and ' ⁇ units' may be combined into a smaller number of components and ' ⁇ units' or further separated into additional components and ' ⁇ units'.
  • components and ' ⁇ units' may be implemented to play one or more CPUs in a device or secure multimedia card.
  • the present disclosure relates to an apparatus and method for encoding and decoding a polar code in a communication system. Specifically, the present disclosure describes a technique for improving error correction performance through a reverse-mapping technique in signal processing using a pole code in a communication system.
  • a term that refers to parameters used in the following description a term that refers to a redundancy bit (eg, parity check bit), a term that refers to an information bit, a term that refers to a channel, a term that refers to control information, and a network object
  • a term that refers to a redundancy bit eg, parity check bit
  • an information bit e.g., information bit
  • a term that refers to a channel e.g. parity check bit
  • a term that refers to control information e.g., control information bit
  • the wireless communication environment 100 of FIG. 1 exemplifies the base station 110 and the terminal 120 as some of the nodes using a wireless channel.
  • the base station 110 is a network infrastructure that provides a wireless connection to the terminal 120 .
  • the base station 110 has coverage defined as a certain geographic area based on a distance capable of transmitting a signal.
  • MMU massive multiple input multiple output
  • AP base station
  • eNodeB eNodeB, eNB
  • AP base station
  • eNodeB eNodeB
  • eNB eNodeB
  • 5G node ratio 5G NodeB, NB
  • TRP transmission/reception point
  • DU 'distributed' 'Distributed unit
  • DU 'transmission/reception point
  • TRP 'radio unit
  • RRH remote radio head
  • the base station 110 may transmit a downlink signal or receive an uplink signal.
  • the terminal 120 is a device used by a user and performs communication with the base station 110 through a wireless channel. In some cases, the terminal 120 may be operated without the user's involvement. That is, the terminal 120 is a device that performs machine type communication (MTC) and may not be carried by a user.
  • the terminal 120 includes 'user equipment (UE)', 'mobile station', 'subscriber station', 'customer premises equipment' (CPE) other than a terminal. , 'remote terminal', 'wireless terminal', 'electronic device', or 'vehicle (vehicle) terminal', 'user device' or equivalent technical It may be referred to by other terms that have a meaning.
  • the terminal 120 may also perform direct communication with another terminal. For example, it may support terminal vehicle communication different from the terminal 120 illustrated in FIG. 1 .
  • vehicle communication standardization work for V2X technology based on device-to-device (D2D) communication structure in LTE system has been completed in 3GPP Release 14 and Release 15, and V2X technology is currently Efforts to develop are underway.
  • D2D device-to-device
  • a transmitting end and a receiving end may be defined in various ways according to the link formed between the communication nodes.
  • the transmitting end may be the base station 110 and the receiving end may be the terminal 120 .
  • the receiving end may be the base station 110 and the transmitting end may be the terminal 120 .
  • both the transmitting end and the receiving end may be terminals.
  • the present disclosure describes a subject transmitting a signal as a transmitting end and a subject receiving a signal as a receiving end, but it is only a functional expression for describing a signal processing process, and is not construed as limiting a specific embodiment.
  • an error correction function may be used for stable communication between the transmitting end and the receiving end.
  • an error correction code used for communication between transceivers is also called channel coding.
  • Various methods exist in the error correction coding technique For example, convolutional coding, turbo coding, low-density parity-check coding (LDPC coding), and polar coding schemes exist.
  • Various embodiments of the present disclosure provide a method for increasing transmission/reception performance by using a polar code, which is an excellent code having a performance close to a theoretical channel capacity.
  • the polar code is an error correction code proposed by E. Arikan in 2008, which has low coding/complexity performance and overcomes the data transmission limit of all binary discrete memoryless channels (B-DMCs). It is the first error-correcting code that has been proven to achieve.
  • Polar code has advantages in error-correction performance and decoding complexity when transmitting a code of a shorter length compared to other channel capacity-approaching codes, such as Turbo code and low-density parity-check (LDPC) codes. Due to these advantages, 3GPP New Radio (NR), which is the 5th generation (5G) mobile communication standard, uses a polar code to transmit control information having a short length.
  • 5G 5th generation
  • FIG. 2A illustrates an example of encoding using a pole code of a transmitter in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • basic operations of polar code encoding and decoding will be described. According to embodiments, other operations may be added or included operations may be omitted from among the illustrated operations according to system requirements.
  • the number of information bits that the transmitter wants to transmit is A
  • the number of codeword bits transmitted through a channel after encoding is E.
  • inter-steps of the encoding process performed by the transmitter are described with reference to FIG. 2A.
  • An information bit sequence b ⁇ b 0 , b 1 , ..., b A-1 ⁇ (201) of length A to be transmitted is given.
  • the transmitting end may generate the information bit sequence b (201).
  • This information bit sequence may be a part of the entire information to be transmitted, that is, a segment.
  • the information bit sequence b (201) is first encoded with a concatenated outer code (202) to improve performance.
  • the transmitting end may perform outer code concatenation.
  • Such an outer code is usually used to improve the performance of a decoder that performs decoding in consideration of a large number of codeword candidates, such as SC-list (SCL) decoding of polar code.
  • SCL decoding will be described in detail in the operation of the receiving end of FIG. 2B.
  • an external code used in conjunction with a polar code includes an error detection code such as a cyclic redundancy check (CRC) code, an error correction code such as a BCH code, a parity check (PC) code, and a convolutional code.
  • CRC cyclic redundancy check
  • PC parity check
  • Only one outer code may be used, or two or more outer codes may be used in combination.
  • the polar code used for uplink control information depending on the length of the information bit, if the length of the information bit is 20 bits or more, only the 11-bit CRC code used If the information bit length is 19 bits or less, a 3-bit PC code and a 6-bit CRC code are used together.
  • N is the size of the mother polar code, which is a power of 2, and is determined by a predetermined criterion among values larger than K.
  • the bit sequence u (205) is called an encoder input bit sequence of a polar code encoder, and the bits of b' are mapped to u according to a predetermined method and criteria (204).
  • Each bit of the encoding input bit sequence u can be interpreted as if it passes through a sub-channel, which is a virtual channel of different quality, by channel polarization by the operation of the transmitting end and the receiving end. .
  • each subchannel is also referred to as a synthetic channel. Therefore, in order to map the bits of b' to bits of u passing through the subchannel of superior quality, the transmitting end determines the channel capacity of each subchannel, the Bhatacharayya parameter, the result of density evolution, etc. use it In addition, in this process, a rate-matching operation performed later is considered. Because of this characteristic, the process of mapping b' to u is referred to as a subchannel assignment 204 process.
  • the transmitting end may perform subchannel allocation.
  • a bit of u corresponding to a subchannel to which b' is mapped is often called an unfrozen bit, and a bit of u corresponding to the remaining subchannel is called a frozen bit.
  • the frozen bit has a fixed value, usually 0.
  • the polar code was first proposed by Arikan, the generating matrix G was defined as in [Equation 1a].
  • the operation means Kronecker power n times.
  • B N is a size N x N bit-reversal permutation matrix.
  • a vector of length 8 ⁇ a 0 , a 1 , a 2 , a 3 , a 4 , a 5 , a 6 , a 7 , a 7 ⁇ is multiplied by an 8 x 8 bit-reversal permutation matrix B 8 .
  • ⁇ a 0 , a 4 , a 2 , a 6 , a 1 , a 5 , a 3 , a 7 ⁇ is obtained in which the index is bit-reversal permutated.
  • a simple form of [Equation 1b] generation matrix excluding B N is considered.
  • the encoding output bit sequence x can be readjusted.
  • the encoded output bit sequence x is interleaved in units of 32 sub-blocks, stored in a circular buffer, and sequentially extracted and a codeword sequence of length E to create If the length E of the codeword is smaller than the size N of the polar code mother code, either puncturing or shortening is performed. If some bits of the encoded output bit sequence x are punctured, some of the subchannels experienced by the encoded input bit sequence u become incapable, and the subchannel allocation process is performed in consideration of these incapable bits.
  • FIG. 2B illustrates an example of decoding using a pole code of a receiving end in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 2B shows an example of a process in which a receiving end decodes a signal transmitted through the process of FIG. 2A.
  • other operations may be added or included operations may be omitted from among the illustrated operations according to system requirements.
  • the receiving end demodulates the received signal to obtain probability information corresponding to the transmitted bit c (209).
  • Probability information is given as values such as a probability vector, a likelihood ratio (LR), and a log-likelihood ratio (LLR).
  • LLR is considered below unless otherwise noted. However, it should be noted that this is only an example for describing the operation of the embodiments of the present disclosure, and all operations of the present disclosure are not limited to the LLR-based receiver.
  • the receiving end may input the LLR sequence L of length E into a polar code decoder of length N.
  • the receiving end may perform rate-demathcing 252 of the code rate-adjusting 208 of the transmitting end. If puncturing occurs at the code rate adjusting end of the transmitting end, the LLR value for the corresponding bit is determined to be 0. If shortening has occurred, the LLR value for the corresponding bit is determined as the maximum value of the LLR value corresponding to the bit value 0. If repetition occurs for a specific bit, the LLR value for the corresponding bit is determined by adding up all the corresponding LLR values (combining).
  • the receiving end may decode the polar code ( 254 ).
  • the receiving end performs SC-based decoding 254 based on this.
  • SC-based decoding includes general SC decoding, SC-list (SCL) decoding, and SC-stack (SCS) decoding.
  • SC-based decoding is characterized in that each bit of the encoding input sequence is sequentially decoded one by one according to an index order.
  • an operation related to decoding eg, SCL decoding
  • a decoder eg, SCL decoder
  • decoders perform decoding on each bit in the order of the index values of the encoded input bit sequence, that is, in the order of u 0 , u 1 , ..., u N-1. Specifically, the decoding of the i-th bit, u i is performed by the following procedures.
  • each bit is decoded during the previous bit (u 0, ..., u i -1) to the decoding of the estimation value for the ( ) and probability information about it, or the cumulative value of values corresponding to the probability information, etc. are used.
  • each partial bit sequence ( ) is referred to as a list or path.
  • the accumulated probability information calculated while decoding for each path or a value corresponding to the probability information is referred to as a path-metric (PM).
  • SCL is a list of decoding by the list size L is set when one of the decoded bits u i ( ) is maintained and the decoding proceeds.
  • the SCL decoder maintains the list ( ), calculate the probability information for u i values 0 and 1. And, the decoder each list taking into account when calculating the probability information for each u i ( ) in PM for u i bit values, probability information for 0 and 1 or values corresponding to probability information are updated to create a total of 2L lists ( , compute the PM for ⁇ 0 or 1 ⁇ ) .
  • This value can be calculated by various methods, generally "A. Balatsoukas-Stimming, MB Parizi, and A. Burg, "LLR-based successive cancellation list decoding for polar codes," IEEE Trans. Sig. Processing, no. 63, vol. 19, pp. 5165-5179, Oct. 2015” is used.
  • the lower the PM value the higher the probability of the bit sequence corresponding to the list.
  • a set of PMs for L lists to be marked with If u i is a frozen bit, the estimated value is the determined bit value promised by the transmitter/receiver regardless of the calculated PM to decide If u i corresponds to the information bit among the unfrozen bits, the L lists that are judged to have high probability based on the PM value out of a total of 2L lists select
  • the SCL decoder performs decoding while maintaining a total of L lists for each bit decoded in this way. Then, when decoding of all bits is completed, the decoder selects a codeword with the highest probability from the finally obtained list of L, based on PM.
  • the list with the lowest PM value is the final encoded input bit sequence. to be estimated as If L is set to 1, the SCL decoder operates the same as the basic SC decoder.
  • the receiving end may improve error correction performance by using the external encoding concatenated in the middle or after completion of the SCL decoding. For example, when CRC codes are concatenated and used, the receiving end estimates the codeword with the highest probability among the L lists obtained after decoding as the final decoding result while satisfying the CRC code constraint condition. After a series of decoding operations as described above, the CRC check result, the metric value including the PM of each list, and the estimated encoded input bit sequence (257) is obtained.
  • the receiving end determines validity based on the various decoding results 255 obtained by the decoding 254 (256). This process may be referred to by names such as decoding validity determination, post error detection, and erasure decision. If the CRC codes are concatenated and the CRC check is used to select the final list in SCL decoding, this result is basically used to determine the decoding validity. If there is no list that has passed the CRC check, the receiving end immediately reports a decoding failure and ends a series of decoding processes. If there is a list that has passed the CRC check, the receiving end immediately Instead of outputting . If it is determined by the decoding validity determination process that decoding has failed, the receiving end reports the decoding failure and ends the decoding procedure.
  • the decryption success is reported and Proceed with subsequent procedures, such as printing
  • subsequent procedures include message bit sequence mapped to For the process of extracting , sequential interference cancellation (SIC) operation of a multiple-antenna system (multiple-input multiple-output, MIMO) Estimated codeword bit sequence by re-encoding and the process of obtaining it.
  • SIC sequential interference cancellation
  • FIG. 3 illustrates an example of repeated transmission of uplink data in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • PUSCH physical uplink share channel
  • Certain data may be repeatedly transmitted on a slot basis or repeatedly transmitted on a non-slot basis.
  • a slot may include 14 Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) symbols.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • the first transmission 301 corresponds to slot unit repeated transmission.
  • Repeated transmission is performed in another slot.
  • Repeated transmission is performed in the same slot.
  • the code rate may increase compared to the previous slot.
  • the effective code rate cannot be met.
  • the UCI is piggybacked back to the PUSCH, if the UCI is transmitted through a slot of a very small section due to a slot boundary, the reception performance of the UCI is deteriorated. Therefore, it is required to increase the gain through repeated transmission of UCI.
  • a shared channel (UL-SCH) and uplink control information (UCI) may be transmitted through a physical uplink shared channel (PUSCH).
  • the UL-SCH and UCI may be muxed and transmitted at the same time.
  • only the UL-SCH may be transmitted.
  • only UCI may be transmitted.
  • repeated PUSCH transmission is defined as described with reference to FIG. 3
  • UL-SCH data transmitted through PUSCH is repeatedly transmitted.
  • UCI data may also be transmitted repeatedly. In the case of repeated transmission in this way, a combining gain can be obtained only by using the same mother code in the repeated transmission interval.
  • the TBS and the code rate are determined based on one of the repetition intervals, and the mother code must be determined based on the values. Even when transmitting UCI, the transmitting end must determine a rate matching size based on one of the repetition intervals and determine the mother code based on this.
  • the size N of the Generator Matrix Multiplication 206 block in the transmission process of FIG. 2A is the mother code size, and the number of output bits E of the Rate-Matching 208 block and the concatenated outer encoder(s) 202 of It is determined based on the number of input bits A.
  • the number of output bits E of the rate-matching block 208 is determined based on the number of allocated REs. Considering the repeated transmission shown in FIG. 3, the number of allocated REs is different for each repeated transmission. Therefore, it is required to design so that the mother code size for each repetition is the same during repeated UCI/PUSCH transmission.
  • FIG. 4 illustrates an example of a symbol rate-matching technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • a method for determining a rate matching size for each repeated transmission so that the mother code size is the same and a method for defining the number of symbols transmitted for each repeated transmission are described.
  • a transmission method for allowing the mother code size for the repeated transmission to be the same is expressed.
  • the operations of the concatenated outer encoder 402 , sub-channel allocation 404 , generator matrix multiplication 406 , and rate matching 408 are the concatenated outer encoder 202 , sub-channel of FIG. 2A . It corresponds to the operation of the allocation (204), the generator matrix multiplication (206), and the rate matching (208), and a description thereof is omitted.
  • the blocks added in FIG. 6 compared to FIG. 2A will be described in detail.
  • the interleaving operation is performed based on a set interleaving method. According to another embodiment, the interleaving operation may not be performed as needed.
  • the interleaver serves to prevent the polar code output bit stream from being mapped in a regular pattern or regularly when mapped to a modulation symbol.
  • each of several bits constituting one symbol may have different reliability.
  • the transmitter receives (s 0 , s 1 , s 2 , s 3 ) 4 bits as input. can make a signal.
  • the preceding two bits s 0 , s 1 indicate the sign of the real value and the imaginary value, respectively, according to the mapping order. means, and the last two bits s 2 and s 3 may mean the size of a real value and an imaginary value, respectively. Therefore, the reliability of s 0 , s 1 is higher than that of s 2 , s 3 . If bits having similar reliability are continuously connected on the decoding graph of the polar decoder, decoding performance may be deteriorated.
  • the channel interleaving technique defined in 3GPP NR is as follows.
  • the output bit sequence may be defined as in Equation (2).
  • the output bit sequence may be defined as in Equation (3).
  • the demux 551 represents a demux for a 16 QAM modulation scheme having a modulation order of 4.
  • the output bit sequence may be defined as in Equation (4).
  • the demux 553 represents a demux for a 16 QAM modulation scheme having a modulation order of 6.
  • the output bit sequence may be defined as in Equation 5.
  • the modulation symbols may be defined as in the following equations.
  • a complex symbol sequence may be defined as in Equation (6).
  • a complex symbol sequence may be defined as in Equation (7).
  • a complex symbol sequence may be defined as in Equation (8).
  • m 4i bits and m 4i+2 bits determine the signs of real and imaginary values, respectively.
  • m 4i+1 bits and m 4i+3 bits determine the sign of real and imaginary values, respectively. Therefore, the reliability of the received m-bit 4i and 4i + 2 m-bit higher than the reception reliability of the m + 1 bit 4i and 4i + m 3 bits.
  • the reception channel format of m 4i bits and m 4i+2 bits is the same.
  • the reception channel distribution of m 4i+1 bits and m 4i+3 bits is the same.
  • a reception channel distribution of m 4i bits and m 4i+1 bits may be different.
  • the complex symbol sequence may be defined as in Equation (9).
  • the output complex symbol sequence of constellation mapping may be defined as in Equation (11).
  • the output complex symbol sequence of constellation mapping may be defined as in Equation (12).
  • the output complex symbol sequence of constellation mapping may be defined as in Equation 13.
  • the output complex symbol sequence of constellation mapping may be defined as in Equation 14.
  • the output complex symbol sequence of constellation mapping may be defined as in Equation (15).
  • the transmitting end may perform symbol rate matching ( 416 ).
  • the size E of the input symbol sequence and the output symbol sequence F are predefined values in the system, and may be the same or different values.
  • N may be a power of 2.
  • N may be referred to as the parent code size, as described above.
  • E represents the size of rate matching applied to bits output through polar coding.
  • the number (Q) of modulation and constellation mapping REs is used. For example, in the case of UCI including HARQ-ACK feedback transmitted on PUSCH, E UCI may be determined based on the following equation.
  • O ACK indicates the number of HARQ-ACK bits.
  • ⁇ PUSCH offset indicates the number of CRC bits (which may be fixed or may be determined according to the payload size (A)), ⁇ PUSCH offset is a beta offset value, R is a PUSCH code rate, Q m is a PUSCH modulation order, ⁇ denotes a scaling parameter, and M sc UCI (1) denotes the number of REs in symbol l.
  • N PUSCH symb all indicates the total number of OFDM symbols for PUSCH transmission.
  • N L indicates the number of transport layers of PUSCH.
  • the value of E may be determined in various ways.
  • the E value is determined based on a resource value assigned to an iteration in which UCI is muxed among iterations. Assume 4 repetitions as shown in FIG. 6 .
  • the transmitter eg, the terminal
  • the transmitter may determine E based on the muxing slot.
  • the transmitter may determine E based on the size of the resource allocated to repetition #2 (eg, the number of REs).
  • the transmitter may determine E based on the size of the resource allocated to the longest slot (eg, the number of REs).
  • the transmitter may determine E for each slot based on the size (eg, number of REs) of resources allocated to the corresponding slot.
  • a carrier aggregation (CA) situation may be considered.
  • the PUSCH slot may be repeatedly transmitted in the first CC, and the PUCCH may be transmitted at the same time in the second CC.
  • the subcarrier spacing (SCS) of the PUSCH is greater than the SCS of the PUCCH, the UCI information may also be repeatedly transmitted.
  • the transmitter determines Q and E based on the largest value of the allocated resource size (eg, the number of REs) among iterations after the iteration in which UCI is muxed. When this method is used, the transmitting end may perform polar coding using the largest mother code size in all repetitions. In addition, in some other embodiments, the transmitter determines Q and E based on the smallest value of the allocated resource size (eg, the number of REs) among iterations after the iteration in which UCI is muxed. When this method is used, the transmitting end may perform polar coding using the smallest mother code size in all repetitions.
  • the F value may be determined in various ways.
  • the transmitter may determine the F value based on a value of a resource size (eg, number of REs) allocated to a repetition in which UCI is muxed among repetitions. Considering the case where the allocated resource in the current iteration is also smaller, F(i) of the i-th iteration is determined as follows.
  • the NumRE_UCI(i) means the resource size (eg, number of REs) allocated to UCI in the i-th repetition.
  • F(mux_idx) means the number of symbols in which UCI is transmitted determined in repetition of muxing UCI.
  • the transmitter may determine the F value based on the repetition to which the most resources (eg, the number of REs) are allocated among repetitions. In consideration of a case where the allocated resource in the current iteration is also smaller, F(i) of the i-th iteration is determined as follows.
  • the NumRE_UCI(i) refers to the resource size (eg, the number of REs) allocated in the i-th repetition.
  • F(long_idx) means the number of symbols in which UCI is transmitted determined in repetition of UCI muxing.
  • the transmitting end may determine the F value based on each iteration.
  • F(i) of the i-th iteration is determined as follows in consideration of the case where the allocated resource in the current iteration is also smaller.
  • the NumRE_UCI(i) refers to the resource size (eg, the number of REs) allocated in the i-th repetition.
  • each block has a functional configuration, including the concatenated outer encoder 402, sub-channel allocation 405, generator matrix multiplication 406, rate-matching 408, and channel interleaver 411.
  • each block has a functional configuration, including the concatenated outer encoder 402, sub-channel allocation 405, generator matrix multiplication 406, rate-matching 408, and channel interleaver 411.
  • Wow, DEMUX (412), Constellation mapping (414), symbol rate matching (417) It is of course also possible to implement with one processor.
  • the sub-channel allocation 405 and the generator matrix multiplication 406 may be integrated into a Polar encoder.
  • FIG. 7A illustrates a design principle 700 of a pole code in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • a signal is transmitted through a polar code encoder, a channel, and a polar code decoder.
  • the transmitter may perform an encoding operation including multiplication of a generation matrix.
  • the receiving end may perform a decoding operation through successive cancellation (SC).
  • SC successive cancellation
  • N information bits (u 0 , u 1 , ..., u N-1 ) corresponding to each subchannel are input to the polar encoder.
  • the encoder generates N encoded bits (x 0 , x 1 , ..., x N-1 ) using a generation matrix (eg, G in Equation 1b ).
  • the generated bits are transmitted through the channel (W).
  • a decoder may receive bits transmitted through a channel and perform decoding.
  • the decoder uses N information bits ( ) is estimated.
  • the distribution of reliability of -1) may be different.
  • FIG. 7B illustrates an example of reliability combining using a pole code in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 7B different reliability mappings in each of two repeated transmissions and a corresponding LLR combining process are described.
  • the receiving end may perform decoding.
  • the x i values (i is an integer greater than or equal to 0 and less than N) transmitted from the transmitter pass through the channel to obtain a specific reliability distribution at the receiver.
  • the transmitting end transmits x i values (i is an integer greater than or equal to 0 or less than N) through different channels. That is, FIG. 7B shows a situation in which the reliability distribution of the y i value is changed when the x i values are mapped to other bits among bits constituting the modulation symbol during repeated transmission.
  • the receiving end experiences a reliability distribution different from that of the initial transmission 751 .
  • the reliability distribution in the retransmission 752 may be in the reverse order of the reliability distribution in the initial transmission 751 .
  • the receiving end can confirm that the distribution of LLRs of y i input to a decoder can be uniformly changed.
  • the IR (incremental redundancy) technique for HARQ transmission uses a method of transmitting bits punctured during initial transmission in retransmission.
  • the transmitter does not input information words by processing information bits related to bits punctured in the initial transmission as incapable bits.
  • incapable bits in the previous transmission eg, initial transmission
  • the transmitting end transmits the punctured bits may be deteriorated compared to when the information word is substituted for the incapable bits. Therefore, in polar code, using the chase combining technique rather than using the IR technique based on the punctured bits may be a technique for maintaining stable performance.
  • a signal (ie, a bit stream) using a polar code is repeatedly transmitted through several slots or several time transmission intervals (TTI), or retransmitted like HARQ.
  • TTI time transmission intervals
  • an embodiment of the present disclosure proposes a method for ensuring excellent performance even when a polar code is repeatedly transmitted in one slot or one TTI.
  • another embodiment of the present disclosure proposes a method for improving the encoding gain of a Polar code when repetition is performed as described above.
  • the location where the information bit is mapped and the location where the frozen bit is mapped in the sub-channel allocation 204 of FIG. 2A is designed assuming that the distribution of the decoder input channel is uniform. . Therefore, the transmission/reception method of making the LLR distribution of the input signal of the polar decoder as uniform as possible can improve the decoding performance of the polar code at the receiving end.
  • Various embodiments of the present disclosure are intended to propose a transmission/reception method that enables LLR distribution to be as uniform as possible after soft combining at a receiving end when repetition occurs during repeated transmission, retransmission, or rate matching (ie, E>N).
  • the reliability-based demultiplexer operation technique includes an operation of differently configuring the output of the demux at the transmitting end according to the number of transmissions at the transmitting end in order to have a more uniform reliability distribution at the receiving end.
  • the DEMUX 412 of FIG. 4 a method for designing the DEMUX in various ways according to the number of transmissions or repetitions (number of repetitions) is proposed.
  • the operation of the concatenated outer encoding 804 of FIG. 8 is the same as that of the concatenated outer encoder 402 of FIG. 4, and the polar encoding 806 is the sub-channel allocation 404 of FIG. includes the operation of generator matrix multiplication (406).
  • the operation of the rate matching 808 and the channel interleaving 810 of FIG. 8 is the same as the operation of the rate matching 408 and the channel interleaving 410 of FIG. 4 .
  • the operation of constellation mapping (816) and symbol rate matching (818) is the same as that of constellation mapping (414) and symbol rate matching (416) illustrated in FIG. 4 .
  • the transmitting end may receive the information word bit stream and perform segmentation of the information word into two or more segments according to a predetermined rule.
  • the transmitter may output a single segment.
  • the transmitter may operate various types of demuxes based on at least one of the number of repetitions and the number of transmissions.
  • the transmitter may determine whether to use DEMUX and reverse DEMUX. That is, in FIG. 8 , the demux 412 of FIG. 4 may be replaced with a demux or reverse demux 814 .
  • a plurality of DEMUX schemes as well as two types of demux are configured to correspond to the total number of repetitions or the total number of transmissions, and the transmitting end is an appropriate DEUX method based on at least one of the number of repetitions or the number of transmissions. can be selected and applied.
  • the plurality of configured DEMUXs may be configured to distribute signals probabilistically and equally when considering the total number of repetitions or the total number of transmissions. That is, the plurality of configured DEMUXs may be designed so that a symbol of a specific position is not forced to a specific channel when the number of repetitions or the number of transmissions is considered.
  • the DEMUX used for the first transmission may use Equations 2, 3, 4, and 5 above.
  • Equations 2, 16, 17, 18, 19, and 20 may be used.
  • re-DEMUX may be configured such that bits that have been mapped to bit positions with high reliability in the first transmission or first iteration are mapped to bit positions with low reliability in the second transmission or second iteration.
  • the same method as the first transmission may be used, or a different mapping method may be used. Another mapping method will be described below.
  • the same DEMUX as the initial transmission is used.
  • the receiving end has the same demodulation environment for each symbol. This is because the Euclidean distance between each constellation point from the center of the constellation is the same. Accordingly, the same reliability between the constellation points can be formed. However, in the case of 16 QAM, 64 QAM, and 256 QAM, which will be described later, since the Euclidean distance between the center point of the constellation and each constellation point is different, the reliability of the channel may be formed differently for each symbol.
  • DEMUX When the 16 QAM modulation scheme is used, DEMUX may be used based on Equation 3 for odd-numbered transmission, and DEMUX may be used for even-numbered transmission based on Equation 16 below.
  • DEMUX of Equation 16 may be defined as follows. In this case, since Equation 16 corresponds to the reverse order of Equation 3, it may be referred to as re-DEMUX.
  • the DEMUX 901 for 16 QAM is configured based on Equation (3).
  • the re-DEMUX 903 for 16 QAM is configured based on Equation 16.
  • the transmitter may alternately perform 16 QAM repeated transmissions between the DEMUX 901 and the re-DEMUX 903 .
  • the transmitting end may use DEMUX based on Equation 4 for odd-numbered transmission and may use DEMUX for even-numbered transmission based on Equation 17 below.
  • DEMUX of Equation 17 may be defined as follows. In this case, since Equation 17 corresponds to the reverse order of Equation 4, it may be referred to as re-DEMUX.
  • the DEMUX 931 for 64 QAM is configured based on Equation (4).
  • the re-DEMUX 933 for 64 QAM is configured based on ⁇ Equation 17>.
  • the transmitting end may alternately perform 64 QAM repeated transmissions between the DEMUX 931 and the re-DEMUX 933 .
  • the transmitting end may use DEMUX based on Equation 5 for odd-numbered transmission and may use DEMUX based on Equation 18 for even-numbered transmission.
  • DEMUX of Equation 18 may be defined as follows. In this case, since Equation 18 corresponds to the reverse order of Equation 5, it may be referred to as re-DEMUX.
  • the DEMUX 961 for 256 QAM is configured based on Equation 5.
  • the re-DEMUX 963 for 256 QAM is configured based on ⁇ Equation 18>.
  • the transmitting end may alternately perform 256 QAM repeated transmissions between the DEMUX 961 and the re-DEMUX 963 .
  • the transmitting end may configure a modulated signal based on Equation 8 in odd-numbered transmission and may configure a modulated signal in even-numbered transmission as shown in Equation 19 below.
  • the transmitting end may configure a modulated signal based on Equation 9 in odd-numbered transmission and may configure a modulated signal in even-numbered transmission as shown in Equation 20 below.
  • the transmitting end may construct a modulated signal based on Equation 10 in odd-numbered transmission and may construct a modulated signal in even-numbered transmission as shown in Equation 21 below.
  • each block has a functional configuration, the segmentation 802 , concatenated outer encoding 804 , Polar encoding 806 , rate-matching 808 , channel interleaver 810 , and concatenation 812 . ), DEMUX or R-DEMUX (814), Constellation mapping (816), symbol rate matching (818) It is of course possible to implement with one processor.
  • FIG. 10A and 10B illustrate an example of a reliability-based DEMUX operation technique according to a cyclic shift in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • a method of using DEMUX for odd-numbered transmission and reverse DEMUX for even-numbered transmission according to the number of repeated transmissions is presented as an embodiment of the present invention.
  • DEMUX having various orders according to the number of repetitions and transmissions can be used.
  • the DEMUX or re-DUEMUX 814 of FIG. 8 may be implemented by replacing the procedures of the DEMUX 1001 and the cyclic shift 1003 . That is, even if the same DEMUX 1001 is used for each bit, the reliability of the modulation symbol actually transmitted through the cyclic shift may be configured to be distributed differently for each repeated transmission (or for each retransmission).
  • the transmitter can use the DEMUX output bit stream by cyclic shifting. In the case of 64 QAM, 6 bits constituting 64 QAM have three different reliability levels, and the mapped positions may be different depending on the number of retransmissions or repeated transmissions. A form in which the demux output bit stream is repeated or cyclically shifted according to the number of transmissions may be used.
  • cyclic shifting of DEMUX considering 4 repeated transmissions is illustrated. Assume 16 QAM.
  • parameters related to cyclic shifting may be configured in advance.
  • a standard predefined value may be used according to the number of repeated transmissions or the number of retransmissions.
  • it may be configured by the base station (eg, radio resource control (RRC) signaling as a higher layer parameter).
  • RRC radio resource control
  • the output (m i ) according to the DEMUX and the first cyclic shifting may be configured as in Equation 22a below.
  • a parameter value set for the first cyclic shifting may be 0.
  • the output (m i ) according to DEMUX and the second cyclic shifting may be configured as in Equation 22b below.
  • the parameter value set for the second cyclic shifting may be 1.
  • the output (m i ) according to DEMUX and the third cyclic shifting may be configured as in Equation 22c below.
  • the parameter value set for the third cyclic shifting may be 2.
  • the output (m i ) according to DEMUX and the fourth cyclic shifting may be configured as in Equation 22d below.
  • the parameter value set for the fourth cyclic shifting may be three.
  • the DEMUX, cyclic shifting, and constellation mapping may be implemented in one block.
  • FIG. 11 illustrates an operation flow of a transmitter for a reliability-based DEMUX operation technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • the operations of FIG. 11 are operations of the transmitting end, and descriptions corresponding to FIGS. 2A, 4, and 8 are omitted.
  • the transmitting end may select 1110 a DEMUX operation technique before performing DEMUX.
  • the transmitting end performs conventional DEMUX according to the current transmit count (or repetition number) or re-DEMUX performing symbol mapping in the reverse order of the existing DEMUX. can be performed.
  • the transmitting end may check whether the current transmission is an odd-numbered transmission. If the current transmission is an odd-numbered transmission, the transmitting end may perform step 1123 . If the current transmission is an even-numbered transmission, the transmitting end may perform step 1125 . In step 1123, the transmitting end may perform the DEMUX (1). In step 1125, the transmitting end may perform the DEMUX (2). In this case, the DEMUX 2 may correspond to re-DEMUX, which is a reverse order arrangement (eg, FIGS. 9A to 9C ) of the DEMUX 1 .
  • the first method 1120 may be extended to the second method 1130 .
  • N DEMUXs can be configured by dividing the total number of transmissions to N.
  • Each DEMUX may be expressed as DEMUX(i) (where i is an integer greater than or equal to 1 and less than or equal to N).
  • the transmitting end may identify the current number of transmissions.
  • the transmitting end may identify the DEMUX according to the current number of transmissions.
  • the transmitting end may identify the DEMUX according to the current number of transmissions from among the total N DEMUXs.
  • a parameter related to the total number of DEMUXs (N) may be configured in advance.
  • the total number of DEMUXs (N) may be standardly predefined (eg, 2 or 4).
  • a parameter related to the total number of DEMUXs (N) may be configured by the base station (eg, RRC signaling as a higher layer parameter).
  • the transmitting end may identify the transmission number (i) of the current transmission.
  • the transmission number (i) may indicate the number of transmissions (ie, the number of retransmissions).
  • the transmitting end may identify a cyclic shift(i) value according to the number of transmission numbers (i) and perform cyclic shifting according to the identified cyclic shift(i) value.
  • the receiving end may demodulate the received signal. If necessary, the receiving end may output segmentation through segmentation.
  • the receiving end may perform symbol de-rate matching. This corresponds to symbol rate matching 818 at the transmitting end.
  • the receiving end may perform LLR binding. 12 shows that LLR combining is performed after symbol de-rate matching, but the embodiment of the present disclosure is not limited thereto.
  • the receiving end may perform LLR combining before symbol de-rate matching.
  • the receiving end may perform LLR combining after channel deinterleaving, which will be described later. Thereafter, the receiving end may obtain a transmitted signal through channel deinterleaving, circular buffer de-rate matching, channel decoding (ie, polar decoding) and outer code decoding.
  • the operations of FIG. 12 may be repeatedly performed for each transmission.
  • the receiving end can decode the signal with a uniform reliability distribution through LLR combining.
  • error correction performance may be improved.
  • the reliability-based interleaving technique is a method of configuring interleaving at the transmitting end differently depending on the number of transmissions so that the reliability distribution at the receiving end is uniform.
  • a method for variously designing interleaving according to the number of transmissions or repetitions (number of repetitions) is proposed.
  • segmentation 1302, concatenated outer encoding 1304, polar encoding 1306, rate matching 1308, channel interleaving 1310, and concatenation 1312 of FIG. 13A are the segmentation (1312) of FIG. 802), concatenated outer encoding (804), polar encoding (806), rate matching (808), channel interleaving (810), and concatenation (812).
  • a description of the overlapping operation is omitted.
  • constellation mapping 1316 and symbol rate matching 1318 of FIG. 13 correspond to constellation mapping 816 and symbol rate matching 818 of FIG. 8 .
  • a description of the overlapping operation is omitted.
  • the reverse interleaving 1314 of FIG. 13A is configured to receive the output bit stream of the concatenation 1312 as an input and output them in the reverse order.
  • the output bit stream j satisfies Equation 23.
  • the transmitting end may not apply the reverse interleaving 1314 of FIG. 13 when the number or repetition of transmission is an odd number.
  • the transmitting end may apply reverse interleaving 1314 of FIG. 12 when the number of transmissions and repetitions are even.
  • a bit mapped to a bit with high reliability in the modulation symbol may be mapped to a bit with low reliability in the next transmission, and a bit mapped to a bit with low reliability may be mapped to a bit with high reliability in the next transmission. Therefore, the LLR distribution becomes as uniform as possible after the soft combining of the receiving end.
  • even-numbered transmissions are performed, since symbols between odd-numbered transmission and even-numbered transmission also correspond in reverse order, channel reliability corresponding to each symbol at the receiving end can be formed uniformly.
  • inverse interleaving 1314 is illustrated as being performed after concatenation 1312 , but embodiments of the present disclosure are not limited thereto. According to another embodiment, inverse interleaving 1314 may be performed before the concatenation 1312 .
  • a triangular interleaving scheme may be used for the channel interleaving 1310 .
  • the transmitter may perform channel interleaving 1310 through a triangular interleaver 1350 .
  • the triangular interleaver 1350 receives the bit strings of e 0 , e 1 , ..., e (E-1) as inputs, and the bit strings b 0 , b 1 , ..., b (E-1) of the same size. ) can be printed.
  • the transmitting end may provide the output bit strings b 0 , b 1 , ..., b (E-1) of the triangular interleaver 1350 as inputs to the demux 1361 .
  • 13B illustrates 16 QAM.
  • the first transmission means an initial transmission or an odd-numbered retransmission.
  • the transmitting end may perform deinterleaving through the deinterleaver 1353 in addition to the output bit strings b 0 , b 1 , ..., b (E-1) of the triangular interleaver 1350 .
  • the deinterleaver 1353 receives the bit strings of b 0 , b 1 , ..., b (E-1) as inputs, and the bit strings b (E-1), b (E-1)-1 of the same size. , ..., b 1, b 0 can be output.
  • the transmitting end may output the output bit strings b (E-1), b (E-1)-1, ..., b 1, b 0 of the deinterleaver 1353 .
  • the demux 1363 may have the same configuration as the demux 1631 .
  • the demux 1363 may be a demux selected according to the reliability-based DEMUX operation method described with reference to FIGS. 8 to 12 . That is, a combination between the two embodiments may also be understood as an embodiment of the present disclosure.
  • 13B illustrates 16 QAM.
  • the second transmission means even-numbered transmission (including retransmission).
  • the reliability of the channel may be formed differently for each symbol. have. Accordingly, in order to achieve high channel coding performance, it is required that the reliability corresponding to each symbol be uniformly distributed at the receiving end. As in FIGS. 8 to 12 , as a result, by evenly distributing the positions of symbols mapped to each constellation according to repeatedly performed transmissions, high channel coding performance can be achieved.
  • FIG. 14 illustrates an operation flow of a transmitter for a reliability-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • the operations of FIG. 14 are operations of the transmitting end, and descriptions corresponding to FIGS. 2A, 4, and 13A are omitted.
  • the transmitting end may determine whether to perform deinterleaving before modulation.
  • the transmitting end may check whether the current transmission is an odd-numbered transmission. If the current transmission is an odd-numbered transmission, the transmitting end may perform step 1403 . If the current transmission is an even-numbered transmission, the transmitting end may not perform step 1403 .
  • the transmitting end may perform deinterleaving. The transmitting end may arrange the input bit strings in the reverse order. Thereafter, the transmitting end may perform modulation on the bit streams arranged in the reverse order. After performing the modulation, the transmitting end may determine whether the symbol rate matches or not, and when the condition is satisfied, this may be performed. Symbol rate matching corresponds to symbol rate matching 416 of FIG. 4 .
  • the transmitting end may not perform symbol rate matching 1405 .
  • 15A and 15B illustrate an operation flow 1500 of a receiving end for a reliability-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • the receiving end may demodulate the received signal. If necessary, the receiving end may output segmentation through segmentation.
  • the receiving end may perform symbol de-rate matching. This corresponds to symbol rate matching 1318 at the transmitting end.
  • the receiving end may perform deinterleaving 1510 . This may correspond to the deinterleaving 1314 of the transmitting end. According to an embodiment, deinterleaving 1510 may not be performed in odd-numbered transmission. Thereafter, the receiving end may perform channel deinterleaving, LLR combining, and circular buffer de-rate matching. In this case, the order of each operation may be changed or may be performed as one operation.
  • the receiving end may perform decoding.
  • the receiving end may obtain a transmitted signal through channel decoding (ie, polar decoding) and external code decoding.
  • channel decoding ie, polar decoding
  • external code decoding ie, polar decoding
  • FIG. 15A one example of signal processing has been described, but the operations of FIG. 15 may be repeatedly performed for each transmission. In this case, whether or not to perform the deinterleaving 1510 may be determined according to the number of the current transmission.
  • the receiving end may perform deinterleaving based on the number (or number, or counter) of the current transmission. For deinterleaving corresponding to deinterleaving of the transmitting end, in step 1551, the receiving end may check whether the current transmission is an odd-numbered transmission. If the current transmission is an odd-numbered transmission, the transmitting end may perform step 1553 . If the current transmission is an even-numbered transmission, the transmitting end may not perform step 1553 . In step 1553, the receiving end may perform deinterleaving according to deinterleaving.
  • the receiving end may perform deinterleaving according to a different order. Thereafter, the receiving end obtains a relatively uniform reliability distribution through LLR combining.
  • the receiving end since odd-numbered transmission and even-numbered transmission are paired and deinterleaving is performed once per pair, a uniform reliability distribution of each modulation symbol can be obtained every two transmissions. Through this, a stable decoding result can be derived.
  • 16A and 16B illustrate examples of performance of a reliability-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 16A the performance according to the use of reverse interleaving according to the number of repetitions and the number of transmissions is shown.
  • the horizontal axis represents the payload size (A)
  • the vertical axis represents the SNR required to obtain exceptional throughput.
  • SNRs for obtaining throughputs of 100%, 50%, 33%, and 25% are shown, respectively, in the order on the graph. The higher the position along the vertical axis, the higher the gain according to the channel coding.
  • Performance improvement is confirmed when the technique presented in the present disclosure (ie, reverse interleaving is applied in case of even-numbered transmission, as shown in FIG. 13A ). This is because the SNR can be further reduced through reverse interleaving. For example, when the payload is 500, it can be seen that a performance gain of about 5 dB can be obtained in order to obtain a normalized throughput of 33% compared to the existing method.
  • FIG. 16B when the payload is 500, normalized throughput is shown.
  • an additive white Gaussian noise (AWGN) channel, 256 QAM, and a code rate of 0.8 are assumed. From this graph, it can be seen that a performance gain of about 5dB can be obtained to achieve 33% of normalized throughput.
  • AWGN additive white Gaussian noise
  • Inner division-based interleaving refers to a technique of additionally performing deinterleaving on only a part of a bit stream. By designing a uniform channel reliability, inverse interleaving can be used to improve decoding performance at the receiving end.
  • polar encoding 1702 and rate matching 1704 of FIG. 17 correspond to polar encoding 806 of FIG. 8 and rate matching 808 of FIG. 8 , and overlapping descriptions are omitted.
  • the two bit streams output from the inner segmentation 1706 are input to a bit interleaving-1 1708 and a bit interleaving-2 1710, and different interleaving is applied thereto.
  • the transmitting end receives and concatenates the bit streams output from bit interleaving-1 and bit-interleaving-2. Thereafter, the transmitting end may perform constellation mapping 1714 and symbol rate matching 1716 .
  • the method presented in FIG. 17 can be applied when repetition is required because the code rate is lower than the parent code rate.
  • Repeated bits may be input to bit-interleaving-2 (1710). Therefore, if repetition occurs for the same bit and is transmitted twice or more, at least one bit is input to bit-interleing-1 and at least another bit is input to bit interleaving-2. At least some of the repeated bits are mapped to bits having different reliability constituting a modulation symbol. Therefore, by configuring the bit interleaving between the repeated bits differently, the LLR distribution is configured to be as uniform as possible after soft combining at the receiving end.
  • FIG. 17 it is illustrated that inner segmentation is always performed, but the present disclosure is not limited thereto.
  • inverse interleaving performed after internal division may have a performance gain only when repetition occurs.
  • the transmitting end may perform deinterleaving only when this condition is satisfied.
  • 18A and 18B illustrate an example of a functional configuration of a transmitter of an internal division-based interleaving technique according to a symbol size in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • the transmitter may apply only when the bit size E after rate matching is larger than the size N of the parent code.
  • the transmitting end may determine whether the rate matching size E is greater than the parent code size N ( 1811 ). If the rate matching size E is larger than the size N of the parent code, the transmitting end may perform inner segmentation according to FIG. 17 . Thereafter, the transmitter may perform channel interleaving (eg, triangular interleaving) on bits of each group and additionally perform deinterleaving on bits of a specific partial group.
  • channel interleaving eg, triangular interleaving
  • polar encoding 1702, rate matching 1704, inner segmentation 1706, bit interleaving-1 1708, bit interleaving-2 1710, inner concatenation 1712, constellation mapping 1714, Symbol rate matching 1716 may be equally applied. If the rate matching size E is not greater than the parent code size N, the transmitting end performs channel interleaving 1813 as in the prior art and then performs subsequent operations (eg, constellation mapping 1714, symbol rate matching 1716). have.
  • the transmitter may apply only when the bit size E after rate matching is larger than the size 2N of the parent code.
  • the transmitting end may determine whether the rate matching size E is greater than the parent code size 2N ( 1821 ). If the rate matching size E is greater than the parent code size 2N, the transmitting end may perform inner segmentation and additional interleaving for some groups of bits. Specifically, the transmitting end may perform the internal division 1830 . In this case, the inner partition 1830 may provide three or more branches instead of two branches. As an example, the transmitting end may provide M branches.
  • bit interleaving corresponding to each branch may be performed.
  • the transmitting end may perform bit interleaving-1 (1851) on the bit string of the first branch.
  • the transmitting end may perform bit interleaving-2 (1852) on the bit string of the second branch.
  • the transmitting end may perform bit interleaving-3 (1857) on the bit string of the third branch.
  • the bit interleavings may be distributed to evenly mix the bits.
  • bit interleaving-i is It may be bit interleaving that is shifted by
  • polar encoding 1702, rate matching (1704), inner segmentation (1706), bit interleaving-1 (1708), bit interleaving-2 (1710), inner concatenation (1712), constellation mapping (1714) of FIG. ), symbol rate matching 1716 may be equally applied. If the rate matching size E is not greater than the size 2N of the parent code, the transmitting end performs channel interleaving 1823 as in the prior art and then performs subsequent operations (eg, constellation mapping 1714, symbol rate matching 1716). have.
  • the transmitting end uses a modulation scheme of 16 QAM or more (ie, not BPSK/QPSK, but 16 QAM, 64 QAM, 256 QAM, 1024 QAM, etc.). Split and inverse interleaving can also be performed.
  • 19A and 19B illustrate an example of a functional configuration of a receiving end of an internal division-based interleaving technique according to a symbol size in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • Flowchart 1900 of FIG. 19A corresponds to flowchart 1800 of FIG. 18A.
  • the receiving end may determine whether the rate matching size E is greater than the mother code size N ( 1911 ). If the rate matching size E is larger than the parent code size N, the receiving end may perform inner segmentation.
  • the receiving end may perform bit deinterleaving-1 (1901) on some groups of bits, and may perform bit deinterleaving-2 (1902) on bits of other partial groups. That is, the receiving end may perform deinterleaving on some groups of bits, and may perform de-deinterleaving on other partial groups of bits.
  • the receiving end performs bit deinterleaving 1913 (ie, channel deinterleaving) as in the prior art and then performs subsequent operations (eg, derate matching and polar decoding). have.
  • Flowchart 1950 of FIG. 19B corresponds to flowchart 1850 of FIG. 18B.
  • the receiving end may determine whether the rate matching size E is greater than the parent code size 2N (1961). If the rate matching size E is greater than the parent code size 2N, the receiving end may perform inner segmentation. According to each branch, the bit stream is grouped. The receiving end may perform bit deinterleaving-1 (1951) on the bits of the first group, and may perform bit deinterleaving-2 (1962) on the bits of the second group. In the same manner, the receiving end may perform bit deinterleaving-7 (1962) on the bits of the nth group. Each group corresponds to an N bit string, but the last group may have an EM ⁇ N bit string.
  • Bit deinterleaving applied to each group may be configured such that bit deinterleaving performed for all N groups is mixed as evenly as possible as in the method applied to the transmitter.
  • bit deinterleaving-i is It may be bit deinterleaving that is shifted by If the rate matching size E is not greater than the size 2N of the parent code, the receiving end performs bit deinterleaving (1963) (ie, channel deinterleaving) as in the prior art and then performs subsequent operations (eg, derate matching and polar decoding). have.
  • 20A and 20B illustrate an example of performance of an internal partitioning-based interleaving technique in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 20A shows the relationship between the UCI length (ie, payload size A) and the SNR size required for BLER 1%.
  • FIG. 20A a performance comparison between inverse interleaving according to the existing 3GPP NR standard and internal partitioning is illustrated.
  • 20B shows a performance comparison according to rates (in order of 0.1, 0.2, and 0.3). In the high SNR region, it is confirmed that the channel gain is improved. In addition, it can be confirmed that the performance according to the length is relatively stable compared to the existing 3GPP NR standard.
  • a method of evenly distributing channel reliability by utilizing DEMUX instead of interleaving such as a method using interleaving, may also be considered.
  • decoding performance can be improved by dividing a bit stream and applying DEMUX inversely to a repeated portion even in a single transmission.
  • the same bit interleaving may be applied to the two bit streams output from the inner segmentation.
  • the bit interleaving may be channel interleaving (eg, triangular interleaving).
  • the transmitting end may apply the first DEMUX 2101 to the first bit string.
  • the receiving end may apply the second DEMUX 2102 to the second bit string.
  • the second DEMUX may be a re-DEMUX in which distribution of the first DEMUX is reversed.
  • re-DEMUX as shown in FIGS. 9A to 9C may be used.
  • the transmitting end may perform inner concatenation, constellation mapping, and symbol rate matching.
  • FIG. 21 it is illustrated that inner segmentation is always performed, but the present disclosure is not limited thereto.
  • re-DEMUX performed after internal division may have a performance gain only when repetition occurs.
  • the transmitting end may perform deinterleaving only when this condition is satisfied.
  • 22A and 22B illustrate an example of a functional configuration of a transmitting end of an internal division based interleaving technique according to a symbol size in a communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • the transmitter may apply only when the bit size E after rate matching is larger than the size N of the parent code.
  • the transmitting end may determine whether the rate matching size E is greater than the parent code size N. If the rate matching size E is greater than the size N of the parent code, the transmitting end may perform inner segmentation according to FIG. 21 . Thereafter, the transmitting end may perform DEMUX for some groups of bits and re-DEMUX for some other groups of bits. Polar encoding, rate matching, inner segmentation, bit interleaving, inner concatenation, constellation mapping, and symbol rate matching of FIG. 20 may be equally applied. If the rate matching size E is not greater than the size N of the parent code, the transmitting end may apply interleaving and the same DEMUX to the entire bit stream E as in the prior art.
  • the transmitter may apply only when the bit size E after rate matching is greater than the size 2N of the parent code.
  • the transmitting end may determine whether the rate matching size E is greater than the parent code size 2N ( 1821 ). If the rate matching size E is greater than the parent code size 2N, the transmitting end may perform inner segmentation.
  • the transmitting end may internally divide the entire bit stream E into M groups. In this case, a bit string corresponding to each branch may have a bit string of size N, but a bit string corresponding to the last branch may have a bit string of size EM ⁇ N.
  • the transmitting end may perform bit interleaving.
  • the corresponding bit interleaving may be equally applied between branched bit streams.
  • the transmitting end may identify the DEMUX corresponding to each branch after bit interleaving.
  • the transmitting end may apply DEMUX(i) to the bit string of the i-th branch. i may be an integer of 1 or more and N or less.
  • DEMUX(1), DEMUX(2), ..., DEMUX(k), ..., DEMUX(N) may be designed to have a uniform reliability distribution with respect to modulation symbols.
  • a DEMUX operation technique may be designed like the cyclic shift of FIG. 10 . If the rate matching size E is not greater than the parent code size 2N, the transmitting end may apply interleaving and the same DEMUX to the entire bit stream E as in the prior art.
  • the transmitting end uses a modulation scheme of 16 QAM or more (ie, not BPSK/QPSK, but 16 QAM, 64 QAM, 256 QAM, 1024 QAM, etc.). Split and inverse interleaving can also be performed.
  • the base station includes a communication unit 2301 , a backhaul communication unit 2303 , a storage unit 2305 , and a control unit 2307 .
  • the communication unit 2301 performs functions for transmitting and receiving signals through a wireless channel. For example, the communication unit 2301 performs a function of converting between a baseband signal and a bit stream according to a physical layer standard of a system. For example, when transmitting data, the communication unit 2301 generates complex symbols by encoding and modulating the transmitted bit stream. In addition, when data is received, the communication unit 2301 restores the received bit stream by demodulating and decoding the baseband signal. According to various embodiments, the communication unit 2301 may encode a signal using a polar code or decode an encoded signal using a polar code. The communication unit 2301 may be configured to perform at least one of the operations of the transmitter and the operations of the receiver described with reference to FIGS. 1 to 22 .
  • the communication unit 2301 up-converts a baseband signal to a radio frequency (RF) band signal, transmits it through an antenna, and downconverts an RF band signal received through the antenna into a baseband signal.
  • the communication unit 2301 may include a transmit filter, a receive filter, an amplifier, a mixer, an oscillator, a digital to analog converter (DAC), an analog to digital converter (ADC), and the like.
  • the communication unit 2301 may include a plurality of transmission/reception paths.
  • the communication unit 2301 may include at least one antenna array including a plurality of antenna elements.
  • the communication unit 2301 may be composed of a digital unit and an analog unit, and the analog unit is divided into a plurality of sub-units according to operating power, operating frequency, etc. can be configured.
  • the communication unit 2301 may include a beam forming unit, that is, a beamforming unit.
  • the communication unit 2301 may include a massive MIMO unit (MMU) for beamforming.
  • MMU massive MIMO unit
  • the communication unit 2301 may transmit and receive signals.
  • the communication unit 2301 may include at least one transceiver.
  • the communication unit 2301 may transmit a synchronization signal, a reference signal, system information, a message, control information, or data.
  • the communication unit 2301 may perform beamforming.
  • the communication unit 2301 may apply a beamforming weight to a signal to be transmitted/received in order to give a direction according to the setting of the control unit 2307 to the signal.
  • the communication unit 2301 may generate a baseband signal according to the scheduling result and the transmission power calculation result.
  • the RF unit in the communication unit 2301 may transmit the generated signal through the antenna.
  • the communication unit 2301 transmits and receives signals as described above. Accordingly, all or part of the communication unit 2301 may be referred to as a 'transmitter', 'receiver', or 'transceiver'. In addition, in the following description, transmission and reception performed through a wireless channel are used to mean that the processing as described above is performed by the communication unit 2301 .
  • the backhaul communication unit 2303 provides an interface for communicating with other nodes in the network. That is, the backhaul communication unit 2303 converts the bit string transmitted from the base station to another node, for example, another access node, another base station, upper node, core network, etc. into a physical signal, and converts the physical signal received from the other node. Convert to bit string.
  • the storage unit 2305 stores data such as a basic program, an application program, and setting information for the operation of the base station.
  • the storage 2305 may include a memory.
  • the storage unit 2305 may be configured as a volatile memory, a non-volatile memory, or a combination of a volatile memory and a non-volatile memory.
  • the storage unit 2305 provides the stored data according to the request of the control unit 2307 .
  • the controller 2307 controls overall operations of the base station. For example, the control unit 2307 transmits and receives signals through the communication unit 2301 or through the backhaul communication unit 2303 . In addition, the control unit 2307 writes and reads data in the storage unit 2305 . In addition, the control unit 2307 may perform functions of a protocol stack required by the communication standard. To this end, the controller 2307 may include at least one processor. According to various embodiments, the controller 2307 may control the base station to perform operations according to the various embodiments described above.
  • the configuration of the base station 110 shown in FIG. 23 is only an example of the base station, and the example of the base station performing various embodiments of the present disclosure from the configuration shown in FIG. 23 is not limited. That is, according to various embodiments, some configurations may be added, deleted, or changed.
  • the base station is described as one entity, but as described above, the present disclosure is not limited thereto.
  • the base station may be implemented to form an access network having a distributed deployment as well as an integrated deployment (eg, an eNB of LTE).
  • the base station is divided into a central unit (CU) and a digital unit (DU), and the CU is an upper layer function (eg, packet data (PDCP)).
  • Convergence protocol (RRC)) DU may be implemented to perform lower layers (eg, medium access control (MAC), physical (PHY)).
  • MAC medium access control
  • PHY physical
  • the base station having the split arrangement may further include a configuration for fronthaul interface communication.
  • the base station as a DU, may perform functions for transmitting and receiving signals in a wired communication environment.
  • the DU may include a wired interface for controlling a direct connection between the device and the device via a transmission medium (eg, copper wire, optical fiber).
  • the DU may transmit an electrical signal to another device through a copper wire or perform conversion between an electrical signal and an optical signal.
  • a DU may be connected to a CU in a distributed deployment. However, this description is not to be construed to exclude a scenario in which the DU is connected to the CU through a wireless network.
  • the DU may be additionally connected to a radio unit (RU). However, this description is not to be construed as excluding a radio environment consisting only of CUs and DUs.
  • FIG. 24 illustrates a functional configuration of a terminal in a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • Terms such as '... unit' and '... group' used below mean a unit that processes at least one function or operation, which may be implemented as hardware or software, or a combination of hardware and software. have.
  • the terminal includes a communication unit 2401 , a storage unit 2403 , and a control unit 2405 .
  • the communication unit 2401 performs functions for transmitting and receiving signals through a wireless channel. For example, the communication unit 2401 performs a function of converting between a baseband signal and a bit stream according to a physical layer standard of the system. For example, when transmitting data, the communication unit 2401 generates complex symbols by encoding and modulating the transmitted bit stream. In addition, when receiving data, the communication unit 2401 restores the received bit stream by demodulating and decoding the baseband signal. According to various embodiments, the communication unit 2401 may encode a signal using a polar code or decode an encoded signal using a polar code. The communication unit 2401 may be configured to perform at least one of the operations of the transmitting end and the operations of the receiving end described with reference to FIGS. 1 to 22 .
  • the communication unit 2401 up-converts the baseband signal into an RF band signal, transmits it through an antenna, and downconverts the RF band signal received through the antenna into a baseband signal.
  • the communication unit 2401 may include a transmit filter, a receive filter, an amplifier, a mixer, an oscillator, a DAC, an ADC, and the like.
  • the communication unit 2401 may include a plurality of transmission/reception paths. Furthermore, the communication unit 2401 may include an antenna unit. The communication unit 2401 may include at least one antenna array composed of a plurality of antenna elements. In terms of hardware, the communication unit 2401 may include a digital circuit and an analog circuit (eg, a radio frequency integrated circuit (RFIC)). Here, the digital circuit and the analog circuit may be implemented as one package. Also, the communication unit 2401 may include a plurality of RF chains. The communication unit 2401 may perform beamforming. The communication unit 2401 may apply a beamforming weight to a signal to be transmitted/received in order to give a direction according to the setting of the control unit 2405 to the signal.
  • RFIC radio frequency integrated circuit
  • the communication unit 2401 may transmit/receive a signal.
  • the communication unit 2401 may include at least one transceiver.
  • the communication unit 2401 may receive a downlink signal.
  • the downlink signal includes a synchronization signal (SS), a reference signal (RS) (eg, cell-specific reference signal (CRS), demodulation (DM)-RS), system information (eg, MIB, SIB, It may include remaining system information (RMSI), other system information (OSI), a configuration message, control information, or downlink data.
  • SS synchronization signal
  • RS reference signal
  • DM demodulation
  • MIB cell-specific reference signal
  • SIB system information
  • RMSI remaining system information
  • OSI system information
  • the communication unit 2401 may transmit an uplink signal.
  • the uplink signal includes a random access-related signal (eg, a random access preamble (RAP) (or Msg1 (message 1)), Msg3 (message 3)), a reference signal (eg, a sounding reference signal (SRS), DM). -RS), or a buffer status report (BSR), and the like.
  • RAP random access preamble
  • Msg1 messagessage 1
  • Msg3 messagessage 3
  • a reference signal eg, a sounding reference signal (SRS), DM).
  • SRS sounding reference signal
  • DM DM
  • -RS buffer status report
  • BSR buffer status report
  • the communication unit 2401 may include an RF processing unit and a baseband processing unit.
  • the RF processing unit performs a function for transmitting and receiving a signal through a wireless channel, such as band conversion and amplification of the signal. That is, the RF processor up-converts the baseband signal provided from the baseband processor into an RF band signal, transmits it through an antenna, and downconverts the RF band signal received through the antenna into a baseband signal.
  • the RF processing unit may include a transmit filter, a receive filter, an amplifier, a mixer, an oscillator, a digital to analog converter (DAC), an analog to digital converter (ADC), and the like. Although only one antenna is shown in FIG.
  • the terminal may include a plurality of antennas.
  • the RF processing unit may include a plurality of RF chains.
  • the RF processing unit may perform beamforming. For the beamforming, the RF processing unit may adjust the phase and magnitude of each of the signals transmitted and received through a plurality of antennas or antenna elements.
  • the baseband processing unit performs a conversion function between the baseband signal and the bit stream according to the physical layer standard of the system. For example, when transmitting data, the baseband processing unit generates complex symbols by encoding and modulating the transmitted bit stream. In addition, when receiving data, the baseband processing unit restores a received bit stream by demodulating and decoding the baseband signal provided from the RF processing unit. For example, in the case of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), when transmitting data, the baseband processing unit generates complex symbols by encoding and modulating a transmission bit stream, and maps the complex symbols to subcarriers, followed by IFFT OFDM symbols are constructed through an inverse fast Fourier transform operation and cyclic prefix (CP) insertion.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the baseband processing unit divides the baseband signal provided from the RF processing unit into OFDM symbol units, restores signals mapped to subcarriers through a fast Fourier transform (FFT) operation, and then demodulates and decodes them. recovers the received bit string through
  • FFT fast Fourier transform
  • the communication unit 2401 transmits and receives signals as described above. Accordingly, all or part of the communication unit 2401 may be referred to as a transmitter, a receiver, or a transceiver. Furthermore, the communication unit 2401 may include a plurality of communication modules to support a plurality of different wireless access technologies. Also, the communication unit 2401 may include different communication modules to process signals of different frequency bands.
  • the different radio access technologies may include a wireless LAN (eg, IEEE 802.1x), a cellular network (eg, LTE, NR), and the like.
  • the different frequency bands may include a super high frequency (SHF) (eg, 2.5 GHz, 5 GHz) band and a millimeter wave (eg, 60 GHz) band.
  • the communication unit 2401 may use the same radio access technology on different frequency bands (eg, an unlicensed band for licensed assisted access (LAA), citizens broadband radio service (CBRS) (eg, 3.5 GHz)).
  • LAA licensed assisted access
  • CBRS citizens broadband
  • the storage unit 2403 stores data such as a basic program, an application program, and setting information for the operation of the terminal.
  • the storage unit 2403 may be configured as a volatile memory, a non-volatile memory, or a combination of a volatile memory and a non-volatile memory.
  • the storage unit 2403 stores data such as a basic program, an application program, and setting information for the operation of the terminal.
  • the controller 2405 controls overall operations of the terminal. For example, the control unit 2405 transmits and receives signals through the communication unit 2401 . In addition, the control unit 2405 writes and reads data in the storage unit 2403 . In addition, the control unit 2405 may perform the functions of the protocol stack required by the communication standard. To this end, the controller 2405 may include at least one processor. The controller 2405 may include at least one processor or microprocessor, or may be a part of the processor. Also, a part of the communication unit 2401 and the control unit 2405 may be referred to as CPs. The controller 2405 may include various modules for performing communication. According to various embodiments, the controller 2405 may control the terminal to perform operations according to various embodiments to be described later.
  • the controller 2405 controls overall operations of the terminal.
  • the control unit 2405 transmits and receives signals through the communication unit 2401 .
  • the control unit 2405 writes and reads data in the storage unit 2403 .
  • the controller 2405 may include at least one processor.
  • the controller 2405 may include a communication processor (CP) that controls for communication and an application processor (AP) that controls an upper layer such as an application program.
  • CP communication processor
  • AP application processor
  • the controller 2405 may be configured to perform a function of dynamic spectrum sharing.
  • the controller 2405 may be configured so that the terminal 120 dynamically uses a cell of LTE and a cell of NR in an EN-DC environment.
  • the controller 2405 may be configured so that the terminal 120 dynamically uses cells by two nodes in an MR-DC environment as well as an EN-DC environment.
  • the controller 2405 may control the terminal to perform operations according to various embodiments described above.
  • a first embodiment of the present invention in encoding input bits into a polar code, the steps of: obtaining a sign parameter and a sign setting; segmenting the input bit stream; encoding with an external code; encoding a polar code based on the number of code input bits and the number of codeword bits; rate matching including interleaving based on a preset number of codeword bits; channel interleaving based on a preset modulation scheme; a DEMUXING step of changing one bit stream to a plurality of bit streams based on a preset modulation method and transmission number; mapping a plurality of input bits to one symbol based on a preset modulation scheme; performing rate matching in units of symbols based on a preset number of transmission symbols; It is characterized in that it is composed of
  • a second embodiment of the present invention in encoding input bits into a polar code, the steps of: obtaining a sign parameter and a sign setting; segmenting an input bit stream; Encoding with an external code; Encoding into a Polar code based on the number of code input bits and the number of codeword bits; rate matching including interleaving based on a preset number of codeword bits; channel interleaving based on a preset modulation scheme; interleaving based on a preset modulation scheme and transmission number; mapping a plurality of input bits to one symbol based on a preset modulation scheme; It is characterized in that it consists of; performing rate matching in units of symbols based on the preset number of transmission symbols.
  • a third embodiment of the present invention in encoding input bits into a polar code, the steps of: obtaining a sign parameter and a sign setting; segmenting an input bit stream; encoding with an external code; encoding a polar code based on the number of code input bits and the number of codeword bits; internal segmentation based on a preset rate matching size; performing bit interleaving based on an arrangement order of the segmented bit stream; It is characterized in that it is composed of
  • a fourth embodiment of the present invention in encoding input bits into a polar code, the steps of: obtaining a sign parameter and a sign setting; segmenting the input bit stream; encoding with an external code; encoding a polar code based on the number of code input bits and the number of codeword bits; internal segmentation based on a preset rate matching size;
  • the transmitting end determines the rate matching size so that the parent code of the polar code can be equally selected even when the number of bits transmitted during repeated transmission is different, and the DEMUXING method is selected based on the number of transmissions and (eg, re-DEMUX), and symbol unit rate matching may be performed according to the number of bits to be transmitted.
  • the transmitting end determines the rate matching size so that the parent code of the polar code can be equally selected even when the number of bits transmitted during repeated transmission is different, and based on the number of transmissions, reverse interleaving (Reverse) interleaving) and perform symbol unit rate matching according to the number of bits to be transmitted.
  • Reverse reverse interleaving
  • the transmitting end rate-matches a polar codeword during channel coding using a polar code, and segments the rate-matched bitstream into a plurality of bitstreams, and each Each segmented bit stream is interleaved, and DEMUXING can be selected based on the arrangement order of the bit stream.
  • the present disclosure proposes an iterative transmission scheme for obtaining an additional decoding gain when rate matching for adjusting a code rate on a basic structure of a polar ode determined as a power of length 2.
  • the channel coding gain can be increased by performing symbol rate matching to make the mother code size the same.
  • the embodiments of the present disclosure can maximize the channel coding gain by solving the fact that reliability varies according to symbol mapping such as modulation schemes (eg, 16 QAM, 64 QAM, 256 QAM) at the receiving end.
  • channel coding using a polar code and operations have been described in an exemplary situation used for UCI transmission in the present disclosure, embodiments of the present disclosure are not limited thereto.
  • Channel coding using a polar code and operations according to some embodiments may be used in the same or similar manner when transmitting a broadcast channel (BCH) or downlink control information (DCI).
  • BCH broadcast channel
  • DCI downlink control information
  • repeated transmission the above-described repetitive transmission situation with rate matching on PUSCH has been described as an example, but embodiments of the present disclosure are not limited thereto.
  • embodiments of the present disclosure may also be applied to periodic transmission such as broadcast information (eg, MIB of PBCH) or repetitions configured for a low-power terminal such as an MTC terminal.
  • symbol rate matching is performed in the embodiments of the present disclosure, it is not construed as being necessarily performed in all embodiments.
  • symbol rate matching is performed after constellation mapping It may or may not be performed.
  • a method of a transmitting end in a wireless communication system includes a process of obtaining an encoded bit stream using a polar code from information bits, and modulation of the bit stream. Transmitting a first signal generated through the process, performing reverse mapping on the bit stream, and transmitting a second signal generated through modulation on the reverse-mapped bit stream process may be included.
  • the inverse-mapping may be performed through a reverse demultiplexer (DEMUX).
  • DEMUX reverse demultiplexer
  • the inverse mapping may include a cyclic shift of a specified size.
  • the inverse mapping may include interleaving according to the transmission count of the bit stream.
  • the inverse mapping may be performed when the modulation is 16 quadrature amplitude modulation (QAM), 64 QAM, 256 QAM, or 1024 QAM.
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • 64 QAM 64 QAM
  • 256 QAM 256 QAM
  • 1024 QAM 1024 QAM
  • a method of a receiving end in a wireless communication system includes a process of receiving a first signal generated through modulation of a bit stream, and inverse mapping and modulation of the bit stream. receiving a second signal, and obtaining information bits for the bit stream by combining the first signal and the second signal based on the inverse mapping, wherein the bit stream is a polar code (polar code) may be encoded.
  • a polar code polar code
  • the inverse-mapping may be performed through a reverse demultiplexer (DEMUX).
  • DEMUX reverse demultiplexer
  • the inverse mapping may include a cyclic shift of a specified size.
  • the inverse mapping may include interleaving according to the transmission count of the bit stream.
  • the inverse mapping may be performed when the modulation is 16 quadrature amplitude modulation (QAM), 64 QAM, 256 QAM, or 1024 QAM.
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • 64 QAM 64 QAM
  • 256 QAM 256 QAM
  • 1024 QAM 1024 QAM
  • a transmitting end in a wireless communication system includes at least one processor and at least one transceiver, wherein the at least one processor uses a polar code from information bits Obtaining an encoded bit stream, transmitting a first signal generated through modulation of the bit stream, performing reverse mapping on the bit stream, and performing reverse mapping on the bit stream It may be configured to transmit a second signal generated through modulation for .
  • a receiving end includes at least one processor and at least one transceiver, and the at least one processor includes a first signal generated through modulation of a bit stream.
  • information bits for the bit stream by receiving, receiving a second signal generated through inverse mapping and modulation of the bit stream, and combining the first signal and the second signal based on the inverse mapping , wherein the bit stream may be encoded using a polar code.
  • a method of a transmitting end in a wireless communication system includes a process of obtaining an encoded bit stream using a polar code from information bits, and rate matching for the bit stream obtaining an output bit sequence through matching), performing first interleaving on a first bit sequence of the output bit sequence, A process of performing interleaving, a process of obtaining a code sequence based on a concatenation of a result of the first interleaving and a result of the second interleaving, and the process of transmitting a signal according to the code sequence to a receiver and the second interleaving may be performed in a reverse order of the first interleaving.
  • the method includes: receiving a signal according to a code sequence from a transmitting end; performing first deinterleaving on a first code sequence of the code sequence; , a process of performing second deinterleaving on a second code sequence excluding the first code sequence from among the code sequences, and concatenating the result of the first deinterleaving and the result of the second deinterleaving to obtain an output bit sequence obtaining, and obtaining information bits through de-rate matching and polar decoding on the output bit sequence, wherein the second deinterleaving is a step of the first deinterleaving. It may be in reverse order.
  • a computer-readable storage medium storing one or more programs (software modules) may be provided.
  • One or more programs stored in the computer-readable storage medium are configured to be executable by one or more processors in an electronic device (device).
  • One or more programs include instructions for causing an electronic device to execute methods according to embodiments described in a claim or specification of the present disclosure.
  • Such programs include random access memory, non-volatile memory including flash memory, read only memory (ROM), electrically erasable programmable ROM (electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), magnetic disc storage device, compact disc-ROM (CD-ROM), digital versatile discs (DVDs), or other It may be stored in an optical storage device or a magnetic cassette. Alternatively, it may be stored in a memory composed of a combination of some or all thereof. In addition, each configuration memory may be included in plurality.
  • non-volatile memory including flash memory, read only memory (ROM), electrically erasable programmable ROM (electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), magnetic disc storage device, compact disc-ROM (CD-ROM), digital versatile discs (DVDs), or other It may be stored in an optical storage device or a magnetic cassette. Alternatively, it may be stored in a memory composed of a combination of some or all thereof. In addition, each configuration memory may be included in plurality.
  • the program is transmitted through a communication network consisting of a communication network such as the Internet, an intranet, a local area network (LAN), a wide area network (WAN), or a storage area network (SAN), or a combination thereof. It may be stored on an attachable storage device that can be accessed. Such a storage device may be connected to a device implementing an embodiment of the present disclosure through an external port. In addition, a separate storage device on the communication network may be connected to the device implementing the embodiment of the present disclosure.
  • a communication network such as the Internet, an intranet, a local area network (LAN), a wide area network (WAN), or a storage area network (SAN), or a combination thereof. It may be stored on an attachable storage device that can be accessed.
  • Such a storage device may be connected to a device implementing an embodiment of the present disclosure through an external port.
  • a separate storage device on the communication network may be connected to the device implementing the embodiment of the present disclosure.

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Abstract

본 개시(disclosure)는 LTE(Long Term Evolution)와 같은 4G(4th generation) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G(5th generation) 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단의 방법은, 정보 비트들로부터 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 비트 스트림을 획득하는 과정과, 상기 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 전송하는 과정과, 상기 비트 스트림에 대한 역-매핑(reverse mapping)을 수행하는 과정과, 상기 역-매핑된 비트 스트림에 대한 변조를 통해 생성된 제2 신호를 전송하는 과정을 포함할 수 있다.

Description

통신 시스템에서 극 부호의 부호화 또는 복호화를 위한 장치 및 방법
본 개시(disclosure)는 일반적으로 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 무선 통신 시스템에서 극 부호(polar code)의 부호화 또는 복호화를 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (beyond 4G network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파 (mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍 (beamforming), 거대 배열 다중 입출력 (massive MIMO), 전차원 다중입출력 (full dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나 (array antenna), 아날로그 빔포밍 (analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개설된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (device-to-device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (coordinated multi-points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조 (advanced coding and modulation, ACM) 방식인 FQAM (hybrid FSK and QAM modulation) 및 SWSC (sliding window superposition coding) 과, 진보된 접속 기술인 FBMC (filter bank multi carrier), NOMA (non-orthogonal multiple access), 및 SCMA (sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산도니 구성 요소들 간에 정보를 주고받아 처리하는 IoT (internet of things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터 (big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (internet of everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크 (sensor network), 사물통신 (machine to machine, M2M), MTC (machine type communication) 등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT (internet technology) 기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.
이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지 있다. 예를 들어, 센서 네트워크, 사물통신, MTC 등의 기술이 5G 통신 기술인 빔포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크가 적용되는 것도 5G와 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.
일반적으로 통신 및 방송 시스템에서 송신기와 수신기 사이에 데이터를 송신 및 수신하는 경우, 통신 채널에 존재하는 잡음으로 인해 데이터 오류가 발생할 수 있다. 이처럼 통신 채널에 의해 발생된 오류를 수신기에서 정정할 수 있도록 설계된 부호화 방식으로 오류 검출 부호 (error detection codes) 및 오류 정정 부호 (error correcting codes, ECC) 방식이 존재한다. 특히 송수신기 사이의 통신 상에 사용하는 오류 정정 부호를 채널 부호화 (channel coding) 라고도 한다. 오류 정정 부호 기법은 전송하고자 하는 데이터 비트에 추가 비트 (redundant bit)를 추가하여 송신하고, 수신기에서는 이러한 추가 비트를 활용하여 전송하고자 하는 데이터비트에 포함된 오류를 정정하는 복호 (decoding) 동작을 수행한다.
오류 정정 부호 기법에는 다양한 방식들이 존재한다. 예컨대, 컨볼루션 부호 (convolutional coding), 터보 부호 (turbo coding), 저밀도 패리티 검사 부호 (low-density parity-check coding, LDPC coding), 및 극 부호 (polar coding) 방식 등이 존재한다. 특히 터보 부호, 저밀도 패리티 검사 부호, 극 부호는 이론적인 채널 용량 (channel capacity)에 거의 근접하는 성능을 갖는 우수한 부호로 다양한 통신 시스템에서 활용되고 있다.
이러한 오류 정정 부호 기법들 중 극 부호(polar code)(또는 폴라 코드)는 순차적 제거(successive cancellation, SC) 복호 시 발생하는 채널 양극화(channel polarization) 현상을 바탕으로 낮은 복호 복잡도로 점대점 채널 용량을 달성함이 이론적으로 증명된 최초의 부호이다. 또한 극 부호는 SC-list(SCL) 복호 등을 사용하였을 때 성능 또한 우수함이 확인되었다. 특히 CRC 부호와 같은 연접 외부 부호(concatenated outer code)와 SC-list(SCL) 복호가 사용될 경우, 기존의 다른 채널 부호와 비교하여 더 우수한 성능을 갖는 것이 확인되었다. 3GPP NR(New Radio)에서 제어 채널로 제어 정보를 전송할 때 극 부호를 사용하는 것이 합의되었다.
상술한 바와 같은 논의를 바탕으로, 본 개시(disclosure)는, 통신 시스템에서 극 부호(polar code)를 이용한 반복 시, 심볼-단위의 레이트 매칭(rate-matching)을 수행하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 극 부호를 이용한 반복 시, 반복되는 비트 스트림에게 다른 디멀티플렉서(demultiplexer, DEMUX)를 사용하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 극 부호를 이용한 반복 시, 반복되는 비트 스트림에게 다른 역-인터리버(reverse interleaver)를 사용하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 극 부호 이용 시 낮은 코드율을 지원하기 위해, 내부 분할을 통한 일부 비트 셋에 대하여 역 디멀티플렉서(demultiplexer, DEMUX)를 사용하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 극 부호 이용 시 낮은 코드율을 지원하기 위해, 내부 분할을 통한 일부 비트 셋에 대하여 역-인터리버를 사용하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단의 방법은, 정보 비트들로부터 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 비트 스트림을 획득하는 과정과, 상기 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 전송하는 과정과, 상기 비트 스트림에 대한 역-매핑(reverse mapping)을 수행하는 과정과, 상기 역-매핑된 비트 스트림에 대한 변조를 통해 생성된 제2 신호를 전송하는 과정을 포함할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 수신단의 방법은, 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 수신하는 과정과, 상기 비트 스트림의 역-매핑 및 변조를 통해 생성된 제2 신호를 수신하는 과정과, 상기 역-매핑에 기반하여 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 결합함으로써 상기 비트 스트림에 대한 정보 비트들을 획득하는 과정을 포함하고, 상기 비트 스트림은 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단은, 적어도 하나의 프로세서와 적어도 하나의 송수신기를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 정보 비트들로부터 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 비트 스트림을 획득하고, 상기 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 전송하고, 상기 비트 스트림에 대한 역-매핑(reverse mapping)을 수행하고, 상기 역-매핑된 비트 스트림에 대한 변조를 통해 생성된 제2 신호를 전송도록 구성될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 수신단은, 적어도 하나의 프로세서와 적어도 하나의 송수신기를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 수신하고, 상기 비트 스트림의 역-매핑 및 변조를 통해 생성된 제2 신호를 수신하고, 상기 역-매핑에 기반하여 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 결합함으로써 상기 비트 스트림에 대한 정보 비트들을 획득하도록 구성되고, 상기 비트 스트림은 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 장치 및 방법은, 극 부호를 이용화여 부호화된 비트열들에 역-매핑(reverse mapping) 기법(technique)를 수행함으로써, 오류 정정 성능을 높일 수 있게 한다.
본 개시에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다.
도 2a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 송신단의 극 부호를 이용한 부호화의 예를 도시한다.
도 2b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 수신단의 극 부호를 이용한 복호화의 예를 도시한다.
도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 상향링크 데이터의 반복 전송의 예를 도시한다.
도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 레이트 매칭(symbol rate-matching) 기법의 예를 도시한다.
도 5는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 디-멀티플렉서(demultiplexer, DEMUX)의 예를 도시한다.
도 6은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 시퀀스의 크기 결정의 예를 도시한다.
도 7a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 극 부호의 설계 원리를 도시한다.
도 7b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 극 부호를 이용한 신뢰도 결합의 예를 나타낸다.
도 8은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도(reliability) 기반 디멀티플렉서(demultiplexer, DEMUX) 운용 기법의 예를 도시한다.
도 9a 내지 9c는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 DEMUX 및 역 DEMUX(reverse DEMUX, re-DEMUX)의 예를 도시한다.
도 10a 및 도 10b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 순환 쉬프트(cyclic shift)에 따른 신뢰도 기반 DEMUX 운용 기법의 예를 도시한다.
도 11은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 DEMUX 운용 기법을 위한 송신단의 동작 흐름을 도시한다.
도 12는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 DEMUX 운용 기법을 위한 수신단의 동작 흐름을 도시한다.
도 13a 및 도 13b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 인터리빙 기법의 예를 도시한다.
도 14는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 인터리빙 기법을 위한 송신단의 동작 흐름을 도시한다.
도 15a 및 도 15b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 인터리빙 기법을 위한 수신단의 동작 흐름을 도시한다.
도 16a 및 도 16b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 인터리빙 기법의 성능의 예를 도시한다.
도 17은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 내부 분할(inner segmentation) 기반 인터리빙 기법의 예를 도시한다.
도 18a 및 18b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 크기에 따른 내부 분할 기반 인터리빙 기법의 송신단의 기능적 구성의 예를 도시한다.
도 19a 및 19b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 크기에 따른 내부 분할 기반 인터리빙 기법의 수신단의 기능적 구성의 예를 도시한다.
도 20a 및 도 20b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 내부 분할 기반 인터리빙 기법의 성능의 예를 도시한다.
도 21은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 내부 분할 기반 디멀티플렉싱 기법의 예를 도시한다.
도 22a 및 22b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 크기에 따른 내부 분할 기반 인터리빙 기법의 송신단의 기능적 구성의 예를 도시한다.
도 23은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 기지국의 구성을 도시한다.
도 24는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 단말의 구성을 도시한다.
본 개시에서 사용되는 용어들은 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 다른 실시 예의 범위를 한정하려는 의도가 아닐 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 용어들은 본 개시에 기재된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다. 본 개시에 사용된 용어들 중 일반적인 사전에 정의된 용어들은, 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 동일 또는 유사한 의미로 해석될 수 있으며, 본 개시에서 명백하게 정의되지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다. 경우에 따라서, 본 개시에서 정의된 용어일지라도 본 개시의 실시 예들을 배제하도록 해석될 수 없다.
이하에서 설명되는 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 다양한 실시 예들이 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.
이하, 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다.
실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.
마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 강조되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응한 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들을 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또한 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA 또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성 요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수 있다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 다양한 실시 예들을 상세히 설명한다, 이때, 첨부된 도면들에서 동일한 구성 요소는 가능한 동일한 부호로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 이하에 첨부된 본 발명의 도면은 본 발명의 이해를 돕기 위해 제공되는 것으로, 본 발명의 도면에 예시된 형태 또는 배치 등에 본 발명이 제한되지 않음에 유의하여야 한다. 또한 본 발명의 요지를 흐리게 할 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 자세한 설명의 생략할 것이다. 하기의 설명에서는 본 발명의 다양한 실시 예들에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만 설명되며, 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
이하 본 개시는 통신 시스템에서 극 부호(polar code)의 부호화 및 복호화를 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 구체적으로, 본 개시는 통신 시스템에서 극 부호를 이용한 신호 처리과정(signal processing)에서, 역-매핑(reverse-mapping) 기법을 통해 오류 정정 성능을 높이기 위한 기술을 설명한다.
이하 설명에서 사용되는 파라미터들을 지칭하는 용어, 리던던시(redundancy) 비트를 지칭하는 용어(예: 패리티 체크 비트), 정보 비트를 지칭하는 용어, 채널을 지칭하는 용어, 제어 정보를 지칭하는 용어, 네트워크 객체(network entity)들을 지칭하는 용어, 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다.
또한, 본 개시는, 일부 통신 규격(예: 3GPP(3rd Generation Partnership Project))에서 사용되는 용어들을 이용하여 다양한 실시 예들을 설명하지만, 이는 설명을 위한 예시일 뿐이다. 본 개시의 다양한 실시 예들은, 다른 통신 시스템에서도, 용이하게 변형되어 적용될 수 있다.
도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다. 도 1의 무선 통신 환경(100)은 무선 채널을 이용하는 노드(node)들의 일부로서, 기지국(110) 및 단말(120)을 예시한다.
기지국(110)은 단말(120)에게 무선 접속을 제공하는 네트워크 인프라스트럭쳐(infrastructure)이다. 기지국(110)은 신호를 송신할 수 있는 거리에 기초하여 일정한 지리적 영역으로 정의되는 커버리지(coverage)를 가진다. 기지국(110)은 기지국(base station) 외에 MMU(massive MIMO(multiple input multiple output) unit), '액세스 포인트(access point, AP)', '이노드비(eNodeB, eNB)', '5G 노드(5th generation node)', '5G 노드비(5G NodeB, NB)', '무선 포인트(wireless point)', '송수신 포인트(transmission/reception point, TRP)', '액세스 유닛(access unit)','분산 유닛(distributed unit, DU)', '송수신 포인트(transmission/reception point, TRP)','무선 유닛(radio unit, RU), 원격 무선 장비(remote radio head, RRH) 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다. 기지국(110)은 하향링크 신호를 송신하거나 상향링크 신호를 수신할 수 있다.
단말(120)은 사용자에 의해 사용되는 장치로서, 기지국(110)과 무선 채널을 통해 통신을 수행한다. 경우에 따라, 단말(120)은 사용자의 관여 없이 운영될 수 있다. 즉, 단말(120)은 기계 타입 통신(machine type communication, MTC)을 수행하는 장치로서, 사용자에 의해 휴대되지 아니할 수 있다. 단말(120)은 단말(terminal) 외 '사용자 장비(user equipment, UE)', '이동국(mobile station)', '가입자국(subscriber station)', '고객 댁내 장치'(customer premises equipment, CPE), '원격 단말(remote terminal)', '무선 단말(wireless terminal)', '전자 장치(electronic device)', 또는 '차량(vehicle)용 단말', '사용자 장치(user device)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다.
도 1에는 도시되지 않았으나, 기지국(110)과 단말(120) 간 통신 외에, 단말(120)은 다른 단말과 직접 통신(direction communication)을 수행할 수도 있다. 예를 들어, 도 1에 도시된 단말(120)과 다른 단말 차량 통신을 지원할 수 있다. 차량 통신의 경우, LTE 시스템에서는 장치간 통신(device-to-device, D2D) 통신 구조를 기초로 V2X 기술에 대한 표준화 작업이 3GPP 릴리즈 14과 릴리즈 15에서 완료되었으며, 현재 5G NR 기초로 V2X 기술을 개발하려는 노력이 진행되고 있다.
통신 노드들 간의 형성된 링크에 따라 송신단과 수신단은 다양하게 정의될 수 있다. 일 실시 예에 따라, 송신단이 기지국(110)이고, 수신단이 단말(120)일 수 있다. 또한, 다른 일 실시 예에 따라, 수신단이 기지국(110)이고, 송신단이 단말(120)일 수 있다. 또한, 다른 일 실시 예에 따라, 송신단과 수신단 모두 단말일 수 있다. 이하, 본 개시는 신호를 송신하는 주체를 송신단, 신호를 수신하는 주체를 수신단으로 서술하나, 신호 처리과정을 설명하기 위한 기능적인 표현일 뿐, 특정 실시 예를 한정하는 것으로 해석되지 않는다.
통신을 수행함에 있어, 송신단과 수신단 사이의 안정적인 통신을 위하여 오류 정정 기능이 사용될 수 있다. 이 때, 송수신기 사이의 통신 상에 사용되는 오류 정정 부호를 채널 부호화 (channel coding) 라고도 한다. 오류 정정 부호 기법에는 다양한 방식들이 존재한다. 예컨대, 컨볼루션 부호 (convolutional coding), 터보 부호 (turbo coding), 저밀도 패리티 검사 부호 (low-density parity-check coding, LDPC coding), 및 극 부호 (polar coding) 방식 등이 존재한다. 본 개시의 다양한 실시 예들은, 이론적인 채널 용량 (channel capacity)에 거의 근접하는 성능을 갖는 우수한 부호인 극 부호를 이용하여, 송수신 성능을 높이기 위한 방안을 제공한다.
극 부호(polar code)는 2008년 E. Arikan에 의해 제안된 오류 정정 부호로 낮은 부호화/복잡도 성능을 가지면서도 모든 binary discrete memoryless channels (B-DMCs)에서 데이터 전송 한계인 채널 용량(channel capacity)을 달성하는 것이 증명된 최초의 오류 정정 부호이다. Polar code는 다른 채널 용량 근접 부호(capacity-approaching codes)인 Turbo code, LDPC(low-density parity-check) code 대비 짧은 길이의 부호를 전송할 때 오류-정정 성능 및 복호 복잡도 상 이점이 있다. 이러한 장점으로 인해 5세대(5G) 이동통신 표준인 3GPP NR(New Radio)에서는 짧은 길이를 갖는 제어 정보를 전송하기 위해 극 부호(polar code)를 사용하고 있다.
도 2a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 송신단의 극 부호를 이용한 부호화의 예를 도시한다. 본 개시의 다양한 실시예들을 설명하기 위해, polar code 부호화, 복호화의 기본적인 동작에 대해서 살펴본다. 실시 예들에 따라, 도시된 동작들 중에서 시스템의 요구 조건 등에 따라 다른 동작이 추가될 수도 있고 혹은 포함된 동작이 생략될 수도 있다. 송신단이 전송하고자 하는 정보 비트 (information bit) 수를 A개, 부호화를 하여 채널을 통해 전송하는 부호어 비트 (codeword bit) 수를 E개라고 가정하자. 이하, 도 2a을 참고하여 송신단이 수행하는 부호화 과정의 간 단계들이 서술된다.
(1)정보 비트 시퀀스 생성 (Information bit sequence generation)
전송하고자 하는 길이 A의 정보 비트 시퀀스 b={b0, b1, ..., bA-1}(201)가 주어진다. 송신단은 정보 비트 시퀀스 b(201)를 생성할 수 있다. 이러한 정보 비트 시퀀스는 전송하고자 하는 전체 정보의 일부, 즉 세그먼트 (segment)일 수 있다.
(2) 외부 부호화 (Outer code)
정보 비트 시퀀스 b(201)는 성능 향상을 위해 먼저 외부 부호(concatenated outer code)로 부호화된다(202). 송신단은 외부 부호 연접을 수행할 수 있다. 이러한 외부 부호는 보통 polar code의 SC-list (SCL) 복호와 같이 다수의 부호어 후보군을 고려하여 복호를 진행하는 복호기의 성능을 높이기 위해 사용된다. SCL 복호에 대해서는 도 2b의 수신단 동작에서 자세히 서술된다. 이러한 목적으로, 극 부호(polar code)에 연접되어 사용되는 외부 부호로는 cyclic redundancy check (CRC) 부호와 같은 오류 검출 부호나 BCH 부호, PC(parity check), convolutional 부호 등 오류 정정 부호가 있다. 외부 부호는 하나만 사용될 수 있고, 혹은 둘 이상의 외부 부호가 복합적으로 사용될 수도 있다. 예를 들어, 3GPP NR에 정의된 극 부호(polar code) 중 상향 링크(uplink) 제어 정보를 위해 사용되는 극 부호에는 정보 비트의 길이에 따라 정보 비트 길이가 20비트 이상이면 11 비트 CRC 부호만이 사용된다. 정보 비트 길이가 19비트 이하이면 3비트 PC 부호와 6비트 CRC 부호가 함께 사용한된다. 이러한 외부 부호화는 보통 systematic 부호로, 입력된 비트 시퀀스에 패리티 비트를 추가한다. 하나 이상의 외부 부호에 의해 생성된 전체 패리티 비트의 길이를 B이라고 하고, 외부 부호화에 의해 생성된 부호어의 길이를 K=A+B이라고 한다. 그리고 외부 부호화의 결과로 생성된 비트 시퀀스는 b'= {b'0, b'1, ..., b'K-1}(203) 라고 한다. 외부 부호화는 폴라 코딩(polar coding) 자체에 필수적인 동작은 아니기 때문에 만약 외부 부호화를 고려하지 않는다면 B=0이고 b'=b이다.
(3) 부채널 할당 (Sub-channel allocation)
비트 시퀀스 b'(203)는 polar code 부호화를 위해 길이 N의 비트 시퀀스 u={u0, u1, ..., uN-1}(205)에 매핑된다. 여기서 N는 모부호 (mother polar code)의 크기로 2의 거듭제곱수이며, K보다는 큰 값 중 사전에 결정된 기준에 의해 결정된다. 비트 시퀀스 u(205)를 극 부호(polar code) 부호화기의 입력 비트 시퀀스 (encoder input bit sequence) 라고 부르며, 사전에 정해진 방법 및 기준에 따라 b'의 비트가 u에 매핑된다(204). 부호화 입력 비트 시퀀스 u의 각 비트는 이후 송신단과 수신단의 동작에 의한 채널 분화(channel polarization)에 의해 서로 다른 품질의 가상 채널인 부채널(split channel, sub-channel)을 통과하는 것처럼 해석될 수 있다. 이 때 각 부채널을 합성 채널(synthetic channel)이라고 일컫기도 한다. 따라서, 송신단은 상기 b'의 비트들을 우수한 품질의 부채널을 통과하는 u의 비트들에 매핑하기 위해서 각 부채널의 채널 용량 (symmetric capacity), Bhatacharayya 파라미터, 밀도 진화 (density evolution)의 결과 등을 이용한다. 또한 이 과정에서는 이후 수행되는 부호율-조정 (rate-matching) 동작이 고려된다. 이러한 특징 때문에 b'를 u에 매핑하는 과정은 부채널 할당(204) 과정으로 지칭된다. 송신단은 부채널 할당을 수행할 수 있다. 여기서, b'가 매핑되는 부채널에 해당하는 u의 비트를 흔히 unfrozen 비트라고 하며, 나머지 부채널에 해당하는 u의 비트를 동결(frozen) 비트라고 한다. 명칭과 같이 동결(frozen) 비트는 그 값이 고정되는데, 일반적으로 그 값은 0 이다.
(4) 생성 행렬 곱셈 (Generator Matrix Multiplication)
송신단은 unfrozen 비트인, 비트 시퀀스 u(205)에 생성 행렬 곱셈을 통해, 출력 비트 시퀀스 x={x0, x1, ..., xN-1}(207)를 생성할 수 있다. 송신단은, 길이 N의 부호화 입력 비트 시퀀스 u(205)에 polar code의 생성 행렬 (generator matrix) G를 곱함으로써(206) 동일한 길이 N의 부호화 출력 비트 시퀀스 x={x0, x1, ..., xN-1}(207)를 생성한다. 최초 Arikan에 의해 극 부호(polar code)가 제안되었을 때, 생성 행렬 G는 [수학식 1a] 과 같이 정의되었다.
[수학식 1a]
Figure PCTKR2021008126-appb-I000001
위의 식에서
Figure PCTKR2021008126-appb-I000002
이며, 위 첨자
Figure PCTKR2021008126-appb-I000003
연산은 n회의 Kronecker power를 의미한다. 예를 들어,
Figure PCTKR2021008126-appb-I000004
이며,
Figure PCTKR2021008126-appb-I000005
이다. 그리고 BN은 크기 N x N bit-reversal permutation 행렬이다. 예를 들어, 길이 8인 벡터 {a0, a1, a2, a3, a4, a5, a6, a7, a7} 와 8 x 8 bit-reversal permutation 행렬 B8이 곱해져 인덱스가 bit-reversal permutation 된 {a0, a4, a2, a6, a1, a5, a3, a7}이 얻어진다. 하지만 3GPP NR을 비롯한 최근 다양한 문헌 및 시스템에서는 BN을 제외한 단순한 형태의 [수학식 1b] 생성 행렬이 고려된다.
[수학식 1b]
Figure PCTKR2021008126-appb-I000006
이하, 본 개시에서는 별도의 언급이 없으면
Figure PCTKR2021008126-appb-I000007
으로 정의된 생성 행렬이 가정한다. 이와 같은 가정으로 설명된 내용은 bit-reversal permutation을 동작을 바탕으로
Figure PCTKR2021008126-appb-I000008
으로 정의된 생성 행렬을 사용한 polar code 로 쉽게 변경되어 설명될 수 있음에 유의하여야 한다.
(5) 부호율-조정 (Rate-matching)
생성된 부호화 출력 비트 시퀀스 x={x0, x1, ..., xN-1}로부터 전송하고자 하는 길이 E의 비트 시퀀스를 생성하는 과정을 부호율-조정(208) 이라고 한다. 이와 같이 부호율 조정을 통해 얻어지는 전송 비트 시퀀스를 c={c0, c1, ..., cE-1}(209) 로 표현한다. 부호율-조정에 따라 polar code의 성능 향상을 위해 부호화 출력 비트 시퀀스 x는 재조정 수 있다. 일 예로써, 3GPP NR polar coding 시스템에서는 부호화 출력 비트 시퀀스 x는 32개의 서브-블록 (sub-block) 단위로 인터리빙되어 순환 버퍼 (circular buffer)에 저장되고, 순차적으로 추출되어 길이 E의 부호어 시퀀스를 생성한다. 만약 부호어의 길이 E가 polar code 모부호(mother code)의 크기 N보다 작다면, 천공 (puncturing) 혹은 단축 (shortening) 중 하나의 동작을 수행한다. 만약 부호화 출력 비트 시퀀스 x의 일부 비트가 천공되면, 부호화 입력 비트 시퀀스 u가 겪는 부채널의 일부가 불능 (incapable)이 되며, 부채널 할당 과정은 이러한 불능 비트 (incapable bit)를 고려하여 이뤄진다. 만약 부호화 출력 비트 시퀀스 x의 일부 비트를 단축하려면, 부호화 입력 비트 시퀀스 u의 일부 비트 또한 단축되어야 하며, 부채널 할당 과정인 이러한 단축 비트 (shortening bit)를 고려하여 이뤄진다. 반면에 만약 부호어의 길이 E가 polar code 모부호의 크기 N보다 크다면, 반복 (repetition) 이 수행된다.
도 2b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 수신단의 극 부호를 이용한 복호화의 예를 도시한다. 도 2b에서는, 상기 도 2a의 과정을 거쳐 전송된 신호를 수신단이 복호화하는 과정의 일 예를 나타낸다. 실시 예들에 따라, 도시된 동작들 중에서 시스템의 요구 조건 등에 따라 다른 동작이 추가될 수도 있고 혹은 포함된 동작이 생략될 수도 있다.
(1) 복조 LLR 생성 (Demodulated LLR generation)
수신단은 수신된 신호를 복조 (demodulation) 하여 전송된 비트 c(209)에 대응되는 확률 정보를 얻는다. 확률 정보는 확률 벡터, LR(likelihood ratio), LLR(log-likelihood ratio) 등의 값으로 주어진다. 간결한 설명을 위해 아래에서는 별도의 언급이 없다면 LLR을 고려한다. 하지만, 이는 본 개시의 실시 예들의 동작을 설명하기 위한 예시일 뿐, 본 개시의 모든 동작들이 LLR 기반의 수신단으로 한정되지는 않음에 유의하여야 한다. 이하, 전송 비트 시퀀스 c (209)에 대응되는 LLR 시퀀스를 L={l0, l1, ..., lE-1} (201)라고 한다.
(2) 부호율-역조정 (Rate-dematching)
수신단은, 길이 E의 LLR 시퀀스 L을 길이 N의 polar code 복호화기에 입력할 수 있다. 수신단은, 송신단의 부호율-조정(208)의 역과정(rate-demathcing)(252)을 수행할 수 있다. 송신단의 부호율 조정단에서 천공(puncturing)이 발생했다면 해당 비트에 대한 LLR 값은 0으로 결정된다. 단축(shortening)이 발생했다면 해당 비트에 대한 LLR 값은 비트 값 0에 대응하는 LLR 값의 최대값으로 결정된다. 만약 특정 비트에 대해서 반복(repetition)이 발생했다면 대응되는 LLR 값을 모두 더해서 (combining) 해당 비트에 대한 LLR 값을 결정한다. 이와 같은 과정을 통해서 결정된 길이 N의 LLR 시퀀스는 L'={l'0, l'1, ..., l'N-1}(253)로 표기된다.
(3) 외부 부호화를 이용한 SC 복호 (Outer Code aided SC-based decoding)
수신단은 극부호의 복호를 수행할 수 있다(254). 수신단은 길이 N의 LLR 시퀀스 L'가 계산 혹은 결정되면 이를 바탕으로 SC-기반의 복호(254)를 수행한다. SC-기반의 복호로는 일반적인 SC 복호, SC-list(SCL) 복호, SC-stack(SCS) 복호 등이 있다. SC-기반의 복호는 부호화 입력 시퀀스의 각 비트를 인덱스 순서에 따라 한 비트씩 순차적으로 복호하는 것을 특징으로 한다. 이하, 수신단에서 복호(예: SCL 복호)와 관련된 동작은 복호기(예: SCL 복호기)의 동작으로 설명될 수 있다. 이러한 복호기들은 부호화 입력 비트 시퀀스의 인덱스 값 순서로, 즉, u0, u1, ..., uN-1 순서로 각 비트에 대한 복호를 수행한다. 구체적으로 i번째 비트, ui에 대한 복호는 아래의 절차들에 의해 이뤄진다.
① 수신 신호와 앞서 복호된 비트들의 추정값
Figure PCTKR2021008126-appb-I000009
을 기반으로 LLR 등 ui값의 0과 1에 대한 확률 기반 메트릭을 계산한다.
② 계산한 확률 기반 메트릭을 기반으로 비트 값
Figure PCTKR2021008126-appb-I000010
추정 (estimation) 한다.
③ 다음 비트의 복호를 위해 추정값
Figure PCTKR2021008126-appb-I000011
를 순차적 제거 (successive cancellation) 기반으로 복호기에 반영한다.
상기와 같이, 각 비트에 대한 복호는 이전까지 복호가 되어 추정된 비트 값을 기반으로 이뤄진다. 가령, 비트 ui의 복호 시에는 이전에 복호된 비트 (u0, ..., ui-1)에 대한 추정값인 (
Figure PCTKR2021008126-appb-I000012
)과 그에 대한 확률 정보 혹은 확률 정보에 준하는 값의 누적값 등이 이용된다. 여기서, 각 부분적인 비트 시퀀스 (
Figure PCTKR2021008126-appb-I000013
)는 리스트(list) 혹은 경로(path)라고 지칭된다. 각 경로에 대한 복호를 수행해오면서 계산된 누적된 확률 정보 혹은 확률 정보에 준하는 값은 path-metric(PM)이라고 지칭된다. SCL 복호는 비트 ui의 복호 시 설정된 리스트 크기 L개만큼의 리스트 (
Figure PCTKR2021008126-appb-I000014
) 를 유지해가며 복호를 진행하는 방식이다. SCL 복호기는 지금까지 복호에서 유지하고 있는 리스트 (
Figure PCTKR2021008126-appb-I000015
) 를 바탕으로 ui값 0과 1에 대한 확률 정보를 계산한다. 그리고, 복호기는 각 ui의 확률 정보 계산 시 고려한 각 리스트 (
Figure PCTKR2021008126-appb-I000016
) 에 대한 PM에 ui 비트 값에 0, 1에 대한 확률 정보 혹은 확률 정보에 준하는 값을 업데이트하여 총 2L개의 리스트 (
Figure PCTKR2021008126-appb-I000017
, {0 or 1}) 에 대한 PM을 계산한다. 이 값은 다양한 방식에 의해서 계산될 수 있는데, 일반적으로는 "A. Balatsoukas-Stimming, M. B. Parizi, and A. Burg, "LLR-based successive cancellation list decoding for polar codes,"IEEE Trans. Sig. Processing, no. 63, vol. 19, pp. 5165-5179, Oct. 2015"에서 제안된 방식이 사용된다. 이 방식에 따르면 PM 값이 낮을수록 해당 리스트에 해당하는 비트 시퀀스의 확률이 높다. L개의 리스트에 대한 PM의 집합을
Figure PCTKR2021008126-appb-I000018
로 표기하도록 한다. 만약 ui가 frozen bit 인 경우에는 계산된 PM과 상관없이 송/수신기가 서로 약속한 결정된 비트값으로 추정값
Figure PCTKR2021008126-appb-I000019
를 결정한다. 만약 ui가 unfrozen bit 중 information bit에 해당되면 총 2L개의 리스트 중에 PM 값을 바탕으로 확률이 높다고 판단한 L개의 리스트
Figure PCTKR2021008126-appb-I000020
를 선택한다. SCL 복호기는 이와 같은 방식으로 각 비트의 복호마다 총 L개의 리스트를 유지해가며 복호를 진행한다. 그리고, 복호기는 모든 비트에 대한 복호가 완료되면 최종적으로 얻은 L개의 리스트 중에 가장 확률이 높은 부호어를 PM 기반으로 선택한다. 상기의 설명과 같이 PM 값이 가장 낮은 리스트를 최종 부호화 입력 비트 시퀀스
Figure PCTKR2021008126-appb-I000021
로 추정한다. 만약 L이 1로 설정되어 있으면 SCL 복호기는 기본적인 SC 복호기와 동일하게 동작한다. 수신단은, 상기 SCL 복호 중간 혹은 완료 후에 연접된 외부 부호화를 활용하여 오류 정정 성능을 향상시킬 수 있다. 가령 CRC 부호가 연접되어 사용된 경우, 수신단은 복호 후 얻은 L개의 리스트 중에서 CRC 부호의 제약 조건을 만족하면서 가장 확률이 높은 부호어를 최종 복호 결과로 추정한다. 상기와 같은 일련의 복호 동작 후 CRC 검사 결과와 각 리스트의 PM 등을 비롯한 메트릭 값, 추정된 부호화 입력 비트 시퀀스
Figure PCTKR2021008126-appb-I000022
(257)가 얻어지게 된다.
(4) 복호 유효성 판단 (Decoding validity check)
수신단은 복호(254)에 의해 얻어진 각종 복호 결과(255)를 바탕으로 유효성 판단한다(256). 이러한 과정은 복호 유효성 판단, 후속 오류 검출 (post error detection), 소실 판단 (erasure decision) 등의 이름으로 지칭될 수 있다. 만약 CRC 부호가 연접되어 있고, SCL 복호에서 최종 리스트를 선택하기 위해 CRC 검사를 활용했다면, 이러한 결과는 기본적으로 복호 유효성 판단에 활용된다. 만약 CRC 검사를 통과한 리스트가 하나도 없다면, 수신단은 바로 복호 실패를 보고(report)하고 일련의 복호 과정을 종료한다. 만약 CRC 검사를 통과한 리스트가 있다면, 수신단은 바로
Figure PCTKR2021008126-appb-I000023
를 복호 결과로 출력하고 복호 성공을 보고하는 대신, 복호 유효성 검사 성능의 향상을 위해 메트릭 기반의 추가적인 복호 유효성 판단을 수행할 수 있다. 복호 유효성 판단 과정에 의해 만약 복호가 실패했다고 판단하면, 수신단은 복호 실패를 보고하고 복호 절차를 종료한다. 복호 유효성 판단 과정에 의해 만약 복호가 성공했다고 판단하면 복호 성공을 보고하고
Figure PCTKR2021008126-appb-I000024
를 출력하는 등 후속 절차를 진행한다. 이러한 후속 절차에는
Figure PCTKR2021008126-appb-I000025
에 매핑된 메시지 비트 시퀀스
Figure PCTKR2021008126-appb-I000026
를 추출하는 과정, 다중 안테나 시스템 (multiple-input multiple-output, MIMO)의 순차적인 간섭 제거 (successive interference cancellation, SIC) 동작을 위해
Figure PCTKR2021008126-appb-I000027
를 재부호화 (re-encoding) 하여 추정 부호어 비트 시퀀스
Figure PCTKR2021008126-appb-I000028
를 얻는 과정 등이 있다.
도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 상향링크 데이터의 반복 전송의 예를 도시한다. 도 3에서는 PUSCH(Physical uplink share channel)에서 소정의 데이터가 반복하여 전송되는 상황이 서술된다. 소정의 데이터는 slot 기반으로 반복 전송되는거나 또는 non-slot 기반으로 반복 전송될 수 있다. NR 통신 시스템에서 슬롯은 14개의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼들을 포함할 수 있다. 슬롯을 기준으로 반복 시작점(S), 반복 횟수 (B), PUSCH repetition의 반복 심볼의 개수(L)의 다양한 조합에 대하여 설명한다.
도 3을 참고하면, 가로축은 시간, 세로축은 주파수를 의미한다. 제1 전송(301)은, 슬롯 단위 반복 전송에 대응한다. 제1 전송에서, S=4, B=2, L=10이다. 다른 슬롯에서 반복 전송이 수행된다. 제2 전송(303)은 S=4, B=2, L=4인 경우로 RRC로 전송되는 반복 구간 및 횟수가 동일하게 적용되는 경우이다. 동일 슬롯에서 반복 전송이 수행된다. 제3 전송(305)은 S=4, B=4, L=4인 경우로 슬롯 경계(slot boundary)에서 하나의 repetition이 두 개의 슬롯들을 통해 전송되는 경우이다. 3번째 반복 중 앞의 2개의 심볼들은 이전 슬롯, 뒤의 2개의 심볼들은 다음 슬롯을 통해 전송된다. 이 경우 반복 전송간 symbol들의 개수가 다르게 됨을 알 수 있다. 제4 전송(307)은 S=4, B=1, L= 14인 경우로, 슬롯 경계(slot boundary)에서 하나의 repetition이 두개의 repetition으로 나누어 지므로 기지국(gNB)에서 정의된 파라미터로는 repetition이 되지 않으나, 단말은 두개의 repetition들로 구분하여 심볼들을 전송할 수 있다. 이 경우에도 반복 전송간 심볼들의 개수가 다르게 된다.
반복시, 현재 슬롯에서 전송되는 RE 개수는, 이전 슬롯의 RE 개수보다 작기 때문에, 이전 슬롯 대비 코드 레이트가 증가할 수 있다. 슬롯의 RE 수가 적을 때 유효 코드 레이트를 충족시킬 수 없다. UCI가 PUSCH로 piggy back 시, 슬롯 경계(slot boundary)로 인해 매우 작은 구간의 슬롯을 통해 전달되는 경우, UCI의 수신 성능이 저하된다. 따라서, UCI의 반복 전송을 통해 그 이득을 높일 것이 요구된다.
PUSCH (Physical Uplink Shared Channel)로는 UL-SCH(shared channel)와 UCI(uplink control information)이 전송될 수 있다. 일 실시 예에 따라, UL-SCH와 UCI가 muxing 되어 동시에 전송될 수 있다. 또한, 일 실시 예에 따라, UL-SCH 만 전송될 수 있다. 또한, 일 실시 예에 따라, UCI만 전송될 수도 있다. 상기 도 3을 통해 서술된 바와 같이 PUSCH 반복 전송이 정의될 경우 PUSCH로 전송되는 UL-SCH 데이터는 반복되어 전송된다. 상기와 같이 PUSCH가 반복 전송이 정의될 경우 UCI 데이터도 반복되어 전송될 수 있다. 이와 같이 반복 전송될 경우, 반복 전송 구간에서 동일한 모부호(mother code)를 사용하여야만 결합(combining) 이득을 얻을 수 있다. 그러므로, UL-SCH를 전송할 경우 반복 구간 중 하나의 구간을 기반으로 TBS와 부호율(code rate)이 결정되고 그 값을 기반으로 모부호가 결정되어야 한다. UCI를 전송할 경우에도, 송신단은 반복 구간 중 하나의 구간을 기반으로 레이트 매칭 크기(rate matching size)를 결정하고 이를 기반으로 모부호를 결정하여야 한다.
이하에서는 PUSCH로 UCI를 전송하는 경우에 상기 모부호를 결정하는 방법에 대해 보다 상세히 설명하고자 한다. 상기 도2a의 송신 과정의 Generator Matrix Multiplication(206) 블록의 크기 N은 모부호 크기(mother code size)로 Rate-Matching(208) 블록의 출력 비트 개수 E와 concatenated outer encoder(s) (202)의 입력 비트 수 A를 기반으로 결정된다.
Figure PCTKR2021008126-appb-I000029
상기 rate-matching (208) 블록의 출력 비트 개수 E는 할당되는 RE개수를 기반으로 결정된다. 상기 도 3에 도시된 반복 전송을 고려하면, 할당되는 RE의 개수는 반복 전송 마다 다르다. 그러므로 UCI/PUSCH 반복 전송 시 각 반복에 대한 모부호 크기(mother code size)가 동일하도록 설계될 것이 요구된다.
1. 심볼 레이트 매칭(symbol rate-matching) 기법
도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 레이트 매칭(symbol rate-matching) 기법의 예를 도시한다. 도 4에서는 상기 mother code size가 동일 하도록 각 반복 전송에 대한 rate matching size를 결정하는 방법과 각 반복 전송마다 전송되는 심볼의 개수를 정의하기 위한 방안이 서술된다. 도 4에서는 상기 반복 전송에 대한 mother code size가 동일 할 수 있도록 하는 전송 방법에 대해 표현하였다.
도 4를 참고하면, concatenated outer encoder(402), sub-channel allocation(404), generator matrix multiplication(406), rate matching(408)의 동작은 상기 도 2a의 concatenated outer encoder(202), sub-channel allocation(204), generator matrix multiplication(206), rate matching(208)의 동작에 대응하는 바, 이에 대한 설명은 생략된다. 이하에서는 도 2a 대비 도 6에서 추가된 블록들에 대해서 상세히 설명하도록 한다.
6) 채널 인터리버 (channel interleaver)
도 4의 rate-matching (408) output 비트 스트림 c={c0, c1, ..., cE-1}는 channel interleaver (410)에 입력된다. 상기 채널 인터리버는 rate-matching에서 출력된 최종 부호어 비트 비트 시퀀스에 대해 인터리빙 동작을 수행한 후 인터리빙된 비트 시퀀스 i={i0, i1, ..., iE-1}를 상기 연접 디먹스(412)으로 출력한다. 여기서, 상기 인터리빙 동작은 설정된 인터리빙 방식을 기반으로 수행된다. 다른 일 실시 예에 따라, 상기 인터리빙 동작은 필요에 따라 수행되지 않을 수도 있다.
상기 인터리버는 polar code output bit stream이 변조 심볼에 매핑 될 때 일정한 패턴 혹은 규칙적으로 매핑되지 않도록 하는 역할을 한다. 고차 변조 방식을 기반으로 신호를 전송할 때 하나의 심볼을 구성하는 여러 비트들 각각은 다른 신뢰도를 갖을 수 있다. 예를 들어 16 QAM 변조 방식을 사용할 경우, 송신단은 (s0, s1, s2, s3) 4개의 비트들을 입력 받아
Figure PCTKR2021008126-appb-I000030
신호를 만들 수 있다.
상기 16 QAM을 구성하는 4개의 비트들 (s0, s1, s2, s3)에 대해서 매핑 순서에 의하여 앞의 두 개의 비트들 s0, s1은 각각 real값과 imaginary 값의 부호를 의미하며 뒤의 두 비트 s2, s3는 각각 real 값과 imaginary 값의 크기를 의미할 수 있다. 그러므로 s2, s3의 신뢰도에 비해 s0, s1의 신뢰도가 높다. Polar decoder의 복호화 그래프 상에서 상기 신뢰도가 유사한 비트들끼리 계속 연결될 경우 복호화 성능이 저하될 수 있다. 보다 상세하게는 변조 심볼을 구성하는 4개의 비트들 중 첫번째 비트들에 매핑되는 polar coded bits가 2의 지수 간격으로 일정하게 될 경우 동일 혹은 유사 신뢰도를 갖는 비트들이 polar decoder의 그래프 상에서 연결될 확률이 높다. 그러므로 상기 채널 인터리버를 기반으로 신뢰도가 유사한 비트들끼리 연결되지 않고 다양한 신뢰도를 갖는 비트들이 서로 연결될 수 있도록 해주어야 polar code의 복호화 성능이 높아질 수 있다.
3GPP NR에서 정의하고 있는 channel interleaving 기법은 이하와 같다.
Figure PCTKR2021008126-appb-I000031
7) 디먹스 (demultiplexer, DEMUX)
디먹스(412)는 상기 채널 인터리버의 출력 비트 시퀀스 i={i0, i1, ..., iE-1}를 입력 받아 변조 심볼에 매핑하는 순서에 맞도록 디먹싱 하여 비트 시퀀스 m={m0, m1, ..., mE-1}를 출력한다. 입력 비트 시퀀스 i={i0, i1, ..., iE-1}에 대하여 출력 비트 시퀀스 m={m0, m1, ..., mE-1}는 이하의 수학식을 만족한다.
BPSK(binary phase shift keying)/QPSK(quadrature phase shift keying) 변조 방식을 사용하는 경우, 출력 비트 시퀀스는 수학식2와 같이 정의될 수 있다.
<수학식 2>
mk=ik where k =0, 1, ..., E
16 QAM(quadrature amplitude modulation) 변조 방식을 사용하는 경우, 출력 비트 시퀀스는 수학식3과 같이 정의될 수 있다. 일 예로, 디먹스(551)는 변조 차수가 4인 16 QAM 변조 방식에 대한 디먹스를 나타낸다.
<수학식 3>
m4k=i4k where k =0, 1, ..., E/4
m4k+1=i4k+2 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+2=i4k+1 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+3=i4k+3 where k =0, 1, ..., E/4
64 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 출력 비트 시퀀스는 수학식4와 같이 정의될 수 있다. 일 예로, 디먹스(553)는 변조 차수가 6인 16 QAM 변조 방식에 대한 디먹스를 나타낸다.
<수학식 4>
m6k=i6k where k =0, 1, ..., E/6
m6k+1=i6k+2 where k =0, 1, ..., E/6
m6k+2=i6k+4 where k =0, 1, ..., E/6
m6k+3=i6k+1 where k =0, 1, ..., E/6
m6k+4=i6k+3 where k =0, 1, ..., E/6
m6k+5=i6k+5 where k =0, 1, ..., E/6
256 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 출력 비트 시퀀스는 수학식5와 같이 정의될 수 있다.
<수학식 5>
m8k=i8k where k =0, 1, ..., E/8
m8k+1=i8k+2 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+2=i8k+4 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+3=i8k+6 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+4=i8k+1 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+5=i8k+3 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+6=i8k+5 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+7=i8k+7 where k =0, 1, ..., E/8
8) 성상도 매핑 (constellation mapping)
상기 디먹스 (412)의 출력 비트 시퀀스 m={m0, m1, ..., mE-1}는 복소수인 변조 심볼에 매핑되어 복소수 심볼 시퀀스 d={d0, d1, ..., dQ-1}를 출력한다. 상기 변조 심볼들은 아래 수학식들과 같이 정의할 수 있다.
BPSK 변조 방식을 사용하는 경우, 복소수 심볼 시퀀스는 수학식6과 같이 정의될 수 있다.
<수학식 6>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000032
QPSK 변조 방식을 사용하는 경우, 복소수 심볼 시퀀스는 수학식7과 같이 정의될 수 있다.
<수학식 7>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000033
16 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 복소수 심볼 시퀀스는 수학식8과 같이 정의될 수 있다.
<수학식 8>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000034
상기 수학식 8에서 도시한 바와 같이 m4i비트와 m4i+2비트는 각각 real과 imaginary 값의 부호를 결정한다. m4i+1비트와 m4i+3비트는 각각 real과 imaginary 값의 부호를 결정한다. 그러므로 m4i비트와 m4i+2비트의 수신 신뢰도가 m4i+1비트와 m4i+3 비트의 수신 신뢰도 보다 높다. m4i비트와 m4i+2비트의 수신 채널 포는 동일하다. m4i+1 비트와 m4i+3비트의 수신 채널 분포는 동일하다. m4i비트와 m4i+1비트의 수신 채널 분포는 다를 수 있다.
64 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 복소수 심볼 시퀀스는 수학식9와 같이 정의될 수 있다.
<수학식 9>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000035
256 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 복소수 심볼 시퀀스는 수학식10와 같이 정의될 수 있다.
<수학식 10>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000036
일 실시 예에 따라, 상기 디먹스(412)와 성상도 매핑(414)은 하나로 통합될할 수 있다. 즉 디먹스의 입력 비트 시퀀스i={i0, i1, ..., iE-1}를 입력 받아 성상도 매핑의 출력 복소수 심볼 시퀀스 d={d0, d1, ..., dE-1}를 아래 수학식들과 같이 생성할 수 있다.
BPSK 변조 방식을 사용하는 경우, 성상도 매핑의 출력 복소수 심볼 시퀀스는 수학식11과 같이 정의될 수 있다.
<수학식 11>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000037
QPSK 변조 방식을 사용하는 경우, 성상도 매핑의 출력 복소수 심볼 시퀀스는 수학식12와 같이 정의될 수 있다.
<수학식 12>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000038
16 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 성상도 매핑의 출력 복소수 심볼 시퀀스는 수학식13과 같이 정의될 수 있다.
<수학식 13>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000039
64 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 성상도 매핑의 출력 복소수 심볼 시퀀스는 수학식14과 같이 정의될 수 있다.
<수학식 14>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000040
256 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 성상도 매핑의 출력 복소수 심볼 시퀀스는 수학식15와 같이 정의될 수 있다.
<수학식 15>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000041
9) 심볼 레이트 매칭 (symbol rate matching)
다양한 실시 예들에 따를 때, 송신단은 심볼 레이트 매칭을 수행할 수 있다(416). 송신단은, 상기 성상도 매핑의 복소수 심볼 시퀀스 d={d0, d1, ..., dQ-1}를 입력 받아서 복소수 심볼 시퀀스 s={s0, s1, ..., sF-1}(417)를 출력할 수 있다. 상기 입력 심볼 시퀀스의 크기 E와 출력 심볼 시퀀스 F는 시스템에서 기정의된 값으로 같은 값일 수도 있고 다른 값일 수도 있다.
E값이 F보다 작을 경우 상기 constellation mapping(414) 출력 심볼들 중 일부는 반복되어 전송될 수 있다. E값이 F보다 클 경우 상기 constellation mapping(414) 출력 심볼들 중 일부는 심볼 puncturing 되어 전송되지 않을 수 있다. 상기 도 2a의 부호율-조정(208) 블록에서 언급된 바와 바와 같이, 만약 부호화 출력 비트 시퀀스 x의 일부 비트가 천공되면, 부호화 입력 비트 시퀀스 u가 겪는 부채널의 일부가 불능 (incapable) 이 되며, 부채널 할당 과정은 이러한 불능 비트 (incapable bit)를 고려하여 이뤄진다. 그러나 상기 심볼 레이트 매칭 (417)에서는 부호어의 레이트 매칭 이후 생성된 modulated symbol 단위의 rate matching 이기 때문에 위의 부채널 할당에는 영향을 주지 않는다.
도 6은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 시퀀스의 크기 결정의 예를 도시한다. 극 부호(polar code)를 이용한 채널 코딩, 즉 폴라 코딩이 수행되면, 총 N개의 비트들이 출력된다(예: d0, d1, d2, ..., dN-1). 여기서 N은 2의 거듭제곱일 수 있다. N은 전술된 바와 같이, 모부호 크기로 지칭될 수 있다. E는 폴라 코딩을 통해 출력되는 비트들에 적용되는 레이트 매칭의 크기를 나타낸다. 한편, E 결정 시, 변조 및 성상도 매핑 RE들의 개수(Q)가 이용된다. 예를 들어, PUSCH 상에서 전송되는 HARQ-ACK 피드백을 포함하는 UCI의 경우, EUCI는 하기의 수학식에 기초하여 결정될 수 있다.
<수학식>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000042
OACK는 HARQ-ACK 비트 수를 나타낸다. βPUSCH offset는 CRC 비트수(고정이거나 페이로드 크기(A)에 따라 결정될 수 있음)를, 나타내고, βPUSCH offset는 베타 오프셋 값이고, R는 PUSCH의 부호율, Qm는 PUSCH의 변조 차수, α는 스케일링 파라미터, Msc UCI(l)는 심볼 l에서 RE개수를 나타낸다. 또한 NPUSCH symb, all는 PUSCH 전송을 위한 전체 OFDM 심볼들의 수를 나타낸다. NL는 PUSCH의 전송 레이어들의 수를 나타낸다.
여러 반복들에 대하여 E값은 다양한 방식들로 결정될 수 있다. 일부 실시 예들에서, 반복들 중에서 UCI가 muxing 되는 반복에 할당된 resource 값을 기반하여 E값을 결정한다. 도 6에서 도시된 바와 같이 4개의 반복(repetition)들을 가정하자. 예를 들어, 송신단(예: 단말)은 muxing 슬롯에 기초하여 E를 결정할 수 있다. 두번째 repetition에서 UCI muxing이 발생할 경우, 송신단은 repetition #2에 할당된 자원의 크기(예: RE 개수)를 기반으로 E를 결정할 수 있다. 다른 예를 들어, 송신단은 가장 긴 슬롯에 할당된 자원의 크기(예: RE 개수)를 기반으로 E를 결정할 수 있다. 또 다른 예를 들어, 송신단은 슬롯 마다, 해당 슬롯에 할당된 자원의 크기(예: RE 개수)를 기반으로 E를 결정할 수 있다.
반복 전송의 또 다른 상황으로서, CA(carrier aggregation) 상황이 고려될 수 있다. 제1 CC에서 PUSCH 슬롯(slot)은 반복 전송되고, 제2 CC에서 PUCCH가 동일 시간에 전송될 수 있다. 이 때, PUSCH의 SCS(subcarrier spacing)이 PUCCH의 SCS보다 더 크다면, UCI 정보도 반복해서 전송될 수 있다.
일부 실시 예들에서, 송신단은 UCI가 muxing되는 반복 이후의 반복들 중 할당된 자원의 크기(예: RE 개수)가 가장 큰 값을 기반으로 Q와 E를 결정하도록 한다. 이 방법을 사용할 경우, 송신단은 모든 repetition들에서 가장 큰 mother code size를 사용하여 폴라 코딩을 수행할 수 있다. 또한, 다른 일부 실시 예들에서, 송신단은 UCI가 muxing되는 반복 이후의 반복들 중 할당된 자원의 크기(예: RE 개수)가 가장 작은 값을 기반으로 Q와 E를 결정하도록 한다. 이 방법을 사용할 경우, 송신단은 모든 repetition들에서 가장 작은 mother code size를 사용하여 폴라 코딩을 수행할 수 있다.
여러 반복들에 대하여, F값은 다양한 방식들로 결정될 수 있다.
일부 실시 예들에서, 송신단은 반복들 중에서 UCI가 muxing 되는 반복에 할당된 자원 크기(예: RE 개수)) 값을 기반하여 F값을 결정할 수 있다. 현재 반복에서 할당된 resource가 더 작을 경우도 발생하는 경우를 고려하여, i번째 반복의 F(i)는 이하와 같이 결정된다.
F(i) = min(F(mux_idx), (NumRE_UCI(i) * Number of Layer)
상기 NumRE_UCI(i)는 i번째 반복에서 UCI에 할당된 자원 크기(예: RE 개수)) 를 의미한다. F(mux_idx)는 UCI가 muxing되는 반복에서 결정된 UCI가 전송되는 심볼의 개수를 의미한다.
일부 실시 예들에서, 송신단은 반복들 중에서 자원이(예: RE 개수)) 가장 많이 할당된 반복을 기반으로 F값을 결정할 수 있다. 현재 반복에서 할당된 자원이 더 작은 경우도 발생하는 경우를 고려하여, i번째 반복의 F(i)는 이하와 같이 결정된다.
F(i) = min(F(long_idx), (NumRE_UCI(i) * Number of Layer)
상기 NumRE_UCI(i)는 i번째 반복에서 할당된 자원 크기(예: RE 개수))를 의미한다. F(long_idx)는 UCI가 muxing되는 반복에서 결정된 UCI가 전송되는 심볼의 개수를 의미한다.
일부 실시 예들에서, 송신단은 각 반복들을 기반으로 F값을 결정할 수 있다. 현재 반복에서 할당된 자원이 더 작은 경우도 발생하는 경우를 고려하여 i번째 반복의 F(i)는 이하와 같이 결정된다.
F(i) = (NumRE_UCI(i) * Number of Layer)
상기 NumRE_UCI(i)는 i번째 반복에서 할당된 자원 크기(예: RE 개수))를 의미한다.
도 4에서는 각 기능을 설명하기 위해 블록들이 상세히 나누어 설명되었으나, 이는 기능적 구성에 따른 설명일 뿐 분리된 블록이 반드시 분리된 장치의 구성을 의미하는 것은 아니다. 일 실시 예에 따라, 도 4에서 도시된 블록들은 적어도 두 개는 하나로 통합될 수 있다. 예를 들어, 각 블록은 기능적 구성으로, 상기 concatenated outer encoder(402)와, sub-channel allocation(405)와, Generator matrix multiplication(406)와, 레이트-매칭(408)과, 채널 인터리버(411)와, DEMUX(412), Constellation mapping(414), symbol rate matching(417) 1개의 프로세서로도 구현 가능함은 물론이다. 또한, 예를 들어, 상기 sub-channel allocation(405)와, Generator matrix multiplication(406)는 Polar 부호화기로 통합될 수 있다.
채널과 신뢰도
도 7a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 극 부호의 설계 원리(700)를 도시한다. 도 7a에서 신호는 polar code encoder, 채널(channel), 그리고 polar code decoder를 통해 전달된다.
도 7a를 참고하면, 송신단은 생성 행렬의 곱셈을 포함하는 인코딩 동작을 수행할 수 있다. 수신단은 연속 제거(successive cancellation, SC)를 통한 디코딩 동작을 수행할 수 있다.
각 부채널에 대응하는 N개의 정보 비트들(information bits) (u0, u1, ..., uN-1)이 polar encoder에 입력된다. 인코더는 생성 행렬(예: 수학식 1b의 G)을 이용하여 N개의 인코딩된 비트들(encoded bits)(x0, x1, ..., xN-1)을 생성한다. 생성된 비트들은 채널(W)을 통해 전송된다. 디코더(decoder)는 채널을 통해 전송된 비트들을 입력 받아서 디코딩을 수행할 수 있다. 디코더는 polar decoding을 통해 N개의 정보 비트들(information bits) (
Figure PCTKR2021008126-appb-I000043
)을 추정한다. 이때 인코딩된 비트들(x0, x1, ..., xN-1)이 변조 심볼(modulation symbol)을 구성하는 비트들 중 어떤 비트에 매핑되는지에 따라 yi(0<= i <N-1)의 신뢰도(reliability) 분포가 다를 수 있다.
도 7b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 극 부호를 이용한 신뢰도 결합의 예를 나타낸다. 도 7b에서는 2회의 반복 전송들 각각에서 서로 다른 신뢰도 매핑 및 이에 따른 LLR combining 과정이 설명된다.
도 7b를 참고하면, 초기 전송(751)에서 수신단은 디코딩을 수행할 수 있다. 이 때, 송신단으로부터 전달되는 xi 값(i는 0이상 N미만의 정수)들은 채널을 통과함으로써 수신단에서는 특정 신뢰도 분포를 얻는다. 재전송(752)에서, 송신단이 xi 값(i는 0이상 N미만의 정수)들이 다른 채널을 겪도록 전송하는 상황을 가정하자. 즉, 도 7b에서는 반복 전송 시 상기 xi 값들을 변조 심볼을 구성하는 비트들 중 다른 비트에 매핑 할 경우 yi값의 신뢰도 분포가 변경되는 상황이 도시되었다. 재전송(752)에서 수신단은 초기 전송(751)의 신뢰도 분포와 다른 신뢰도 분포를 겪게된다. 일 실시 예에 따라, 재전송(752)에서의 신뢰도 분포는 초기 전송(751)에서의 신뢰도 분포의 역순일 수 있다. 반복된 y값들의 LLR을 combining 할 경우, 수신단은 디코더(decoder)에 입력되는 yi의 LLR의 분포가 균일하게 변경될 수 있음을 확인할 수 있다. 도 7b에서는 신뢰도 분포가 두 종류인 상황이 설명되었으나, 신뢰도 분포의 종류가 2개보다 많은 경우에도, 전송 비트들을 다른 신뢰도 분포를 갖는 비트에 매핑함에 따라 유사한 효과를 얻을 수 있음을 알 수 있다.
LDPC(Low Density Parity Check) 부호나 Turbo 부호의 경우 HARQ 전송의 위해 IR (incremental redundancy) 기법은, 초기 전송시 punctured 된 비트들을 재전송에서 전송하는 방법을 사용한다. 그러나 극 부호(Polar code) 기법에서, 송신단은 초기 전송에서 puncturing 된 비트들과 관련된(related) 정보 비트들(information bits)을 incapable bits 처리함으로써, 정보어를 입력하지 않는다. 그러나, 재전송 시, 이전 전송(예: 초기 전송)에서 incapable 처리된 비트들은 더 이상 incapable bits가 아니다. 따라서, 재전송 시, 송신단이 상기 punctured bits들을 전송하는 경우의 성능은, 상기 incapable bits에 정보어를 대입할 경우 대비 열화될 수 있다. 그러므로 polar code에서는 상기 punctured bits를 기반으로 IR 기법을 사용하는 것 보다는 chase combining 기법을 사용하는 것이 안정적인 성능을 유지할 수 있는 기법일 수 있다.
Chase combining 기법을 사용할 때, 성능을 향상시킬 수 있는 방법을 제공하는 것은 의미가 있다. 따라서, 본 개시의 다양한 실시 예들은 극 부호(polar code)가 이용된 신호(즉, 비트열)가 여러 슬롯(slot)이나 여러 TTI(time transmission interval)들을 통해 반복해서 전송되거나, HARQ와 같이 재전송이 필요할 경우, 우수한 성능을 보장할 수 있는 전송 방법을 제안한다. 또한, 본 개시의 실시 예는 극 부호(polar code)가 하나의 슬롯(slot) 혹은 하나의 TTI내에서 반복 전송되는 경우에서도, 우수한 성능을 보장할 수 있는 방안을 제안한다. 또한, 본 개시의 또 다른 실시 예는, 상기와 같이 반복이 수행될 경우 Polar 부호의 부호화 이득을 향상시킬 수 있는 방법을 제안한다.
3GPP NR 시스템에서는 상기 도 2a의 sub-channel allocation(204)에서의 정보(information) 비트가 매핑되는 위치와 동결(frozen) 비트가 매핑되는 위치는 복호기 입력 채널의 분포가 균등함을 가정하여 설계되었다. 그러므로 polar 복호기의 입력 신호의 LLR의 분포가 최대한 균일하도록 하는 송수신 방법은 수신단에서의 polar code의 복호화 성능을 향상시킬 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들은, 반복 전송, 재전송 혹은 rate matching시의 repetition 발생시(즉, E>N) 수신단의 soft combining 이후 LLR의 분포가 최대한 균일할 수 있도록 하는 송수신 방법을 제안하고자 한다.
2. 신뢰도(reliability) 기반 디멀티플렉서(demultiplexer, DEMUX) 운용 기법
도 8은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도(reliability) 기반 디멀티플렉서(demultiplexer, DEMUX) 운용 기법의 예를 도시한다. 신뢰도 기반 디멀티플렉서 운용 기법이란, 전술된 바와 같이, 수신단에서 보다 균일한 신뢰도 분포를 갖도록 하기 위하여, 송신단에서 몇 번째 전송인지에 따라 송신단에서 디먹스의 출력을 다르게 구성하는 동작을 포함한다. 상기 도 4의 DEMUX(412) 동작 대신 전송 혹은 반복 횟수 (repetition 횟수)에 따라 DEMUX를 다양하게 설계하는 방법이 제안된다.
도 8을 참고하면, 도 8의concatenated outer encoding(804)의 동작은 상기 도 4의 concatenated outer encoder(402)와 동일 하고, Polar encoding (806)은 상기 도 4의 sub-channel allocation(404), generator matrix multiplication(406)의 동작을 포함한다. 도 8의 rate matching(808), channel interleaving (810) 동작은 도 4의 rate matching(408), channel interleaving (410)의 동작과 동일 하다. 또한 constellation mapping(816)과 symbol rate matching(818) 동작은 도 4에서 도시한 constellation mapping(414)과 symbol rate matching(416)과 동일하다. 일 실시 예에 따라, 송신단은 정보어 비트 스트림을 입력 받아 소정의 규칙에 의하여 정보어가 두개 이상의 segment들로 segmentation을 수행할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 송신단은 단일 segment를 출력할 수도 있다. 상기 도 2a와 도 4에서는 이 블록을 생략되었으나, 필요에 따라, 해당 블록이 수행될 수 있음은 물론이다.
다양한 실시 예들에 따를 때, 송신단은 반복 횟수 또는 전송 횟수 중 적어도 하나에 기반하여 다양한 방식의 디먹스들을 운용할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 송신단은 DEMUX와 reverse DEMUX를 사용할지 여부를 결정할 수 있다. 즉, 도 8에서는 도 4의 디먹스(412)가 디먹스 또는 역디먹스(814)으로 대체될 수 있다. 한편, 도 8과 달리, 2 종류의 디먹스들 뿐만 아니라, 복수의 DEMUX 방식들이 전체 반복 수 혹은 전체 전송 횟수에 대응하도록 구성되고, 송신단은 반복 횟수 또는 전송 횟수 중 적어도 하나에 기반하여 적절한 DEUX 방식들을 선택 및 적용할 수 있다. 이 때, 구성되는 복수의 DEMUX들은, 전체 반복 수 혹은 전체 전송 횟수를 고려할 때, 확률적으로 균등하게 신호들을 배분하도록 구성될 수 있다. 즉, 구성되는 복수의 DEMUX들은, 반복 횟수 또는 전송 횟수를 고려할 때, 특정 채널로 특정 위치의 심볼 강제되지 않도록 설계될 수 있다.
하나의 실시예로 첫번째 전송시에 사용하는 DEMUX는 상기 수학식 2, 3, 4, 5을 사용할 수 있다. 두 번째 반복 전송 혹은 두번째 전송 시에는 이하 수학식 2, 16, 17, 18, 19, 20를 사용할 수 있다. 보다 구체적으로는, 첫번째 전송 혹은 첫번째 반복에서 신뢰도가 높은 비트 위치로 매핑되었던 비트들이 두번째 전송 혹은 두번째 반복에서는 신뢰도가 낮은 비트 위치로 매핑되도록 re-DEMUX가 구성될 수 있다. 세번째 전송 혹은 세번째 반복에서는 첫번째 전송과 동일한 방법을 사용할 수도 있고, 혹은 다른 매핑 방법을 사용할 수도 있다. 또 다른 매핑 방법에 대해서는 이하에서 설명하도록 한다.
BPSK/QPSK 전송시에는 초송과 동일한 DEMUX를 사용한다. BPSK나 QPSK와 같은 n-PSK 변조 방식에서, 수신단은 각 심볼의 복조 환경이 동일하다. 성상도의 중심으로부터 각 성상점 간의 유클리드 거리(Euclidean distance)가 같기 때문이다. 따라서, 성상점들 간 같은 신뢰도가 형성될 수 있다. 그러나, 후술되는 16 QAM, 64 QAM, 256 QAM의 경우, 성상도의 중심점과 각 성상점 간의 유클리드 거리(Euclidean distance)가 다르므로, 채널의 신뢰도가 심볼마다 다르게 형성될 수 있다.
16 QAM 변조 방식을 사용하는 경우 홀수 번째 전송에서는 상기 수학식 3을 기반으로 DEMUX를 사용하고 짝수 번째 전송에서는 이하 수학식16을 기반으로 DEMUX를 사용할 수 있다. 수학식 16의 DEMUX는 하기와 같이 정의될 수 있다. 이 때, 수학식 16은 수학식 3의 역순에 해당하는 바, re-DEMUX로 지칭될 수 있다.
<수학식 16> m의 짝수 index가 real로 홀수 index가 imaginary로 mapping,
m4k=i4k+3 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+1=i4k+1 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+2=i4k+2 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+3=i4k where k =0, 1, ..., E/4
도 9a를 참고하면 16 QAM을 위한 DEMUX(901)는 <수학식 3>에 기초하여 구성된다. 16 QAM을 위한 re-DEMUX(903)는 <수학식 16>에 기초하여 구성된다. 송신단은 DEMUX(901)와 re-DEMUX(903)를 번갈아가며 16 QAM의 반복 전송들을 수행할 수 있다.
64 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 송신단은, 홀수 번째 전송에서는 상기 수학식 4을 기반으로 DEMUX를 사용하고 짝수 번째 전송에서는 이하 수학식17을 기반으로 DEMUX를 사용할 수 있다. 수학식 17의 DEMUX는 하기와 같이 정의될 수 있다. 이 때, 수학식 17은 수학식 4의 역순에 해당하는 바, re-DEMUX로 지칭될 수 있다.
<수학식 17>
m6k=i6k+5 where k =0, 1, ..., E/6
m6k+1=i6k+3 where k =0, 1, ..., E/6
m6k+2=i6k+1 where k =0, 1, ..., E/6
m6k+3=i6k+4 where k =0, 1, ..., E/6
m6k+4=i6k+2 where k =0, 1, ..., E/6
m6k+5=i6k where k =0, 1, ..., E/6
도 9b를 참고하면 64 QAM을 위한 DEMUX(931)는 <수학식 4>에 기초하여 구성된다. 64 QAM을 위한 re-DEMUX(933)는 <수학식 17>에 기초하여 구성된다. 송신단은 DEMUX(931)와 re-DEMUX(933)를 번갈아가며 64 QAM의 반복 전송들을 수행할 수 있다.
256 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 송신단은 홀수 번째 전송에서는 상기 수학식 5을 기반으로 DEMUX를 사용하고 짝수 번째 전송에서는 이하 수학식18을 기반으로 DEMUX를 사용할 수 있다. 수학식 18의 DEMUX는 하기와 같이 정의될 수 있다. 이 때, 수학식 18은 수학식 5의 역순에 해당하는 바, re-DEMUX로 지칭될 수 있다.
<수학식 18>
m8k=i8k+7 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+1=i8k+5 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+2=i8k+3 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+3=i8k+1 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+4=i8k+6 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+5=i8k+4 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+6=i8k+2 where k =0, 1, ..., E/8
m8k+7=i8k where k =0, 1, ..., E/8
도 9c를 참고하면 256 QAM을 위한 DEMUX(961)는 <수학식 5>에 기초하여 구성된다. 256 QAM을 위한 re-DEMUX(963)는 <수학식 18>에 기초하여 구성된다. 송신단은 DEMUX(961)와 re-DEMUX(963)를 번갈아가며 256 QAM의 반복 전송들을 수행할 수 있다.
일부 실시 예들에서, 상기 디먹스(814)와 성상도 매핑(816)은 하나로 통합할 수 있다. 즉 디먹스의 입력 비트 시퀀스 i={i0, i1, ..., iE-1}를 입력 받아, 송신단은 성상도 매핑의 출력 복소수 심볼 시퀀스 d={d0, d1, ..., dE-1}를 아래 수학식들과 같이 생성할 수 있다.
16 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 송신단은 홀수 번째 전송에서는 상기 수학식 8을 기반으로 변조 신호를 구성하고 짝수 번째 전송에서는 이하 수학식19과 같이 변조 신호를 구성할 수 있다.
<수학식 19>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000044
64 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 송신단은 홀수 번째 전송에서는 상기 수학식 9을 기반으로 변조 신호를 구성하고 짝수 번째 전송에서는 이하 수학식20과 같이 변조 신호를 구성할 수 있다.
<수학식 20>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000045
256 QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 송신단은 홀수 번째 전송에서는 상기 수학식 10을 기반으로 변조 신호를 구성하고 짝수 번째 전송에서는 이하 수학식21과 같이 변조 신호를 구성할 수 있다.
<수학식 21>
Figure PCTKR2021008126-appb-I000046
도 8에서는 각 기능을 설명하기 위해 블록들을 상세히 나누어 설명하였으나, 이는 기능적 구성에 따른 설명일 뿐 분리된 블록이 반드시 분리된 장치의 구성을 의미하는 것은 아니다. 일 실시 예에 따라, 도 8에서 도시된 블록들은 적어도 두 개는 하나로 통합될 수 있다. 예를 들어, 각 블록은 기능적 구성으로, 상기 segmentation(802), concatenated outer encoding(804)와, Polar Encoding (806)와, 레이트-매칭(808)과, 채널 인터리버(810)와, concatenation(812), DEMUX or R-DEMUX (814), Constellation mapping(816), symbol rate matching(818) 1개의 프로세서로도 구현 가능함은 물론이다.
도 9a 내지 도 9c에서는, 일 실시 예로서, 반복 전송 횟수에 따라 홀수 번째 전송의 경우 DEMUX를 사용하고 짝수 번째 전송의 경우 reverse DEMUX를 사용하는 방법이 서술되었다. 그러나, 이는 수신단의 신뢰도를 균등하게 배치하기 위한 방안의 일 예일뿐, 이 방법 이외에도 반복 및 전송 횟수에 따라 다양한 순서를 갖는 DEMUX를 사용할 수 있음은 물론이다. 일 실시 예에 따라, DEMUX와 re-DUMUX 외에 N회의 반복 전송들(여기서, N은 3 이상의 정수)을 위하여, 총 N개의 DEMUX들을 각각 1회 사용 시, 변조 심볼들에 대하여 균등한 신뢰도 분포를 갖도록 N개의 DEMUX들이 설계될 수 있다. 일 예시로서, 도 10의 순환 쉬프트를 통한 DEMUX 운용 기법이 서술된다.
도 10a 및 도 10b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 순환 쉬프트(cyclic shift)에 따른 신뢰도 기반 DEMUX 운용 기법의 예를 도시한다. 상기 도 8에서는 본 발명의 하나의 실시예로 반복 전송 횟수에 따라 홀수 번째 전송의 경우 DEMUX를 사용하고 짝수 번째 전송의 경우 reverse DEMUX를 사용하는 방법이 제시되었다. 이 방법 이외에도 반복 및 전송 횟수에 따라 다양한 순서를 갖는 DEMUX를 사용할 수 있다.
도 10a를 참고하면, 도 8의 DEMUX 또는 re-DUEMUX(814)는 DEMUX(1001)와 순환 쉬프트(1003)의 절차로 대체되어 구현될 수 있다. 즉, 각 비트에 모두 동일한 DEMUX(1001)가 사용되더라도, 순환 쉬프트를 통해 실제 전달되는 변조 심볼에 대한 신뢰도는 반복 전송 시마다(혹은 재전송시마다) 다르게 분포하도록 구성될 수 있다. 송신단은 DEMUX output bit stream을 cyclic shift 시켜서 사용할 수 있다. 64 QAM의 경우 64 QAM을 구성하는 6개의 비트들은 3개의 다른 신뢰도를 갖게 되는데 재전송 혹은 반복 전송 횟수에 따라 매핑되는 위치를 다르게 할 수 있다. demux 출력 비트 스트림이 반복 혹은 전송 횟수에 따라 cyclic shift 되는 형태를 사용할 수도 있다.
도 10b를 참고하면, 4회의 반복 전송을 고려한 DEMUX의 순환 쉬프팅의 예가 도시된다. 16 QAM을 가정하자. 일 실시 예에 따라, 상향링크 전송 시, 순환 쉬프팅과 관련된 파라미터들은 미리 구성될 수 있다. 반복 전송 횟수 혹은 재전송 수에 의해 규격적으로 미리 정의된 값이 이용될 수 있다. 다른 일 실시 예에 따라, 기지국에 의해 구성될 수 있다(예: 상위 계층(higher layer) 파라미터로서 RRC(radio resource control) 시그널링)
제1 전송(1051)에서, DEMUX 및 제1 순환 쉬프팅에 따른 출력(mi)은 하기의 수학식 22a 같이 구성될 수 있다. 제1 순환 쉬프팅에 설정된 파라미터 값은 0일 수 있다.
<수학식 22a>
m4k=i4k where k =0, 1, ..., E/4
m4k+1=i4k+2 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+2=i4k+1 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+3=i4k+3 where k =0, 1, ..., E/4
제2 전송(1053)에서, DEMUX 및 제2 순환 쉬프팅에 따른 출력(mi)은 하기의 수학식 22b 같이 구성될 수 있다. 제2 순환 쉬프팅에 설정된 파라미터 값은 1일 수 있다.
<수학식 22b>
m4k=i4k+3 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+1=i4k where k =0, 1, ..., E/4
m4k+2=i4k+2 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+3=i4k+1 where k =0, 1, ..., E/4
제3 전송(1055)에서, DEMUX 및 제3 순환 쉬프팅에 따른 출력(mi)은 하기의 수학식 22c 같이 구성될 수 있다. 제3 순환 쉬프팅에 설정된 파라미터 값은 2일 수 있다.
<수학식 22c>
m4k=i4k+1 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+1=i4k+3 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+2=i4k where k =0, 1, ..., E/4
m4k+3=i4k+2 where k =0, 1, ..., E/4
제4 전송(1055)에서, DEMUX 및 제4 순환 쉬프팅에 따른 출력(mi)은 하기의 수학식 22d 같이 구성될 수 있다. 제4 순환 쉬프팅에 설정된 파라미터 값은 3일 수 있다.
<수학식 22d>
m4k=i4k+2 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+1=i4k+1 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+2=i4k+3 where k =0, 1, ..., E/4
m4k+3=i4k where k =0, 1, ..., E/4
상기에서 언급된 바와 같이, 필요에 다라, 상기 DEMUX, cyclic shifting, constellation mapping은 하나의 블록으로 구현 가능하다.
도 11은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 DEMUX 운용 기법을 위한 송신단의 동작 흐름을 도시한다. 도 11의 동작들은 송신단의 동작들로서, 도 2a, 도 4, 및 도 8에 대응하는 설명들은 생략된다.
도 11에서 송신단은 DEMUX를 수행하기 전 DEMUX 운용 기법의 선택(1110)을 수행할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 송신단은 도 8에 도시된 바와 같이, 현재 전송 횟수(transmit count)(혹은 반복 수)에 따라 기존의 DEMUX를 수행하거나 기존의 DEMUX의 역순으로 심볼 매핑을 수행하는 re-DEMUX를 수행할 수 있다.
제1 방식(1120)에 따를 때, 단계(1121)에서, 송신단은 현재 전송이 홀수 번째 전송인지 확인할 수 있다. 현재 전송이 홀수 번째 전송인 경우, 송신단은 단계(1123)를 수행할 수 있다. 현재 전송이 짝수 번째 전송인 경우, 송신단은 단계(1125)를 수행할 수 있다. 단계(1123)에서, 송신단은 DEMUX(1)를 수행할 수 있다. 단계(1125)에서, 송신단은 DEMUX(2)를 수행할 수 있다. 이 때, DEMUX(2)는 DEMUX(1)의 역순 배치(예: 도 9a 내지 도 9c)인 re-DEMUX에 대응할 수 있다.
제1 방식(1120)은 제2 방식(1130)으로 확장될 수 있다. 단순히 2회의 전송을 통해 DEMUX와 re-DEMUX를 운용하는 것이 아니라, 전체 전송 개수를 N개로 분기하여, N개의 DEMUX들을 구성할 수 있다. 각 DEMUX는 DEMUX(i)(여기서, i는 1 이상 N 이하의 정수)로 표현될 수 있다. 단계(1131)에서, 송신단은 현재 전송 횟수를 식별할 수 있다. 단계(1133)에서, 송신단은 현재 전송 횟수에 따른 DEMUX를 식별할 수 있다. 송신단은 전체 구성된 N개의 DEMUX들 중에서 상기 현재 전송 횟수에 따른 DEMUX를 식별할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 전체 DEMUX들의 개수(N)와 관련된 파라미터는 미리 구성될 수 있다. 전체 DEMUX들의 개수(N)는 규격적으로 미리 정의될 수 있다(예: 2 또는 4). 다른 일 실시 예에 따라, 전체 DEMUX들의 개수(N)와 관련된 파라미터는 기지국에 의해 구성될 수 있다(예: 상위 계층 파라미터로서 RRC 시그널링).
도 11에서는 전송 횟수마다 다른 DEMUX가 구성되는 것으로 서술되었으나, 이는 구현의 일 예시일 뿐, 도 10과 같이, 순환 쉬프팅을 통해 동작할 수 있음은 물론이다. 송신단은 현재 전송의 전송 번호(i)를 식별할 수 있다. 전송 번호(i)는 몇 번째 전송인지(즉, 몇 번째 재전송인지)를 나타낼 수 있다. 송신단은 전송 번호횟수(i)에 따라 cyclic shift(i)값을 식별하고, 식별된 cyclic shift(i)값에 따른 순환 쉬프팅을 수행할 수도 있다.
도 12는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 DEMUX 운용 기법을 위한 수신단의 동작 흐름(1200)을 도시한다. 수신단은 수신된 신호의 복조를 수행할 수 있다. 필요에 따라, 수신단은 분할을 통해 segmentation을 출력할 수 있다. 수신단은 심볼 디-레이트 매칭을 수행할 수 있다. 이는 송신단의 심볼 레이트 매칭(818)에 대응한다. 수신단은 LLR 결합을 수행할 수 있다. 도 12에서는 심볼 디-레이트 매칭 이후, LLR 결합을 수행하는 것으로 도시되었으나, 본 개시의 실시 예는 이에 한정되지 않는다. 다른 일 실시 예에 따라, 수신단은 심볼 디-레이트 매칭 이전에 LLR 결합을 수행할 수 있다. 또한, 다른 일 실시 예에 따라, 수신단은 후술하는 채널 디인터리빙 이후, LLR 결합을 수행할 수 있다. 이후, 수신단은 채널 디인터리빙, 순환 버퍼 디-레이트 매칭, 채널 디코딩(즉, polar decoding) 및 외부 부호 디코딩을 통해 전달된 신호를 얻을 수 있다.
도 12에서는 1회의 신호 처리 예시를 서술하였으나, 각 전송마다 도 12의 동작들이 반복되어 수행될 수 있다. 이 때, LLR 결합을 통해 수신단에서는 균일한 신뢰도 분포를 가지고 신호를 디코딩할 수 있다. 균일한 분포를 통해 신호를 디코딩하는 바 오류 정정 성능이 향상될 수 있다.
도 8 내지 도 12를 통해, 수신단에서 균일한 신뢰도 분포를 갖기 위한 DEMUX 운용 방법이 서술되었다. 이하에서는 본 개시에서 지원하고자 하는 반복 전송, 재전송 혹은 rate matching repetition 발생기 수신단의 soft combining 이후 LLR의 분포가 최대한 균일할 수 있도록 하는 또 다른 송수신 방법을 제시하고자 한다.
3. 신뢰도(reliability) 기반 인터리빙(interleaving) 기법
도 13a 및 도 13b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 인터리빙 기법의 예를 도시한다. 신뢰도 기반 인터리빙 기법은, 수신단에서 신뢰도 분포가 균일해지도록, 몇 번째 전송인지에 따라 송신단의 인터리빙을 다르게 구성하는 방안이다. 상기 도 4의 DEMUX(412) 동작 대신 전송 혹은 반복 횟수 (repetition 횟수)에 따라 인터리빙을 다양하게 설계하는 방법이 제안된다.
도 13a을 참고하면, 도 13a의 segmentation (1302), concatenated outer encoding (1304), polar encoding (1306), rate matching (1308), channel interleaving (1310), concatenation (1312)는 상기 도 8의 segmentation (802), concatenated outer encoding (804), polar encoding (806), rate matching (808), channel interleaving (810), concatenation (812)에 대응한다. 중복되는 동작에 대한 설명은 생략된다. 또한 도 13의 Constellation Mapping (1316), symbol rate matching(1318)은 도 8의 Constellation Mapping (816), symbol rate matching(818) 에 대응한다. 중복되는 동작에 대한 설명은 생략된다.
도 13a의 역 인터리빙(reverse interleaving)(1314)은 concatenation(1312)의 출력 비트 스트림을 입력으로 받아서 반대 순서로 출력하도록 구성된다. 송신단은 비트 스트림 i={i0, i1, ..., iE-1}를 입력 받아 비트 스트림 j={j0, j1, ..., jE-1}를 출력한다. 이 때, 출력되는 비트 스트림 j는 수학식 23을 만족한다.
<수학식 23>
jk=iE-1-k where k =0, 1, 2, ..., E-1
일 실시 예에 따라, 송신단은, 전송 횟수 또는 반복이 홀수 일 경우 상기 도 13의 reverse interleaving(1314)를 적용하지 않을 수 있다. 송신단은 전송 횟수 및 반복이 짝수 일 경우 상기 도 12의 reverse interleaving(1314)를 적용할 수 있다. 변조 심볼에서 신뢰도가 높은 비트에 매핑되는 비트가 다음 전송에서는 신뢰도가 낮은 비트에 매핑되며, 신뢰도가 낮은 비트에 매핑되는 비트가 다음 전송에서는 신뢰도가 높은 비트에 매핑될 수 있다. 그러므로, 수신단의 soft combining 이후 LLR의 분포가 최대한 균일하게 된다. 짝수의 전송들이 수행된 경우, 홀수 번째 전송과 짝수 번째 전송 간의 심볼들 또한 역순으로 대응하므로, 수신단에서 각 심볼에 대응하는 채널 신뢰도는 균일하게 형성될 수 있다. 도 13에서는, 역 인터리빙(1314)이 concatenation(1312) 이후에 수행되는 것으로 도시되었으나, 본 개시의 실시 예는 이에 한정되지 않는다. 다른 일 실시 예에 따라, 역 인터리빙(1314)은 상기 concatenation(1312) 전에 수행될 수도 있다.
NR의 극부호를 이용한 채널 코딩 과정에서, 채널 인터리빙(1310)은 삼각 인터리빙(triangular interleaving) 방식이 이용될 수 있다. 도 13b를 참고하면, 송신단은 삼각 인터리버(triangular interleaver)(1350)을 통해 채널 인터리빙(1310)을 수행할 수 있다. 삼각 인터리버(1350)는 e0, e1, ..., e(E-1)의 비트열은 입력으로 받고, 동일한 크기의 비트열 b0, b1, ..., b(E-1)을 출력할 수 있다.
제1 전송의 경우, 송신단은 삼각 인터리버(1350)의 출력 비트열 b0, b1, ..., b(E-1)을 디먹스(1361)에 입력으로 제공할 수 있다. 도 13b는 16 QAM을 예시한다. 제1 전송은 초기 전송 혹은 홀수번째 재전송을 의미한다.
제2 전송의 경우, 송신단은 삼각 인터리버(1350)의 출력 비트열 b0, b1, ..., b(E-1)에 추가적으로 역인터리버(1353)을 통해 역인터리빙을 수행할 수 있다. 역인터리버(1353)는 b0, b1, ..., b(E-1)의 비트열은 입력으로 받고, 동일한 크기의 비트열 b(E-1), b(E-1)-1, ..., b1,b0을 출력할 수 있다. 송신단은 역인터리버(1353)의 출력 비트열 b(E-1), b(E-1)-1, ..., b1,b0을 출력할 수 있다. 디먹스(1363)에 입력으로 제공할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 디먹스(1363)는 디먹스(1631)과 동일하게 구성될 수 있다. 다른 일 실시 예에 따라, 디먹스(1363)는 상기 도 8 내지 도 12를 통해 서술된 신뢰도 기반 DEMUX 운용 방법에 따라 선택되는 디먹스일 수도 있다. 즉, 두 실시 예들 간의 결합 또한 본 개시의 일 실시 예로써 이해될 수 있다. 도 13b는 16 QAM을 예시한다. 제2 전송은 짝수 번째 전송(재전송 포함)을 의미한다.
16 QAM, 64 QAM, 256 QAM 같이, 16 QAM, 64 QAM, 256 QAM의 경우, 성상도의 중심점과 각 성상점 간의 유클리드 거리(Euclidean distance)가 다르므로, 채널의 신뢰도가 심볼마다 다르게 형성될 수 있다. 따라서, 높은 채널 코딩 성능을 달성하기 위하여, 수신단에서 각 심볼에 대응하는 신뢰도가 균일하게 분포될 것이 요구된다. 도 8 내지 도 12와 마찬가지로, 결과적으로 각 성상도에 매핑되는 심볼의 위치가 반복적으로 수행되는 전송들에 따라 균등하게 분산시킴으로써, 높은 채널 코딩 성능이 달성될 수 있다.
도 14는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 인터리빙 기법을 위한 송신단의 동작 흐름을 도시한다. 도 14의 동작들은 송신단의 동작들로서, 도 2a, 도 4, 및 도 13a에 대응하는 설명들은 생략된다.
도 14에서, 송신단은 변조(modulation) 전 역인터리빙 수행 여부를 결정할 수 있다. 단계(1401)에서, 송신단은 현재 전송이 홀수 번째 전송인지 확인할 수 있다. 현재 전송이 홀수 번째 전송인 경우, 송신단은 단계(1403)를 수행할 수 있다. 현재 전송이 짝수 번째 전송인 경우, 송신단은 단계(1403)를 수행하지 않을 수 있다. 단계(1403)에서, 송신단은 역인터리빙을 수행할 수 있다. 송신단은 입력되는 비트열들을 역순으로 배치할 수 있다. 이후, 송신단은 역순으로 배치된 비트열들에 대해 변조를 수행할 수 있다. 변조를 수행한 뒤, 송신단은 심볼 레이트 매칭 여부를 판단 및 조건 충족 시, 이를 수행할 수 있다. 심볼 레이트 매칭은 도 4의 심볼 레이트 매칭(416)에 대응한다.
도 14에서는 변조 후 항상 심볼 레이트 매칭의 수행 여부를 판단 및 수행하는 것으로 도시되었으나, 이는 일 실시 예일뿐, 본 개시의 실시 예들을 제한하는 것으로 해석되지 않는다. 다른 일 실시 예에서, 송신단은 심볼 레이트 매칭(1405)를 수행하지 않을 수도 있다.
도 15a 및 도 15b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 인터리빙 기법을 위한 수신단의 동작 흐름(1500)을 도시한다.
도 15a를 참고하면, 수신단은 수신된 신호의 복조를 수행할 수 있다. 필요에 따라, 수신단은 분할을 통해 segmentation을 출력할 수 있다. 수신단은 심볼 디-레이트 매칭을 수행할 수 있다. 이는 송신단의 심볼 레이트 매칭(1318)에 대응한다. 수신단은 디인터리빙(1510)을 수행할 수 있다. 이는, 송신단의 역인터리빙(1314)에 대응할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 디인터리빙(1510)은 홀수 번째 전송에서는 수행되지 않을 수 있다. 이후, 수신단은 채널 디인터리빙, LLR 결합, 순환 버퍼 디-레이트 매칭을 수행할 수 있다. 이 때, 각 동작의 순서는 변경되거나 한 회의 동작으로 수행될 수도 있다. 수신단은 디코딩을 수행할 수 있다. 수신단은 채널 디코딩(즉, polar decoding) 및 외부 부호 디코딩을 통해 전달된 신호를 얻을 수 있다. 도 15a에서는 1회의 신호 처리 예시를 서술하였으나, 각 전송마다 도 15의 동작들이 반복되어 수행될 수 있다. 이 때, 디인터리빙(1510)의 수행 여부는 현재 전송이 몇 번째 전송인지에 따라서 수행 여부가 결정될 수 있다.
도 15b를 참고하면, 수신단은 현재 전송의 번호(또는 횟수, 카운터)에 기초하여 디인터리빙을 수행할 수 있다. 송신단의 역인터리빙에 대응하는 디인터리빙을 위해, 단계(1551)에서 수신단은 현재 전송이 홀수 번째 전송인지 확인할 수 있다. 현재 전송이 홀수 번째 전송인 경우, 송신단은 단계(1553)를 수행할 수 있다. 현재 전송이 짝수 번째 전송인 경우, 송신단은 단계(1553)를 수행하지 않을 수 있다. 단계(1553)에서, 수신단은 역인터리빙에 따른 디인터리빙을 수행할 수 있다.
전달되는 비트 스트림들이 각 전송마다 다른 순서로 인터리빙되기 때문에, 수신단에서는 다른 순서에 따라 디인터리빙을 수행할 수 있다. 이후, 수신단은 LLR 결합을 통해 상대적으로 균일한 신뢰도 분포를 얻게 된다. 특히, 홀수 번째 전송과 짝수 번째 전송이 짝(pair)을 이루어, 한 짝 당 1회의 역인터리빙이 수행되기 때문에, 2회의 전송들마다 각 변조 심볼의 균일한 신뢰도 분포가 획득될 수 있다. 이를 통해, 안정적인 디코딩 결과과 도출될 수 있다.
도 16a 및 도 16b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 신뢰도 기반 인터리빙 기법의 성능의 예를 도시한다.
도 16a에서는 상기 반복 횟수 및 전송 횟수에 따른, reverse interleaving을 사용 여부에 따른 성능이 도시되었다. 도 16a를 참고하면, 가로축은 페이로드 크기(A)를 나타내고, 세로축은 특청 처리량(throughput)을 얻기 위해 요구되는 SNR을 나타낸다. 그래프 상의 순서대로 각각 처리량 100%, 50%, 33%, 25%를 얻기 위한 SNR을 나타낸다. 세로축으로 높게 위치할수록 채널 코딩에 따른 이득이 높다. 본 개시에서 제시된 기법(즉, 도 13a와 같이, 짝수 번째 전송의 경우 reverse interleaving을 적용)을 사용하였을 경우 성능 향상이 확인된다. reverse interleaving을 통해 SNR이 추가적으로 감소될 수 있기 때문이다. 예를 들어, payload가 500일 때 기존 방법 대비 Normalized throughput이 33%을 얻기 위해서 약 5dB 정도의 성능 이득을 얻을 수 있음을 알 수 있다.
도 16b에서는 payload가 500일 때 Normalized throughput이 도시된다. 그 외 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널, 256 QAM, 코드 레이트는 0.8이 가정된다. 이 그래프를 통해서도 Normalized throughput이 33%을 얻기 위해서 약 5dB 정도의 성능 이득을 얻을 수 있음을 알 수 있다.
도 8 내지 도 16b를 통해, 재전송 혹은 반복 전송의 경우, 전송 횟수 혹은 반복 횟수에 따라 역-매핑(reverse mapping)을 수행함으로써, 수신단에서 신뢰도를 균등하게 배치하기 위한 방안이 서술되었다. 역-매핑의 방안으로서, 전송 횟수 혹은 반복 횟수에 따라 디먹싱 방법을 선택하거나 reverse interleaving을 사용하는 방법이 제안되었다. 이하에서는, 재전송이나 반복 전송이 아니더라도, 모부호 대비 낮은 부호율로 전송이 필요하여 rate matching에서 반복이 필요할 경우 성능을 향상시킬 수 있는 방법이 제안된다.
4. 내부 분할 기반 인터리빙 기법
도 17은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 내부 분할(inner segmentation) 기반 인터리빙 기법의 예를 도시한다. 내부 분할 기반 인터리빙이란, 비트열의 일부에 대해서만 추가적으로 역인터리빙을 수행하는 기법을 의미한다. 균일한 채널 신뢰도를 설계함으로써, 수신단에서의 복호 성능을 높이기 위해 역인터리빙이 이용될 수 있다.
도 17을 참고하면, 도 17의 polar encoding (1702)와 rate matching (1704)는 도 8의 polar encoding(806), 도 8의 rate matching(808)에 대응하는 바, 중복되는 설명은 생략된다. Inter segmentation (1706) 블록에서, 송신단은 Rate matching (1704)의 출력 비트 스트림 c={c0, c1, ..., cE-1}을 입력 받아 두개의 비트 스트림 c1={c1 0, c1 1, ..., c1 E/2-1}과 c2={c2 0, c2 1, ..., c2 E/2-1}를 출력한다. 다른 일 실시 예에 따라, 송신단은 상기 rate matching의 출력 비트 스트림의 길이 E가 짝수가 아닌 경우 E대신 E'=E+1을 사용하고 c1 E/2-1 혹은 c2 E/2-1에 '0'를 입력할 수 있다. 상기 inner segmentation(1706)에서 출력된 두 개의 비트 스트림들은 Bit Interleaving-1(1708)과 bit interleaving-2(1710)에 입력되어 각각 다른 interleaving이 적용된다.
일 실시 예에 따라, bit interleaving-1(1708)에서, 송신단은 첫번째 비트 스트림 c1를 입력 받아 상기 도 13의 channel interleaving (1310) 방식을 적용하여 d1={d1 0, d1 1, ..., d1 E/2-1}를 출력한다. 송신단은, bit interleaving-2(1710)에서, 두번째 비트 스트림 c2를 입력 받아 상기 도 13의 channel interleaving(1310)과 reverse interleaving(1314)를 모두 적용된 인터리빙을 하여 d2={d2 0, d2 1, ..., d2 E/2-1}를 출력한다. Inner concatenation(1712)에서, 송신단은 상기 bit interleaving-1과 bit-interleaving-2에서 출력된 비트 스트림을 입력 받아 연접(concatenation)한다. 이후, 송신단은 성상도 매핑(1714), 심볼 레이트 매칭(1716)을 수행할 수 있다.
도 17에서 제시된 방법은 모부호율 보다 code rate 이 낮아서 repetition이 필요한 경우 적용될 수 있다. repetition이 된 비트들은 bit-interleaving-2(1710)에 입력될 수 있다. 그러므로 동일한 비트에 대하여 repetition이 발생하여 두 번 이상 전송될 경우 적어도 한 비트는 bit-interleing-1에 입력되고 적어도 다른 한 비트는 bit interleaving-2에 입력된다. 상기 반복되는 비트들 중 적어도 일부 비트들은 변조 심볼을 구성하는 다른 신뢰도를 갖는 비트에 매핑된다. 그러므로, 반복되는 비트들 간 비트 인터리빙을 다르게 구성함으로써, 수신단에서 soft combining 이후 LLR의 분포가 최대한 균일하게 구성된다.
도 17에서는, 항상 내부 분할(inner segmentation)을 수행하는 것으로 도시되었으나, 본 개시는 이에 한정되지 않는다. 상술된 바와 같이, 모부호율 보다 code rate 이 낮아서 repetition이 필요한 경우 적용될 수 있기 때문에, 내부 분할 이후, 수행되는 역인터리빙은 repetition 이 발생할 경우에만 성능 이득이 있을 수 있다. 송신단은 이러한 조건이 충족되는 경우에만 역인터리빙을 수행할 수 있다.
도 18a 및 18b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 크기에 따른 내부 분할 기반 인터리빙 기법의 송신단의 기능적 구성의 예를 도시한다.
일 실시 예에 따라, 도 18a의 흐름도(1800)을 참고하면, 송신단은 레이트 매칭 이후의 비트 크기 E가 모부호의 크기 N보다 더 클 경우에만 적용할 수도 있다. 송신단은 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 N보다 큰 지 여부를 판단할 수 있다(1811). 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 N보다 크다면, 송신단은 도 17에 따른 내부 분할(inner segmentation)을 수행할 수 있다. 이후, 송신단은 각 그룹의 비트들에게 채널 인터리빙(예: 삼각 인터리빙)을 수행하고, 특정 일부 그룹의 비트들에게 역인터리빙을 추가적으로 수행할 수 있다. 도 17의 폴라 인코딩(1702), 레이트 매칭(1704), inner segmentation(1706), bit interleaving-1(1708), bit interleaving-2(1710), inner concatenation(1712), 성상도 매핑(1714), 심볼 레이트 매칭(1716)는 동일하게 적용될 수 있다. 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 N보다 크지 않다면, 송신단은 종래와 같이 채널 인터리빙(1813)을 수행하고 이후 동작(예: 성상도 매핑(1714), 심볼 레이트 매칭(1716))을 수행할 수 있다.
다른 일 실시 예에 따라, 도 18b의 흐름도(1850)을 참고하면, 송신단은 레이트 매칭 이후의 비트 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 더 클 경우에만 적용할 수도 있다. 송신단은 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 큰 지 여부를 판단할 수 있다(1821). 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 크다면, 송신단은 내부 분할(inner segmentation) 및 일부 그룹의 비트들에게 추가 인터리빙을 수행할 수 있다. 구체적으로, 송신단은 내부 분할(1830)을 수행할 수 있다. 이 때, 내부 분할(1830)는 2개의 분기가 아니라 3개 이상의 분기들을 제공할 수 있다. 일 예로, 송신단은 M개의 분기들을 제공할 수 있다. 이 때, 각 분기에 대응하는 비트열은 N 크기의 비트열을 가지나, 마지막 분기에 대응하는 비트열은 E-M·N 크기의 비트열을 가질 수 있다. 여기서, M은 전체 분할 개수로서,
Figure PCTKR2021008126-appb-I000047
일 수 있다. 각 분기에 대응하는 비트 인터리빙이 수행될 수 있다. 송신단은, 첫번째 분기의 비트열에 대해서는 bit interleaving-1(1851)을 수행할 수 있다. 송신단은, 두번째 분기의 비트열에 대해서는 bit interleaving-2(1852)를 수행할 수 있다. 송신단은, 세번째 분기의 비트열에 대해서는 bit interleaving-3(1857)을 수행할 수 있다. 이 때, 비트 인터리빙들은 균등하게 비트를 섞도록 배분될 수 있다. 일 예로, N개의 그룹들에 대한 비트 인터리빙들이라면, bit interleaving-i는
Figure PCTKR2021008126-appb-I000048
만큼 쉬프팅되는 비트 인터리빙일 수 있다. 그 외 도 17의 폴라 인코딩(1702), 레이트 매칭(1704), inner segmentation(1706), bit interleaving-1(1708), bit interleaving-2(1710), inner concatenation(1712), 성상도 매핑(1714), 심볼 레이트 매칭(1716)는 동일하게 적용될 수 있다. 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 크지 않다면, 송신단은 종래와 같이 채널 인터리빙(1823)을 수행하고 이후 동작(예: 성상도 매핑(1714), 심볼 레이트 매칭(1716))을 수행할 수 있다.
도 18a 내지 도 18b에서는 도시되지 않았으나, 추가적으로, 송신단은 16 QAM이상의 변조 방식(즉, BPSK/QPSK가 아니라, 16 QAM, 64 QAM, 256 QAM, 1024 QAM 등)을 사용할 경우에만, 분할 및 역 인터리빙을 수행할 수도 있다.
도 19a 및 19b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 크기에 따른 내부 분할 기반 인터리빙 기법의 수신단의 기능적 구성의 예를 도시한다.
도 19a의 흐름도(1900)은 도 18a의 흐름도(1800)에 대응한다. 수신단은 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 N보다 큰 지 여부를 판단할 수 있다(1911). 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 N보다 크다면, 수신단은 내부 분할(inner segmentation)을 수행할 수 있다. 수신단은 일부 그룹의 비트들에게는 bit deinterleaving-1(1901)을 수행하고, 다른 일부 그룹의 비트들에게 bit deinterleaving-2(1902)을 수행할 수 있다. 즉, 수신단은 일부 그룹의 비트들에게는 디인터리빙을 수행하고, 다른 일부 그룹의 비트들에게 역-디인터리빙을 수행할 수 있다. 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 N보다 크지 않다면, 수신단은 종래와 같이 bit deinterleaving(1913)(즉, 채널 디인터리빙)을 수행하고 이후 동작(예: 디레이트 매칭 및 폴라 디코딩)을 수행할 수 있다.
도 19b의 흐름도(1950)은 도 18b의 흐름도(1850)에 대응한다. 수신단은 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 큰 지 여부를 판단할 수 있다(1961). 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 크다면, 수신단은 내부 분할(inner segmentation)을 수행할 수 있다. 각 분기에 따라, 비트열은 그룹핑된다. 수신단은 제1 그룹의 비트들에게 bit deinterleaving-1(1951)을 수행하고, 제2 그룹의 비트들에게 bit deinterleaving-2(1962)을 수행할 수 있다. 동일한 방식으로, 수신단은 제n번째 그룹의 비트들에게 bit deinterleaving-7(1962)을 수행할 수 있다. 각 그룹은 N 비트열에 대응하나, 마지막 그룹은 E-M·N 크기의 비트열을 가질 수 있다. 여기서, M은 전체 분할 개수로서,
Figure PCTKR2021008126-appb-I000049
일 수 있다. 각 그룹에게 적용되는 bit deinterleaving은 송신단에 적용되는 방식과 같이, 전체 N개 그룹들에 대해 수행되는 bit deinterleaving이 최대한 균등하게 섞이도록 구성될 수 있다. 일 예로, bit deinterleaving-i는
Figure PCTKR2021008126-appb-I000050
만큼 쉬프팅되는 비트 디인터리빙일 수 있다. 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 크지 않다면, 수신단은 종래와 같이 bit deinterleaving(1963)(즉, 채널 디인터리빙)을 수행하고 이후 동작(예: 디레이트 매칭 및 폴라 디코딩)을 수행할 수 있다.
도 20a 및 도 20b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 내부 분할 기반 인터리빙 기법의 성능의 예를 도시한다. 도 20a는 UCI 길이(즉, 페이로드 크기 A)와 BLER 1%를 위해 요구되는 SNR 크기 간의 관계를 나타낸다. 도 20a에서는 기존 3GPP NR 규격과 내부 분할에 따른 역 인터리빙 간의 성능 비교가 도시되었다. 도 20b는 레이트 별(0.1, 0.2, 0.3 순)에 따른 성능 비교를 나타낸다. 높은 SNR 영역에서, 채널 이득이 향상됨이 확인된다. 뿐만 아니라, 길이에 따른 성능이 기존 3GPP NR 규격 대비 상대적으로 안정적(stable)임이 확인될 수 있다.
5. 내부 분할 기반 디멀티플렉싱 기법
내부 분할 이후, 인터리빙을 사용하는 방법과 같이 인터리빙 대신 DEMUX를 활용하여 채널 신뢰도를 균등하게 배치하는 방법이 또한 고려될 수 있다. 수신단에서 LLR과 같은 신뢰도가 안정적으로 형성되도록 재전송뿐만 아니라, 단일 전송이더라도 비트열을 분할 및 반복되는 부분에 대해 DEMUX를 역으로 적용함으로써, 복호 성능을 높일 수 있다.
도 21은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 내부 분할 기반 디멀티플렉싱 기법의 예를 도시한다. 흐름도(2100)를 참고하면, 내부 분할 기반 인터리빙과 같이, 송신단은 내부 분할을 수행함으로써, 두 개의 비트열들을 출력할 수 있다. 구체적으로, 송신단은 inter segmentation 블록에서는 Rate matching의 출력 비트 스트림 c={c0, c1, ..., cE-1}을 입력 받아 두개의 비트 스트림 c1={c1 0, c1 1, ..., c1 E/2-1}과 c2={c2 0, c2 1, ..., c2 E/2-1}를 출력한다. 를 출력할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 송신단은 상기 rate matching의 출력 비트 스트림의 길이 E가 짝수가 아닌 경우 E대신 E'=E+1을 사용하고 c1 E/2-1 혹은 c2 E/2-1에 '0'를 입력할 수 있다. 상기 inner segmentation에서 출력된 두 개의 비트 스트림들은 동일한 비트 인터리빙이 적용될 수 있다. 여기서, 일 예로, 비트 인터리빙은 채널 인터리빙(예: 삼각 인터리빙)일 수 있다. 이후, 송신단은 제1 비트열에는 제1 DEMUX(2101)를 적용할 수 있다. 수신단은 제2 비트열에는 제2 DEMUX(2102)를 적용할 수 있다. 제2 DEMUX는 제1 DEMUX의 분배를 역으로 하는 re-DEMUX일 수 있다. 일 예로, 도 9a 내지 도 9c와 같은 re-DEMUX가 이용될 수 있다. 이후, 송신단은 inner concatenation, 성상도 매핑, 및 심볼 레이트 매칭을 수행할 수 있다.
도 21에서는, 항상 내부 분할(inner segmentation)을 수행하는 것으로 도시되었으나, 본 개시는 이에 한정되지 않는다. 상술된 바와 같이, 모부호율 보다 code rate 이 낮아서 repetition이 필요한 경우 적용될 수 있기 때문에, 내부 분할 이후, 수행되는 re-DEMUX는 repetition 이 발생할 경우에만 성능 이득이 있을 수 있다. 송신단은 이러한 조건이 충족되는 경우에만 역인터리빙을 수행할 수 있다.
도 22a 및 22b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 통신 시스템에서 심볼 크기에 따른 내부 분할 기반 인터리빙 기법의 송신단의 기능적 구성의 예를 도시한다.
일 실시 예에 따라, 도 22a의 흐름도(2200)을 참고하면, 송신단은 레이트 매칭 이후의 비트 크기 E가 모부호의 크기 N보다 더 클 경우에만 적용할 수도 있다. 송신단은 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 N보다 큰 지 여부를 판단할 수 있다. 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 N보다 크다면, 송신단은 도 21에 따른 내부 분할(inner segmentation)을 수행할 수 있다. 이후, 송신단은 일부 그룹의 비트들에게는 DEMUX를, 다른 일부 그룹의 비트들에게는 re-DEMUX를 수행할 수 있다. 도 20의 폴라 인코딩, 레이트 매칭, inner segmentation, bit interleaving, inner concatenation, 성상도 매핑, 심볼 레이트 매칭은 동일하게 적용될 수 있다. 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 N보다 크지 않다면, 송신단은 종래와 같이 비트열 전체(E)에게 인터리빙 및 동일한 DEMUX를 적용할 수 있다.
다른 일 실시 예에 따라, 도 22b의 흐름도(2250)을 참고하면, 송신단은 레이트 매칭 이후의 비트 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 더 클 경우에만 적용할 수도 있다. 송신단은 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 큰 지 여부를 판단할 수 있다(1821). 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 크다면, 송신단은 내부 분할(inner segmentation)을 수행할 수 있다. 송신단은 전체 비트열(E)을 M개의 그룹들로 내부 분할할 수 있다. 이 때, 각 분기에 대응하는 비트열은 N 크기의 비트열을 가지나, 마지막 분기에 대응하는 비트열은 E-M·N 크기의 비트열을 가질 수 있다. 여기서, M은 전체 분할 개수로서,
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일 수 있다. 각 분기에의 비트열에게, 송신단은 비트 인터리빙을 수행할 수 있다. 일 실시 예예 따라, 해당 비트 인터리빙은 분기된 비트열들 간 동일하게 적용될 수 있다. 송신단은, 비트 인터리빙 이후, 각 분기에 대응하는 DEMUX를 식별할 수 있다. 송신단은 i번째 분기의 비트열에게, DEMUX(i)를 적용할 수 있다. i는 1 이상 N 이하의 정수일 수 있다. DEMUX(1), DEMUX(2), ..., DEMUX(k), ..., DEMUX(N)는 변조 심볼들에 대하여 균등한 신뢰도 분포를 갖도록 설계될 수 있다. 일 실시 예에 따라, 도 10의 순환 쉬프트와 같이 DEMUX의 운용 기법이 설계될 수 있다. 레이트 매칭 크기 E가 모부호의 크기 2N보다 크지 않다면, 송신단은 종래와 같이 비트열 전체(E)에게 인터리빙 및 동일한 DEMUX를 적용할 수 있다.
도 21a 내지 도 21b에서는 도시되지 않았으나, 추가적으로, 송신단은 16 QAM이상의 변조 방식(즉, BPSK/QPSK가 아니라, 16 QAM, 64 QAM, 256 QAM, 1024 QAM 등)을 사용할 경우에만, 분할 및 역 인터리빙을 수행할 수도 있다.
도 23은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국의 기능적 구성을 도시한다. 이하 사용되는 '...부', '...기' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
도 23을 참고하면, 기지국은 통신부(2301), 백홀통신부 (2303), 저장부(2305), 제어부(2307)를 포함한다.
통신부(2301)은 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 통신부(2301)은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 통신부(2301)은 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성한다. 또한, 데이터 수신 시, 통신부(2301)은 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 다양한 실시 예들에 따라, 통신부(2301)은 극 부호(polar code)를 이용하여 신호를 인코딩하거나, 극 부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 신호를 디코딩할 수 있다. 통신부(2301)는 도 1 내지 도 22를 통해 서술된 송신단의 동작 혹은 수신단의 동작들 중 적어도 하나를 수행하도록 구성될 수 있다.
통신부(2301)은 기저대역 신호를 RF(radio frequency) 대역 신호로 상향변환한 후 안테나를 통해 송신하고, 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환한다. 이를 위해, 통신부(2301)은 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(digital to analog convertor), ADC(analog to digital convertor) 등을 포함할 수 있다. 또한, 통신부(2301)은 다수의 송수신 경로(path)들을 포함할 수 있다. 나아가, 통신부(2301)은 다수의 안테나 엘리멘트들(antenna elements)로 구성된 적어도 하나의 안테나 어레이(antenna array)를 포함할 수 있다. 하드웨어의 측면에서, 통신부(2301)은 디지털 유닛(digital unit) 및 아날로그 유닛(analog unit)으로 구성될 수 있으며, 아날로그 유닛은 동작 전력, 동작 주파수 등에 따라 다수의 서브 유닛(sub-unit)들로 구성될 수 있다. 일 실시 예에 따라, 통신부(2301)은 빔을 형성하는 유닛, 즉 빔포밍부(beamforming unit)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 통신부(2301)은 빔포밍을 위한 MMU(massive MIMO unit)을 포함할 수 있다.
통신부(2301)은 신호를 송수신할 수 있다. 이를 위해, 통신부(2301)은 적어도 하나의 송수신기(transceiver)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 통신부(2301)은 동기 신호(synchronization signal), 기준 신호(reference signal), 시스템 정보, 메시지, 제어 정보, 또는 데이터 등을 전송할 수 있다. 또한, 통신부(2301)은 빔포밍을 수행할 수 있다. 통신부(2301)은, 송수신하고자 하는 신호에 제어부(2307)의 설정에 따른 방향성을 부여하기 위해, 신호에 빔포밍 가중치를 적용할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 통신부(2301)는 스케줄링 결과 및 송신 전력 계산 결과에 따라 기저 대역 신호를 생성할 수 있다. 또한, 통신부(2301) 내 RF 유닛은 생성된 신호를 안테나를 통해 송신할 수 있다.
통신부(2301)은 상술된 바와 같이 신호를 송신 및 수신한다. 이에 따라, 통신부(2301)의 전부 또는 일부는 '송신부', '수신부' 또는 '송수신부'로 지칭될 수 있다. 또한, 이하 설명에서, 무선 채널을 통해 수행되는 송신 및 수신은 통신부(2301)에 의해 상술된 바와 같은 처리가 수행되는 것을 포함하는 의미로 사용된다.
백홀통신부(2303)은 네트워크 내 다른 노드들과 통신을 수행하기 위한 인터페이스를 제공한다. 즉, 백홀통신부(2303)은 기지국에서 다른 노드, 예를 들어, 다른 접속 노드, 다른 기지국, 상위 노드, 코어 네트워크 등으로 송신되는 비트열을 물리적 신호로 변환하고, 다른 노드로부터 수신되는 물리적 신호를 비트열로 변환한다.
저장부(2305)은 기지국의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장한다. 저장부(2305)은 메모리(memory)를 포함할 수 있다. 저장부(2305)은 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합으로 구성될 수 있다. 그리고, 저장부(2305)은 제어부(2307)의 요청에 따라 저장된 데이터를 제공한다.
제어부(2307)은 기지국의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 제어부(2307)은 통신부(2301)을 통해 또는 백홀통신부(2303)을 통해 신호를 송신 및 수신한다. 또한, 제어부(2307)은 저장부(2305)에 데이터를 기록하고, 읽는다. 그리고, 제어부(2307)은 통신 규격에서 요구하는 프로토콜 스택(protocol stack)의 기능들을 수행할 수 있다. 이를 위해, 제어부(2307)은 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다. 다양한 실시 예들에 따라, 제어부(2307)은 기지국이 전술된 다양한 실시 예들에 따른 동작들을 수행하도록 제어할 수 있다.
도 23에 도시된 기지국(110)의 구성은, 기지국의 일 예일뿐, 도 23에 도시된 구성으로부터 본 개시의 다양한 실시 예들을 수행하는 기지국의 예가 한정되지 않는다. 즉, 다양한 실시 예들에 따라, 일부 구성이 추가, 삭제, 변경될 수 있다.
도 23에서는 기지국을 하나의 엔티티로 서술하였으나, 전술된 바와 같이, 본 개시는 이에 한정되지 않는다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 기지국은 일체형 배치뿐만 아니라(예: LTE의 eNB), 분산 배치(distributed deployment)를 갖는 액세스 네트워크(access network)를 형성하도록 구현될 수 있다. 도 2a 내지 도 7의 실시 예들을 설명하기 위해 예시된 바와 같이, 기지국은 CU(central unit)와 DU(digital unit)로 구별되어, CU는 상위 계층 기능(upper layers) (예: PDCP(packet data convergence protocol, RRC)) DU는 하위 계층 기능(lower layers)(예: MAC(medium access control), PHY(physical))을 수행하도록 구현될 수 있다.
이와 같이, 분리형 배치를 갖는 기지국은, 프론트홀 인터페이스 통신을 위한 구성을 더 포함할 수 있다. 일 실시 에에 따라, 기지국은, DU로서, 유선 통신 환경에서 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행할 수 있다. DU는 전송 매체(transmission medium)(예: 구리선, 광섬유)를 통해 장치와 장치간의 직접적인 연결을 제어하기 위한, 유선 인터페이스를 포함할 수 있다. 예를 들어, DU는 구리선을 통해 다른 장치에게 전기적 신호를 전달하거나, 전기적 신호와 광신호간 변환을 수행할 수 있다. DU는 분산형 배치의 CU에 연결될 수 있다. 그러나, 이러한 기재가 DU가 무선 망을 통해 CU와 연결되는 시나리오를 배제하는 것으로 해석되지 않는다. 또한, DU는 RU(radio unit)와 추가적으로 연결될 수도 있다. 그러나, 이러한 기재가 CU와 DU만으로 구성된 무선 환경을 배제하는 것으로 해석되지 않는다.
도 24는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 단말의 기능적 구성을 도시한다. 이하 사용되는 '...부', '...기' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
도 24를 참고하면, 단말은 통신부(2401), 저장부(2403), 제어부(2405)을 포함한다.
통신부(2401)은 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 통신부(2401)은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 통신부(2401)은 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성한다. 또한, 데이터 수신 시, 통신부(2401)은 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 다양한 실시 예들에 따라, 통신부(2401)은 극 부호(polar code)를 이용하여 신호를 인코딩하거나, 극 부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 신호를 디코딩할 수 있다. 통신부(2401)는 도 1 내지 도 22를 통해 서술된 송신단의 동작 혹은 수신단의 동작들 중 적어도 하나를 수행하도록 구성될 수 있다.
통신부(2401)은 기저대역 신호를 RF 대역 신호로 상향변환한 후 안테나를 통해 송신하고, 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환한다. 예를 들어, 통신부(2401)은 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서, 오실레이터, DAC, ADC 등을 포함할 수 있다.
또한, 통신부(2401)은 다수의 송수신 경로(path)들을 포함할 수 있다. 나아가, 통신부(2401)은 안테나부를 포함할 수 있다. 통신부(2401)은 다수의 안테나 엘리멘트들로 구성된 적어도 하나의 안테나 어레이를 포함할 수 있다. 하드웨어의 측면에서, 통신부(2401)은 디지털 회로 및 아날로그 회로(예: RFIC(radio frequency integrated circuit))로 구성될 수 있다. 여기서, 디지털 회로 및 아날로그 회로는 하나의 패키지로 구현될 수 있다. 또한, 통신부(2401)은 다수의 RF 체인들을 포함할 수 있다. 통신부(2401)은 빔포밍을 수행할 수 있다. 통신부(2401)은, 송수신하고자 하는 신호에 제어부(2405)의 설정에 따른 방향성을 부여하기 위해, 신호에 빔포밍 가중치를 적용할 수 있다.
또한, 통신부(2401)은 신호를 송수신할 수 있다. 이를 위해, 통신부(2401)은 적어도 하나의 송수신기(transceiver)를 포함할 수 있다. 통신부(2401)은 하향링크 신호를 수신할 수 있다. 하향링크 신호는 동기 신호(synchronization signal, SS), 기준 신호(reference signal, RS)(예: CRS(cell-specific reference signal), DM(demodulation)-RS), 시스템 정보(예: MIB, SIB, RMSI(remaining system information), OSI(other system information)), 설정 메시지(configuration message), 제어 정보(control information) 또는 하향링크 데이터 등을 포함할 수 있다. 또한, 통신부(2401)은 상향링크 신호를 전송할 수 있다. 상향링크 신호는 랜덤 액세스 관련 신호(예: 랜덤 액세스 프리앰블(random access preamble, RAP)(또는 Msg1(message 1)), Msg3(message 3)), 기준 신호(예: SRS(sounding reference signal), DM-RS), 또는 버퍼 상태 보고(buffer status report, BSR) 등을 포함할 수 있다.
구체적으로, 통신부(2401)은 RF 처리부 및 기저대역 처리부를 포함할 수 있다. RF 처리부는 신호의 대역 변환, 증폭 등 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능을 수행한다. 즉, RF 처리부는 상기 기저대역 처리부로부터 제공되는 기저대역 신호를 RF 대역 신호로 상향변환한 후 안테나를 통해 송신하고, 상기 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환한다. 예를 들어, RF 처리부는 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(digital to analog convertor), ADC(analog to digital convertor) 등을 포함할 수 있다. 상기 도 2h에서, 하나의 안테나만이 도시되었으나, 상기 단말은 다수의 안테나들을 구비할 수 있다. 또한, RF 처리부는 다수의 RF 체인들을 포함할 수 있다. 나아가, RF 처리부는 빔포밍(beamforming)을 수행할 수 있다. 상기 빔포밍을 위해, RF 처리부는 다수의 안테나들 또는 안테나 요소(element)들을 통해 송수신되는 신호들 각각의 위상 및 크기를 조절할 수 있다.
기저대역 처리부는 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 기저대역 처리부는 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성한다. 또한, 데이터 수신 시, 상기 기저대역 처리부는 RF 처리부로부터 제공되는 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 예를 들어, OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 방식에 따르는 경우, 데이터 송신 시, 기저대역 처리부는 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성하고, 상기 복소 심벌들을 부반송파들에 매핑한 후, IFFT(inverse fast Fourier transform) 연산 및 CP(cyclic prefix) 삽입을 통해 OFDM 심벌들을 구성한다. 또한, 데이터 수신 시, 기저대역 처리부는 RF 처리부로부터 제공되는 기저대역 신호를 OFDM 심벌 단위로 분할하고, FFT(fast Fourier transform) 연산을 통해 부반송파들에 매핑된 신호들을 복원한 후, 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다.
통신부(2401)는 상술된 바와 같이 신호를 송신 및 수신한다. 이에 따라, 통신부(2401)의 전부 또는 일부는 송신부, 수신부, 또는 송수신부로 지칭될 수 있다. 나아가, 통신부(2401)는 서로 다른 다수의 무선 접속 기술들을 지원하기 위해 다수의 통신 모듈들을 포함할 수 있다. 또한, 통신부(2401)는 서로 다른 주파수 대역의 신호들을 처리하기 위해 서로 다른 통신 모듈들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 서로 다른 무선 접속 기술들은 무선 랜(예: IEEE 802.1x), 셀룰러 망(예: LTE, NR) 등을 포함할 수 있다. 또한, 상기 서로 다른 주파수 대역들은 극고단파(SHF:super high frequency)(예: 2.5GHz, 5Ghz) 대역, mm파(millimeter wave)(예: 60GHz) 대역을 포함할 수 있다. 또한 통신부(2401)은 서로 다른 주파수 대역(예: LAA(licensed Assisted Access)를 위한 비면허 대역, CBRS(citizens broadband radio service)(예: 3.5 GHz)) 상에서 동일한 방식의 무선 접속 기술을 이용할 수도 있다.
저장부(2403)는 단말의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장한다. 저장부(2403)은 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합으로 구성될 수 있다. 저장부(2403)는 상기 단말의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장한다.
제어부(2405)은 단말의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 제어부(2405)은 통신부(2401)를 통해 신호를 송신 및 수신한다. 또한, 제어부(2405)은 저장부(2403)에 데이터를 기록하고, 읽는다. 그리고, 제어부(2405)은 통신 규격에서 요구하는 프로토콜 스택의 기능들을 수행할 수 있다. 이를 위해, 제어부(2405)은 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다. 제어부(2405)은 적어도 하나의 프로세서 또는 마이크로(micro) 프로세서를 포함하거나, 또는, 프로세서의 일부일 수 있다. 또한, 통신부(2401)의 일부 및 제어부(2405)은 CP라 지칭될 수 있다. 제어부(2405)은 통신을 수행하기 위한 다양한 모듈들을 포함할 수 있다. 다양한 실시 예들에 따라, 제어부(2405)은 단말이 후술하는 다양한 실시 예들에 따른 동작들을 수행하도록 제어할 수 있다.
상기 제어부(2405)는 상기 단말의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 상기 제어부(2405)는 통신부(2401)을 통해 신호를 송수신한다. 또한, 상기 제어부(2405)는 상기 저장부(2403)에 데이터를 기록하고, 읽는다. 이를 위해, 상기 제어부(2405)는 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 제어부 (2405)는 통신을 위한 제어를 수행하는 CP (communication processor) 및 응용 프로그램 등 상위 계층을 제어하는 AP (application processor)를 포함할 수 있다. 본 개시의 다양한실시 예들에 따라, 상기 제어부(2405)는 동적 스펙트럼 공유의 기능을 수행하도록 구성될 수 있다. 일 실시 에에 따라, 상기 제어부(2405)는 EN-DC 환경에서, 단말(120)이 LTE의 셀 및 NR의 셀을 동적으로 이용하도록 구성될 수 있다. 또한, 일 실시 에에 따라, 상기 제어부(2405)는 EN-DC 환경뿐만 아니라 MR-DC 환경에서, 단말(120)이 두 노드들에 의한 셀들을 동적으로 이용하도록 구성될 수 있다. 이 외에 상기 제어부(2405)는 전술된 다양한 실시 예들에 따른 동작들을 수행하도록 단말을 제어할 수 있다.
본 발명의 제1 실시예로, 입력 비트들을 Polar code로 부호화함에 있어, 부호 파라미터와 부호 설정 등을 획득하는 단계; 입력 비트 스트림을 세그멘테이션 하는 단계; 외부 부호로 부호화 하는 단계; 부호 입력 비트의 개수와 부호어 비트의 개수에 기반하여 Polar code로 부호화 하는 단계; 기 설정된 부호어 비트의 개수에 기반하여 인터리빙을 포함한 레이트매칭 하는 단계; 기 설정된 변조 방식에 기반하여 채널 인터리빙 하는 단계; 기 설정된 변조 방식과 전송 횟수에 기반하여 하나의 비트 스트림을 다수의 비트 스트림으로 변경하는 DEMUXING 단계; 다수의 입력 비트들을 기 설정된 변조 방식에 기반하여 하나의 심볼로 매핑하는 단계; 기 설정된 전송 심볼의 개수에 기반하여 심볼 단위로 레이트 매칭을 하는 단계; 로 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 2 실시예로, 입력 비트들을 Polar code로 부호화함에 있어, 부호 파라미터와 부호 설정 등을 획득하는 단계;입력 비트 스트림을 세그멘테이션 하는 단계; 외부 부호로 부호화 하는 단계;부호 입력 비트의 개수와 부호어 비트의 개수에 기반하여 Polar code로 부호화 하는 단계; 기 설정된 부호어 비트의 개수에 기반하여 인터리빙을 포함한 레이트매칭 하는 단계; 기 설정된 변조 방식에 기반하여 채널 인터리빙 하는 단계; 기 설정된 변조 방식과 전송 횟수에 기반하여 인터리빙 하는 단계; 다수의 입력 비트들을 기 설정된 변조 방식에 기반하여 하나의 심볼로 매핑하는 단계; 기 설정된 전송 심볼의 개수에 기반하여 심볼 단위로 레이트 매칭을 하는 단계;로 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 3 실시예로, 입력 비트들을 Polar code로 부호화함에 있어, 부호 파라미터와 부호 설정 등을 획득하는 단계;입력 비트 스트림을 세그멘테이션 하는 단계; 외부 부호로 부호화 하는 단계; 부호 입력 비트의 개수와 부호어 비트의 개수에 기반하여 Polar code로 부호화 하는 단계; 기 설정된 레이트 매칭 사이즈에 기반하여 내부 세그멘테이션 하는 단계; 세그멘티드 된 비트 스트림의 배열 순서(order)에 기반하여 비트 인터리빙 하는 단계; 로 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 4 실시예로, 입력 비트들을 Polar code로 부호화함에 있어, 부호 파라미터와 부호 설정 등을 획득하는 단계; 입력 비트 스트림을 세그멘테이션 하는 단계; 외부 부호로 부호화 하는 단계; 부호 입력 비트의 개수와 부호어 비트의 개수에 기반하여 Polar code로 부호화 하는 단계; 기 설정된 레이트 매칭 사이즈에 기반하여 내부 세그멘테이션 하는 단계;
세그멘티드 된 비트 스트림을 각각 비트 인터리빙 하는 단계; 세그멘티드된 비트 스트림의 배열 순서(order) 기반하여 DEMUXING 하는 단계;로 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 다양한 실시 예들은, 반복 전송, 재전송 및 낮은 부호율을 갖는 시스템에서 polar code 부호화 시 우수한 오류 정정 성능(Frame error rate 혹은 Bit error rate)을 달성하기 위한 방안들이 제안한다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따를 때, 송신단은 반복 전송 시 전송되는 비트 개수가 다른 경우에도 Polar code의 모부호를 동일 하게 선택할 수 있도록 레이트 매칭 사이즈를 결정하고, 전송 횟수에 기반하여 DEMUXING 방법을 선택하고(예: re-DEMUX), 각 전송되는 비트 개수에 따라 심볼 단위 레이트 매칭을 수행할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따를 때, 송신단은 반복 전송 시 전송되는 비트 개수가 다른 경우에도 Polar code의 모부호를 동일 하게 선택할 수 있도록 레이트 매칭 사이즈를 결정하고, 전송 횟수에 기반하여 역인터리빙(Reverse interleaving)을 선택하고, 각 전송되는 비트 개수에 따라 심볼 단위 레이트 매칭 수행할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따를 때, 송신단은 극 부호(polar code)를 이용한 채널 코딩 시 극(polar) 부호어를 레이트 매칭 하고 레이트 매칭된 비트 스트림을 다수개의 비트 스트림들로 세그멘테이션 하고, 각 세그멘테이션된 비트 스트림의 배열 순서(order)에 기반하여 비트 인터리빙을 수행할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따를 때, 송신단은 송신단은 극 부호(polar code)를 이용한 채널 코딩 시 극(polar) 부호어를 레이트 매칭 하고 레이트 매칭된 비트 스트림을 다수개의 비트 스트림으로 세그멘테이션 하고, 각 세그멘테이션된 비트 스트림을 각각 인터리빙 하고, 비트 스트림의 배열 순서(order)에 기반하여 DEMUXING을 선택할 수 있다. 이를 통해, 동일한 모부호 크기를 구성함과 동시에, 수신단에서 균등한 신뢰도 분포를 갖도록 전송 신호를 구성함으로써, 종래의 전송 기법보다 더 우수한 오류 정정 성능이 달성될 수 있다.
본 개시는, 길이 2의 거듭제곱으로 결정되는 극 부호(polar ode)의 기본 구조 상 부호율을 조정하는 rate matching 시, 추가 복호 이득을 얻기 위한 반복 전송 방안을 제시한다. 반복 전송 시, mother code size를 동일하게 하기 위해, symbol rate matching을 통해 수행함으로써, 채널 코딩 이득을 높일 수 있다. 뿐만 아니라, 본 개시의 실시 예들은 수신단에서 변조 방식(예: 16 QAM, 64 QAM, 256 QAM) 등 심볼 매핑에 따라 신뢰도가 달라지는 점 또한 해소함으로써, 채널 코딩 이득을 극대화할 수 있다.
다양한 실시 예들에 따른 극 부호(polar code)를 이용한 채널 코딩 및 이에 따른 동작들은 본 개시에서는 UCI의 전송에 이용되는 예시적인 상황에서 서술되었으나, 본 개시의 실시 예들은 이에 한정되지 않는다. 일부 실시 예들에 따른 극 부호(polar code)를 이용한 채널 코딩 및 이에 따른 동작들은 방송 채널(broadcast channel, BCH) 또는 DCI(downlink control information) 전송 시에도 동일 또는 유사한 방식으로 이용될 수 있다. 또한, 반복 전송으로서, 상술된 PUSCH 상에서의 rate matching으로의 반복 전송 상황이 예로 서술되었으나, 본 개시의 실시 예들은 이에 한정되지 않는다. 방송 정보(예: PBCH의 MIB)와 같은 주기적 전송 또는 MTC 단말과 같은 저전력 단말을 위해 구성되는 반복들에서도 본 개시의 실시 예들이 적용될 수 있음은 물론이다.
또한, 본 개시의 실시 예들에서 심볼 레이트 매칭이 수행되는 것으로 도시되었으나, 모든 실시 예들에서 반드시 수행되는 것으로 제한해석되지 않음에 유의한다. 각 실시 예에서, 역-매핑(reverse mapping)의 경우(예: 신뢰도 기반 DEMUX 운용 기법, 신뢰도 기반 인터리빙 기법, 내부 분할 인터리밍 기법, 내부 분할 기반 디멀티플렉싱 기법), 심볼 레이트 매칭은 성상도 매핑 이후 수행되거나 수행되지 않을 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 무선 통신 시스템에서 송신단의 방법은, 정보 비트들로부터 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 비트 스트림을 획득하는 과정과, 상기 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 전송하는 과정과, 상기 비트 스트림에 대한 역-매핑(reverse mapping)을 수행하는 과정과, 상기 역-매핑된 비트 스트림에 대한 변조를 통해 생성된 제2 신호를 전송하는 과정을 포함할 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 상기 역-매핑은, 역(reverse) DEMUX(demultiplexer)를 통해 수행될 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 상기 역-매핑은, 지정된 크기의 순환 쉬프트(cyclic shift)를 포함할 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 상기 역-매핑은, 상기 비트 스트림의 전송 카운트에 따른 인터리빙을 포함할 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 상기 역 매핑은, 상기 변조가 16 QAM(quadrature amplitude modulation), 64 QAM, 256 QAM, 또는 1024 QAM인 경우에 수행될 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 무선 통신 시스템에서 수신단의 방법은, 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 수신하는 과정과, 상기 비트 스트림의 역-매핑 및 변조를 통해 생성된 제2 신호를 수신하는 과정과, 상기 역-매핑에 기반하여 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 결합함으로써 상기 비트 스트림에 대한 정보 비트들을 획득하는 과정을 포함하고, 상기 비트 스트림은 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩될 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 상기 역-매핑은, 역(reverse) DEMUX(demultiplexer)를 통해 수행될 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 상기 역-매핑은, 지정된 크기의 순환 쉬프트(cyclic shift)를 포함할 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 상기 역-매핑은, 상기 비트 스트림의 전송 카운트에 따른 인터리빙을 포함할 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 상기 역 매핑은, 상기 변조가 16 QAM(quadrature amplitude modulation), 64 QAM, 256 QAM, 또는 1024 QAM인 경우에 수행될 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 무선 통신 시스템에서 송신단은, 적어도 하나의 프로세서와, 적어도 하나의 송수신기를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 정보 비트들로부터 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 비트 스트림을 획득하고, 상기 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 전송하고, 상기 비트 스트림에 대한 역-매핑(reverse mapping)을 수행하고, 상기 역-매핑된 비트 스트림에 대한 변조를 통해 생성된 제2 신호를 전송도록 구성될 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 무선 통신 시스템에서 수신단은, 적어도 하나의 프로세서와 적어도 하나의 송수신기를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 수신하고, 상기 비트 스트림의 역-매핑 및 변조를 통해 생성된 제2 신호를 수신하고, 상기 역-매핑에 기반하여 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 결합함으로써 상기 비트 스트림에 대한 정보 비트들을 획득하도록 구성되고, 상기 비트 스트림은 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩될 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 무선 통신 시스템에서 송신단의 방법은, 정보 비트들로부터 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 비트 스트림을 획득하는 과정과, 상기 비트 스트림에 대한 레이트 매칭(rate matching)을 통해 출력 비트 시퀀스를 획득하는 과정과, 상기 출력 비트 시퀀스의 제1 비트 시퀀스에 제1 인터리빙을 수행하는 과정과, 상기 출력 비트 시퀀스 중에서 상기 제1 비트 시퀀스 외의 제2 비트 시퀀스에 제2 인터리빙을 수행하는 과정과, 상기 제1 인터리빙의 결과 및 상기 제2 인터리빙의 결과의 연접(concatenation)에 기반하여 부호 시퀀스를 획득하는 과정과, 상기 부호 시퀀스에 따른 신호를 수신단에게 전송하는 과정을 포함하고, 상기 제2 인터리빙은 상기 제1 인터리빙의 역순일 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따를 때, 무선 통신 시스템에서 수신단의 방법에 있어서, 부호 시퀀스에 따른 신호를 송신단으로부터 수신하는 과정과, 상기 부호 시퀀스의 제1 부호 시퀀스에 제1 디인터리빙을 수행하는 과정과, 상기 부호 시퀀스 중에서 상기 제1 부호 시퀀스를 제외한 제2 부호 시퀀스에 제2 디인터리빙을 수행하는 과정과, 상기 제1 디인터리빙의 결과 및 상기 제2 디인터리빙의 결과의 연접을 통해 출력 비트 시퀀스를 획득하는 과정과, 상기 출력 비트 시퀀스에 대한 디-레이트 매칭(rate matching) 및 극 디코딩(polar decoding)을 통해 정보 비트들을 획득하는 과정을 포함하고, 상기 제2 디인터리빙은 상기 제1 디인터리빙의 역순일 수 있다.
본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.
소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.
이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(read only memory, ROM), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(compact disc-ROM, CD-ROM), 디지털 다목적 디스크(digital versatile discs, DVDs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다.
또한, 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(local area network), WAN(wide area network), 또는 SAN(storage area network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.
상술한 본 개시의 구체적인 실시 예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.
한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (14)

  1. 무선 통신 시스템에서 송신단의 방법에 있어서,
    정보 비트들로부터 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 비트 스트림을 획득하는 과정과,
    상기 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 전송하는 과정과,
    상기 비트 스트림에 대한 역-매핑(reverse mapping)을 수행하는 과정과,
    상기 역-매핑된 비트 스트림에 대한 변조를 통해 생성된 제2 신호를 전송하는 과정을 포함하는 방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 역-매핑은, 역(reverse) DEMUX(demultiplexer)를 통해 수행되는 방법.
  3. 청구항 1에 있어서, 상기 역-매핑은, 지정된 크기의 순환 쉬프트(cyclic shift)를 포함하는 방법.
  4. 청구항 1에 있어서, 상기 역-매핑은, 상기 비트 스트림의 전송 카운트에 따른 인터리빙을 포함하는 방법.
  5. 청구항 1에 있어서, 상기 역 매핑은, 상기 변조가 16 QAM(quadrature amplitude modulation), 64 QAM, 256 QAM, 또는 1024 QAM인 경우에 수행되는 방법.
  6. 무선 통신 시스템에서 수신단의 방법에 있어서,
    비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 수신하는 과정과,
    상기 비트 스트림의 역-매핑 및 변조를 통해 생성된 제2 신호를 수신하는 과정과,
    상기 역-매핑에 기반하여 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 결합함으로써 상기 비트 스트림에 대한 정보 비트들을 획득하는 과정을 포함하고,
    상기 비트 스트림은 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩되는 방법.
  7. 청구항 6에 있어서, 상기 역-매핑은, 역(reverse) DEMUX(demultiplexer)를 통해 수행되는 방법.
  8. 청구항 6에 있어서, 상기 역-매핑은, 지정된 크기의 순환 쉬프트(cyclic shift)를 포함하는 방법.
  9. 청구항 6에 있어서, 상기 역-매핑은, 상기 비트 스트림의 전송 카운트에 따른 인터리빙을 포함하는 방법.
  10. 청구항 6에 있어서,
    상기 역 매핑은, 상기 변조가 16 QAM(quadrature amplitude modulation), 64 QAM, 256 QAM, 또는 1024 QAM인 경우에 수행되는 방법.
  11. 무선 통신 시스템에서 송신단은,
    적어도 하나의 프로세서와,
    적어도 하나의 송수신기를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    정보 비트들로부터 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 비트 스트림을 획득하고,
    상기 비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 전송하고,
    상기 비트 스트림에 대한 역-매핑(reverse mapping)을 수행하고,
    상기 역-매핑된 비트 스트림에 대한 변조를 통해 생성된 제2 신호를 전송도록 구성되는 송신단.
  12. 무선 통신 시스템에서 수신단은,
    적어도 하나의 프로세서와
    적어도 하나의 송수신기를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    비트 스트림의 변조(modulation)를 통해 생성된 제1 신호를 수신하고,
    상기 비트 스트림의 역-매핑 및 변조를 통해 생성된 제2 신호를 수신하고,
    상기 역-매핑에 기반하여 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 결합함으로써 상기 비트 스트림에 대한 정보 비트들을 획득하도록 구성되고,
    상기 비트 스트림은 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩되는 수신단.
  13. 무선 통신 시스템에서 송신단의 방법에 있어서,
    정보 비트들로부터 극부호(polar code)를 이용하여 인코딩된 비트 스트림을 획득하는 과정과,
    상기 비트 스트림에 대한 레이트 매칭(rate matching)을 통해 출력 비트 시퀀스를 획득하는 과정과,
    상기 출력 비트 시퀀스의 제1 비트 시퀀스에 제1 인터리빙을 수행하는 과정과,
    상기 출력 비트 시퀀스 중에서 상기 제1 비트 시퀀스 외의 제2 비트 시퀀스에 제2 인터리빙을 수행하는 과정과,
    상기 제1 인터리빙의 결과 및 상기 제2 인터리빙의 결과의 연접(concatenation)에 기반하여 부호 시퀀스를 획득하는 과정과,
    상기 부호 시퀀스에 따른 신호를 수신단에게 전송하는 과정을 포함하고,
    상기 제2 인터리빙은 상기 제1 인터리빙의 역순인 방법.
  14. 무선 통신 시스템에서 수신단의 방법에 있어서,
    부호 시퀀스에 따른 신호를 송신단으로부터 수신하는 과정과,
    상기 부호 시퀀스의 제1 부호 시퀀스에 제1 디인터리빙을 수행하는 과정과,
    상기 부호 시퀀스 중에서 상기 제1 부호 시퀀스를 제외한 제2 부호 시퀀스에 제2 디인터리빙을 수행하는 과정과,
    상기 제1 디인터리빙의 결과 및 상기 제2 디인터리빙의 결과의 연접을 통해 출력 비트 시퀀스를 획득하는 과정과,
    상기 출력 비트 시퀀스에 대한 디-레이트 매칭(rate matching) 및 극 디코딩(polar decoding)을 통해 정보 비트들을 획득하는 과정을 포함하고,
    상기 제2 디인터리빙은 상기 제1 디인터리빙의 역순인 방법.
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