[go: up one dir, main page]

WO2021048973A1 - 過電流保護回路及びスイッチング回路 - Google Patents

過電流保護回路及びスイッチング回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2021048973A1
WO2021048973A1 PCT/JP2019/035893 JP2019035893W WO2021048973A1 WO 2021048973 A1 WO2021048973 A1 WO 2021048973A1 JP 2019035893 W JP2019035893 W JP 2019035893W WO 2021048973 A1 WO2021048973 A1 WO 2021048973A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transistor
circuit
protection circuit
overcurrent protection
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2019/035893
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
聡 岩井
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Omron Corp
Original Assignee
Omron Corp
Omron Tateisi Electronics Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Omron Corp, Omron Tateisi Electronics Co filed Critical Omron Corp
Priority to US17/637,910 priority Critical patent/US12212132B2/en
Priority to EP19944776.4A priority patent/EP4030602A4/en
Priority to PCT/JP2019/035893 priority patent/WO2021048973A1/ja
Priority to JP2021545050A priority patent/JP7205636B2/ja
Priority to CN201980099664.9A priority patent/CN114303309B/zh
Publication of WO2021048973A1 publication Critical patent/WO2021048973A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/08104—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration

Definitions

  • the present invention relates to an overcurrent protection circuit and a switching circuit.
  • the switching circuit is, for example, a switching circuit such as a step-up chopper circuit, a half-bridge inverter circuit, or a full-bridge inverter circuit.
  • Semiconductor devices generally have a short-circuit tolerance, and if a current exceeding the short-circuit tolerance flows, they may be destroyed.
  • Overcurrent protection of the semiconductor device can be performed by detecting the overcurrent flowing through the semiconductor device at high speed due to a short circuit and stopping the current flowing through the semiconductor device.
  • Patent Document 1 can change the setting level of the detection voltage for collector short-circuit detection at an arbitrary timing even when the DC voltage is high, low, or constant, and reliably protects the voltage drive element from overcurrent.
  • an overcurrent protection device for a power converter capable is provided.
  • the overcurrent protection device detects the voltage of a power conversion device having a voltage-driven power switching element and the input side main terminal of the power switching element, and the voltage exceeds a predetermined value.
  • the overcurrent detecting unit that gives an off signal to the power switching element and the overcurrent detecting unit can be connected in parallel at any timing so that the predetermined value can be changed. It has a setting unit.
  • the GaN device is a semiconductor device using gallium nitride GaN, and has a feature that it can be driven at a higher frequency than conventional semiconductor devices such as an insulated gate bipolar transistor (IGBT) and a SiC device.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • GaN devices are more vulnerable to overcurrents than conventional semiconductor devices, and may be destroyed by overcurrents of, for example, about 100 nanoseconds. Therefore, conventional overcurrent protection techniques such as DESAT, CT detection or the techniques of Patent Document 1 cannot adequately protect GaN devices.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and to provide an overcurrent protection circuit and a switching circuit capable of protecting a semiconductor switch from overcurrent at a higher speed than that of the prior art.
  • the overcurrent protection circuit is In an overcurrent protection circuit for protecting an overcurrent flowing through a switching element that is on / off controlled based on a drive signal,
  • a first transistor which is an N-channel FET having a drain connected to a control terminal of the switching element and a grounded source, An emitter connected to the control terminal of the switching element, a collector connected to the gate of the first transistor and grounded via a first capacitor, and a base pulled up to a predetermined pull-up voltage.
  • the second transistor which is a PNP type bipolar transistor, and A grounded circuit connected in parallel with the first capacitor is provided.
  • overcurrent protection circuit According to the overcurrent protection circuit according to the present invention, it is possible to protect a semiconductor device from overcurrent at a higher speed than in the prior art.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structural example of the step-up chopper circuit 1 which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows the detailed configuration example of the current drive type switching circuit 10 of FIG.
  • FIG. It is a block diagram which shows the detailed configuration example of the current drive type switching circuit 10a which concerns on the modification of Embodiment 1.
  • It is a timing chart which shows the operation waveform of the signal and the like in the current drive type switching circuit 10 of FIG.
  • FIG. 4 It is the simulation result of the current drive type switching circuit 10A of FIG. 4, and is the timing chart which shows the operation waveform of the current and voltage. It is a block diagram which shows the structural example of the current drive type switching circuit 10B which concerns on Embodiment 3. 6 is a timing chart showing operation waveforms of signals and the like in the current-driven switching circuit 10B of FIG. It is a block diagram which shows the structural example of the current drive type switching circuit 10C which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structural example of the half-bridge inverter circuit 1A which concerns on modification 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structural example of the full bridge inverter circuit 1B which concerns on modification 2.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of the boost chopper circuit 1 according to the first embodiment.
  • the step-up chopper circuit 1 includes a current-driven switching circuit 10 having a semiconductor switch 14 which is a switching element, an inductor L1, a diode D1, and a capacitor C1.
  • the input voltage Vi is applied to the connection point between the anode of the diode D1 and the drain of the semiconductor switch 14 via the inductor L1.
  • the source of the semiconductor switch 14 is grounded.
  • the cathode of the diode D1 is connected to one end of the capacitor C1 that outputs the output voltage Vo, and the other end is grounded.
  • a switching drive signal for the step-up chopper (hereinafter referred to as a drive signal) is input to the gate of the semiconductor switch 14, and the semiconductor switch 14 is switched on or off.
  • the inductor L1 generates an electromotive force in a direction that hinders a change in current. Therefore, when the semiconductor switch 14 is switched from on to off, the inductor L1 generates an electromotive force in the same direction as the input voltage Vi so as to prevent the current from dropping due to the resistance of the diode D1. As a result, a voltage higher than the input voltage Vi is generated, and the voltage is smoothed by the capacitor C1 and converted into the output voltage Vo. Therefore, by periodically and selectively switching the semiconductor switch 14 on and off, the boost chopper circuit 1 converts the input voltage Vi into a DC output voltage Vo higher than the input voltage Vi and outputs the voltage Vi.
  • the current-driven switching circuit 10 of the boost chopper circuit 1 is destroyed by a drain current Id of an overcurrent of a predetermined value or more flowing between the drain and the source of the semiconductor switch 14, as will be described in detail later with reference to FIG. It is characterized in that the overcurrent protection circuit 11 is provided to turn off the semiconductor switch 14 and cut off the overcurrent by grounding the gate of the semiconductor switch 14 in order to protect the semiconductor switch 14 from being grounded.
  • FIG. 2A is a block diagram showing a detailed configuration example of the current-driven switching circuit 10 of FIG.
  • the current drive type switching circuit 10 includes an overcurrent protection circuit 11, a control unit 12, a drive unit 13, a semiconductor switch 14, and a resistor R1.
  • the overcurrent protection circuit 11 includes transistors Q1 and Q2, a pull-up resistor R2, a voltage detection circuit 15, a capacitor C11, and a resistor R11.
  • the overcurrent protection circuit 11 grounds the gate of the semiconductor switch 14 in order to protect the drain current Id of the overcurrent of a predetermined value or more from flowing between the drain and the source of the semiconductor switch 14 and being destroyed. By doing so, the semiconductor switch 14 is turned off and the overcurrent is cut off.
  • the control unit 12 controls the drive unit 13 with the drive signal Sdrv, which is a pulse signal. Further, the voltage detection circuit 15 monitors the input detection voltage Vgs1 and outputs a high-level abnormality detection signal Sa to the control unit 12 when the detection voltage Vgs1 becomes equal to or higher than a predetermined threshold value. In response to this, the control unit 12 fixes the drive signal Sdrv to a low level and stops the drive unit 13.
  • the base voltage of the transistor Q2 is Vocp.
  • the drive unit 13 applies a gate-source voltage Vgs14 to the gate of the semiconductor switch 14 via the resistor R1 based on the drive signal Sdrv from the control unit 12, and controls the semiconductor switch 14 on and off.
  • the semiconductor switch 14 is, for example, a switching element such as a GaN device, and is controlled on and off by the drive unit 13 to selectively switch whether or not the drain current Id is conducted.
  • the transistor Q1 is, for example, an N-channel FET.
  • the drain of the transistor Q1 is connected to the gate-source voltage Vgs14, the source of the transistor Q1 is grounded, and the gate of the transistor Q1 is connected to the collector of the transistor Q2.
  • the transistor Q2 is, for example, a PNP type bipolar transistor, the emitter of the transistor Q2 is connected to the gate-source voltage Vgs14, and the collector of the transistor Q2 is a time constant circuit 19 which is a parallel circuit of a capacitor C11 and a resistor R11. The base of the transistor Q2 is pulled up to the threshold voltage VTH via the pull-up resistor R2.
  • the time constant circuit 19 discharges the gate-source voltage Vgs of the transistor Q1 by the time constant in order to return the overcurrent protection circuit 11 from the protection operation to the steady operation after the drive signal Sdrv is stopped. It is provided in.
  • the threshold voltage VTH is an example of the "pull-up voltage” of the present invention
  • the resistor R11 is an example of the "grounded circuit” of the present invention.
  • both the transistors Q1 and Q2 are turned off, and here, the detection voltage Vgs1 is held at a predetermined voltage.
  • the transistor Q2 is turned on, and when the gate-source voltage Vgs14 exceeds the threshold voltage VTH due to the continuation of the short circuit, the transistor Q1 also turns on. It is turned on and the protection operation starts.
  • the voltage detection circuit 15 detects the detection voltage Vgs1 which is the gate-source voltage of the transistor Q1 and outputs a signal indicating the detection voltage Vgs1 to the control unit 12.
  • the protection operation is started and the detection voltage Vgs falls below the threshold voltage VTH, the transistor Q2 is turned off.
  • FIG. 3A is a timing chart showing an operation waveform of a signal or the like in the current-driven switching circuit 10 of FIG.
  • the current-driven switching circuit 10 starts operating at time t0, a short circuit occurs in the semiconductor switch 14 at time t1, and then the control unit 12 detects the short circuit at time t3.
  • the period from time t0 to t1 is referred to as a steady operation period
  • the period from time t1 to t2 is referred to as a protection operation period
  • the period from time t2 to t3 is referred to as a protection retention period
  • the period from time t3 to t5 is referred to as Vgs1. It is called an off period, and returns to the normal operation period from time t6.
  • the detection voltage Vgs1 is the threshold voltage VTH because no current flows through the pull-up resistor R2 except for the period in which the detection voltage Vgs1 overshoots (details will be described later). Since this threshold voltage VTH is set higher than the gate-source voltage Vgs14 supplied by the drive unit 13 when the drive signal Sdrv is at a high level, both the transistors Q1 and Q2 are always off during the steady operation period. Is.
  • the gate-source voltage of the semiconductor switch included in the semiconductor device overshoots (instantaneously rises). Also in this embodiment, at time t1 in FIG. 3A, the drain current Id flowing through the semiconductor switch 14 rises excessively, and the gate-source voltage Vgs14 of the semiconductor switch 14 rises sharply from the threshold voltage VTH. Is also a high value. As a result, the transistor Q2 is turned on, and therefore the transistor Q1 is also turned on.
  • the time from the occurrence of the short circuit at time t1 to the start of the protection operation of the overcurrent protection circuit 11 includes a delay in switching of the transistors Q1 and Q2, and is as short as about 20 to 100 nanoseconds, for example.
  • the protection holding function according to the present embodiment is performed by the time constant circuit 19 connected to the gate terminal of the transistor Q1.
  • the voltage detection circuit 15 outputs an H level abnormality detection signal Sa based on the detection voltage Vgs1 to the control unit 12. In response to this, the control unit 12 determines that the protection operation has been performed, and stops the output of the drive signal Sdrv (time t2). During the downtime Ph, the drive signal Sdrv is always at a low level and the semiconductor switch 14 is always left off.
  • the time constant circuit 19 When the abnormal state is resolved in the protected state (time t4), the time constant circuit 19 returns the overcurrent protection circuit 11 from the protection operation to the steady operation after the drive signal is stopped. By discharging the gate / source voltage Vgs of the transistor Q1, the transistor Q1 is turned off (time t5), and the steady operation is restored.
  • FIG. 3B is a simulation result of the current-driven switching circuit 10 of FIG. 1, and is a timing chart showing operating waveforms of current and voltage. As is clear from FIG. 3B, the gate-source voltage Vgs14 can be controlled without a large overshoot.
  • the overcurrent protection circuit 11 includes a pull-up resistor R2, a transistor Q1 which is an N-channel FET, a transistor Q2 which is a PNP type bipolar transistor, a voltage detection circuit 15, and a capacitor C11. It also includes a time constant circuit 19 including a resistor R11.
  • the transistors Q2 and Q1 are sequentially turned on.
  • the transistor Q1 instantly lowers the gate-source voltage Vgs14 to 0V, and starts a protection operation for turning off the semiconductor switch.
  • the control unit 12 stops the drive unit 13 and turns off the semiconductor switch 14 based on the abnormality detection signal Sa from the voltage detection circuit 15. Therefore, according to the present embodiment, the overcurrent flowing through the semiconductor switch 14 can be stopped at a higher speed than in the prior art, and the semiconductor switch 14 can be protected.
  • FIG. 2B is a block diagram showing a detailed configuration example of the current-driven switching circuit 10a according to the modified example of the first embodiment.
  • the current-driven switching circuit 10a of FIG. 2B is provided with an overcurrent protection circuit 11a instead of the overcurrent protection circuit 11 of FIG. 2A, and the difference is that the resistor R2 is provided with a noise removing diode D2. .. It should be noted that this modification can be applied to other embodiments of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the current-driven switching circuit 10A according to the second embodiment.
  • the current-driven switching circuit 10A differs from the current-driven switching circuit 10 in the following points.
  • the overcurrent protection circuit 11A further includes a capacitor Ca connected to the base of the transistor Q2.
  • the power supply of the threshold voltage VTH charges the capacitor Ca to the threshold voltage VTH via the pull-up resistor R2.
  • FIG. 5 is a simulation result of the current-driven switching circuit 10A of FIG. 4, and is a timing chart showing operating waveforms of current and voltage. As is clear from FIG. 5, the threshold voltage Vocp can be controlled without a large temporary rise (101).
  • the overcurrent protection circuit 11A further includes a capacitor Ca in addition to the overcurrent protection circuit 11.
  • the temporary rise in the threshold voltage Vocp due to the rise of the gate-source voltage Vgs14 is made smaller than that of the overcurrent protection circuit 11 of FIG. 2A, and the delay at the start of the protection operation is made smaller than that of the overcurrent protection circuit 11. It can be reduced.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of the current-driven switching circuit 10B according to the third embodiment.
  • the current-driven switching circuit 10B differs from the current-driven switching circuit 10A of FIG. 4 in the following points.
  • the current-driven switching circuit 10B includes, for example, an N-channel MOSFET and a transistor 17 that operates as a grounded circuit instead of the resistor R11.
  • a return signal Sm from the control unit 12 is input to the gate of the transistor 17, the drain of the transistor 17 is connected to the gate of the transistor Q1, and the source of the transistor 17 is grounded.
  • the control unit 12 outputs a return signal Sm to the gate of the transistor 17 in order to restore the overcurrent protection circuit 11 from the protection operation to the steady operation.
  • the gate-source voltage Vgs1 of the transistor Q1 is discharged.
  • FIG. 7 is a timing chart showing an example of an operation waveform of a signal or the like in the current-driven switching circuit 10B of FIG.
  • the current-driven switching circuit 10B differs from the operation of the current-driven switching circuit 10A in FIG. 4 in the following.
  • (1) When a short circuit occurs at time t1, the gate voltage of the transistor Q1 rises and the protection operation is started.
  • the control unit 12 detects the abnormal state from the voltage detection circuit 15 based on the abnormality detection signal Sa, when the abnormality detection signal Sa drops to a low level, it is determined that the abnormal state has been resolved ( Time t11), and after a predetermined time period (time t4), the return signal Sm is output to the gate of the transistor 17.
  • the transistor 17 is turned on, and the gate-source voltage Vgs of the transistor Q1 is discharged, so that the transistor Q1 is turned off and the semiconductor switch 14 returns from the protected state to the steady state.
  • the current drive type switching circuit 10B includes the transistor 17.
  • the control unit 12 outputs a return signal Sm to the gate of the transistor 17 after a predetermined time period (time t4) after determining that the abnormal state has been resolved (time t11).
  • time t4 a predetermined time period
  • the transistor 17 is turned on, and the gate-source voltage Vgs of the transistor Q1 is discharged, so that the transistor Q1 is turned off and the semiconductor switch 14 returns from the protected state to the steady state.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of the current-driven switching circuit 10C according to the fourth embodiment.
  • the current-driven switching circuit 10C differs from the current-driven switching circuit 10B of FIG. 6 in the following points.
  • a transistor 17a which is an NPN type bipolar transistor is provided.
  • a transistor driving unit 16 is provided between the control unit 12 and the gate of the transistor 17a.
  • control unit 12 controls the transistor 17a on and off by controlling the base current Itr of the transistor 17a via the transistor drive unit 16.
  • the step-up chopper circuit 1 has been described as a semiconductor device including the current-driven switching circuits 10, 10A to 10C according to the present invention.
  • the present invention is not limited to this, and can be used for circuits and devices for switching and controlling current with a semiconductor switch.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of the half-bridge inverter circuit 1A according to the first modification.
  • the half-bridge inverter circuit 1A includes an inductor L2, two current-driven switching circuits 10, and a capacitor C2.
  • the semiconductor switches 14 of the two current-driven switching circuits 10 are controlled to be turned on alternately periodically.
  • the input voltage Vi is switched, smoothed by the capacitor C2, and converted into an AC output voltage Vo.
  • the half-bridge inverter circuit 1A switches the DC input voltage Vi, converts it into an AC output voltage Vo, and outputs it.
  • the two current-driven switching circuits 10 may be replaced by any one of the current-driven switching circuits 10A to 10C, respectively.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example of the full bridge inverter circuit 1B according to the second modification.
  • the full-bridge inverter circuit 1B includes a capacitor C3, four current-driven switching circuits 10, and inductors L3 and L4.
  • the first and fourth current-driven switching circuits 10 (upper left and lower right in the figure) are on, and the second and third current-driven switching circuits are switched.
  • the period during which the circuit 10 (lower left and upper right in the figure) is off and the period during which these on / off are reversed are controlled so as to appear alternately periodically.
  • the input voltage Vi is switched, and the switched input voltage Vi is smoothed by the capacitors C3 and the inductors L3 and L4.
  • the full-bridge inverter circuit 1B switches the DC input voltage Vi, converts it into an AC output voltage Vo, and outputs it.
  • the four current-driven switching circuits 10 may be replaced by any one of the current-driven switching circuits 10A to 10C, respectively.
  • the current drive type switching circuit and the overcurrent protection circuit according to the present invention can be used for circuits and devices for switching and controlling current in semiconductor devices.
  • the pull-up resistor R2 is used as a means for limiting the current from the power source of the threshold voltage VTH.
  • the present invention is not limited to this, and a diode or the like may be used instead of the pull-up resistor R2.
  • the current control type switching circuits 10, 10A to 10C are used as the switching circuit.
  • the present invention is not limited to this, and a voltage-driven switching circuit may be used instead of the current-driven switching circuit.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Protection Of Static Devices (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

過電流保護回路は、駆動信号に基づいてオンオフ制御されるスイッチング素子に流れる過電流を保護するための過電流保護回路において、前記スイッチング素子の制御端子に接続されたドレインと、接地されたソースとを有するＮチャネルＦＥＴである第１のトランジスタと、前記スイッチング素子の制御端子に接続されたエミッタと、前記第１のトランジスタのゲートに接続されかつ第１のキャパシタを介して接地されたコレクタと、所定のプルアップ電圧にプルアップされたベースとを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタである第２のトランジスタと、前記第１のキャパシタと並列に接続された接地回路とを備える。

Description

過電流保護回路及びスイッチング回路
　本発明は、過電流保護回路及びスイッチング回路に関する。ここで、スイッチング回路とは、例えば昇圧チョッパ回路、ハーフブリッジインバータ回路、フルブリッジインバータ回路等のスイッチング回路である。
　半導体デバイスは一般に短絡耐量を持ち、短絡耐量を超える電流が流れると破壊に至るおそれがある。短絡により半導体デバイスに過電流が流れるのを高速に検知し、半導体デバイスに流れる電流を停止させることで、半導体デバイスの過電流保護を行うことができる。
　例えば特許文献１は、直流電圧が高い場合、低い場合、一定の場合においても任意のタイミングでコレクタ短絡検出の検知電圧の設定レベルを変えることができ、電圧駆動素子を過電流から確実に保護することができる電力変換装置の過電流保護装置を提供する。
　特許文献１に係る過電流保護装置は、電圧駆動形の電力用スイッチング素子を有する電力変換装置と、上記電力用スイッチング素子の入力側主端子の電圧を検出し、上記電圧が所定値を超えた時、上記電力用スイッチング素子にオフ信号を与える過電流検知部と、上記過電流検知部に任意のタイミングで並列関係に接続し得るようにされ、上記所定値を変更し得るようにした過電流設定部とを備える。
　ＧａＮデバイスは、窒化ガリウムＧａＮを用いた半導体デバイスであり、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）及びＳｉＣデバイス等の従来の半導体デバイスに比較して高周波で駆動され得るという特徴を持つ。
特開２００６－１４４０２号公報
　しかしながら、ＧａＮデバイスは従来の半導体デバイスに比較して過電流に弱く、例えば１００ナノ秒程度の過電流で破壊に至ることもある。従って、ＤＥＳＡＴ、ＣＴ検出又は特許文献１の技術などの従来の過電流保護技術は、ＧａＮデバイスを十分に保護することができない。
　本発明の目的は以上の問題点を解決し、半導体スイッチを過電流から、従来技術に比較して高速に保護することが可能な過電流保護回路及びスイッチング回路を提供することにある。
　本発明の一態様に係る過電流保護回路は、
　駆動信号に基づいてオンオフ制御されるスイッチング素子に流れる過電流を保護するための過電流保護回路において、
　前記スイッチング素子の制御端子に接続されたドレインと、接地されたソースとを有するＮチャネルＦＥＴである第１のトランジスタと、
　前記スイッチング素子の制御端子に接続されたエミッタと、前記第１のトランジスタのゲートに接続されかつ第１のキャパシタを介して接地されたコレクタと、所定のプルアップ電圧にプルアップされたベースとを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタである第２のトランジスタと、
　前記第１のキャパシタと並列に接続された接地回路とを備える。
　本発明に係る過電流保護回路によれば、半導体デバイスを過電流から、従来技術に比較して高速に保護することが可能である。
実施形態１に係る昇圧チョッパ回路１の構成例を示すブロック図である。 図１の電流駆動型スイッチング回路１０の詳細構成例を示すブロック図である。 実施形態１の変形例に係る電流駆動型スイッチング回路１０ａの詳細構成例を示すブロック図である。 図１の電流駆動型スイッチング回路１０における信号等の動作波形を示すタイミングチャートである。 図１の電流駆動型スイッチング回路１０のシミュレーション結果であって、電流及び電圧の動作波形を示すタイミングチャートである。 実施形態２に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ａの構成例を示すブロック図である。 図４の電流駆動型スイッチング回路１０Ａのシミュレーション結果であって、電流及び電圧の動作波形を示すタイミングチャートである。 実施形態３に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｂの構成例を示すブロック図である。 図６の電流駆動型スイッチング回路１０Ｂにおける信号等の動作波形を示すタイミングチャートである。 実施形態４に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｃの構成例を示すブロック図である。 変形例１に係るハーフブリッジインバータ回路１Ａの構成例を示すブロック図である。 変形例２に係るフルブリッジインバータ回路１Ｂの構成例を示すブロック図である。
　以下、本発明に係る実施形態を、図面に基づいて説明する。ただし、以下で説明する各実施形態は、あらゆる点において本発明の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。つまり、本発明の実施にあたって、実施形態に応じた具体的構成が適宜採用されてもよい。
（実施形態１）
　図１は、実施形態１に係る昇圧チョッパ回路１の構成例を示すブロック図である。図１において、昇圧チョッパ回路１は、スイッチング素子である半導体スイッチ１４を有する電流駆動型スイッチング回路１０と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、キャパシタＣ１とを備える。
　図１において、入力電圧ＶｉはインダクタＬ１を介してダイオードＤ１のアノード及び半導体スイッチ１４のドレインの接続点に印加される。半導体スイッチ１４のソースは接地される。ダイオードＤ１のカソードは出力電圧Ｖｏを出力するキャパシタＣ１の一端に接続され、その他端は接地される。半導体スイッチ１４のゲートには、昇圧チョッパのためのスイッチング駆動信号（以下、駆動信号という。）が入力されて、半導体スイッチ１４がオン又はオフとなるようにスイッチングされる。
　以上のように構成された昇圧チョッパ回路１において、インダクタＬ１は電流の変化を妨げる向きに起電力を生じる。従って、半導体スイッチ１４がオンからオフに切り替わるとき、インダクタＬ１はダイオードＤ１の抵抗により電流が低下するのを妨げるように、入力電圧Ｖｉと同じ向きの起電力を生じる。これにより入力電圧Ｖｉよりも高い電圧が生じ、当該電圧はキャパシタＣ１により平滑化され、出力電圧Ｖｏに変換される。従って、半導体スイッチ１４のオンオフを周期的に選択的に切り替えることで、昇圧チョッパ回路１は、入力電圧Ｖｉを、入力電圧Ｖｉよりも高圧の直流出力電圧Ｖｏに変換して出力する。
　当該昇圧チョッパ回路１の電流駆動型スイッチング回路１０は、図２を参照して詳細後述するように、半導体スイッチ１４のドレイン・ソース間において、所定値以上の過電流のドレイン電流Ｉｄが流れて破壊されることを保護するために、半導体スイッチ１４のゲートを接地することで、半導体スイッチ１４をオフにし、過電流を遮断する過電流保護回路１１を設けたことを特徴としている。
　図２Ａは、図１の電流駆動型スイッチング回路１０の詳細構成例を示すブロック図である。図２Ａにおいて、電流駆動型スイッチング回路１０は、過電流保護回路１１と、制御部１２と、駆動部１３と、半導体スイッチ１４と、抵抗Ｒ１とを備える。過電流保護回路１１は、トランジスタＱ１，Ｑ２と、プルアップ抵抗Ｒ２と、電圧検出回路１５と、キャパシタＣ１１と、抵抗Ｒ１１とを備える。ここで、過電流保護回路１１は、半導体スイッチ１４のドレイン・ソース間において、所定値以上の過電流のドレイン電流Ｉｄが流れて破壊されることを保護するために、半導体スイッチ１４のゲートを接地することで、半導体スイッチ１４をオフにし、過電流を遮断することである。
　図２Ａにおいて、制御部１２は、パルス信号である駆動信号Ｓｄｒｖで駆動部１３を制御する。また、電圧検出回路１５は、入力される検出電圧Ｖｇｓ１を監視し、検出電圧Ｖｇｓ１が所定のしきい値以上となったとき、ハイレベルの異常検出信号Ｓａを制御部１２に出力する。これに応答して、制御部１２は、駆動信号Ｓｄｒｖをローレベルに固定して、駆動部１３を停止させる。なお、トランジスタＱ２のベース電圧をＶｏｃｐとする。
　駆動部１３は、制御部１２からの駆動信号Ｓｄｒｖに基づいて、抵抗Ｒ１を介して半導体スイッチ１４のゲートにゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４を印加し、半導体スイッチ１４をオンオフ制御する。半導体スイッチ１４は例えばＧａＮデバイス等のスイッチング素子であり、駆動部１３によりオンオフ制御されてドレイン電流Ｉｄを導通するか否かを選択的に切り替える。
　過電流保護回路１１において、トランジスタＱ１は、例えばＮチャネルＦＥＴである。トランジスタＱ１のドレインはゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４に接続され、トランジスタＱ１のソースは接地され、トランジスタＱ１のゲートはトランジスタＱ２のコレクタに接続される。また、トランジスタＱ２は、例えばＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、トランジスタＱ２のエミッタはゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４に接続され、トランジスタＱ２のコレクタは、キャパシタＣ１１及び抵抗Ｒ１１の並列回路である時定数回路１９を介して接地され、トランジスタＱ２のベースは、プルアップ抵抗Ｒ２を介してしきい値電圧ＶＴＨにプルアップされる。ここで、時定数回路１９は、駆動信号Ｓｄｒｖの停止後に当該過電流保護回路１１を保護動作から定常動作に復帰されるために、その時定数によりトランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを放電するために設けられる。なお、しきい値電圧ＶＴＨは、本発明の「プルアップ電圧」の一例であり、抵抗Ｒ１１は、本発明の「接地回路」の一例である。
　ここで、定常動作期間において、トランジスタＱ１，Ｑ２はともにオフされ、ここで、検出電圧Ｖｇｓ１は所定の電圧で保持されている。次いで、短絡発生でゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４がしきい値電圧ＶＴＨになると、トランジスタＱ２はオンされ、さらに、短絡継続でゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４がしきい値電圧ＶＴＨを超えると、トランジスタＱ１もオンされ、保護動作が開始する。ここで、電圧検出回路１５は、トランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧である検出電圧Ｖｇｓ１を検出して、検出電圧Ｖｇｓ１を示す信号を制御部１２に出力する。次いで、保護動作が開始され検出電圧Ｖｇｓがしきい値電圧ＶＴＨを下回ると、トランジスタＱ２がオフされる。
　図３Ａは、図１の電流駆動型スイッチング回路１０における信号等の動作波形を示すタイミングチャートである。
　図３Ａにおいて、時刻ｔ０において電流駆動型スイッチング回路１０が動作を開始し、時刻ｔ１において半導体スイッチ１４に短絡が発生した後、時刻ｔ３において制御部１２が短絡を検出する。ここで、時刻ｔ０～ｔ１の期間を定常動作期間といい、時刻ｔ１～ｔ２の期間を保護動作期間といい、時刻ｔ２～ｔ３の期間を保護保持期間といい、時刻ｔ３～ｔ５の期間をＶｇｓ１オフ期間といい、時刻ｔ６から通常動作期間に戻る。
　定常動作期間において、検出電圧Ｖｇｓ１がオーバーシュートする期間（詳細後述）を除いて、プルアップ抵抗Ｒ２に電流は流れないため、検出電圧Ｖｇｓ１はしきい値電圧ＶＴＨである。このしきい値電圧ＶＴＨは、駆動信号Ｓｄｒｖがハイレベルの時に駆動部１３が供給するゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４よりも高く設定されているため、トランジスタＱ１及びＱ２の両方は定常動作期間において常にオフである。
　一般に半導体デバイスを過電流が流れる場合、半導体デバイスに含まれる半導体スイッチのゲート・ソース間電圧がオーバーシュート（瞬間的に上昇）する。本実施形態においても、図３Ａの時刻ｔ１において、半導体スイッチ１４に流れるドレイン電流Ｉｄが過剰に上昇するとともに、半導体スイッチ１４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４は急激に上昇し、しきい値電圧ＶＴＨよりも高い値になる。これにより、トランジスタＱ２がオンになり、従ってトランジスタＱ１もオンになる。
　従って、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４はトランジスタＱ１により放電され０となる。これにより半導体スイッチ１４はオフになるため、半導体スイッチ１４に流れる過電流を停止させ、過電流保護回路１１は保護動作を開始することができる。時刻ｔ１で短絡が発生してから、過電流保護回路１１が保護動作を開始するまでの時間は、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングにおける遅延を含み、例えば２０～１００ナノ秒程度に短い。
　また、本実施形態に係る保護保持機能はトランジスタＱ１のゲート端子に接続された時定数回路１９で行われる。
　電圧検出回路１５は、検出電圧Ｖｇｓ１に基づくＨレベルの異常検出信号Ｓａを制御部１２に出力する。これに応答して、制御部１２は保護動作が行われたと判断して、駆動信号Ｓｄｒｖの出力を停止させる（時刻ｔ２）。停止期間Ｐｈでは、駆動信号Ｓｄｒｖは常にローレベルであり、半導体スイッチ１４は常にオフのままである。
　なお、検出電圧Ｖｇｓ１が時定数回路１９により放電しきるまでは保護動作が保持されるので、繰り返しの過電流は発生しない。
　保護状態のときに異常状態が解消すると（時刻ｔ４）、駆動信号の停止後において、時定数回路１９は、当該過電流保護回路１１を保護動作から定常動作に復帰されるために、その時定数によりトランジスタＱ１のゲート／ソース間電圧Ｖｇｓを放電することで、トランジスタＱ１がオフとなり（時刻ｔ５）、定常動作に復帰する。
　図３Ｂは図１の電流駆動型スイッチング回路１０のシミュレーション結果であって、電流及び電圧の動作波形を示すタイミングチャートである。図３Ｂから明らかなように、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４は大きなオーバーシュートを伴わず、制御できる。
　以上のように、本実施形態に係る過電流保護回路１１は、プルアップ抵抗Ｒ２と、ＮチャネルＦＥＴであるトランジスタＱ１と、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであるトランジスタＱ２と、電圧検出回路１５と、キャパシタＣ１１及び抵抗Ｒ１１からなる時定数回路１９とを備える。半導体スイッチ１４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４がしきい値電圧ＶＴＨを上回ると、トランジスタＱ２，Ｑ１は順次オンになる。これにより、トランジスタＱ１により、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４を瞬時に０Ｖまで低下させて、半導体スイッチをオフする保護動作を開始する。また、制御部１２は電圧検出回路１５からの異常検出信号Ｓａに基づいて、駆動部１３を停止させて半導体スイッチ１４をオフする。従って、本実施形態によれば、半導体スイッチ１４に流れる過電流を、従来技術に比較して高速に停止させ、半導体スイッチ１４を保護することができる。
　図２Ｂは実施形態１の変形例に係る電流駆動型スイッチング回路１０ａの詳細構成例を示すブロック図である。図２Ｂの電流駆動型スイッチング回路１０ａは、図２Ａの過電流保護回路１１に代えて、過電流保護回路１１ａを備え、その相違点は、抵抗Ｒ２にノイズ除去用ダイオードＤ２を備えたことにある。なお、この変形例は実施形態１の他の実施形態にも適用できる。
（実施形態２）
　実施形態１では、半導体スイッチ１４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４が立ち上がる時、図３Ｂに示したようにしきい値電圧Ｖｏｃｐが一時的に上昇する。このとき、しきい値電圧Ｖｏｃｐの変動により遅延が発生し、保護動作の開始を遅延させる原因となる。
　図４は、実施形態２に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ａの構成例を示すブロック図である。図４において、電流駆動型スイッチング回路１０Ａは、電流駆動型スイッチング回路１０と比較して以下の点で異なる。
（１）過電流保護回路１１Ａはさらに、トランジスタＱ２のベースに接続されたキャパシタＣａを備える。
（２）しきい値電圧ＶＴＨの電源はプルアップ抵抗Ｒ２を介して、キャパシタＣａをしきい値電圧ＶＴＨまで充電する。
　実施形態２において、半導体スイッチ１４に短絡が発生し、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４が急激に立ち上がる。この時、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４の立ち上がりによりしきい値電圧Ｖｏｃｐが一時的に上昇するが、この変化はキャパシタＣａにより軽減される。従って、保護動作の開始の遅延を抑えることができる。
　図５は図４の電流駆動型スイッチング回路１０Ａのシミュレーション結果であって、電流及び電圧の動作波形を示すタイミングチャートである。図５から明らかなように、しきい値電圧Ｖｏｃｐは大きな一時的な上昇を伴わず、制御できる（１０１）。
　以上のように、本実施形態に係る過電流保護回路１１Ａは、過電流保護回路１１に加えてさらにキャパシタＣａを備える。これにより、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１４の立ち上がりによるしきい値電圧Ｖｏｃｐの一時的な上昇を図２Ａの過電流保護回路１１よりも小さくし、保護動作の開始における遅延を過電流保護回路１１よりも低減することができる。
（実施形態３）
　図６は、実施形態３に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｂの構成例を示すブロック図である。
　図６において、電流駆動型スイッチング回路１０Ｂは、図４の電流駆動型スイッチング回路１０Ａと比較して以下の点で異なる。
（１）電流駆動型スイッチング回路１０Ｂは、抵抗Ｒ１１に代えて、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり接地回路として動作するトランジスタ１７を備える。
　図６において、トランジスタ１７のゲートには制御部１２からの復帰信号Ｓｍが入力され、トランジスタ１７のドレインはトランジスタＱ１のゲートに接続され、トランジスタ１７のソースは接地される。制御部１２は、駆動信号の停止後において、過電流保護回路１１を保護動作から定常動作に復帰されるために、復帰信号Ｓｍをトランジスタ１７のゲートに出力する。これにより、トランジスタ１７をオンすることでトランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１を放電する。
　図７は図６の電流駆動型スイッチング回路１０Ｂにおける信号等の動作波形の例を示すタイミングチャートである。
　図７において、電流駆動型スイッチング回路１０Ｂは、図４の電流駆動型スイッチング回路１０Ａの動作と比較すると、以下のことが異なる。
（１）時刻ｔ１の短絡発生時において、トランジスタQ１のゲート電圧が上昇し、保護動作が開始される。
（２）時刻ｔ３において、制御部１２が電圧検出回路１５から異常検出信号Ｓａに基づいて異常状態を検知した後、異常検出信号Ｓａがローレベルに低下したとき異常状態が解消したと判断し（時刻ｔ１１）、その後所定の時間期間の後（時刻ｔ４）、復帰信号Ｓｍをトランジスタ１７のゲートに出力する。これにより、トランジスタ１７がオンとなり、トランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを放電することで、トランジスタＱ１がオフとなり、半導体スイッチ１４が保護状態より定常状態へ復帰する。
　以上のように、実施形態３に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｂは、トランジスタ１７を備える。制御部１２は異常状態が解消したと判断（時刻ｔ１１）した後所定の時間期間の後（時刻ｔ４）、復帰信号Ｓｍをトランジスタ１７のゲートに出力する。これにより、トランジスタ１７がオンとなり、トランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを放電することで、トランジスタＱ１がオフとなり、半導体スイッチ１４が保護状態より定常状態へ復帰する。
（実施形態４）
　図８は、実施形態４に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｃの構成例を示すブロック図である。図８において、電流駆動型スイッチング回路１０Ｃは図６の電流駆動型スイッチング回路１０Ｂと比較して、以下の点が異なる。
（１）ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタ１７に代えて、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタであるトランジスタ１７ａを備える。
（２）制御部１２とトランジスタ１７ａのゲートとの間に、トランジスタ駆動部１６を備える。
　図８において、制御部１２は、トランジスタ駆動部１６を介してトランジスタ１７ａのベース電流Ｉｔｒを制御することで、トランジスタ１７ａをオンオフ制御する。これにより、実施形態３と同様の作用効果が得られる。
（変形例）
　以上、本発明の実施形態を詳細に説明したが、前述までの説明はあらゆる点において本発明の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。例えば、以下のような変更が可能である。なお、以下では、上記実施形態と同様の構成要素に関しては同様の符号を用い、上記実施形態と同様の点については、適宜説明を省略した。以下の変形例は適宜組み合わせ可能である。
　実施形態１～４では、本発明に係る電流駆動型スイッチング回路１０，１０Ａ～１０Ｃを備える半導体デバイスとして、昇圧チョッパ回路１を説明した。しかしながら、本発明はこれに限らず、半導体スイッチで電流をスイッチング制御する回路及び装置等に利用可能である。
　例えば、図９は、変形例１に係るハーフブリッジインバータ回路１Ａの構成例を示すブロック図である。図９において、ハーフブリッジインバータ回路１Ａは、インダクタＬ２と、２個の電流駆動型スイッチング回路１０と、キャパシタＣ２とを備える。
　図９において、２個の電流駆動型スイッチング回路１０の半導体スイッチ１４は、周期的に交互にオンするよう制御される。これにより入力電圧Ｖｉはスイッチングされ、キャパシタＣ２により平滑化されて、交流出力電圧Ｖｏに変換される。これによりハーフブリッジインバータ回路１Ａは、直流の入力電圧Ｖｉをスイッチングし、交流の出力電圧Ｖｏに変換して出力する。２個の電流駆動型スイッチング回路１０は、それぞれ電流駆動型スイッチング回路１０Ａ～１０Ｃのいずれか１つで置き換えられてもよい。
　また、図１０は、変形例２に係るフルブリッジインバータ回路１Ｂの構成例を示すブロック図である。図１０において、フルブリッジインバータ回路１Ｂは、キャパシタＣ３と、４個の電流駆動型スイッチング回路１０と、インダクタＬ３，Ｌ４とを備える。
　図１０において、４個の電流駆動型スイッチング回路１０は、第１及び第４の電流駆動型スイッチング回路１０（図左上及び右下）がオンであり、かつ第２及び第３の電流駆動型スイッチング回路１０（図左下及び右上）がオフである期間と、これらのオンオフを逆転させた期間とが、周期的に交互に現れるよう制御される。これにより入力電圧Ｖｉはスイッチングされ、スイッチングされた入力電圧Ｖｉは、キャパシタＣ３及びインダクタＬ３，Ｌ４により平滑化される。これによりフルブリッジインバータ回路１Ｂは、直流の入力電圧Ｖｉをスイッチングし、交流の出力電圧Ｖｏに変換して出力する。４個の電流駆動型スイッチング回路１０は、それぞれ電流駆動型スイッチング回路１０Ａ～１０Ｃのいずれか１つで置き換えられてもよい。
　このように、本発明に係る電流駆動型スイッチング回路及び過電流保護回路は、半導体デバイスで電流をスイッチング制御する回路及び装置に利用可能である。
　また、実施形態１～４では、しきい値電圧ＶＴＨの電源からの電流を制限する手段としてプルアップ抵抗Ｒ２を用いた。しかしながら、本発明はこれに限らず、プルアップ抵抗Ｒ２に代えてダイオード等を用いてもよい。さらに、実施形態１～４では、スイッチング回路として電流制御型スイッチング回路１０，１０Ａ～１０Ｃを用いた。しかしながら、本発明はこれに限らず、電流駆動型スイッチング回路に代えて電圧駆動型スイッチング回路を用いてもよい。
１　昇圧チョッパ回路
１Ａ　ハーフブリッジインバータ回路
１Ｂ　フルブリッジインバータ回路
１０，１０ａ，１０Ａ～１０Ｃ　電流駆動型スイッチング回路
１１，１１ａ，１１Ａ～１１Ｃ　過電流保護回路
１２　制御部
１３　駆動部
１４　半導体スイッチ
１５　電圧検出回路
１６　トランジスタ駆動部
１７，１７ａ　トランジスタ
１８，１９　時定数回路Ｃ１～Ｃ１１　キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２　ダイオード
Ｌ１，Ｌ２　リアクトル
Ｑ１，Ｑ２　トランジスタ
Ｒ１～Ｒ１１　抵抗

Claims (12)

  1. 　駆動信号に基づいてオンオフ制御されるスイッチング素子に流れる過電流を保護するための過電流保護回路において、
    　前記スイッチング素子の制御端子に接続されたドレインと、接地されたソースとを有するＮチャネルＦＥＴである第１のトランジスタと、
    　前記スイッチング素子の制御端子に接続されたエミッタと、前記第１のトランジスタのゲートに接続されかつ第１のキャパシタを介して接地されたコレクタと、所定のプルアップ電圧にプルアップされたベースとを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタである第２のトランジスタと、
    　前記第１のキャパシタと並列に接続された接地回路とを備える、
    過電流保護回路。
  2. 　前記接地回路は、第１の抵抗であり、
    　前記第１のキャパシタと前記第１の抵抗とにより第１の時定数回路を構成した
    請求項１に記載の過電流保護回路。
  3. 　前記接地回路は、前記第１のキャパシタと並列に接続されたドレイン及びソースと、前記過電流保護回路の保護動作から定常動作に復帰させるための復帰信号が印加されるゲートとを有するＦＥＴである第３のトランジスタである
    請求項１に記載の過電流保護回路。
  4. 　前記接地回路は、前記第１のキャパシタと並列に接続されたコレクタ及びエミッタと、前記過電流保護回路の保護動作から定常動作に復帰させるための復帰信号が印加されるベースとを有するバイポーラトランジスタである第４のトランジスタである
    請求項１に記載の過電流保護回路。
  5. 　前記第２のトランジスタのベースと前記プルアップ電圧との間に接続された第２の抵抗と、
    　前記第２の抵抗に並列に接続された第１のダイオードとを備える
    請求項１又は２に記載の過電流保護回路。
  6. 　前記第２のトランジスタのベース及び接地に接続された第２のキャパシタをさらに備える、
    請求項１又は２に記載の過電流保護回路。
  7. 　前記第２のトランジスタのベースと前記プルアップ電圧との間に接続された第３の抵抗と、前記第３の抵抗と前記プルアップ電圧との接続点と接地との間に接続された第３のキャパシタとを含む第２の時定数回路をさらに備える
    請求項１、２、５及び６のうちのいずれか１つに記載の過電流保護回路。
  8. 　前記第３の抵抗に並列に接続された第３のダイオードとを備える
    請求項７に記載の過電流保護回路。
  9. 　前記駆動信号を発生する制御部と、
    　前記第１のトランジスタのゲートの電圧に基づいて、前記スイッチング素子をオフするための異常検出信号を発生して前記制御部に出力する電圧検出回路とをさらに備える、
    請求項１～８のうちのいずれか１つに記載の過電流保護回路。
  10. 　前記制御部は、前記異常検出信号が消滅したときから所定時間後に、前記復帰信号を発生して、前記第３のトランジスタのゲートに印加する
    請求項３に従属する請求項９に記載の過電流保護回路。
  11. 　前記制御部は、前記異常検出信号が消滅したときから所定時間後に、前記復帰信号を発生して、前記第４のトランジスタのベースに印加する
    請求項４に従属する請求項９に記載の過電流保護回路。
  12. 　請求項１～１１のうちのいずれか１つに記載の過電流保護回路と、
    　前記スイッチング素子とを備える、
    スイッチング回路。
PCT/JP2019/035893 2019-09-12 2019-09-12 過電流保護回路及びスイッチング回路 Ceased WO2021048973A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/637,910 US12212132B2 (en) 2019-09-12 2019-09-12 Overcurrent protection circuit for protecting overcurrent flowing through switching element and switching circuit with the overcurent protection circuit
EP19944776.4A EP4030602A4 (en) 2019-09-12 2019-09-12 OVERCURRENT PROTECTION CIRCUIT AND CIRCUIT
PCT/JP2019/035893 WO2021048973A1 (ja) 2019-09-12 2019-09-12 過電流保護回路及びスイッチング回路
JP2021545050A JP7205636B2 (ja) 2019-09-12 2019-09-12 過電流保護回路及びスイッチング回路
CN201980099664.9A CN114303309B (zh) 2019-09-12 2019-09-12 过流保护电路及开关电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2019/035893 WO2021048973A1 (ja) 2019-09-12 2019-09-12 過電流保護回路及びスイッチング回路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2021048973A1 true WO2021048973A1 (ja) 2021-03-18

Family

ID=74866308

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/035893 Ceased WO2021048973A1 (ja) 2019-09-12 2019-09-12 過電流保護回路及びスイッチング回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US12212132B2 (ja)
EP (1) EP4030602A4 (ja)
JP (1) JP7205636B2 (ja)
CN (1) CN114303309B (ja)
WO (1) WO2021048973A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11271474B2 (en) * 2019-06-11 2022-03-08 Fuji Electric Co., Ltd. Integrated circuit and power supply circuit

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110888085A (zh) * 2019-11-29 2020-03-17 华为数字技术（苏州）有限公司 逆变器短路检测方法、装置及逆变器
JP7547874B2 (ja) * 2020-09-01 2024-09-10 オムロン株式会社 過電流保護回路及びスイッチング回路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006014402A (ja) 2004-06-22 2006-01-12 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置の過電流保護装置
JP2014187543A (ja) * 2013-03-22 2014-10-02 Toyota Motor Corp 半導体装置
JP2018057105A (ja) * 2016-09-27 2018-04-05 株式会社日立製作所 半導体駆動装置ならびにこれを用いた電力変換装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1014228A (ja) * 1996-06-24 1998-01-16 Canon Inc 過電流保護回路
US7548401B2 (en) * 2001-03-16 2009-06-16 Sarnoff Corporation Electrostatic discharge protection structures for high speed technologies with mixed and ultra-low voltage supplies
JP3712064B2 (ja) * 2002-05-08 2005-11-02 セイコーエプソン株式会社 出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路
JP4720070B2 (ja) * 2003-06-02 2011-07-13 セイコーエプソン株式会社 電気光学装置、その駆動回路及び駆動方法、並びに電子機器
JP4223331B2 (ja) 2003-06-13 2009-02-12 株式会社日立製作所 電力制御用半導体素子の保護装置及びそれを備えた電力変換装置
JP2011078235A (ja) * 2009-09-30 2011-04-14 Fujitsu Ten Ltd 過電流保護回路及び車載用表示装置
JP2012080488A (ja) * 2010-10-06 2012-04-19 Denso Corp ゲート駆動回路
JP5542719B2 (ja) 2011-03-04 2014-07-09 三菱電機株式会社 電力用半導体素子の駆動保護回路
JP5776658B2 (ja) * 2012-09-24 2015-09-09 トヨタ自動車株式会社 半導体駆動装置
CN104332945B (zh) * 2014-10-30 2017-08-11 深圳市汇川技术股份有限公司 带过流保护的高速数字输出电路和集成电路
WO2016114416A1 (ko) * 2015-01-13 2016-07-21 주식회사 실리콘웍스 클램핑 회로에 대한 밸런싱 회로를 포함하는 인덕티브 로드 구동 회로 및 그 제어 방법
JP2018011467A (ja) * 2016-07-15 2018-01-18 富士電機株式会社 半導体スイッチング素子のゲート駆動回路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006014402A (ja) 2004-06-22 2006-01-12 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置の過電流保護装置
JP2014187543A (ja) * 2013-03-22 2014-10-02 Toyota Motor Corp 半導体装置
JP2018057105A (ja) * 2016-09-27 2018-04-05 株式会社日立製作所 半導体駆動装置ならびにこれを用いた電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP4030602A4

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11271474B2 (en) * 2019-06-11 2022-03-08 Fuji Electric Co., Ltd. Integrated circuit and power supply circuit

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2021048973A1 (ja) 2021-03-18
CN114303309B (zh) 2025-01-14
US20220278522A1 (en) 2022-09-01
US12212132B2 (en) 2025-01-28
JP7205636B2 (ja) 2023-01-17
EP4030602A4 (en) 2023-05-10
EP4030602A1 (en) 2022-07-20
CN114303309A (zh) 2022-04-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI448029B (zh) A system and method for protecting a power conversion system under open circuit and / or short circuit conditions
JP6170119B2 (ja) 電源スイッチを駆動するためのシステムおよび方法
US8587362B2 (en) Gate driver and semiconductor device employing the same
US11545972B2 (en) Overcurrent protection circuit for switching element turned on and off based on control voltage
US9698654B2 (en) Soft shutdown for isolated drivers
US7315439B2 (en) Method and circuit arrangement for limiting an overvoltage
US8503146B1 (en) Gate driver with short-circuit protection
GB2268012A (en) IGBT short-circuit protection
US10033370B2 (en) Circuit and method for driving a power semiconductor switch
JP2018011467A (ja) 半導体スイッチング素子のゲート駆動回路
JP7205636B2 (ja) 過電流保護回路及びスイッチング回路
CN112821723A (zh) 电压控制型电力用半导体元件的驱动电路
JP2017224999A (ja) 半導体スイッチング素子の保護回路
JP2002151989A (ja) クランプ回路
JP2006352931A (ja) スイッチング素子保護回路
JPWO2021048973A5 (ja)
US8189309B2 (en) Clamp for controlling current discharge
JP5069259B2 (ja) 半導体回路装置
JP7459131B2 (ja) ゲート駆動回路および電力変換装置
JP7547874B2 (ja) 過電流保護回路及びスイッチング回路
JPH05161342A (ja) 電圧駆動形半導体素子の駆動回路
KR20010002825A (ko) 전력스위칭소자 보호회로

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19944776

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2021545050

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019944776

Country of ref document: EP

Effective date: 20220412

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 201980099664.9

Country of ref document: CN