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WO2021038868A1 - 直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 Download PDF

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Publication number
WO2021038868A1
WO2021038868A1 PCT/JP2019/034262 JP2019034262W WO2021038868A1 WO 2021038868 A1 WO2021038868 A1 WO 2021038868A1 JP 2019034262 W JP2019034262 W JP 2019034262W WO 2021038868 A1 WO2021038868 A1 WO 2021038868A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power supply
voltage
switching element
switching
converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2019/034262
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
和徳 畠山
啓介 植村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to PCT/JP2019/034262 priority Critical patent/WO2021038868A1/ja
Priority to JP2021541952A priority patent/JP7162747B2/ja
Publication of WO2021038868A1 publication Critical patent/WO2021038868A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention includes a DC power supply device that converts an AC voltage output from an AC power supply into a DC voltage and applies it to a load, a motor drive device that drives a motor that is a load, a blower and a compressor equipped with a motor drive device, and , With respect to an air conditioner equipped with a blower or compressor.
  • Patent Document 1 describes a connection point between a first diode and a second diode, and a connection between a first metal oxide semiconductor field effect transistor (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor: MOSFET) and a second MOSFET.
  • a DC power supply device is disclosed in which an AC power supply is connected via a reactor and the AC voltage of the AC power supply is converted into a DC voltage by switching between the first MOSFET and the second MOSFET.
  • the first diode and the first MOSFET are elements connected to the positive electrode side of the smoothing capacitor, and the second diode and the second MOSFET are elements connected to the negative electrode side of the smoothing capacitor.
  • the first MOSFET is turned on at the timing when the current flows through the parasitic diode of the first MOSFET, and the second MOSFET is operated at the timing when the current flows through the parasitic diode of the second MOSFET.
  • This technique is called synchronous rectification.
  • the DC power supply is controlled with high efficiency by synchronous rectification.
  • each MOSFET is always turned on at the timing when the current flows through the parasitic diodes of the first and second MOSFETs.
  • the efficiency of the synchronous rectification operation is improved on the premise that the voltage drop of the parasitic diodes connected in parallel is higher than the on-voltage of the MOSFET.
  • the on-voltage of the MOSFET may be higher than the voltage drop of the parasitic diodes connected in parallel. Therefore, it cannot be said that the synchronous rectification described in Patent Document 1 is optimized for the operation of the synchronous rectification. Therefore, the technique of Patent Document 1 has room for improvement in terms of efficiency when applying synchronous rectification.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a DC power supply device capable of further improving efficiency when applying synchronous rectification.
  • the DC power supply device includes a reactor and four unidirectional elements connected by a bridge, and is connected to an AC power supply via the reactor to be connected to an AC power supply. It includes a converter that converts the power supply voltage, which is an AC voltage output from the AC voltage, into a DC voltage and applies it to the load, and a smoothing capacitor connected between the output terminals of the converter. Further, the DC power supply device has a first physical quantity detection unit that detects a first physical quantity that represents the operating state of the output side of the converter, and a second physical quantity that detects a second physical quantity that represents the operating state of the input side of the converter.
  • the control unit includes a physical quantity detecting unit and a control unit in which first and second physical quantities are input and controls the operation of the converter.
  • Two of the four unidirectional elements in the converter are connected in series to form the first leg, and the remaining two unidirectional elements are connected in series to form the second leg.
  • At least two unidirectional elements in the first and second legs connected to the positive side of the smoothing capacitor, or two in the first and second legs connected to the negative side of the smoothing capacitor.
  • a switching element is connected in parallel to each of the unidirectional element, the two unidirectional elements in the first leg, or the two unidirectional elements in the second leg.
  • the control unit further has a plurality of operation modes for operating the converter in different operation modes by controlling the conduction of the switching element according to the ambient temperature of the switching element, the outside air temperature of the converter, or the operation command to the converter.
  • FIG. 3 shows a path of a current flowing through the converter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 shows a path of a current flowing through a converter according to the first embodiment.
  • Flow chart used to explain the operation of the main part in the first embodiment The figure which shows the temperature characteristic of the forward current of a parasitic diode in a general MOSFET.
  • the figure which shows the temperature characteristic of the on-resistance of a general MOSFET The figure which shows how the cross point shown in FIG. 9 fluctuates with temperature.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a motor drive device 100 including a DC power supply device 50 according to the first embodiment.
  • the DC power supply device 50 according to the first embodiment is a power supply device that converts a power supply voltage, which is an AC voltage output from a single-phase AC power supply 1, into a DC voltage and applies it to a load 12.
  • the motor drive device 100 according to the first embodiment is a drive device that converts the DC power output from the DC power supply device 50 into AC power and supplies the converted AC power to the motor 500 to drive the motor 500. is there.
  • the motor drive device 100 includes a DC power supply device 50, a control unit 10, and a load 12 as main components.
  • the DC power supply device 50 includes a reactor 2, a converter 3, a gate drive circuit 15 which is a first drive circuit, a smoothing capacitor 4, a voltage detection unit 5, a current detection unit 6, and a voltage detection unit 7. It includes a power supply circuit 14 which is a control power supply.
  • One end of the reactor 2 is connected to the AC power supply 1, and the other end of the reactor 2 is connected to the converter 3.
  • the reactor 2 temporarily stores the electric power supplied from the AC power source 1.
  • the converter 3 converts the AC voltage output from the AC power supply 1 into a DC voltage and outputs the AC voltage to the DC bus 16a and 16b.
  • the DC bus lines 16a and 16b are electrical wirings that connect the converter 3 and the load 12. The voltage between the DC bus 16a and the DC bus 16b is called the "bus voltage".
  • the load 12 includes a gate drive circuit 17, which is a second drive circuit, an inverter 18, a current detection unit 9, and a motor 500.
  • the gate drive circuit 17, the inverter 18, and the current detection unit 9, excluding the motor 500 are the components of the motor drive device 100.
  • the inverter 18 converts the DC voltage output from the DC power supply device 50 into an AC voltage applied to the motor 500 and outputs the AC voltage. Examples of equipment on which the motor 500 is mounted are blowers, compressors or air conditioners.
  • FIG. 1 shows an example in which the device connected to the inverter 18 is the motor 500, but the present invention is not limited to this.
  • the device connected to the inverter 18 may be any device to which AC power is input, and may be a device other than the motor 500.
  • the converter 3 includes a first leg 31 and a second leg 32.
  • the first leg 31 and the second leg 32 are connected in parallel.
  • the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 are connected in series.
  • the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 are connected in series.
  • the other end of the reactor 2 is connected to a connection point 3a between the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 in the first leg 31.
  • the connection point 3b between the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 is connected to the other end of the AC power supply 1.
  • the connection points 3a and 3b form an AC terminal.
  • the reactor 2 is connected between one end of the AC power supply 1 and the connection point 3a, but is connected between another end of the AC power supply 1 and the connection point 3b. May be good.
  • the side where the connection points 3a and 3b are located is called the "AC side"
  • the AC voltage output from the AC power supply 1 is called the “power supply voltage”
  • the cycle of the power supply voltage is called the “power supply cycle”.
  • the first upper arm element 311 includes a switching element Q1 and a diode D1 connected in parallel to the switching element Q1.
  • the first lower arm element 312 includes a switching element Q2 and a diode D2 connected in parallel to the switching element Q2.
  • the second upper arm element 321 includes a switching element Q3 and a diode D3 connected in parallel to the switching element Q3.
  • the second lower arm element 322 includes a switching element Q4 and a diode D4 connected in parallel to the switching element Q4.
  • the diodes D1 and D4 are unidirectional so that forward current flows when the polarity of the power supply voltage is positive, that is, the side connected to the reactor 2 has a higher potential than the side not connected to the reactor 2. It is an element.
  • the diodes D2 and D3 are unidirectional so that a forward current flows when the polarity of the power supply voltage is negative, that is, the side not connected to the reactor 2 has a higher potential than the side connected to the reactor 2. It is an element.
  • FIG. 1 discloses a configuration in which switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are connected in parallel to each of the diodes D1, D2, D3, and D4, but the present invention is not limited to this.
  • Switching elements may be connected to each of the two diodes connected to the positive side of the smoothing capacitor 4, that is, the diode D1 in the first leg 31 and the diode D3 in the second leg 32.
  • switching elements may be connected to each of the two diodes connected to the negative side of the smoothing capacitor 4, that is, the diode D2 in the first leg 31 and the diode D4 in the second leg 32.
  • a switching element may be connected to each of the two diodes in the first leg 31, that is, the diodes D1 and D2.
  • a switching element may be connected to each of the two diodes in the second leg 32, that is, the diodes D3 and D4.
  • MOSFETs are illustrated for each of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, but the limitation is not limited to MOSFETs.
  • the MOSFET is a switching element capable of passing a current in both directions between the drain and the source. Any switching element may be used as long as it is a switching element capable of bidirectionally flowing a current between the first terminal corresponding to the drain and the second terminal corresponding to the source, that is, a bidirectional element.
  • parallel here means that the first terminal corresponding to the drain of the MOSFET and the cathode of the diode are connected, and the second terminal corresponding to the source of the MOSFET and the anode of the diode are connected.
  • a parasitic diode that the MOSFET itself has inside may be used. Parasitic diodes are also called body diodes.
  • the switching elements Q1, Q2, Q3 and Q4 are not limited to MOSFETs formed of silicon-based materials, and are wide-band such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga 2 O 3) or diamond. It may be a MOSFET formed of a bandgap (Wide Band Gap) semiconductor.
  • WBG semiconductors have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using a WBG semiconductor for at least one of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, the withstand voltage resistance and the allowable current density of the switching element are increased, and the semiconductor module incorporating the switching element is miniaturized. it can.
  • a MOSFET having a Super Junction (SJ) structure may be used instead of the WBG semiconductor.
  • SJ-MOSFET Super Junction
  • the positive side of the smoothing capacitor 4 is connected to the DC bus 16a on the high potential side.
  • the DC bus 16a is drawn from the connection point 3c between the first upper arm element 311 in the first leg 31 and the second upper arm element 321 in the second leg 32.
  • the negative side of the smoothing capacitor 4 is connected to the DC bus 16b on the low potential side.
  • the DC bus 16b is drawn from the connection point 3d between the first lower arm element 312 in the first leg 31 and the second lower arm element 322 in the second leg 32.
  • the connection points 3c and 3d form a DC terminal.
  • the side where the connection points 3c and 3d are located may be referred to as the "DC side".
  • the output voltage of the converter 3 is applied to both ends of the smoothing capacitor 4.
  • the smoothing capacitor 4 is connected to the DC bus lines 16a and 16b.
  • the smoothing capacitor 4 smoothes the output voltage of the converter 3.
  • the voltage smoothed by the smoothing capacitor 4 is applied to the inverter 18.
  • the voltage detection unit 5 detects the power supply voltage and outputs the detected value Vs of the power supply voltage to the control unit 10.
  • the power supply voltage is an absolute value of the instantaneous voltage of the AC power supply 1.
  • the effective value of the instantaneous voltage may be used as the power supply voltage.
  • the current detection unit 6 detects the power supply current, which is the AC current flowing between the AC power supply 1 and the converter 3, and outputs the detected value Is of the power supply current to the control unit 10.
  • An example of a current detector used in the current detection unit 6 is an AC current transformer (Alternating Current Current Transformer: ACCT).
  • the voltage detection unit 7 detects the bus voltage and outputs the detected value Vdc of the bus voltage to the control unit 10.
  • the bus voltage is a physical quantity that represents the operating state of the DC side, that is, the output side of the converter 3.
  • the power supply voltage is a physical quantity representing the operating state of the AC side, that is, the input side of the converter 3.
  • the bus voltage may be referred to as a "first physical quantity” and the power supply voltage may be referred to as a "second physical quantity”.
  • the voltage detection unit 7 that detects the bus voltage may be called a "first physical quantity detection unit”
  • the voltage detection unit 5 that detects the power supply voltage may be called a "second physical quantity detection unit”.
  • the power supply circuit 14 is connected to both ends of the smoothing capacitor 4.
  • the power supply circuit 14 uses the voltage of the smoothing capacitor 4 to generate low-voltage DC voltages such as 5V, 12V, 15V, and 24V.
  • the low-voltage DC voltage is generated by utilizing the electric charge accumulated in the smoothing capacitor 4.
  • a low-voltage DC voltage is applied to each part of the supply destination as an operating voltage.
  • the power supply circuit 14 outputs, for example, a DC voltage of 5 V to the control unit 10, the current detection unit 6, and the like. In the control unit 10, a DC voltage of 5 V is applied to a processor (not shown) in FIG.
  • the inverter 18 includes a leg 18A in which the upper arm element 18UP and the lower arm element 18UN are connected in series, a leg 18B in which the upper arm element 18VP and the lower arm element 18VN are connected in series, and the upper arm element 18WP and the lower. It includes a leg 18C in which an arm element 18WN is connected in series.
  • the legs 18A, 18B and 18C are connected in parallel to each other.
  • FIG. 1 illustrates a case where the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN are insulated gate bipolar transistors (Insulated Gate Bipolar Transistors: IGBTs), but the present invention is not limited thereto. Instead of the IGBT, a MOSFET or an integrated gate commutated thyristor (IGCT) may be used.
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • IGCT integrated gate commutated thyristor
  • the upper arm element 18UP includes a transistor 18a and a diode 18b connected in parallel to the transistor 18a.
  • the other upper arm elements 18VP and 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN and 18WN have the same configuration.
  • the term "parallel" as used herein means that the anode side of the diode is connected to the first terminal corresponding to the emitter of the IGBT, and the cathode side of the diode is connected to the second terminal corresponding to the collector of the IGBT.
  • FIG. 1 has a configuration including three legs in which the upper arm element and the lower arm element are connected in series, but the configuration is not limited to this. The number of legs may be four or more.
  • the circuit configuration shown in FIG. 1 is adapted to the motor 500, which is a three-phase motor.
  • the motor 500 is a single-phase motor
  • the inverter 18 is also configured to correspond to the single-phase motor.
  • the configuration is provided with two legs in which the upper arm element and the lower arm element are connected in series.
  • one leg may be composed of a plurality of pairs of upper and lower arm elements.
  • the transistor 18a of the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN is a MOSFET
  • the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN are silicon carbide, gallium nitride. It may be formed of a system material or a WBG semiconductor such as diamond. If a MOSFET formed of a WBG semiconductor is used, the effects of withstand voltage and heat resistance can be enjoyed.
  • connection point 26a between the upper arm element 18UP and the lower arm element 18UN is connected to the first phase (for example, U phase) of the motor 500
  • the connection point 26b between the upper arm element 18VP and the lower arm element 18VN is the first phase of the motor 500. It is connected to the second phase (for example, V phase)
  • the connection point 26c between the upper arm element 18WP and the lower arm element 18WN is connected to the third phase (for example, W phase) of the motor 500.
  • the connection points 26a, 26b, and 26c form an AC terminal.
  • the current detection unit 9 detects the motor current flowing between the inverter 18 and the motor 500, and outputs the detected value Iuvw of the motor current to the control unit 10.
  • the control unit 10 controls each switching element in the converter 3 based on the detection value Vs of the voltage detection unit 5, the detection value Is of the current detection unit 6, and the detection value Vdc of the voltage detection unit 7. Generate S311 to S322.
  • the control signal S311 is a control signal for controlling the switching element Q1
  • the control signal S322 is a control signal for controlling the switching element Q4.
  • the switching elements Q2 and Q3 are also controlled by the control signal from the control unit 10.
  • switching operation of each arm element according to the control signals S311 to S322 is appropriately referred to as “switching operation”.
  • the control signals S311 to S322 generated by the control unit 10 are input to the gate drive circuit 15.
  • control unit 10 is provided with each switching element in the inverter 18 so that the motor 500 rotates at a desired rotation speed based on the detection value Vdc of the voltage detection unit 7 and the detection value Iuvw of the current detection unit 9.
  • Control signals S1 to S6 for controlling the above are generated.
  • the inverter 18 has a three-phase circuit configuration, and has six switching elements corresponding to the three-phase circuit configuration. Further, six control signals S1 to S6 are generated corresponding to the six switching elements.
  • the control signals S1 to S6 generated by the control unit 10 are input to the gate drive circuit 17.
  • the gate drive circuit 15 generates drive pulses G311 to G322 for driving each switching element in the converter 3 based on the control signals S311 to S322.
  • the drive pulse G311 is a drive pulse for driving the switching element Q1
  • the drive pulse G322 is a drive pulse for driving the switching element Q4.
  • the switching elements Q2 and Q3 are also driven by the drive pulse from the gate drive circuit 15.
  • the gate drive circuit 17 generates drive pulses G1 to G6 for driving each switching element in the inverter 18 based on the control signals S1 to S6.
  • control unit 10 is provided inside the motor drive device 100 as a common control unit for controlling the DC power supply device 50 and the load 12, but the configuration is not limited to this. Individual control units that control each of the DC power supply device 50 and the load 12 may be configured, and each control unit may be provided inside each of the DC power supply device 50 and the load 12.
  • the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 operate so as to be complementary or not turned on at the same time. That is, when one of the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 is on, the other is off.
  • the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 are controlled by the control signals S311 and S312 generated by the control unit 10.
  • An example of the control signals S311 and S312 is a pulse width modulation (PWM) signal.
  • PWM pulse width modulation
  • Capacitor short circuit is a state in which the energy stored in the smoothing capacitor 4 is released and the current is regenerated in the AC power supply 1.
  • the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 constituting the second leg 32 are controlled by the control signals S321 and S322 generated by the control unit 10.
  • the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 are basically turned on or off depending on the polarity of the power supply voltage, which is the polarity of the power supply voltage. Specifically, when the power supply voltage polarity is positive, the second lower arm element 322 is on and the second upper arm element 321 is off. When the power supply voltage polarity is negative, the second upper arm element 321 is on and the second lower arm element 322 is off.
  • each arm element of the converter 3 is a MOSFET
  • the diode of each arm element is a parasitic diode that the MOSFET itself has inside.
  • FIG. 2 is a schematic cross-sectional view showing a schematic structure of a MOSFET used in the converter 3 of the first embodiment.
  • FIG. 2 illustrates an n-type MOSFET.
  • a p-type semiconductor substrate 600 is used, as shown in FIG.
  • a source electrode S, a drain electrode D, and a gate electrode G are formed on the semiconductor substrate 600.
  • High-concentration impurities are ion-implanted into the portions in contact with the source electrode S and the drain electrode D to form an n-type region 601.
  • an oxide insulating film 602 is formed between the portion where the n-type region 601 is not formed and the gate electrode G. That is, an oxide insulating film 602 is interposed between the gate electrode G and the p-type region 603 of the semiconductor substrate 600.
  • Channel 604 is an n-type channel in the example of FIG.
  • FIG. 3 is a first diagram showing a path of a current flowing through the converter 3 in the first embodiment.
  • FIG. 3 shows a state in which the power supply voltage polarity is positive and the absolute value of the detected value Is of the power supply current is larger than the current threshold value.
  • the first upper arm element 311 and the second lower arm element 322 are on, and the first lower arm element 312 and the second upper arm element 321 are off.
  • the current flows in the order of the AC power supply 1, the reactor 2, the switching element Q1, the smoothing capacitor 4, the switching element Q4, and the AC power supply 1.
  • the first embodiment has an operation mode in which a current is passed through each channel of the switching elements Q1 and Q4 instead of passing a current through the diode D1 and the diode D4.
  • This operation is called "synchronous rectification".
  • FIG. 3 the MOSFETs that are turned on are indicated by circles. The same applies to the following figures. The details of the operation mode will be described later.
  • FIG. 4 is a second diagram showing the path of the current flowing through the converter 3 in the first embodiment.
  • FIG. 4 shows a state in which the power supply voltage polarity is negative and the absolute value of the detected value Is of the power supply current is larger than the current threshold value.
  • the first lower arm element 312 and the second upper arm element 321 are on, and the first upper arm element 311 and the second lower arm element 322 are off.
  • the current flows in the order of the AC power supply 1, the switching element Q3, the smoothing capacitor 4, the switching element Q2, the reactor 2, and the AC power supply 1.
  • the synchronous rectification operation in which the current is passed through each channel of the switching elements Q3 and Q2 may be performed instead of passing the current through the diode D3 and the diode D2.
  • FIG. 5 is a third diagram showing the path of the current flowing through the converter 3 in the first embodiment.
  • FIG. 5 shows a state in which the power supply voltage polarity is positive and the absolute value of the detected value Is of the power supply current is larger than the current threshold value.
  • the first lower arm element 312 and the second lower arm element 322 are on, and the first upper arm element 311 and the second upper arm element 321 are off.
  • the current flows in the order of the AC power supply 1, the reactor 2, the switching element Q2, the switching element Q4, and the AC power supply 1.
  • a power supply short-circuit path that does not pass through the smoothing capacitor 4 is formed.
  • a mode is prepared in which a power short-circuit path is formed by passing a current through the channel of the switching element Q4 instead of passing a current through the diode D4.
  • FIG. 6 is a fourth diagram showing the path of the current flowing through the converter 3 in the first embodiment.
  • FIG. 6 shows a state in which the power supply voltage polarity is negative and the absolute value of the detected value Is of the power supply current is larger than the current threshold value.
  • the first upper arm element 311 and the second upper arm element 321 are on, and the first lower arm element 312 and the second lower arm element 322 are off.
  • the current flows in the order of the AC power supply 1, the switching element Q3, the switching element Q1, the reactor 2, and the AC power supply 1.
  • a power supply short-circuit path that does not pass through the smoothing capacitor 4 is formed.
  • a mode is prepared in which a power short-circuit path is formed by passing a current through the channel of the switching element Q3 instead of passing a current through the diode D3.
  • the control unit 10 can control the values of the power supply current and the bus voltage by controlling the switching of the current path described above.
  • the motor drive device 100 continuously switches between the operation shown in FIG. 3 and the operation shown in FIG.
  • the power supply voltage polarity is negative
  • the motor drive device 100 continuously switches between the operation shown in FIG. 4 and the operation shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the characteristics of the operation mode according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing an operation waveform when operated in the operation mode shown in FIG. 7.
  • FIG. 7 shows four operation modes: (a) rectification mode, (b) synchronous rectification mode, (c) low-speed switching mode, and (d) high-speed switching mode.
  • Each operation mode is classified according to the combination of whether or not three controls, synchronous rectification, current control, and bus voltage control, are implemented. Synchronous rectification is as described above and is performed to improve operating efficiency.
  • the bus voltage control is a control that suppresses an increase in the bus voltage.
  • the current control is a control for improving the power factor of the current flowing in and out of the converter 3 and suppressing harmonics.
  • the low-speed switching mode may be referred to as a "first switching mode”
  • the high-speed switching mode may be referred to as a "second switching mode".
  • the DC power supply device 50 has a rectification mode, and further has at least one operation mode of a synchronous rectification mode, a low-speed switching mode, and a high-speed switching mode.
  • a low-speed switching mode in applications or products that do not require boosting operation, it may not be necessary to have a low-speed switching mode and a high-speed switching mode.
  • FIG. 8A shows an operating waveform when operated in the rectified mode. Specifically, the waveforms of the control signals S321 to S322 for controlling the power supply voltage, the power supply current, and the switching elements Q1 to Q4 are shown from the upper side. The same applies to other operation modes.
  • the rectification mode since it is not necessary to control the switching element, there is an advantage that the consumption of the power supply circuit 14 for operating the gate drive circuit 15 can be suppressed. Further, since it is not necessary to control the switching element, there is an advantage that the control is easy.
  • FIG. 8B shows an operation waveform when operated in the synchronous rectification mode.
  • the synchronous rectification mode is an operation mode in which the corresponding switching element is turned on at the timing of flowing through the parasitic diode and is passed through to the channel side of the switching element.
  • the switching elements Q1 and Q4 or the switching elements Q2 and Q3 are turned on at the timing of flowing through the parasitic diode.
  • the passing element is simply replaced with a switching element from the parasitic diode. Therefore, as shown in FIG. 7, current control and bus voltage control are not performed.
  • FIG. 8C shows the operation waveform when operated in the low-speed switching mode.
  • the low-speed switching mode is an operation mode in which the power supply voltage is short-circuited via the reactor 2 at least once every half cycle of the power supply voltage.
  • the short-circuit operation is performed twice every half cycle of the power supply voltage.
  • the boost amount of the bus voltage is adjusted by the bus voltage control.
  • a proportional integration controller or the like is used for bus voltage control.
  • the operation of the converter 3 is controlled so that the detected value Vdc of the bus voltage approaches the target voltage.
  • the short-circuit time when the power supply voltage is short-circuited via the reactor 2 is controlled.
  • the response time of the proportional integration controller it is possible to suppress an excessive increase in the bus voltage that may occur due to the occurrence of load fluctuation.
  • a short-circuit current can be passed by short-circuit operation.
  • the power factor can be improved and the harmonic current can be suppressed by expanding the flow width of the power supply current.
  • the timing for performing the short-circuit operation may be determined in advance with reference to the zero crossing point of the power supply voltage, and may be referred to according to the load.
  • the power supply current may be detected and the short circuit time may be controlled so that the detected current waveform approaches a sine wave.
  • the short-circuit operation time since the short-circuit operation time is short, it is possible to suppress the generation of harmonic noise.
  • FIG. 8D shows an operation waveform when operated in the high-speed switching mode.
  • the high-speed switching mode is an operation mode in which the power supply voltage is short-circuited a plurality of times via the reactor 2 over the entire range of one cycle of the power supply voltage.
  • the significance of short-circuit operation is the same as in the low-speed switching mode. That is, energy is stored in the reactor 2 by performing the short-circuit operation, and the energy stored in the reactor 2 is transferred to the smoothing capacitor 4 by releasing the short-circuit operation after the energy is stored. This makes it possible to boost the bus voltage.
  • the control of the boost amount of the bus voltage can also be realized by the same control as in the low speed switching mode.
  • the short-circuit operation is performed over the entire range of one cycle of the power supply voltage, so that the current flow width is wider than in the low-speed switching mode.
  • the power factor can be controlled to a value close to 1.
  • the load can be driven to the limit of the breaker capacity, especially on the high load side, and the power of the device can be increased.
  • FIG. 9 is a diagram showing the loss characteristics of the MOSFET used in the DC power supply device 50 according to the first embodiment.
  • the horizontal axis shows the current flowing through the MOSFET in the on state and the current flowing through the parasitic diode.
  • the vertical axis shows the voltage required to pass a current through the switching element in the on state and the voltage required to pass a current through the parasitic diode.
  • the solid line K1 represents the forward voltage of the parasitic diode.
  • the parasitic diode forward voltage is an example of a current-voltage characteristic that represents the loss that occurs in a parasitic diode.
  • a diode requires a large voltage because the loss is large when the current value is small, but when the current value is larger than a certain value, the rate of change of the loss is improved and the slope of the current-voltage characteristic is relaxed. .. This characteristic appears in the waveform shown by the solid line K1 in FIG.
  • the broken line K2 represents the MOSFET drain-source voltage, which is the voltage between the MOSFET drain and the source.
  • the MOSFET drain-source voltage is an example of a current-voltage characteristic that represents a current flowing through a carrier of a switching element and a loss caused by the on-resistance of the switching element due to the current flowing.
  • a switching element such as a MOSFET
  • the voltage required to pass a current increases in a quadratic curve with respect to the current value. This characteristic appears in the waveform shown by the broken line K2 in FIG.
  • the cross point where the solid line K1 and the broken line K2 intersect is the current flowing through the parasitic diode and the voltage required to flow the current, the current flowing through the MOSFET and the voltage required to flow the current. Is the point at which is equal.
  • the current value at the cross point where the two current-voltage characteristics of the parasitic diode and the switching element intersect is defined as the “second current threshold”.
  • the above-mentioned current threshold value that is, the current threshold value used when comparing the absolute value of the detected value Is of the power supply current is referred to as a "first current threshold value”.
  • the second current threshold value is represented by “Ith2”.
  • the second current threshold is a value larger than the first current threshold.
  • FIG. 10 is a diagram showing the timing at which the control unit 10 turns on the switching element in the DC power supply device 50 according to the first embodiment.
  • the horizontal axis is time.
  • the waveforms of the power supply voltage and the power supply current are shown in the upper part of FIG.
  • switching elements Q1 and Q2 are current-synchronized switching elements whose on / off is controlled according to the polarity of the power supply current, and switching elements Q3 and Q4 are turned on / off according to the polarity of the power supply voltage.
  • FIG. 10 shows the values of the first current threshold value Is1 and the second current threshold value Is2 together with the waveform of the power supply current.
  • FIG. 10 shows one cycle of AC power output from the AC power source 1, the control unit 10 shall perform the same control as the control shown in FIG. 10 in other cycles.
  • the control unit 10 When the power supply voltage polarity is positive, the control unit 10 turns on the switching element Q4 and turns off the switching element Q3. Further, when the power supply voltage polarity is negative, the control unit 10 turns on the switching element Q3 and turns off the switching element Q4.
  • the timing at which the switching element Q4 is turned from on to off and the timing at which the switching element Q3 is turned from off to on are the same timing, but the timing is not limited to this.
  • the control unit 10 may provide a dead time during which the switching elements Q3 and Q4 are both turned off between the timing at which the switching element Q4 is turned from on to off and the timing at which the switching element Q3 is turned from off to on.
  • the control unit 10 provides a dead time during which the switching elements Q3 and Q4 are both turned off between the timing at which the switching element Q3 is turned from on to off and the timing at which the switching element Q4 is turned from off to on. May be good.
  • the control unit 10 When the power supply voltage polarity is positive, the control unit 10 turns on the switching element Q1 when the absolute value of the power supply current becomes equal to or higher than the first current threshold value Is1. Further, when the absolute value of the power supply current exceeds the second current threshold value Is2, the switching element Q1 is turned off. After that, the control unit 10 turns on the switching element Q1 when the absolute value of the power supply current becomes small and the absolute value of the power supply current becomes equal to or less than the second current threshold value Is2. Further, when the absolute value of the power supply current becomes smaller than the first current threshold value Is1, the switching element Q1 is turned off.
  • the control unit 10 turns on the switching element Q2 when the absolute value of the power supply current becomes equal to or higher than the first current threshold value Is1. Further, when the absolute value of the power supply current exceeds the second current threshold value Is2, the switching element Q2 is turned off. After that, the control unit 10 turns on the switching element Q2 when the absolute value of the power supply current becomes small and the absolute value of the power supply current becomes equal to or less than the second current threshold value Is2. Further, when the absolute value of the power supply current becomes smaller than the first current threshold value Is1, the switching element Q2 is turned off.
  • the control unit 10 controls so that the switching elements Q1 and Q3 do not turn on at the same time, and controls the switching elements Q2 and Q4 not to turn on at the same time. .. As a result, the control unit 10 can prevent a capacitor short circuit in the motor drive device 100.
  • the motor drive device 100 can realize synchronous rectification by the switching elements Q1 and Q2 of the first leg 31. Specifically, when the absolute value of the power supply current is equal to or greater than the first current threshold value Is1 and equal to or less than the second current threshold value Is2, the control unit 10 supplies a current to the switching element Q1 or the switching element Q2 having a small loss in this range. Shed. Further, when the absolute value of the power supply current is larger than the second current threshold value Is2, the control unit 10 causes a current to flow through the diode D1 or the diode D2 having a small loss in this range. As a result, the motor drive device 100 can pass a current through an element having a small loss according to the current value, so that a decrease in efficiency can be suppressed and a highly efficient device with reduced loss can be obtained.
  • control unit 10 may perform a boosting operation by performing switching control in which the switching elements Q1 and Q2 are complementarily turned on and off during the period in which the switching element Q1 is turned on.
  • control unit 10 may perform a boosting operation by performing switching control in which the switching elements Q1 and Q2 are complementarily turned on and off during the period in which the switching element Q2 is turned on.
  • the control unit 10 when the absolute value of the power supply current is equal to or higher than the first current threshold value Is1 and equal to or lower than the second current threshold value Is2, the control unit 10 has the first leg 31 and the second leg according to the polarity of the power supply current.
  • the switching element of one of the switching elements Q1 and Q2 constituting the first leg 31 of one of the 32 is allowed to be turned on.
  • the control unit 10 when the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, the control unit 10 is the same one switching element as the above-mentioned switching elements Q1 and Q2. Prohibit turning on.
  • the control unit 10 turns on the switching element Q1. Allow. When the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, the switching element Q1 is prohibited from being turned on. When the polarity of the power supply current is positive and the absolute value of the power supply current is equal to or greater than the first current threshold value Is1 and equal to or less than the second current threshold value Is2, the control unit 10 switches the switching element Q1 during the off period. Turn on Q2. When the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, turning on the switching element Q2 is also prohibited.
  • control unit 10 permits the switching element Q2 to be turned on when the polarity of the power supply current is negative and the absolute value of the power supply current is equal to or higher than the first current threshold value Is1 and equal to or lower than the second current threshold value Is2. .. When the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, the switching element Q2 is prohibited from being turned on. Further, when the polarity of the power supply current is negative and the absolute value of the power supply current is equal to or higher than the first current threshold value Is1 and equal to or lower than the second current threshold value Is2, the control unit 10 is in the period when the switching element Q2 is off. The switching element Q1 is turned on. When the absolute value of the power supply current is smaller than the first current threshold value Is1 or larger than the second current threshold value Is2, the switching element Q1 is also prohibited from being turned on.
  • control unit 10 allows the switching element to be turned on in a region where the absolute value of the power supply current is equal to or higher than the first current threshold value Is1 and the loss of the switching element is smaller than the loss of the parasitic diode. Further, the control unit 10 prohibits the switching element from being turned on in a region where the loss of the switching element is larger than the loss of the parasitic diode.
  • control unit 10 controls the on / off of the switching elements Q3 and Q4 according to the polarity of the power supply voltage, and controls the on / off of the switching elements Q1 and Q2 according to the polarity of the power supply current.
  • the control unit 10 may control the on / off of the switching elements Q1 and Q2 according to the polarity of the power supply voltage, and may control the on / off of the switching elements Q3 and Q4 according to the polarity of the power supply current.
  • the second current threshold value Is2 is, as described above, a current value when the voltage required for passing the current through the parasitic diode and the switching element becomes the same value, but is not limited to this.
  • the second current threshold value Is2 may be a value determined according to the characteristics of the voltage required to pass a current through the parasitic diode and the characteristics of the voltage required to pass a current through the switching element.
  • the second current threshold value Is2 is set to be larger than the current value when the voltage required to pass the current through the parasitic diode and the switching element becomes the same value according to the switching loss generated in the switching element. It may be a value. Thereby, it is possible to determine the second current threshold value Is2 in consideration of the switching element generated when the switching element is switched from on to off. In this case, the control unit 10 keeps the switching element on when the loss cannot be reduced by turning off the switching element even if the absolute value of the power supply current becomes larger while the switching element is on. To. As a result, the motor drive device 100 can further suppress a decrease in efficiency.
  • the second current threshold value Is2 may be a value obtained by adding or subtracting a specified value with respect to the current value when the voltage required for passing the current through the parasitic diode and the switching element becomes the same value. ..
  • the second current threshold value Is2 can be determined in consideration of the difference in characteristics due to the variation in the components of each element.
  • the control unit 10 improves the reduction of loss as compared with the case where the second current threshold value Is2 is the current value when the voltage required for passing the current through the parasitic diode and the switching element becomes the same value. It may not be possible. However, the control unit 10 can reduce the loss as compared with the case where the switching element is continuously turned on even if the absolute value of the power supply current becomes larger in the state where the switching element is turned on.
  • FIG. 11 is a flowchart used for explaining the operation of the main part in the first embodiment.
  • FIG. 11 shows a processing flow in which the control unit 10 of the motor drive device 100 controls the switching elements Q1 and Q2 on and off.
  • the control unit 10 of the motor drive device 100 controls the switching elements Q1 and Q2 on and off.
  • the control unit 10 compares the absolute value
  • step S23 When the absolute value
  • step S21 described above the case where the absolute value
  • FIG. 12 is a diagram showing the temperature characteristics of the forward current of the parasitic diode in a general MOSFET.
  • FIG. 13 is a diagram showing the temperature characteristics of the on-resistance of a general MOSFET.
  • FIG. 14 is a diagram showing how the cross point shown in FIG. 9 fluctuates depending on the temperature.
  • the solid line K1 indicates the solid line K1 shown in FIG. 9
  • the broken line K2 indicates the broken line K2 shown in FIG.
  • the on-resistance R DS of a typical MOSFET, as shown in FIG. 13, for the same drain current I D, transitioning to the direction of increasing the higher the temperature T a is.
  • the dashed line K2 shown in FIG. 14 the temperature T a is increased, moves to the plane of the upper left direction as shown by a broken line K2 '.
  • the second current threshold value Is2 which is the current value at the cross point, moves to the left side of the paper, that is, in the direction in which the current value decreases as the temperature rises.
  • the second current threshold value Is2 and the second current threshold value Is2'in FIG. 14 are in the range in which synchronous rectification is performed, but synchronous rectification is not performed. The loss is smaller and the efficiency is higher. Therefore, if the second current threshold value Is2 in the flowchart of FIG. 11 is corrected based on the ambient temperature of the switching element or the outside air temperature of the device on which the switching element is mounted, the efficiency of the DC power supply device 50 can be further improved. It becomes possible to increase.
  • one of the methods for increasing the switching speed of the switching element is a method for reducing the gate resistance of the switching element. As the gate resistance becomes smaller, the charge / discharge time to the gate input capacitance becomes shorter, and the turn-on period and the turn-off period become shorter, so that the switching speed becomes faster.
  • the switching element is composed of a WBG semiconductor such as GaN or SiC.
  • a WBG semiconductor for the switching element By using a WBG semiconductor for the switching element, the loss per switching can be further suppressed, the efficiency is further improved, and high frequency switching becomes possible. Further, by enabling high-frequency switching, the reactor 2 can be miniaturized, and the motor drive device 100 can be miniaturized and lightened. Further, by using the WBG semiconductor for the switching element, the switching speed is improved and the switching loss is suppressed. This makes it possible to simplify heat dissipation measures so that the switching element can continue to operate normally. Further, by using a WBG semiconductor for the switching element, the switching frequency can be set to a sufficiently high value, for example, 16 kHz or more. As a result, noise caused by switching can be suppressed.
  • the audible range frequency is in the range of 16 kHz to 20 kHz, that is, in the range of 266 to 400 times the frequency of the commercial power supply.
  • GaN semiconductors are suitable for switching at frequencies higher than this audible frequency.
  • the switching elements Q1 to Q4 made of the GaN semiconductor have a very small switching loss even when driven at a switching frequency of several tens of kHz or more, specifically, a switching frequency higher than 20 kHz. Therefore, heat dissipation measures are not required, or the size of the heat dissipation member used for heat dissipation measures can be reduced, and the motor drive device 100 can be made smaller and lighter. Further, since high frequency switching is possible, the reactor 2 can be miniaturized.
  • the switching frequency is preferably 150 kHz or less in order to prevent the primary component of the switching frequency from entering the measurement range of the noise terminal voltage standard.
  • the WBG semiconductor since the WBG semiconductor has a smaller capacitance than the Si semiconductor, the generation of recovery current due to switching is small, and the generation of loss and noise due to recovery current can be suppressed. Therefore, the WBG semiconductor is suitable for high frequency switching.
  • the on-resistance of SiC semiconductors is smaller than that of GaN semiconductors. Therefore, the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 of the first leg 31 having a larger number of switching times than the second leg 32 are made of a GaN semiconductor, and the second leg element 312 has a smaller number of switching times.
  • the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 of the leg 32 may be made of a SiC semiconductor. As a result, the characteristics of the SiC semiconductor and the GaN semiconductor can be fully utilized.
  • the SiC semiconductor for the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 of the second leg 32 which has fewer switching times than the first leg 31, the second upper arm Of the losses of the element 321 and the second lower arm element 322, the conduction loss accounts for a large proportion, and the turn-on loss and the turn-off loss become small. Therefore, the increase in heat generation due to the switching of the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 is suppressed, and the second upper arm element 321 and the second lower arm element constituting the second leg 32 are suppressed.
  • the chip area of 322 can be made relatively small. This makes it possible to effectively utilize a SiC semiconductor having a low yield at the time of chip manufacturing.
  • an SJ-MOSFET having a super junction structure may be used for the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 of the second leg 32 having a small number of switchings.
  • SJ-MOSFET it is possible to suppress the demerit that the capacitance is high and recovery is likely to occur while taking advantage of the low on-resistance which is the merit of SJ-MOSFET.
  • the manufacturing cost of the second leg 32 can be reduced as compared with the case of using the WBG semiconductor.
  • WBG semiconductors have higher heat resistance than Si semiconductors and can operate even at high junction temperatures. Therefore, by using the WBG semiconductor, the first leg 31 and the second leg 32 can be configured by a small chip having a large thermal resistance.
  • SiC semiconductors which have a low yield during chip manufacturing, can be used for small chips to reduce costs.
  • the WBG semiconductor suppresses the increase in the loss generated in the switching element even when driven at a high frequency of about 100 kHz, the loss reduction effect due to the miniaturization of the reactor 2 becomes large, and a wide output band, that is, a wide load Under the conditions, a highly efficient converter can be realized.
  • the WBG semiconductor has higher heat resistance than the Si semiconductor and has a high heat generation allowable level for switching due to the bias of the loss between the arms, so that it is suitable for the first leg 31 in which the switching loss due to high frequency driving occurs.
  • the voltage detection unit 7 which is the first physical quantity detection unit detects the bus voltage which is the first physical quantity which represents the operating state of the output side of the converter 3.
  • the first and second physical quantities are input to the control unit 10.
  • the control unit 10 controls the operation of the converter 3 based on the first and second physical quantities.
  • the control unit 10 further controls the continuity of each switching element of the converter 3 in response to the ambient temperature of the switching element, the outside air temperature of the converter, or the operation command to the converter 3, and operates the converter 3 in different operation modes. It has multiple modes. As a result, further efficiency can be achieved when applying synchronous rectification.
  • the control unit 10 when the absolute value of the power supply current is equal to or more than the first current threshold value and equal to or less than the second current threshold value, the control unit 10 has a switching element having a smaller loss than the parasitic diode in this range. Allow to turn on. Further, when the absolute value of the power supply current is larger than the second current threshold value, the control unit 10 prohibits turning on the switching element having a larger loss than the parasitic diode in this range. As a result, in the converter 3, a current can be passed through an element having a small loss according to the current value. As a result, it is possible to obtain a highly efficient DC power supply device 50 with reduced efficiency and loss. In this control, it is preferable that the second current threshold value is corrected based on the ambient temperature of the switching element or the outside air temperature of the device on which the switching element is mounted. As a result, a more efficient DC power supply device 50 can be obtained.
  • FIG. 15 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that embodies the function of the control unit 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 16 is a block diagram showing another example of a hardware configuration that embodies the function of the control unit 10 according to the first embodiment.
  • the processor 300 that performs the calculation
  • the memory 302 that stores the program read by the processor 300
  • the input / output of the signal are input / output. It can be configured to include the interface 304 to be performed.
  • the processor 300 may be an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 302 includes a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Program ROM), and an EPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). Examples thereof include magnetic disks, flexible disks, optical disks, compact disks, mini disks, and DVDs (Digital entirely Disc).
  • the memory 302 stores a program that executes the function of the control unit 10 according to the first embodiment.
  • the processor 300 sends and receives necessary information via the interface 304, the processor 300 executes a program stored in the memory 302, and the processor 300 refers to a table stored in the memory 302 to perform the above-described processing. It can be carried out.
  • the calculation result by the processor 300 can be stored in the memory 302.
  • the processing circuit 305 shown in FIG. 16 can also be used.
  • the processing circuit 305 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the information input to the processing circuit 305 and the information output from the processing circuit 305 can be obtained via the interface 306. Even in the configuration using the processing circuit 305, some processing in the control unit 10 may be performed by the processor 300 having the configuration shown in FIG.
  • Embodiment 2 control will be described when the gate drive circuit 15 for driving each switching element of the converter 3 includes a bootstrap circuit.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration example of the gate drive circuit 15 according to the second embodiment.
  • the gate drive circuit 15 includes drive circuits 51 and 52 and a bootstrap circuit 54.
  • the drive circuit 51 is a drive circuit used when driving the first upper arm element 311 of the first leg 31.
  • the drive circuit 52 is a drive circuit used when driving the first lower arm element 312 of the first leg 31.
  • the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 of the second leg 32 are also driven by two similar drive circuits.
  • the bootstrap circuit 54 includes a resistor 54a, a diode 54b, and a capacitor 54c which is a bootstrap capacitor.
  • a drive voltage is applied to the capacitor 54c from the drive power supply 55 via a series circuit of the resistor 54a and the diode 54b.
  • the charging voltage of the capacitor 54c is a gate drive voltage for driving the switching elements Q1 and Q3 of the upper arm.
  • the gate drive voltage for driving the switching elements Q1 and Q3 of the upper arm turns on the switching elements Q2 and Q4 of the lower arm. Obtained by letting. If the control signals S311 to S322 as shown in FIG. 8 are used, it is possible to reliably generate a gate drive voltage for driving the switching element of the upper arm.
  • FIG. 18 is a diagram showing an operation waveform in the second embodiment corresponding to FIG.
  • FIG. 18 shows an operation waveform in which a part of the control signals S311 to S322 is changed in the operation mode shown in FIG.
  • the differences between the operation waveform shown in FIG. 18 and the operation waveform shown in FIG. 8 are as follows.
  • each switching element does not operate on, so the operating waveform is the same.
  • the operating waveform is the same even in the synchronous rectification mode.
  • FIG. 8 (c) is changed as shown in FIG. 18 (c). Also in FIG. 18C, since the switching elements Q1 and Q3 of the upper arm do not operate, the loss in the bootstrap circuit 54 is reduced. As for the high-speed switching mode, as can be seen from the comparison between FIGS. 8 (d) and 18 (d), the operating waveforms are the same. With reference to FIG. 8D, it can be seen that the switching elements Q1 and Q3 of the upper arm are not operating, and the loss in the bootstrap circuit 54 is reduced by the original operating waveform. Whether to select the switching pattern of FIG. 8 or the switching pattern of FIG. 18 is determined based on the load condition. The details of the load condition will be described in the third embodiment described later.
  • the gate drive circuit 15 which is a drive circuit for driving the converter 3 drives the switching elements Q1 and Q3 of the upper arm connected to the positive side of the smoothing capacitor 4.
  • a bootstrap circuit 54 which is a drive power source for the device, is provided.
  • the control unit 10 has a low-speed switching mode as an operation mode, and when operating in the low-speed switching mode, the control unit 10 stops the operation of the switching element connected to the bootstrap circuit 54 based on the load condition. As a result, the DC power supply device 50 can be efficiently operated in the configuration including the bootstrap circuit 54.
  • the gate drive circuit 15 which is a drive circuit for driving the converter 3 is a drive power source for driving the switching elements Q1 and Q3 of the upper arm connected to the positive side of the smoothing capacitor 4.
  • the bootstrap circuit 54 is provided.
  • the control unit 10 has a high-speed switching mode as an operation mode, and in the high-speed switching mode, the switching element connected to the bootstrap circuit 54 does not operate on. As a result, the DC power supply device 50 can be efficiently operated in the configuration including the bootstrap circuit 54.
  • Embodiment 3 an application example of the motor drive device 100 described in the first embodiment will be described.
  • FIG. 19 is a diagram showing the configuration of the air conditioner 400 according to the third embodiment.
  • the motor drive device 100 described in the first embodiment and the second embodiment can be applied to products such as a blower, a compressor, and an air conditioner.
  • an example in which the motor drive device 100 is applied to the air conditioner 400 will be described as an application example of the motor drive device 100 according to the first embodiment and the second embodiment.
  • a motor 500 is connected to the output side of the motor drive device 100, and the motor 500 is connected to the compression element 504.
  • the compressor 505 includes a motor 500 and a compression element 504.
  • the refrigeration cycle unit 506 is configured to include a four-way valve 506a, an indoor heat exchanger 506b, an expansion valve 506c, and an outdoor heat exchanger 506d.
  • the flow path of the refrigerant circulating inside the air conditioner 400 is from the compression element 504 via the four-way valve 506a, the indoor heat exchanger 506b, the expansion valve 506c, the outdoor heat exchanger 506d, and again via the four-way valve 506a. Therefore, it is configured to return to the compression element 504.
  • the motor drive device 100 receives AC power from the AC power source 1 and rotates the motor 500.
  • the compression element 504 executes a compression operation of the refrigerant by rotating the motor 500, and the refrigerant can be circulated inside the refrigeration cycle unit 506.
  • the air conditioner 400 In the air conditioner 400, operation under intermediate conditions where the output is less than half of the rated output, that is, under low output conditions is dominant throughout the year. Therefore, the contribution to annual power consumption is high under intermediate conditions. Further, in the air conditioner 400, the rotation speed of the motor 500 tends to be low, and the bus voltage required to drive the motor 500 tends to be low. Therefore, it is effective from the viewpoint of system efficiency that the switching element used in the air conditioner 400 is operated in a passive state. Therefore, the DC power supply device 50 capable of reducing loss in a wide range of operation modes from the passive state to the high frequency switching state is useful for the air conditioner 400.
  • the DC power supply device 50 can suppress the switching loss, the temperature rise of the DC power supply device 50 is suppressed, and even if the size of the outdoor unit blower (not shown) is reduced, the substrate mounted on the DC power supply device 50 Cooling capacity can be secured. Therefore, the DC power supply device 50 is suitable for an air conditioner 400 having high efficiency and a high output of 4.0 kW or more.
  • the switching loss is reduced, the energy consumption rate is low, and the highly efficient air conditioner 400 can be realized by driving the switching element at a high frequency.
  • FIG. 20 is a diagram showing the characteristics of the operation mode according to the third embodiment.
  • FIG. 20 shows an operation mode corresponding to the temperature condition and the load condition when the air conditioner 400 is operated, and the operation of the switching element of the upper arm when the air conditioner 400 is operated in the operation mode.
  • the air conditioner 400 is not operating stably in terms of control at the time of startup and at the time of abnormality.
  • An example of the temperature condition of the air conditioner is the outside air temperature of the device on which the switching element is mounted.
  • the cooling operation is used when the outside air temperature is high.
  • this cooling operation there are load conditions such as intermediate cooling, cooling rating, and cooling overload.
  • the outside air temperature is high, the ambient temperature of the switching element also tends to be high.
  • the loss in the diode is obtained by the product of the forward current and the forward voltage drop, which is the forward voltage drop due to the forward current. Further, the loss of the MOSFET is obtained by the square of the current flowing through the MOSFET with the on-resistance of the MOSFET. Further, as described above, the diode tends to have a lower forward voltage drop as the temperature rises, and the MOSFET tends to have a higher on-resistance as the temperature rises. In other words, the loss of a diode improves as the temperature rises, and the loss of a MOSFET worsens as the temperature rises.
  • the bootstrap circuit 54 described above is widely used.
  • a loss occurs in the drive circuit 51 that drives the MOSFET of the upper arm, and the loss of the drive circuit 51 increases in proportion to the number of switchings for switching and controlling the MOSFET. Therefore, depending on the load conditions, it is assumed that the loss of the parasitic diode is smaller than the loss including the loss of the MOSFET of the upper arm and the loss of the drive circuit 51. In particular, when the ambient temperature of the converter 3 is high and the current is large, the effect is remarkable. Therefore, the switching operation of the MOSFET of the upper arm is stopped, and the operation mode is set in consideration of the control of positively conducting the parasitic diode.
  • the ambient temperature of the switching element is also high.
  • the temperature of the switching element itself may rise due to heat generation, especially in the low-speed switching mode and high-speed switching mode in which the current becomes large, the operation of the switching element of the upper arm is stopped and the diode is conducted to conduct the operation efficiency. To improve.
  • the synchronous rectification mode in which the switching element of the upper arm is operated is selected in the middle of cooling, which is a light load.
  • a low-speed switching mode in which the switching element of the upper arm is not operated is selected in the cooling rating with a high load.
  • a high-speed switching mode in which the switching element of the upper arm is not operated is selected in the cooling overload.
  • the ambient temperature of the switching element is also lower than during the cooling operation. Therefore, during the heating operation, synchronous rectification by operating the switching element of the upper arm is positively performed to improve the operation efficiency.
  • the synchronous rectification mode in which the switching element of the upper arm is operated is selected in the heating intermediate where the load is light.
  • the low speed switching mode in which the switching element of the upper arm is operated is selected.
  • the heating overload which is an overload
  • a high-speed switching mode in which the switching element of the upper arm is operated is selected. That is, the operation mode in which the switching element of the upper arm is operated is selected in any of the heating intermediate with a light load, the heating rating with a high load, and the heating overload with an overload.
  • the continuity of the switching element of the converter 3 is controlled in response to an operation command to the converter 3 such as cooling operation or heating operation, specifically, cooling intermediate or heating intermediate.
  • an operation command to the converter 3 such as cooling operation or heating operation, specifically, cooling intermediate or heating intermediate.
  • the dead time is a non-overlapping time in which the MOSFET of the upper arm and the MOSFET of the lower arm do not turn on at the same time, and is also called a short circuit prevention time. If the control does not provide a dead time, the consistency between the command value by the control and the actual command value is improved. As a result, the controllability is improved, and the air conditioner 400 with high efficiency and high control stability can be realized.
  • FIGS. 12 and 13 in the MOSFET are the current characteristics and may be improved in the future. Therefore, the determination as to whether or not to operate the switching element of the upper arm may be flexibly performed according to the technological trend of the MOSFET, as shown in parentheses in FIG. 20.

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Abstract

直流電源装置（５０）は、リアクトル（２）、リアクトル（２）を介して交流電源（１）に接続されるコンバータ（３）、コンバータ（３）の出力端子間に接続される平滑コンデンサ（４）、並びに、母線電圧及び電源電圧に基づいてコンバータ（３）の動作を制御する制御部（１０）を備える。制御部（１０）は、更にコンバータ（３）のスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ４）の周囲温度、コンバータ（３）の外気温度又はコンバータ（３）への動作指令に応じてスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ４）の導通を制御して、コンバータ（３）を異なる動作態様で動作させる動作モードを複数有する。

Description

直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
　本発明は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に印加する直流電源装置、負荷であるモータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、送風機又は圧縮機を備えた空気調和機に関する。
　下記特許文献１には、第１のダイオードと第２のダイオードとの接続点と、第１の金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）と第２のＭＯＳＦＥＴとの接続点とに、リアクトルを介して交流電源が接続され、第１のＭＯＳＦＥＴ及び第２のＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が開示されている。第１のダイオード及び第１のＭＯＳＦＥＴは平滑コンデンサの正極側に接続される素子であり、第２のダイオード及び第２のＭＯＳＦＥＴは平滑コンデンサの負極側に接続される素子である。
　特許文献１に記載の直流電源装置は、第１のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに電流が流れるタイミングで第１のＭＯＳＦＥＴをオン動作させ、第２のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに電流が流れるタイミングで第２のＭＯＳＦＥＴをオン動作させる。この技術は、同期整流と呼ばれる。同期整流によって、直流電源装置は高効率に制御される。
特開２０１６－２２０３７８号公報
　特許文献１に記載の同期整流では、第１及び第２のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに電流が流れるタイミングでは、常にそれぞれのＭＯＳＦＥＴをオン動作させている。ここで、同期整流の動作が高効率化されるのは、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧よりも、並列に接続される寄生ダイオードの電圧降下の方が高い状態であることが前提である。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴの動作状態によっては、並列に接続される寄生ダイオードの電圧降下よりも、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧の方が高い場合もある。従って、特許文献１に記載の同期整流は、同期整流の動作が最適化されているとは言い難い。このため、特許文献１の技術には、同期整流を適用する際の効率に関して改善の余地がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、同期整流の適用に際し、更なる効率化を図ることができる直流電源装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る直流電源装置は、リアクトルと、ブリッジ接続される４つの一方向性素子を備え、リアクトルを介して交流電源に接続され、交流電源から出力される交流電圧である電源電圧を直流電圧に変換して負荷に印加するコンバータと、コンバータの出力端子間に接続される平滑コンデンサと、を備える。また、直流電源装置は、コンバータの出力側の動作状態を表す第１の物理量を検出する第１の物理量検出部と、コンバータの入力側の動作状態を表す第２の物理量を検出する第２の物理量検出部と、第１及び第２の物理量が入力され、コンバータの動作を制御する制御部と、を備える。コンバータにおける、４つの一方向性素子のうちの２つの一方向性素子は直列に接続されて第１のレグを構成し、残りの２つの一方向性素子は直列に接続されて第２のレグを構成し、少なくとも、平滑コンデンサの正側に接続される第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は平滑コンデンサの負側に接続される第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は、第１のレグにおける２つの一方向性素子、又は第２のレグにおける２つの一方向性素子のそれぞれにはスイッチング素子が並列に接続される。制御部は、更にスイッチング素子の周囲温度、コンバータの外気温度、又はコンバータへの動作指令に応じてスイッチング素子の導通を制御して、コンバータを異なる動作態様で動作させる動作モードを複数有する。
　本発明に係る直流電源装置によれば、同期整流の適用に際し、更なる効率化を図ることができるという効果を奏する。
実施の形態１に係る直流電源装置を含むモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１のコンバータに用いられるＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第１の図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第２の図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第３の図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第４の図 実施の形態１における動作モードの特徴を説明する図 図７に示す動作モードで動作させたときの動作波形を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置で使用されるＭＯＳＦＥＴの損失特性を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置において制御部がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図 実施の形態１における要部の動作説明に使用するフローチャート 一般的なＭＯＳＦＥＴにおける寄生ダイオードの順方向電流の温度特性を示す図 一般的なＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の温度特性を示す図 図９に示されるクロスポイントが温度によって変動する様子を示す図 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２におけるゲート駆動回路の構成例を示す図 図８に対応する実施の形態２における動作波形を示す図 実施の形態３に係る空気調和機の構成を示す図 実施の形態３における動作モードの特徴を示す図
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る直流電源装置５０を含むモータ駆動装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係る直流電源装置５０は、単相の交流電源１から出力される交流電圧である電源電圧を直流電圧に変換して負荷１２に印加する電源装置である。また、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、直流電源装置５０から出力される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ５００に供給してモータ５００を駆動する駆動装置である。
　実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、図１に示すように、主たる構成部として、直流電源装置５０と、制御部１０と、負荷１２とを備える。
　直流電源装置５０は、リアクトル２と、コンバータ３と、第１の駆動回路であるゲート駆動回路１５と、平滑コンデンサ４と、電圧検出部５と、電流検出部６と、電圧検出部７と、制御電源である電源回路１４とを備える。リアクトル２の一端は、交流電源１に接続され、リアクトル２の他端は、コンバータ３に接続される。リアクトル２は、交流電源１から供給される電力を一時的に蓄積する。コンバータ３は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流母線１６ａ，１６ｂに出力する。直流母線１６ａ，１６ｂは、コンバータ３と負荷１２とを接続する電気配線である。直流母線１６ａと直流母線１６ｂとの間の電圧は「母線電圧」と呼ばれる。
　負荷１２は、第２の駆動回路であるゲート駆動回路１７と、インバータ１８と、電流検出部９と、モータ５００と、を備える。負荷１２の構成要素のうち、モータ５００を除く、ゲート駆動回路１７、インバータ１８及び電流検出部９がモータ駆動装置１００の構成要素である。インバータ１８は、直流電源装置５０から出力される直流電圧をモータ５００に印加する交流電圧に変換して出力する。モータ５００が搭載される機器の例は、送風機、圧縮機又は空気調和機である。
　なお、図１では、インバータ１８に接続される機器がモータ５００である例を示したが、これに限定されない。インバータ１８に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ５００以外の機器でもよい。
　コンバータ３は、第１のレグ３１と、第２のレグ３２とを備える。第１のレグ３１と第２のレグ３２とは、並列に接続されている。第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１と、第１の下アーム素子３１２とが直列に接続されている。第２のレグ３２では、第２の上アーム素子３２１と、第２の下アーム素子３２２とが直列に接続されている。リアクトル２の他端は、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と第１の下アーム素子３１２との接続点３ａに接続されている。第２の上アーム素子３２１と第２の下アーム素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。コンバータ３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を構成する。
　なお、図１において、リアクトル２は、交流電源１の一端と、接続点３ａとの間に接続されているが、交流電源１の別の一端と、接続点３ｂとの間に接続されていてもよい。
　コンバータ３において、接続点３ａ，３ｂがある側を「交流側」と呼び、交流電源１から出力される交流電圧を「電源電圧」と呼び、電源電圧の周期を「電源周期」と呼ぶ場合がある。
　第１の上アーム素子３１１は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に並列に接続されるダイオードＤ１とを含む。第１の下アーム素子３１２は、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。第２の上アーム素子３２１は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３に並列に接続されるダイオードＤ３とを含む。第２の下アーム素子３２２は、スイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４に並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。
　ダイオードＤ１，Ｄ４は、電源電圧の極性が正、即ちリアクトル２に接続される側がリアクトル２に接続されない側よりも高電位であるときに、順方向の電流が流れるように配置された一方向性素子である。ダイオードＤ２，Ｄ３は、電源電圧の極性が負、即ちリアクトル２に接続されない側がリアクトル２に接続される側よりも高電位であるときに、順方向の電流が流れるように配置された一方向性素子である。
　なお、図１では、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４のそれぞれにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が並列に接続される構成を開示しているが、これに限定されない。平滑コンデンサ４の正側に接続される２つのダイオード、即ち第１のレグ３１におけるダイオードＤ１及び第２のレグ３２におけるダイオードＤ３のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。或いは、平滑コンデンサ４の負側に接続される２つのダイオード、即ち第１のレグ３１におけるダイオードＤ２及び第２のレグ３２におけるダイオードＤ４のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。或いは、第１のレグ３１における２つのダイオード、即ちダイオードＤ１，Ｄ２のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。或いは、第２のレグ３２における２つのダイオード、即ちダイオードＤ３，Ｄ４のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。
　また、図１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれにＭＯＳＦＥＴを例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第１端子とソースに相当する第２端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子、即ち双方向素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。
　また、ここで言う「並列」とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第１端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第２端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
　一般的にＷＢＧ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つにＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、ＷＢＧ半導体に代えて、スーパージャンクション（Ｓｕｐｅｒ　Ｊｕｎｃｔｉｏｎ：ＳＪ）構造のＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというＷＢＧ半導体のデメリットを抑制できる。
　図１の説明に戻る。平滑コンデンサ４の正側は、高電位側の直流母線１６ａに接続されている。直流母線１６ａは、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と、第２のレグ３２における第２の上アーム素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。平滑コンデンサ４の負側は、低電位側の直流母線１６ｂに接続されている。直流母線１６ｂは、第１のレグ３１における第１の下アーム素子３１２と、第２のレグ３２における第２の下アーム素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。コンバータ３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を構成する。また、コンバータ３において、接続点３ｃ，３ｄがある側を「直流側」と呼ぶ場合がある。
　コンバータ３の出力電圧は、平滑コンデンサ４の両端に印加される。平滑コンデンサ４は、直流母線１６ａ，１６ｂに接続されている。平滑コンデンサ４は、コンバータ３の出力電圧を平滑する。平滑コンデンサ４によって平滑された電圧は、インバータ１８に印加される。
　電圧検出部５は、電源電圧を検出し、電源電圧の検出値Ｖｓを制御部１０に出力する。電源電圧は、交流電源１の瞬時電圧の絶対値である。なお、瞬時電圧の実効値を、電源電圧としてもよい。
　電流検出部６は、交流電源１とコンバータ３との間に流れる交流電流である電源電流を検出し、電源電流の検出値Ｉｓを制御部１０に出力する。電流検出部６に用いる電流検出器の一例は、交流変流器（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＡＣＣＴ）である。電圧検出部７は、母線電圧を検出し、母線電圧の検出値Ｖｄｃを制御部１０に出力する。
　母線電圧は、コンバータ３の直流側、即ち出力側の動作状態を表す物理量である。また、電源電圧は、コンバータ３の交流側、即ち入力側の動作状態を表す物理量である。なお、これらの２つの物理量を区別するため、母線電圧を「第１の物理量」と呼び、電源電圧を「第２の物理量」と呼ぶ場合がある。また、母線電圧を検出する電圧検出部７を「第１の物理量検出部」と呼び、電源電圧を検出する電圧検出部５を「第２の物理量検出部」と呼ぶ場合がある。
　電源回路１４は、平滑コンデンサ４の両端に接続される。電源回路１４は、平滑コンデンサ４の電圧を利用して、５Ｖ、１２Ｖ、１５Ｖ、２４Ｖといった低圧の直流電圧を生成する。低圧の直流電圧は、平滑コンデンサ４に蓄積された電荷を利用して生成される。低圧の直流電圧は、動作電圧として供給先の各部に付与される。電源回路１４は、例えば５Ｖの直流電圧を制御部１０、電流検出部６などに出力する。制御部１０において、５Ｖの直流電圧は、図１では不図示のプロセッサに印加される。
　インバータ１８は、上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとが直列に接続されたレグ１８Ａと、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとが直列に接続されたレグ１８Ｂと、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとが直列に接続されたレグ１８Ｃと、を備える。レグ１８Ａ、レグ１８Ｂ及びレグ１８Ｃは、互いに並列に接続されている。
　図１では、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮが絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）である場合を例示しているが、これに限定されない。ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ、又は集積化ゲート転流型サイリスタ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ＩＧＣＴ）を用いてもよい。
　上アーム素子１８ＵＰは、トランジスタ１８ａと、トランジスタ１８ａに並列に接続されるダイオード１８ｂとを含む。他の上アーム素子１８ＶＰ，１８ＷＰ、及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮについても同様の構成である。ここで言う「並列」とは、ＩＧＢＴのエミッタに相当する第１端子にダイオードのアノード側が接続され、ＩＧＢＴのコレクタに相当する第２端子にダイオードのカソード側が接続されることを意味する。
　なお、図１は、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを３つ備える構成であるが、この構成に限定されない。レグの数は４つ以上でもよい。また、図１に示す回路構成は、三相モータであるモータ５００に合わせたものである。モータ５００が単相モータの場合、インバータ１８も単相モータに対応した構成とされる。具体的には、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを２つ備える構成となる。なお、モータ５００が単相モータ及び三相モータの何れの場合も、１つのレグが複数対の上下アーム素子で構成されていてもよい。
　上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのトランジスタ１８ａがＭＯＳＦＥＴである場合、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮは、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったＷＢＧ半導体により形成されていてもよい。ＷＢＧ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いれば、耐電圧性及び耐熱性の効果を享受することができる。
　上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとの接続点２６ａはモータ５００の第１の相（例えばＵ相）に接続され、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとの接続点２６ｂはモータ５００の第２の相（例えばＶ相）に接続され、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとの接続点２６ｃはモータ５００の第３の相（例えばＷ相）に接続されている。インバータ１８において、接続点２６ａ，２６ｂ，２６ｃは、交流端子を構成する。
　電流検出部９は、インバータ１８とモータ５００との間に流れるモータ電流を検出し、モータ電流の検出値Ｉｕｖｗを制御部１０に出力する。
　制御部１０は、電圧検出部５の検出値Ｖｓ、電流検出部６の検出値Ｉｓ、及び電圧検出部７の検出値Ｖｄｃに基づいて、コンバータ３内の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２を生成する。制御信号Ｓ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を制御するための制御信号である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３も制御部１０からの制御信号によって制御される。以下では、制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２に従った各アーム素子の動作を適宜「スイッチング動作」と呼ぶ。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２は、ゲート駆動回路１５に入力される。
　また、制御部１０は、電圧検出部７の検出値Ｖｄｃ及び電流検出部９の検出値Ｉｕｖｗに基づいて、モータ５００が所望の回転数で回転するように、インバータ１８に具備される各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。インバータ１８は三相の回路構成であり、三相の回路構成に対応して６つのスイッチング素子を有する。また、６つのスイッチング素子に対応して、６つの制御信号Ｓ１～Ｓ６が生成される。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ１～Ｓ６は、ゲート駆動回路１７に入力される。
　ゲート駆動回路１５は、制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２に基づいて、コンバータ３内の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ３１１～Ｇ３２２を生成する。駆動パルスＧ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動パルスであり、駆動パルスＧ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を駆動するための駆動パルスである。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３もゲート駆動回路１５からの駆動パルスによって駆動される。
　ゲート駆動回路１７は、制御信号Ｓ１～Ｓ６に基づいて、インバータ１８内の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ１～Ｇ６を生成する。
　なお、図１では、制御部１０は、直流電源装置５０及び負荷１２を制御する共通の制御部としてモータ駆動装置１００の内部に設けられているが、この構成に限定されない。直流電源装置５０及び負荷１２のそれぞれを制御する個別の制御部を構成し、それぞれの制御部が、直流電源装置５０及び負荷１２のそれぞれの内部に設けられていてもよい。
　次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の基本的な動作を説明する。まず、第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は相補的、又は同時にオン状態とならないように動作する。即ち、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。前述したように、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は、制御部１０により生成される制御信号Ｓ３１１，Ｓ３１２により制御される。制御信号Ｓ３１１，Ｓ３１２の一例は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号である。
　交流電源１及びリアクトル２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は、共にオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡を「コンデンサ短絡」と呼ぶ。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。
　前述したように、第２のレグ３２を構成する第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２は、制御部１０により生成される制御信号Ｓ３２１，Ｓ３２２により制御される。第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２は、基本的には、電源電圧の極性である電源電圧極性に応じてオン又はオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、第２の下アーム素子３２２はオンであり、且つ、第２の上アーム素子３２１はオフである。また、電源電圧極性が負の場合、第２の上アーム素子３２１はオンであり、且つ、第２の下アーム素子３２２はオフである。
　次に、実施の形態１におけるコンバータ３の各アーム素子の状態と実施の形態１に係るモータ駆動装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、以下の説明では、コンバータ３の各アーム素子はＭＯＳＦＥＴであり、各アーム素子のダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードであるとする。
　まず、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図２を参照して説明する。図２は、実施の形態１のコンバータ３に用いられるＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図２には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示されている。
　ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図２に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。即ち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。
　ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図２の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、p型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。
　図３は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第１の図である。図３には、電源電圧極性が正であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きい状態が示されている。この状態では、第１の上アーム素子３１１及び第２の下アーム素子３２２はオンであり、第１の下アーム素子３１２及び第２の上アーム素子３２１はオフである。このとき、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、ダイオードＤ１及びダイオードＤ４に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のそれぞれのチャネルに電流を流す動作モードを有している。この動作は「同期整流」と呼ばれる。なお、図３では、オンしているＭＯＳＦＥＴを丸印で示している。以降の図においても同様である。動作モードの詳細については、後述する。
　図４は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第２の図である。図４には、電源電圧極性が負であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きい状態が示されている。この状態では、第１の下アーム素子３１２及び第２の上アーム素子３２１はオンであり、第１の上アーム素子３１１及び第２の下アーム素子３２２はオフである。このとき、交流電源１、スイッチング素子Ｑ３、平滑コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ２、リアクトル２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、ダイオードＤ３及びダイオードＤ２に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ２のそれぞれのチャネルに電流を流す同期整流動作が行われる場合がある。
　図５は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第３の図である。図５には、電源電圧極性が正であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きい状態が示されている。この状態では、第１の下アーム素子３１２及び第２の下アーム素子３２２はオンであり、第１の上アーム素子３１１及び第２の上アーム素子３２１はオフである。このとき、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順序で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。図５に示す電源短絡経路を形成する場合、第１の下アーム素子３１２をオンすることは必須であるが、第２の下アーム素子３２２はオン又はオフの何れでもよい。実施の形態１では、図５に示されるように、ダイオードＤ４に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ４のチャネルに電流を流すことで電源短絡経路を形成するモードを用意している。
　図６は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第４の図である。図６には、電源電圧極性が負であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きい状態が示されている。この状態では、第１の上アーム素子３１１及び第２の上アーム素子３２１はオンであり、第１の下アーム素子３１２及び第２の下アーム素子３２２はオフである。このとき、交流電源１、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ１、リアクトル２、交流電源１の順序で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。図６に示す電源短絡経路を形成する場合、第１の上アーム素子３１１をオンすることは必須であるが、第２の上アーム素子３２１はオン又はオフの何れでもよい。実施の形態１では、図６に示されるように、ダイオードＤ３に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ３のチャネルに電流を流すことで電源短絡経路を形成するモードを用意している。
　制御部１０は、以上に述べた電流経路の切り替えを制御することで、電源電流及び母線電圧の値を制御できる。モータ駆動装置１００は、電源電圧極性が正のときは、図３に示す動作と図５に示す動作とを連続的に切り替える。また、モータ駆動装置１００は、電源電圧極性が負のときは、図４に示す動作と図６に示す動作とを連続的に切り替える。これにより、母線電圧の上昇を抑制する制御、力率を改善するための電流制御、及び運転効率を改善するための同期整流を実現することができる。
　次に、図７及び図８を参照して、実施の形態１の直流電源装置５０において使用する動作モードについて説明する。図７は、実施の形態１における動作モードの特徴を説明する図である。図８は、図７に示す動作モードで動作させたときの動作波形を示す図である。
　図７には、（ａ）整流モード、（ｂ）同期整流モード、（ｃ）低速スイッチングモード、（ｄ）高速スイッチングモードという４つの動作モードが記載されている。それぞれの動作モードは、同期整流、電流制御及び母線電圧制御という３つの制御の実施の有無の組合せで区分される。同期整流は、前述した通りであり、運転効率改善のために行う。母線電圧制御は、母線電圧の上昇を抑制する制御である。電流制御は、コンバータ３に流出入する電流の力率改善、及び高調波抑制のための制御である。なお、低速スイッチングモードを「第１のスイッチングモード」と呼び、高速スイッチングモードを「第２のスイッチングモード」と呼ぶ場合がある。
　実施の形態１における直流電源装置５０は、整流モードを有し、更に、同期整流モード、低速スイッチングモード及び高速スイッチングモードのうちの少なくとも１つの動作モードを有する。なお、昇圧動作が必要とされない用途又は製品では、低速スイッチングモード及び高速スイッチングモードを有していなくてもよい場合がある。
　図８（ａ）には、整流モードで動作させたときの動作波形が示されている。具体的には、上部側から、電源電圧、電源電流、及びスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれを制御する制御信号Ｓ３２１～Ｓ３２２の波形が示されている。他の動作モードも同様である。整流モードにおいては、スイッチング素子を制御する必要がないため、ゲート駆動回路１５を動作させる電源回路１４の消費が抑えられるという利点がある。また、スイッチング素子を制御する必要がないため、制御が容易であるという利点がある。
　図８（ｂ）には、同期整流モードで動作させたときの動作波形が示されている。同期整流モードにおいては、寄生ダイオードに通流するタイミングで対応するスイッチング素子をオン状態として、スイッチング素子のチャネル側に通流させる動作モードである。図８（ｂ）の例では、寄生ダイオードに通流するタイミングでスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４、又はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンに制御している。同期整流モードを使用すると、特に流れる電流が小さい場合に、高効率化を図ることが可能である。なお、同期整流モードは、通流する素子を寄生ダイオードからスイッチング素子に置き換えただけである。このため、図７に示されるように、電流制御及び母線電圧制御は実施されない。
　図８（ｃ）には、低速スイッチングモードで動作させたときの動作波形が示されている。低速スイッチングモードは、電源電圧の半周期に１回以上、リアクトル２を介して電源電圧を短絡させる動作モードである。図８（ｃ）の例では、電源電圧の半周期ごとに、２回の短絡動作が行われている。短絡動作を行うことで、リアクトル２にエネルギーが蓄積される。エネルギーの蓄積後に短絡動作を解除すると、リアクトル２に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ４に移送されて蓄積される。これにより、平滑コンデンサ４の電圧、即ち母線電圧の昇圧が可能となる。
　母線電圧の昇圧量については、母線電圧制御によって調整される。母線電圧制御には、比例積分制御器などが用いられる。母線電圧制御では、母線電圧の検出値Ｖｄｃが目標電圧に近づくようにコンバータ３の動作が制御される。また、母線電圧制御では、リアクトル２を介して電源電圧を短絡させるときの短絡時間が制御される。また、母線電圧制御では、比例積分制御器の応答時間を変化させることにより、負荷変動の発生に起因して生じ得る母線電圧の過大な上昇を抑制することができる。
　低速スイッチングモードでは、短絡動作によって短絡電流を流すことができる。これにより、電源電流の通流幅の拡大によって、力率の改善及び高調波電流の抑制を図ることができる。電流波形の改善に関しては、電源電圧のゼロクロス点を基準にして短絡動作を行わせるタイミングを予め決めておき、負荷に応じて参照する形をとってもよい。或いは、電源電流を検出し、検出した電流波形が正弦波に近づくように短絡時間を制御してもよい。なお、低速スイッチングモードにおいては短絡動作させる動作時間が短いため、高調波ノイズの発生を抑制することが可能である。
　図８（ｄ）には、高速スイッチングモードで動作させたときの動作波形が示されている。高速スイッチングモードは、電源電圧の１周期の全域に亘り、リアクトル２を介して電源電圧を複数回短絡させる動作モードである。短絡動作させる意義は、低速スイッチングモードと同じである。即ち、短絡動作を行うことでリアクトル２にエネルギーを蓄積し、エネルギーの蓄積後に短絡動作を解除することで、リアクトル２に蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサ４に移送する。これにより、母線電圧の昇圧が可能である。母線電圧の昇圧量の制御についても、低速スイッチングモードと同様な制御で実現することができる。
　前述したように、高速スイッチングモードでは、電源電圧の１周期の全域に亘って短絡動作が行われるので、低速スイッチングモードよりも電流の通流幅が拡大する。これにより、低速スイッチングモードに比して、更なる力率改善及び高調波電流の抑制を図ることができる。また、高速スイッチングモードにおいては、力率を１近くの値に制御可能である。これにより、特に高負荷側において、ブレーカ容量の限界まで負荷を駆動することができ、装置のハイパワー化を図ることができる。
　次に、直流電源装置５０で使用されるＭＯＳＦＥＴの損失特性について説明する。図９は、実施の形態１に係る直流電源装置５０で使用されるＭＯＳＦＥＴの損失特性を示す図である。図９において、横軸はオン状態のＭＯＳＦＥＴに流れる電流、及び寄生ダイオードに流れる電流を示している。また、縦軸はオン状態のスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧、及び寄生ダイオードに電流を流すために必要な電圧を示している。
　図９において、実線Ｋ１は寄生ダイオード順方向電圧を表している。寄生ダイオード順方向電圧は、寄生ダイオードで生じる損失を表す電流電圧特性の例である。一般的に、ダイオードは、電流値が小さいときは損失が大きいため大きな電圧が必要であるが、電流値がある値より大きくなると損失の変化率が改善されて電流電圧特性の傾きが緩和される。図９の実線Ｋ１で示される波形には、この特性が現れている。
　また、破線Ｋ２は、ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとの間の電圧であるＭＯＳＦＥＴドレイン－ソース電圧を表している。ＭＯＳＦＥＴドレイン－ソース電圧は、スイッチング素子のキャリアに流れる電流と、当該電流が流れることによりスイッチング素子のオン抵抗に起因して生じる損失を表す電流電圧特性の例である。ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子においては、電流を流すために必要な電圧は、電流値に対して２次曲線的に増加する。図９の破線Ｋ２で示される波形には、この特性が現れている。
　図９において、実線Ｋ１と破線Ｋ２とが交差するクロスポイントは、寄生ダイオードに流れる電流及び当該電流を流すために必要な電圧と、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流及び当該電流を流すために必要な電圧と、が等しくなるポイントである。実施の形態１では、寄生ダイオード及びスイッチング素子の２つの電流電圧特性が交差するクロスポイントにおける電流値を「第２の電流閾値」とする。なお、前述した電流閾値、即ち電源電流の検出値Ｉｓの絶対値を比較する際に用いる電流閾値を「第１の電流閾値」と呼ぶ。図９では、第２の電流閾値を「Ｉｔｈ２」で表している。第２の電流閾値は、第１の電流閾値よりも大きい値である。
　次に、制御部１０が、同期整流モードにおいて、第１の電流閾値及び第２の電流閾値を用いてスイッチング素子をオンオフするタイミングについて説明する。図１０は、実施の形態１に係る直流電源装置５０において制御部１０がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図である。図１０において、横軸は時間である。図１０の上段部には、電源電圧及び電源電流の波形が示されている。図１０の下段部には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が電源電流の極性に応じてオンオフが制御される電流同期のスイッチング素子であること、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が電源電圧の極性に応じてオンオフが制御される電圧同期のスイッチング素子であることが示されている。また、図１０には、電源電流の波形と共に、第１の電流閾値Ｉｔｈ１及び第２の電流閾値Ｉｔｈ２の値が示されている。なお、図１０では交流電源１から出力される交流電力の１周期を示しているが、制御部１０は、他の周期においても図１０に示す制御と同様の制御を行うものとする。
　制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子Ｑ４をオンし、スイッチング素子Ｑ３をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子Ｑ３をオンし、スイッチング素子Ｑ４をオフする。なお、図１０では、スイッチング素子Ｑ４がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子Ｑ３がオフからオンになるタイミングとが同じタイミングであるが、これに限定されない。制御部１０は、スイッチング素子Ｑ４がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子Ｑ３がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子Ｑ３がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子Ｑ４がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。
　制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上になると、スイッチング素子Ｑ１をオンする。更に、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２を超えると、スイッチング素子Ｑ１をオフする。その後、制御部１０は、電源電流の絶対値が小さくなり、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下になると、スイッチング素子Ｑ１をオンする。更に、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さくなると、スイッチング素子Ｑ１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上になると、スイッチング素子Ｑ２をオンする。更に、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２を超えると、スイッチング素子Ｑ２をオフする。その後、制御部１０は、電源電流の絶対値が小さくなり、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下になると、スイッチング素子Ｑ２をオンする。更に、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さくなると、スイッチング素子Ｑ２をオフする。
　制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以下の場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が同時にオンしないように制御し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が同時にオンしないように制御する。これにより、制御部１０は、モータ駆動装置１００においてコンデンサ短絡を防止できる。
　以上の制御部１０の制御によって、モータ駆動装置１００は、第１のレグ３１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による同期整流を実現できる。具体的には、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、この範囲で損失の小さいスイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２に電流を流す。また、制御部１０は、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、この範囲で損失の小さいダイオードＤ１又はダイオードＤ２に電流を流す。これにより、モータ駆動装置１００は、電流値に応じて損失の小さい素子に電流を流すことができるので、効率の低下を抑制し、損失を低減した高効率な装置とすることができる。
　なお、制御部１０は、スイッチング素子Ｑ１をオンする期間において、相補的にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング制御をして昇圧動作を行ってもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子Ｑ２をオンする期間において、相補的にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング制御をして昇圧動作を行ってもよい。
　即ち、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、電源電流の極性に応じて、第１のレグ３１及び第２のレグ３２のうちの一方の第１のレグ３１を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの１つのスイッチング素子のオンを許可する。また、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの前述のものと同じ１つのスイッチング素子のオンを禁止する。
　具体的には、制御部１０は、電源電流の極性が正であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ１のオンを許可する。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ１のオンを禁止する。制御部１０は、電源電流の極性が正であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ１がオフの期間でスイッチング素子Ｑ２をオンする。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ２のオンも禁止する。
　また、制御部１０は、電源電流の極性が負であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ２のオンを許可する。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ２のオンを禁止する。また、制御部１０は、電源電流の極性が負であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間でスイッチング素子Ｑ１をオンする。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ１のオンも禁止する。
　このように、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上であって、スイッチング素子の損失が寄生ダイオードの損失よりも小さい領域でスイッチング素子のオンを許可する。また、制御部１０は、スイッチング素子の損失が寄生ダイオードの損失よりも大きい領域でスイッチング素子のオンを禁止する。
　なお、図１０の例では、制御部１０は、電源電圧の極性に応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御し、電源電流の極性に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御していたが、これに限定されない。制御部１０は、電源電圧の極性に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御し、電源電流の極性に応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御してもよい。
　また、第２の電流閾値Ｉｔｈ２は、前述のように、寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値であるが、これに限定されない。第２の電流閾値Ｉｔｈ２は、寄生ダイオードに電流を流すために必要な電圧の特性と、スイッチング素子に電流を流すために必要な電圧の特性とに応じて決定された値であってもよい。
　例えば、第２の電流閾値Ｉｔｈ２を、寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値より、スイッチング素子で発生するスイッチング損失分に応じて値を大きくした値にしてもよい。これにより、スイッチング素子をオンからオフに切り替える際に発生するスイッチング素子を考慮した第２の電流閾値Ｉｔｈ２を決定することができる。この場合、制御部１０は、スイッチング素子をオンしている状態でさらに電源電流の絶対値が大きくなっても、スイッチング素子をオフすることで損失の低減が見込めないときはスイッチング素子をオンのままにする。これにより、モータ駆動装置１００は、更に、効率の低下を抑制することができる。
　また、第２の電流閾値Ｉｔｈ２を、寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値に対して規定された値を加算又は減算した値にしてもよい。これにより、各素子の部品のばらつきによる特性の違いを考慮した第２の電流閾値Ｉｔｈ２を決定することができる。この場合、制御部１０は、第２の電流閾値Ｉｔｈ２が寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値の場合と比較して、損失の低減を改善できない可能性はある。しかしながら、制御部１０は、スイッチング素子をオンしている状態で、更に電源電流の絶対値が大きくなってもスイッチング素子をオンし続ける場合よりも、損失を低減することができる。
　図１１は、実施の形態１における要部の動作説明に使用するフローチャートである。図１１には、モータ駆動装置１００の制御部１０がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ制御する処理フローが示されている。なお、ここでは一例として、電源電流の極性が正の場合について説明する。
　制御部１０は、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値｜Ｉｓ｜と、第１の電流閾値とを比較する（ステップＳ２１）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第１の電流閾値より小さい場合（ステップＳ２１，Ｎｏ）、スイッチング素子Ｑ１のオンを禁止する（ステップＳ２２）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第１の電流閾値以上の場合（ステップＳ２１，Ｙｅｓ）、絶対値｜Ｉｓ｜と第２の電流閾値とを比較する（ステップＳ２３）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第２の電流閾値以下の場合（ステップＳ２３，Ｎｏ）、スイッチング素子Ｑ１のオンを許可する（ステップＳ２４）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第２の電流閾値より大きい場合（ステップＳ２３，Ｙｅｓ）、スイッチング素子Ｑ１のオンを禁止する（ステップＳ２２）。制御部１０は、ステップＳ２２又はステップＳ２４の後、ステップＳ２１に戻って上記処理を繰り返し行う。制御部１０は、電源電流の極性が負の場合、スイッチング素子Ｑ２を対象にして、上記同様の処理を行う。
　なお、上記のステップＳ２１では、絶対値｜Ｉｓ｜と第１の電流閾値とが等しい場合を“Ｙｅｓ”で判定しているが、“Ｎｏ”で判定してもよい。即ち、絶対値｜Ｉｓ｜と第１の電流閾値とが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。また、上記のステップＳ２３では、絶対値｜Ｉｓ｜と第２の電流閾値とが等しい場合を“Ｎｏ”で判定しているが、“Ｙｅｓ”で判定してもよい。即ち、絶対値｜Ｉｓ｜と第２の電流閾値とが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。
　ところで、［発明が解決しようとする課題」の項でも説明したが、同期整流の動作が高効率化されるのは、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧、即ちＭＯＳＦＥＴがオンするときのドレイン－ソース電圧よりも、並列に接続される寄生ダイオードの電圧降下の方が高い状態であることが前提である。一方、ＭＯＳＦＥＴの動作状態によっては、並列に接続される寄生ダイオードの電圧降下よりも、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧の方が高い場合もある。以下、この点について、図１２から図１４を参照して説明する。図１２は、一般的なＭＯＳＦＥＴにおける寄生ダイオードの順方向電流の温度特性を示す図である。図１３は、一般的なＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の温度特性を示す図である。図１４は、図９に示されるクロスポイントが温度によって変動する様子を示す図である。なお、図１４において、実線Ｋ１は図９に示される実線Ｋ１を示したものであり、破線Ｋ２は図９に示される破線Ｋ２を示したものである。
　一般的なＭＯＳＦＥＴにおける寄生ダイオードのソース－ドレイン電圧ＶＳＤは、図１２に示されるように、同一の順方向電流ＩＳに対し、温度Ｔａが高くなれば小さくなる方向に推移する。従って、図１４に示される実線Ｋ１は、温度Ｔａが上昇すると、実線Ｋ１’のように紙面の右下方向に移動する。また、一般的なＭＯＳＦＥＴのオン抵抗ＲＤＳは、図１３に示されるように、同一のドレイン電流ＩＤに対し、温度Ｔａが高くなれば大きくなる方向に推移する。従って、図１４に示される破線Ｋ２は、温度Ｔａが上昇すると、破線Ｋ２’のように紙面の左上方向に移動する。この特性により、クロスポイントにおける電流値である第２の電流閾値Ｉｔｈ２は、温度が上昇すると、紙面の左側、即ち電流値が小さくなる方向に移動する。温度を条件としない場合、図１１のフローチャートでは、図１４における第２の電流閾値Ｉｔｈ２と、第２の電流閾値Ｉｔｈ２’との間は同期整流が行われる範囲であるが、同期整流を行わない方が損失が小さく、効率がよくなる。このため、図１１のフローチャートにおける第２の電流閾値Ｉｔｈ２をスイッチング素子の周囲温度、もしくはスイッチング素子が搭載される機器の外気温度に基づいて修正するようにすれば、直流電源装置５０の効率を更に高めることが可能となる。
　次に、スイッチング素子の構成について説明する。モータ駆動装置１００において、スイッチング素子のスイッチング速度を速くする方法の１つに、スイッチング素子のゲート抵抗を小さくする方法が挙げられる。ゲート抵抗が小さくなる程、ゲート入力容量への充放電時間が短くなり、ターンオン期間及びターンオフ期間が短くなるため、スイッチング速度が速くなる。
　しかしながら、ゲート抵抗を小さくすることでスイッチング損失を低減するには限界がある。そこで、スイッチング素子を、ＧａＮ又はＳｉＣといったＷＢＧ半導体で構成することを例示する。スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、１回のスイッチング当りの損失を更に抑制することができ、より一層効率が向上し、且つ高周波スイッチングが可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクトル２の小型化が可能となり、モータ駆動装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング速度が向上して、スイッチング損失が抑制される。これにより、スイッチング素子が正常な動作を継続できるような放熱対策を簡素化できる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング周波数を十分に高い値、例えば１６ｋＨｚ以上にすることができる。これにより、スイッチングに起因する騒音を抑制できる。
　また、ＧａＮ半導体は、ＧａＮ層と窒化アルミニウムガリウム層との界面に２次元電子ガスが生じ、この２次元電子ガスにより、キャリアの移動度が高い。このため、ＧａＮ半導体を用いたスイッチング素子は、高速スイッチングを実現可能である。ここで、交流電源１が、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用電源である場合、可聴域周波数は、１６ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの範囲、即ち商用電源の周波数の２６６倍から４００倍までの範囲となる。ＧａＮ半導体は、この可聴域周波数より高い周波数でスイッチングする場合に好適である。半導体材料として主流である珪素（Ｓｉ）で構成されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数で駆動した場合、スイッチング損失の比率が大きくなり、放熱対策が必須となる。これに対して、ＧａＮ半導体で構成されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数、具体的には２０ｋＨｚより高いスイッチング周波数で駆動した場合でも、スイッチング損失が非常に小さい。そのため、放熱対策が不要になり、又は放熱対策のために利用される放熱部材のサイズを小型化でき、モータ駆動装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクトル２の小型化が可能になる。なお、雑音端子電圧規格の測定範囲にスイッチング周波数の１次成分が入らないようにするため、スイッチング周波数は、１５０ｋＨｚ以下とすることが好ましい。
　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて静電容量が小さいため、スイッチングに起因するリカバリ電流の発生が少なく、リカバリ電流に起因する損失及びノイズの発生を抑制できる。このため、ＷＢＧ半導体は、高周波スイッチングに適している。
　なお、ＳｉＣ半導体はＧａＮ半導体に比べてオン抵抗が小さい。このため、第２のレグ３２よりもスイッチング回数が多い第１のレグ３１の第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は、ＧａＮ半導体で構成し、スイッチング回数が少ない第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２は、ＳｉＣ半導体で構成してもよい。これにより、ＳｉＣ半導体及びＧａＮ半導体のそれぞれの特性を最大限に生かすことができる。また、ＳｉＣ半導体を、第１のレグ３１よりも、スイッチング回数が少ない第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２に利用することで、第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２の損失のうち、導通損失が占める割合が多くなり、ターンオン損失及びターンオフ損失が小さくなる。従って、第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２のスイッチングに伴う発熱の上昇が抑制され、第２のレグ３２を構成する第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２のチップ面積を相対的に小さくできる。これにより、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体を有効に活用できる。
　また、スイッチング回数が少ない第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２には、スーパージャンクション構造のＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというデメリットを抑制できる。また、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＷＢＧ半導体を用いる場合に比べて、第２のレグ３２の製造コストを低減できる。
　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、ジャンクション温度が高温でも動作が可能である。そのため、ＷＢＧ半導体を用いることにより、第１のレグ３１及び第２のレグ３２を、熱抵抗が大きい小型のチップでも構成できる。特に、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体は、小型のチップに利用した方が低コスト化を実現できる。
　また、ＷＢＧ半導体は、１００ｋＨｚ程度の高周波で駆動した場合でも、スイッチング素子で発生する損失の増加が抑制されるため、リアクトル２の小型化による損失低減効果が大きくなり、広い出力帯域、即ち広い負荷条件において、高効率なコンバータを実現できる。
　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、アーム間の損失の偏りによるスイッチングの発熱許容レベルが高いため、高周波駆動によるスイッチング損失が発生する第１のレグ３１に好適である。
　以上説明したように、実施の形態１によれば、第１の物理量検出部である電圧検出部７は、コンバータ３の出力側の動作状態を表す第１の物理量である母線電圧を検出し、第２の物理量検出部である電圧検出部５は、コンバータ３の入力側の動作状態を表す第２の物理量である電源電圧を検出する。第１及び第２の物理量は、制御部１０に入力される。制御部１０は、第１及び第２の物理量に基づいてコンバータ３の動作を制御する。制御部１０は、更にスイッチング素子の周囲温度、コンバータの外気温度、又はコンバータ３への動作指令に応じてコンバータ３の各スイッチング素子の導通を制御して、コンバータ３を異なる動作態様で動作させる動作モードを複数有する。これにより、同期整流の適用に際し、更なる効率化を図ることができる。
　また、実施の形態１によれば、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値以上、且つ、第２の電流閾値以下の場合、この範囲で寄生ダイオードより損失の小さいスイッチング素子のオンを許可する。また、制御部１０は、電源電流の絶対値が第２の電流閾値より大きい場合、この範囲で寄生ダイオードより損失の大きいスイッチング素子のオンを禁止する。これにより、コンバータ３において、電流値に応じて損失の小さい素子に電流を流すことができる。これにより、効率の低下と損失とを低減した、高効率な直流電源装置５０を得ることができる。なお、本制御において、第２の電流閾値は、スイッチング素子の周囲温度又はスイッチング素子が搭載される機器の外気温度に基づいて修正することが好ましい。これにより、更に高効率な直流電源装置５０を得ることができる。
　次に、実施の形態１における制御部１０の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１５及び図１６の図面を参照して説明する。図１５は、実施の形態１における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１６は、実施の形態１における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　実施の形態１における制御部１０の機能を実現する場合には、図１５に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
　メモリ３０２には、実施の形態１における制御部１０の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。
　また、実施の形態１における制御部１０の機能を実現する場合には、図１６に示す処理回路３０５を用いることもできる。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０６を介して入手することができる。なお、処理回路３０５を用いる構成でも、制御部１０における一部の処理は、図１５に示す構成のプロセッサ３００で実施してもよい。
実施の形態２．
　実施の形態２では、コンバータ３の各スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路１５がブートストラップ回路を備える場合の制御について説明する。
　図１７は、実施の形態２におけるゲート駆動回路１５の構成例を示す図である。図１７において、ゲート駆動回路１５は、駆動回路５１，５２と、ブートストラップ回路５４とを備える。駆動回路５１は、第１のレグ３１の第１の上アーム素子３１１を駆動する際に用いられる駆動回路である。駆動回路５２は、第１のレグ３１の第１の下アーム素子３１２を駆動する際に用いられる駆動回路である。第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２も同様な２つの駆動回路で駆動される。
　ブートストラップ回路５４は、抵抗５４ａと、ダイオード５４ｂと、ブートストラップコンデンサであるコンデンサ５４ｃとを備えている。コンデンサ５４ｃには、抵抗５４ａとダイオード５４ｂとによる直列回路を介して駆動電源５５から駆動電圧が印加される。このように構成されたブートストラップ回路５４において、下アームのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン動作すると、抵抗５４ａ、ダイオード５４ｂ、コンデンサ５４ｃ、下アームのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４によって電流が流れ、コンデンサ５４ｃが充電される。コンデンサ５４ｃの充電電圧は、上アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動するためのゲート駆動電圧となる。
　図１７の例のように、ブートストラップ回路５４を備えたゲート駆動回路１５では、上アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動するためのゲート駆動電圧は、下アームのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオン動作させることで得られる。図８のような制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２とすれば、上アームのスイッチング素子を駆動するためのゲート駆動電圧を確実に生成することが可能となる。
　一方、ゲート駆動回路１５がブートストラップ回路５４を備えている場合、上アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動する駆動回路５１の消費電力は、スイッチング回数に比例して増加する。このため、実施の形態２では、図８に示した制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２の一部の波形を、ブートストラップ回路５４を備えた構成に適した図１８に示すものに変更する。図１８は、図８に対応する実施の形態２における動作波形を示す図である。
　図１８には、図７に示す動作モードにおいて、制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２の一部が変更された動作波形が示されている。図１８に示される動作波形と図８に示される動作波形との差異点は、以下の通りである。
　まず、整流モードにおいては、各スイッチング素子はオン動作しないので動作波形は同じである。また、同期整流モードにおいても動作波形は同じである。同期整流モードにおいては、電源短絡経路を形成するスイッチング制御を行う必要がなく、上アームのスイッチング素子のスイッチング回数も電源周期の半周期に１回であり、スイッチングパターンの変更による効果は小さい。このため、図８（ｂ）のスイッチングパターンを変更せずに使用する。
　一方、低速スイッチングモードにおいて、図８（ｃ）は図１８（ｃ）のように変更される。図１８（ｃ）においても、上アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は動作しないので、ブートストラップ回路５４における損失分が低減される。なお、高速スイッチングモードについては、図８（ｄ）と図１８（ｄ）との比較から分かるように、動作波形は同じである。図８（ｄ）を参照すると、上アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は動作しておらず、元々の動作波形によって、ブートストラップ回路５４における損失分が低減されていることが分かる。なお、図８のスイッチングパターンを選択するのか、図１８のスイッチングパターンを選択するのかは、負荷条件に基づいて行う。負荷条件の詳細については、後述の実施の形態３で説明する。
　以上説明したように、実施の形態２によれば、コンバータ３を駆動する駆動回路であるゲート駆動回路１５は、平滑コンデンサ４の正側に接続される上アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動するための駆動電源であるブートストラップ回路５４を備える。制御部１０は、動作モードとして、低速スイッチングモードを有し、低速スイッチングモードで動作しているときには、負荷条件に基づいてブートストラップ回路５４に接続されたスイッチング素子の動作を停止させる。これにより、ブートストラップ回路５４を備えた構成において、直流電源装置５０を効率的に動作させることができる。
　また、実施の形態２によれば、コンバータ３を駆動する駆動回路であるゲート駆動回路１５は、平滑コンデンサ４の正側に接続される上アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動するための駆動電源であるブートストラップ回路５４を備える。制御部１０は、動作モードとして、高速スイッチングモードを有し、高速スイッチングモードでは、ブートストラップ回路５４に接続されたスイッチング素子はオン動作しない。これにより、ブートストラップ回路５４を備えた構成において、直流電源装置５０を効率的に動作させることができる。
実施の形態３．
　実施の形態３では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置１００の応用例について説明する。図１９は、実施の形態３に係る空気調和機４００の構成を示す図である。実施の形態１及び実施の形態２で説明したモータ駆動装置１００は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。実施の形態３では、実施の形態１及び実施の形態２に係るモータ駆動装置１００の応用例として、モータ駆動装置１００を空気調和機４００に適用した例について説明する。
　図１９において、モータ駆動装置１００の出力側には、モータ５００が接続されており、モータ５００は、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ５００と圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。
　空気調和機４００の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１００は、交流電源１より交流電力の供給を受け、モータ５００を回転させる。圧縮要素５０４は、モータ５００が回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。
　空気調和機４００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、即ち低出力条件での運転が年間を通じて支配的である。このため、年間の消費電力への寄与度は、中間条件において高くなる。また、空気調和機４００では、モータ５００の回転数は低く、モータ５００の駆動に必要な母線電圧は低い傾向にある。このため、空気調和機４００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な直流電源装置５０は、空気調和機４００にとって有用である。
　また、直流電源装置５０は、スイッチング損失を抑制できるため、直流電源装置５０の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、直流電源装置５０に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、直流電源装置５０は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機４００に好適である。
　また、実施の形態３によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機４００を実現できる。
　更に、実施の形態３に係る空気調和機４００は、図２０に示す動作モードで動作するように構成される。図２０は、実施の形態３における動作モードの特徴を示す図である。
　図２０には、空気調和機４００を動作させるときの温度条件及び負荷条件に対応する動作モードと、当該動作モードで動作させたときの上アームのスイッチング素子の動作が示されている。
　まず、起動時及び異常時において、空気調和機４００は、制御的に安定して動作していないため、整流モードを使用することが望ましい。空気調和機の温度条件の一例は、スイッチング素子が搭載される機器の外気温度である。
　空気調和機４００において、冷房運転は外気温度が高いときに使用される。この冷房運転においては、冷房中間、冷房定格、冷房過負荷といった負荷条件がある。外気温度が高いときには、スイッチング素子の周囲温度も高くなる傾向にある。
　ダイオードにおける損失は、順方向電流と、順方向電流による順方向の電圧降下である順電圧降下との積により求まる。また、ＭＯＳＦＥＴの損失は、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗にＭＯＳＦＥＴに流れる電流の二乗積により求まる。また、前述したように、ダイオードは、温度が高くなると順電圧降下は低くなる傾向があり、ＭＯＳＦＥＴは、温度が高くなるとオン抵抗は高くなる傾向にある。損失で言い替えると、ダイオードは、温度が高くなると損失は改善され、ＭＯＳＦＥＴは、温度が高くなると損失は悪化する。
　また、空気調和機４００においては、上述したブートストラップ回路５４が広く用いられている。上アームのＭＯＳＦＥＴを駆動する駆動回路５１に損失が発生し、駆動回路５１の損失はＭＯＳＦＥＴをスイッチング制御するスイッチング回数に比例して増加する。このため、負荷条件によっては、上アームのＭＯＳＦＥＴの損失と駆動回路５１の損失を含めた損失よりも、寄生ダイオードの損失の方が小さくなる場合が想定される。特に、コンバータ３の周囲温度が高く、電流が大きい場合には顕著に効果が表れる。このため、上アームのＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作を停止させて、寄生ダイオードを積極的に導通させる制御を考慮した動作モードとする。
　上記の点を踏まえ、以下の動作モードを構築する。まず、空気調和機４００を冷房運転するときは外気温度が高いため、スイッチング素子の周囲温度も高くなる。また、スイッチング素子自体の発熱による温度上昇もあるため、特に、電流が大きくなる低速スイッチングモード及び高速スイッチングモードにおいては、上アームのスイッチング素子の動作を停止させ、ダイオードを導通させることで、運転効率の改善を図る。
　具体的に、図２０の例では、軽負荷である冷房中間では、上アームのスイッチング素子を動作させた同期整流モードが選択される。高負荷である冷房定格では、上アームのスイッチング素子を動作させない低速スイッチングモードが選択される。過負荷である冷房過負荷では、上アームのスイッチング素子を動作させない高速スイッチングモードが選択される。
　一方、暖房運転するときは外気温度が低いため、スイッチング素子の周囲温度も冷房運転時に比べて低くなる。このため、暖房運転時においては、上アームのスイッチング素子を動作させた同期整流を積極的に行い、運転効率の改善を図る。
　具体的に、図２０の例では、軽負荷である暖房中間では、上アームのスイッチング素子を動作させた同期整流モードが選択される。高負荷である暖房定格では、上アームのスイッチング素子を動作させた低速スイッチングモードが選択される。過負荷である暖房過負荷では、上アームのスイッチング素子を動作させた高速スイッチングモードが選択される。即ち、軽負荷である暖房中間、高負荷である暖房定格、及び過負荷である暖房過負荷の何れにおいても、上アームのスイッチング素子を動作させた動作モードが選択される。
　以上の制御のように、冷房運転又は暖房運転、詳細には冷房中間又は暖房中間といったコンバータ３への動作指令に応じて、コンバータ３のスイッチング素子の導通が制御される。これらの制御において、上アームのスイッチング素子を駆動しない場合、上アームのスイッチング素子の駆動電圧の確保を考慮して、下アームのスイッチング素子を駆動する必要がなくなる。これにより、コンバータ３に対する制御を簡略化することができる。
　また、図１８のスイッチングパターンから理解できるように、上アームのＭＯＳＦＥＴと下アームのＭＯＳＦＥＴとが同時にオン状態となることを防止するデッドタイムを設ける必要がなくなる。デッドタイムは、上アームのＭＯＳＦＥＴと下アームのＭＯＳＦＥＴとが同時にオン状態とならないノンオーバラップ時間であり、短絡防止時間とも呼ばれる。デッドタイムを設けない制御とすれば、制御による指令値と実際の指令値とが一致する一致性が高められる。これにより、制御性が向上し、高効率且つ制御安定性の高い空気調和機４００を実現できる。
　なお、ＭＯＳＦＥＴにおける図１２及び図１３の特性は現状の特性であり、将来的には、改善される可能性もある。このため、上アームのスイッチング素子を動作させるか否かの判断は、図２０において括弧書きで示されているように、ＭＯＳＦＥＴの技術動向に応じて柔軟に実施してもよい。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　リアクトル、３　コンバータ、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，２６ａ，２６ｂ，２６ｃ　接続点、４　平滑コンデンサ、５，７　電圧検出部、６，９　電流検出部、１０　制御部、１２　負荷、１４　電源回路、１５，１７　ゲート駆動回路、１６ａ，１６ｂ　直流母線、１８　インバータ、１８Ａ，１８Ｂ，１８Ｃ　レグ、１８ａ　トランジスタ、１８ｂ，５４ｂ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４　ダイオード、１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮ　下アーム素子、１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ　上アーム素子、３１　第１のレグ、３２　第２のレグ、５０　直流電源装置、５１，５２　駆動回路、５４　ブートストラップ回路、５４ａ　抵抗、５４ｃ　コンデンサ、５５　駆動電源、１００　モータ駆動装置、３００　プロセッサ、３０２　メモリ、３０４，３０６　インタフェース、３０５　処理回路、３１１　第１の上アーム素子、３１２　第１の下アーム素子、３２１　第２の上アーム素子、３２２　第２の下アーム素子、４００　空気調和機、５００　モータ、５０４　圧縮要素、５０５　圧縮機、５０６　冷凍サイクル部、５０６ａ　四方弁、５０６ｂ　室内熱交換器、５０６ｃ　膨張弁、５０６ｄ　室外熱交換器、６００　半導体基板、６０１，６０３　領域、６０２　酸化絶縁膜、６０４　チャネル、Ｄ　ドレイン電極、Ｇ　ゲート電極、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４　スイッチング素子、Ｓ　ソース電極。

Claims (14)

  1. 　リアクトルと、
    　ブリッジ接続される４つの一方向性素子を備え、前記リアクトルを介して交流電源に接続され、前記交流電源から出力される交流電圧である電源電圧を直流電圧に変換して負荷に印加するコンバータと、
    　前記コンバータの出力端子間に接続される平滑コンデンサと、
    　前記コンバータの出力側の動作状態を表す第１の物理量を検出する第１の物理量検出部と、
    　前記コンバータの入力側の動作状態を表す第２の物理量を検出する第２の物理量検出部と、
    　前記第１及び第２の物理量が入力され、前記コンバータの動作を制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記コンバータにおける、４つの前記一方向性素子のうちの２つの前記一方向性素子は直列に接続されて第１のレグを構成し、残りの２つの前記一方向性素子は直列に接続されて第２のレグを構成し、
    　少なくとも、前記平滑コンデンサの正側に接続される前記第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は、前記第１のレグにおける２つの一方向性素子、又は前記第２のレグにおける２つの一方向性素子のそれぞれにはスイッチング素子が並列に接続され、
    　前記制御部は、更に前記スイッチング素子の周囲温度、前記コンバータの外気温度、又は前記コンバータへの動作指令に応じて前記スイッチング素子の導通を制御して、前記コンバータを異なる動作態様で動作させる動作モードを複数有する
    　直流電源装置。
  2. 　前記動作モードとして、前記一方向性素子に通流させる整流モードを有すると共に、
    　前記一方向性素子に通流させるタイミングで対応するスイッチング素子のチャネルに通流させる同期整流モード、前記交流電源の電圧である電源電圧の半周期に１回以上、前記リアクトルを介して前記電源電圧を短絡させる第１のスイッチングモード、及び前記電源電圧の１周期の全域に亘り、前記リアクトルを介して前記電源電圧を複数回短絡させる第２のスイッチングモードのうちの少なくとも１つを前記動作モードとして有する
    　請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　前記制御部から出力される制御信号に基づいて前記コンバータを駆動する駆動回路を備え、
    　前記駆動回路は、前記平滑コンデンサの正側に接続される前記スイッチング素子を駆動するための電源回路であるブートストラップ回路を備え、
    　前記動作モードとして、前記第２のスイッチングモードを有し、
    　前記第２のスイッチングモードでは、前記ブートストラップ回路に接続されたスイッチング素子はオン動作しない
    　請求項２に記載の直流電源装置。
  4. 　前記制御部から出力される制御信号に基づいて前記コンバータを駆動する駆動回路を備え、
    　前記駆動回路は、前記平滑コンデンサの正側に接続される前記スイッチング素子を駆動するための電源回路であるブートストラップ回路を備え、
    　前記動作モードとして、前記第１のスイッチングモードを有し、
    　前記第１のスイッチングモードで動作しているときに、負荷条件に基づいて前記ブートストラップ回路に接続されたスイッチング素子の動作を停止させる
    　請求項２又は３に記載の直流電源装置。
  5. 　前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成された金属酸化物半導体電界効果トランジスタである
    　請求項４に記載の直流電源装置。
  6. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    　請求項５に記載の直流電源装置。
  7. 　前記スイッチング素子は、スーパージャンクション構造の金属酸化物半導体電界効果トランジスタである
    　請求項４に記載の直流電源装置。
  8. 　前記一方向性素子は、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタの寄生ダイオードである
    　請求項５から７の何れか１項に記載の直流電源装置。
  9. 　前記一方向性素子は、ダイオードである
    　請求項４から８の何れか１項に記載の直流電源装置。
  10. 　請求項４から９の何れか１項に記載の直流電源装置と、
    　前記直流電源装置の出力電圧を交流電圧に変換して前記負荷に備えられるモータに印加するインバータと、
    　を備えたモータ駆動装置。
  11. 　請求項１０に記載のモータ駆動装置を備える
    　送風機。
  12. 　請求項１０に記載のモータ駆動装置を備える
    　圧縮機。
  13. 　請求項１１に記載の送風機及び請求項１２に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    　空気調和機。
  14. 　前記負荷条件は、前記空気調和機の起動時、異常時及び前記空気調和機を冷房又は暖房運転するときのうちの少なくとも１つである
    　請求項１３に記載の空気調和機。
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