WO2019123868A1 - 同期整流制御回路、制御方法、電源システム、電子機器、電動車両及び電力システム - Google Patents

Abstract

２次側に設けられた同期整流素子のオン／オフを制御する信号を出力する第１ドライブ部と、２次側に整流電流が流れる所定の期間、同期整流素子の両端間の電圧が所定の閾値電圧と等しくなる制御を行う第２ドライブ部と、第１ドライブ部からの出力と、第２ドライブ部からの出力とを選択的に同期整流素子に供給するドライブ切換部とを有する同期整流制御回路である。 図４

Description

同期整流制御回路、制御方法、電源システム、電子機器、電動車両及び電力システム

　本開示は、同期整流制御回路、制御方法、電源システム、電子機器、電動車両及び電力システムに関する。

　従来から同期整流制御回路に関する技術が提案されている（例えば、下記特許文献１を参照のこと。）。同期整流制御回路は、整流素子としてダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のトランジスタを用い、整流電流が流れる期間にあわせてこのトランジスタを能動的にオン／オフ（導通/遮断）することで、ダイオードで整流する場合よりも導通損を小さくし、整流素子による損失を削減する事を目的とする回路である。

特開２０１６－３６２１７号公報

　このような分野では、同期整流制御回路で発生する損失を極力、低減し、効率を高めることが望まれている。

　従って、本開示は、損失を極力、低減することが可能な同期整流制御回路、当該同期整流制御回路に適用可能な制御方法、当該同期整流制御回路が適用される電源システム、電子機器、電動車両及び電力システムを提供することを目的の一つとする。

　本開示は、例えば、
　２次側に設けられた同期整流素子のオン／オフを制御する信号を出力する第１ドライブ部と、
　２次側に整流電流が流れる所定の期間、同期整流素子の両端間の電圧が所定の閾値電圧と等しくなる制御を行う第２ドライブ部と、
　第１ドライブ部からの出力と、第２ドライブ部からの出力とを選択的に同期整流素子に供給するドライブ切換部と
　を有する同期整流制御回路である。

　本開示は、例えば、
　第１ドライブ部が、２次側に設けられた同期整流素子のオン／オフを制御する信号を出力し、
　第２ドライブ部が、２次側に整流電流が流れる所定の期間、同期整流素子の両端間の電圧が所定の閾値電圧と等しくなる制御を行い、
　ドライブ切換部が、第１ドライブ部からの出力と、第２ドライブ部からの出力とを選択的に同期整流素子に供給する
　同期整流制御回路における制御方法である。

　本開示は、例えば、
　１次側に入力電源が接続され、２次側に負荷が接続され、
　２次側に設けられる同期整流素子を制御する上述した同期整流回路を有する
　電源システムである。
　本開示は、上述した電源システムから、電力の供給を受ける電子機器でも良い。
　本開示は、上述した電源システムから、電力の供給を受けて車両の駆動力に変換する変換装置と、電源システムに関する情報に基づいて車両制御に関する情報処理を行なう制御装置とを有する電動車両でも良い。
　本開示は、他の機器とネットワークを介して信号を送受信する電力情報送受信部を備え、電力情報送受信部が受信した情報に基づき、上述した電源システムの充放電制御を行う電力システムでも良い。
　本開示は、上述した電源システムから電力の供給を受け、または発電装置または電力網から電源システムに電力を供給する電力システムでも良い。

　本開示の少なくとも一つの実施の形態によれば、同期整流制御回路における損失を極力、低減することができる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれの効果であってもよい。また、例示された効果により本開示の内容が限定して解釈されるものではない。

図１は、電源回路の回路構成例を示す図である。 図２は、ＭＯＳＦＥＴを完全にオンさせた状態の等価回路を説明するための図である。 図３Ａ～図３Ｄは、一般的な技術における問題点を説明する際に参照される図である。 図４は、一実施の形態における同期整流制御回路の回路構成例を示す図である。 図５Ａ～図５Ｅは、一実施の形態における同期整流制御回路の動作例を説明する際に参照される図である。 図６は、本開示の応用例を説明するための図である。 図７は、本開示の他の応用例を説明するための図である。

　以下、本開示の実施の形態等について図面を参照しながら説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
＜一般的な技術に関する説明＞
＜１．一実施の形態＞
＜２．変形例＞
＜３．応用例＞
　以下に説明する実施の形態等は本開示の好適な具体例であり、本開示の内容がこれらの実施の形態等に限定されるものではない。

＜一般的な技術に関する説明＞
　本開示の理解を容易とするために、始めに一般的な技術に関する説明を行う。図１は、フライバック型のスイッチング電源回路（以下、電源システム１と適宜略称する）の一例を示している。電源システム１は、１次側に、入力電源１１、入力電源１１からの出力ライン間に設けられるコンデンサＣｉｎ及び１次側の出力ラインに接続され、スイッチング素子の一例であるＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）１２を有している。また、電源システム１は、トランスＴを介した２次側に、出力負荷２１、出力負荷２１に接続される出力ライン間に設けられる平滑コンデンサＣｏｕｔ、２次側の出力ラインに接続されるＭＯＳＦＥＴ２２及び電源電圧であるＶＣＣ（Voltage Collector）２３を有している。ＭＯＳＦＥＴ２２のソース端子が接地されている。なお、本例では、ＭＯＳＦＥＴ１２、２２としてＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いている。

　電源システム１の動作について説明する。電源システム１では、１次側のＭＯＳＦＥＴ１２がオンすると、トランスＴの２次側のコイルの両端には、ドット側端子を正とする電圧が発生する。このとき、同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２２がオンしていない状態では電流は流れず、ドレイン端子の電圧は、出力電圧ＶｏとトランスＴの２次巻線に発生した電圧の和である、正の値となる。

　その後、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフすると、トランスＴの２次側のコイルの両端に、ドット側の端子が負となる電圧が発生する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２２がオンしていない状態では、ドレイン-ソース間にある寄生ダイオード２２ａを通じて整流電流が流れる。ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン-ソース間の電圧は、寄生ダイオード２２ａの順方向電圧Ｖｆとなり、本例における電源システム１ではソース端子が接地されているため、ここを基準としたドレイン端子の電圧は－Ｖｆとなる。一方、ＭＯＳＦＥＴ２２を十分にオンさせた状態では、ドレイン-ソース間の電圧は、ＭＯＳＦＥＴ２２を流れる整流電流とＭＯＳＦＥＴ２２のオン抵抗の積となるので、ドレイン端子の電圧は、整流電流に比例した負の電圧となる。

　ここで、上述した特許文献１に記載の技術では、ソース端子の電圧を基準としたドレイン端子の電圧を検出し、ある閾値Ｖｔｈ_ｏｎより小さくなるとＭＯＳＦＥＴ２２をオンさせて、別の閾値Ｖｔｈ_ｏｆｆより大きくなればオフさせる様に制御する。ここでＶｔｈ_ｏｎ及びＶｔｈ_ｏｆｆはどちらも負の値で、Ｖｔｈ_ｏｎ＜Ｖｔｈ_ｏｆｆの関係にある。この様にして、整流電流が流れる期間のみ同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２２をオンに維持する制御が行われる。

　しかしながら、実際には、同期整流用のＭＯＳＦＥＴ２２には多少なりとも寄生のインダクタンス成分が存在するため、ＭＯＳＦＥＴ２２を完全にオンさせた状態の等価回路は、図２に示すように、インダクタンスＬと抵抗Ｒとを直列に接続した回路となる。

　インダクタンスＬには流れる電流の変動に応じた電圧が発生するので、この寄生インダクタンス成分はドレイン-ソース間の電圧に影響を与える。この影響について図１に加え、図３Ａ～図３Ｄを参照しつつ説明する。なお、図３Ａ～図３Ｄに示す波形は、電流や電圧の大きさを模式的に示したものである。

　例えば、図１に示した電源システム１では、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン-ソース間には整流電流（ドレイン電流とも称される）Ｉｄとして、三角波の波形の電流が流れる（図３Ａ参照）。なお、電流はＭＯＳＦＥＴ２２のソース端子からドレイン端子に向かう方向に流れるため、整流電流Ｉｄとしては負の値となる。ここで、タイミングｔ１はＭＯＳＦＥＴ１２がオフしたタイミングであり、整流電流Ｉｄはこのタイミングｔ１から流れ始め、負の方向に急速に量を増やしてタイミングｔ２でピークに達する。それ以降は緩やかに０に近づき、タイミングｔ４で整流電流Ｉｄは流れなくなり０となる。

　タイミングｔ１からタイミングｔ４までの期間、ＭＯＳＦＥＴ２２を完全にオンの状態に維持していたとすると、ＭＯＳＦＥＴ２２の抵抗成分には、電流値に比例した電圧Ｖ_Ｒが発生する（図３Ｂ参照）。一方、ＭＯＳＦＥＴ２２のインダクタンス成分には、電流の傾きに比例した電圧が誘起されるため、電圧Ｖ_Ｌはタイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間は負の電圧、タイミングｔ２からタイミングｔ４までの期間は正の電圧となる（図３Ｃ参照）。ソース端子を基準としたドレイン端子の電圧Ｖｄｓは、電圧Ｖ_Ｒと電圧Ｖ_Ｌとの和となるので、タイミングｔ２からタイミングｔ４までの間のあるタイミングｔ３において０を超える（図３Ｄ参照）。

　従って、特許文献１に記載の制御方式では、実際には整流電流Ｉｄが流れている途中でドレイン-ソース間の電圧がＶｔｈ_ｏｆｆより大きくなるため、ＭＯＳＦＥＴ２２がオフしてしまう。整流電流Ｉｄが流れている途中にＭＯＳＦＥＴ２２がオフすると、整流電流ＩｄはＭＯＳＦＥＴ２２の寄生ダイオード２２ａを通って流れるが、その際、ドレイン-ソース間の電圧Ｖｄｓは、オン抵抗で発生する電圧の代わりに、この寄生ダイオード２２ａの順方向電圧Ｖｆが印加されるため、ドレイン-ソース間の電圧Ｖｄｓが再び低下する。そして、電圧ＶｄｓがＶｔｈ_ｏｎ以下になると再度ＭＯＳＦＥＴ２２をオンしようとする。結果、ＭＯＳＦＥＴ２２がオン/オフを繰り返す動作となってしまう。

　かかる動作を防止するため、オンからオフへの移行時及びオフからオンへの移行時に、検出のブランキング時間を設け、一度ＭＯＳＦＥＴ２２がオフすると、その整流期間（整流電流Ｉｄが流れる期間）はそのオフ状態を維持することも考えられる。しかしながら、かかる制御では、整流期間の一部しかＭＯＳＦＥＴ２２をオンに出来ず、残りの期間はＭＯＳＦＥＴ２２の寄生ダイオード２２ａを整流電流Ｉｄが流れるため、損失の削減が十分に行われないという問題がある。以下、かかる問題を考慮しつつ、本開示の一実施の形態について説明する。

＜１．一実施の形態＞
［同期整流制御回路の構成例］
　図１は、上述したように、入力電源から電力を入力し、出力負荷に所定の電力を供給するフライバック型のスイッチング電源回路（電源システム１）の回路図である。電源システム１の２次側は同期整流になっており、整流電流がＭＯＳＦＥＴ２２のソース端子からドレイン端子に向けて流れる。本例における電源システム１では、２次側の出力巻線の一方が、２次側に設けられる平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子に接続され、出力巻線の他方がＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン端子に接続され、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース端子が平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子に接続されている。

　２次側に設けられ、同期整流素子の一例であるＭＯＳＦＥＴ２２のオン／オフを制御する回路として同期整流制御回路２が設けられている（図１では不図示）。なお、同期整流制御回路２によって、ＭＯＳＦＥＴ１２のオン／オフが制御されても良い。

　図４は、同期整流制御回路２の構成例を示す回路図である。同期整流制御回路２は、例えば、第１ドライブ部３０と、第２ドライブ部４０と、ドライブ切換部５０と、電源部６０とを有している。第１ドライブ部３０の入力側がグランド（ＧＮＤ）及びＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン（ＤＲＡＩＮ）端子に接続されている。同様に、第２ドライブ部４０の入力側がグランド及びＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン端子に接続されている。また、第１ドライブ部３０及び第２ドライブ部４０の出力側がドライブ切換部５０に接続されている。ドライブ切換部５０の出力がＭＯＳＦＥＴ２２のゲート（ＧＡＴＥ）端子に接続されている。また、電源部６０は、上述したＶＣＣ２３に接続されている。

（第１ドライブ部）
　第１ドライブ部３０は、例えば、第１コンパレータＣＭＰ１と、第２コンパレータＣＭＰ２と、第１閾値電圧Ｖ１を出力する第１基準電圧源３１と、第２閾値電圧Ｖ２を出力する第２基準電圧源３２と、ＳＲフリップフロップＦＰ１と、第１バッファＢＵＦ１とを有している。第１コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子（正相入力端子）は、第１基準電圧源３１に接続されている。また、第１コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子（逆相入力端子）は、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン端子に接続されている。

　第２コンパレータＣＭＰ２の非反転入力端子は、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン端子に接続されている。また、第２コンパレータＣＭＰ２の反転入力端子は、第２基準電圧源３２に接続されている。本例では、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース端子が接地されており、第１閾値電圧Ｖ１及び第２閾値電圧Ｖ２に対する基準とされている。ＭＯＳＦＥＴ２２のソース端子が所定の電圧を出力する定電圧源に接続されていても良く、当該定電圧源が出力する電圧が基準電圧とされても良い。

　ＳＲフリップフロップＦＰ１のセット（Ｓ）端子には、第１コンパレータＣＭＰ１の出力が接続されている。ＳＲフリップフロップＦＰ１のリセット（Ｒ）端子には、第２コンパレータＣＭＰ２の出力が接続されている。ＳＲフリップフロップＦＰ１の出力が第１バッファＢＵＦ１の入力に接続されている。第１バッファＢＵＦ１の出力がドライブ切換部５０に接続されている。第１バッファＢＵＦ１からＭＯＳＦＥＴ２２を駆動する信号が出力される。即ち、第１ドライブ部３０からＭＯＳＦＥＴ２２のオン／オフを制御する信号が出力される。

　第１ドライブ部３０は、第１ドライブ部３０の出力であるＯＵＴ１をドライブ切換部５０の制御に応じてＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子に接続した場合、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン-ソース間の電圧を検出して、この電圧が第１閾値電圧Ｖ１より小さくなる（低くなる）とＭＯＳＦＥＴ２２をオンに変更する信号を出力してオン状態を維持し、第２閾値電圧Ｖ２より大きくなる（高くなる）とＭＯＳＦＥＴ２２をオフに変更する信号を出力して、オフ状態を維持する様に動作する。

（第２ドライブ部）
　第２ドライブ部４０は、例えば、オペアンプＡＭＰ１と、第３閾値電圧Ｖ３を出力する第３基準電圧源４１と、オペアンプＡＭＰ１のゲイン及び位相特性を調整するための調整回路４２と、第２バッファＢＵＦ２とを有している。オペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子には、第３基準電圧源４１が接続されており、反転入力端子には、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン端子が接続されている。また、第３基準電圧源４１は、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース端子に接続されている。本例では、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース端子が接地されており、上述した第１閾値電圧Ｖ１及び第２閾値電圧Ｖ２に加え、第３閾値電圧Ｖ３に対する基準とされている。

　調整回路４２は、例えば、抵抗Ｒ１，Ｒ２及びコンデンサＣ１を有している。抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１から成る直列回路は、オペアンプＡＭＰ１の反転入力端子の入力側とオペアンプＡＭＰ１の出力側との間に接続されており、抵抗Ｒ２は、オペアンプＡＭＰ１の反転入力端子とドレイン端子との間に接続されている。オペアンプＡＭＰ１の出力が第２バッファＢＵＦ２に接続されている。第２バッファＢＵＦ２の出力がドライブ切換部５０に接続されている。

　第２ドライブ部４０は、第２ドライブ部４０の出力であるＯＵＴ２をＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子に接続した場合、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン-ソース間の電圧を検出して、この電圧が第３閾値電圧Ｖ３よりも大きい場合はＭＯＳＦＥＴ２２の駆動電圧を下げ、第３閾値電圧Ｖ３よりも小さい場合は駆動電圧を上げ、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン-ソース間の電圧が常に第３閾値電圧Ｖ３と等しくなる様に制御を行う。

（ドライブ切換部）
　ドライブ切換部５０は、例えば、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ５１と、インバータＩＮＶ１と、ダイオードＤ１とを有している。ＭＯＳＦＥＴ５１のドレイン端子はＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子（制御端子の一例）に接続されており、ＭＯＳＦＥＴ５１のソース端子は第２ドライブ部４０の出力側に接続されている。第１ドライブ部３０の出力は分岐されており、インバータＩＮＶ１は、第１ドライブ部３０の一方の出力側とＭＯＳＦＥＴ５１のゲート端子との間に接続されている。ダイオードＤ１は、そのアノード端子が第１ドライブ部３０の他方の出力側と、ＭＯＳＦＥＴ５１のドレイン端子とＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子との間の接続中点との間に接続されている。

　ドライブ切換部５０は、第１ドライブ部３０の出力であるＯＵＴ１及び第２ドライブ部４０の出力であるＯＵＴ２を選択的にＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子に供給する。例えば、ドライブ切換部５０におけるＭＯＳＦＥＴ５１は、第１ドライブ部３０の出力がインバータＩＮＶ１により反転された出力に応じてオン／オフする。そして、ＭＯＳＦＥＴ５１がオンした場合には、第２ドライブ部４０の出力であるＯＵＴ２がＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子に供給される。また、ＭＯＳＦＥＴ５１がオフした場合には、第１ドライブ部３０の出力であるＯＵＴ２が、ダイオードＤ１が設けられる出力ラインを介してＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子に供給される。

（電源部）
　電源部６０は、例えば、定電圧レギュレータ６１によって構成されている。定電圧レギュレータ６１は、電源システム１におけるＶＣＣ２３から供給された電力を適宜な電圧に変換した後、変換後の電力を同期整流制御回路２内の各ブロックに供給する。

［同期整流制御回路の動作例］
　次に、図５Ａ～図５Ｅを参照して、同期整流制御回路２の動作例について説明する。図５Ａは整流電流Ｉｄの時間的変化、図５ＢはＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン-ソース間の電圧Ｖｄｓの時間的変化、図５Ｃは第１ドライブ部３０の出力レベルの時間的変化、図５Ｄは第２ドライブ部４０の出力レベルの時間的変化、図５ＥはＭＯＳＦＥＴ２２のゲート-ソース間の電圧Ｖｇｓの時間的変化をそれぞれ示している。なお、図５では、図示のスペースの制約上、ＭＯＳＦＥＴ２２をＱ２２と、ＭＯＳＦＥＴ５１をＱ５１と簡略化して表記している。

　なお、第１閾値電圧Ｖ１、第２閾値電圧Ｖ２及び第３閾値電圧Ｖ３は、ＭＯＳＦＥＴ２２の寄生ダイオード２２ａの順方向電圧Ｖｆに対して、－Ｖｆ＜Ｖ１＜Ｖ３＜Ｖ２＜０が成り立つ関係に設定されているものとする。ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン-ソース間の電圧Ｖｄｓに対して、第１ドライブ部３０の出力は下記の表１になる。なお、表１における出力「１」はハイ（Ｈｉ、例えば５Ｖ）を示し、出力「０」はロー（Ｌｏ、例えば０Ｖ）に対応している。

　タイミングｔ１１でＭＯＳＦＥＴ１２がオフし、整流電流Ｉｄが流れ始める。このとき整流電流Ｉｄは、ＭＯＳＦＥＴ２２のソース端子からドレイン端子向けて電流が流れるので、その値は負の値となる。整流電流Ｉｄは、ｔ１１から急速に負の方向に量を増やしてピークに達し、その後は緩やかに０に向かう三角波の波形となる。

　タイミングｔ１１の時点では、ＭＯＳＦＥＴ２２はオフしているので、整流電流Ｉｄは寄生ダイオード２２ａを流れる。そのため、ＭＯＳＦＥＴ２２のドレイン-ソース間の電圧Ｖｄｓは、この寄生ダイオード２２ａのＶｆと寄生インダクタンスによって誘起される電圧の和である負の電圧となる。この電圧は第１閾値電圧Ｖ１よりも低い（小さい）ため、第１コンパレータＣＭＰ１から出力される信号レベルはハイとなり、第２コンパレータＣＭＰ２から出力される信号レベルはローとなる（表１参照）。従って、ＳＲフリップフロップＦＰ１から出力される信号レベルはハイとなる。

　第１ドライブ部３０から出力されるハイレベルの信号は分岐され、ダイオードＤ１及びインバータＩＮＶ１のそれぞれに供給される。第１ドライブ部３０から出力されるハイレベルの信号は、インバータＩＮＶ１により反転され、反転後のローレベルの信号がドライブ切換部５０のＭＯＳＦＥＴ５１のゲート端子に供給される。このため、ＭＯＳＦＥＴ５１はオフ状態となり、第２ドライブ部４０の出力は遮断（切断）される。

　また、第１ドライブ部３０から出力されるハイレベルの信号が、ダイオードＤ１を介してＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子に供給される。ＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子電圧（Ｖｇｓ）は上昇し、やがてＭＯＳＦＥＴ２２がオンする。ＭＯＳＦＥＴ２２がオンすると、寄生ダイオード２２ａによるＶｆ分の電圧が低減出来るため、Ｖｄｓとしてはより０に近い電圧となる。

　例えば、タイミングｔ１２でＭＯＳＦＥＴ２２は完全にオン状態となり、Ｖｄｓはオン抵抗による電圧降下と寄生インダクタンスによって誘起される電圧の和である負の電圧となる。やがて整流電流Ｉｄがピークを超えて０に近づき始めると、Ｖｄｓも徐々に０に近づく。

　タイミングｔ１３でＶｄｓが第２閾値電圧Ｖ２よりも大きくなると、第１ドライブ部３０から出力される信号のレベルはローになる（表１参照）。第１ドライブ部３０から出力される信号は、インバータＩＮＶ１によってそのレベルがハイに反転された後、ＭＯＳＦＥＴ５１のゲート端子に供給される。これにより、ドライブ切換部５０のＭＯＳＦＥＴ５１がオンになるため、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子は第２ドライブ部４０の出力と接続された状態となり、第２ドライブ部４０の制御に基づく信号がＭＯＳＦＥＴ２２のゲート端子に供給される。第２ドライブ部４０は、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲート電圧を調整してＶｄｓが第３閾値電圧Ｖ３になる様に動作する。

　第２ドライブ部４０の動作により、タイミングｔ１４でＶｄｓの電圧が第３閾値電圧Ｖ３となり、整流電流Ｉｄが流れている所定の期間（本例では、タイミングｔ１４から整流電流が流れなくなるタイミングｔ１５までの期間）はこの状態が維持される制御がなされる。

　タイミングｔ１４以降、整流電流Ｉｄは更に０に近づく。そして、タイミングｔ１５で整流電流Ｉｄが０になると、ＭＯＳＦＥＴ２２のＶｄｓを第３閾値電圧Ｖ３に維持することが不可能になり、ＭＯＳＦＥＴ２２のゲート電圧は０となってＭＯＳＦＥＴ２２がオフする。そしてこの状態は、次の整流期間で整流電流Ｉｄが流れ始めるまで維持されため、整流のオフ期間における電流の逆流を阻止する。この様にして、整流電流Ｉｄが流れる期間の略全ての期間、ＭＯＳＦＥＴ２２がオンとなる状態を維持することができる。これにより、整流電流Ｉｄが流れる期間にＭＯＳＦＥＴ２２がオン／オフを繰り返してしまうことを防止することができ、ＭＯＳＦＥＴ２２の導通損を低減することができる。また、整流電流Ｉｄが０になると同時又は略同時にＭＯＳＦＥＴ２２をオフすることが可能になり、電流の逆流を防ぎ、低損失で安定した同期整流制御回路を実現することができる。

＜２．変形例＞
　以上、本開示の一実施の形態について具体的に説明したが、本開示の内容は上述した一実施の形態に限定されるものではなく、本開示の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。

　上述した一実施の形態では、フライバック型のスイッチングコンバータを挙げて説明をしているが、これに限定されるものではない。また、整流回路としてグランド側に整流素子を設けて正の電圧を出力する半波整流回路を挙げて説明しているが、これに限定されるものではない。本開示は、様々なスイッチングコンバータとその整流回路に適用可能である。例えば、同じフライバック型のスイッチングコンバータでも負の電圧を出力したり、整流素子をグランド側以外に設けた場合でも、構成によっては電圧検出の極性等が反対になる場合はあるが、一実施の形態と同様の考えに基づいて適用が可能である。

　また、スイッチングコンバータとして電流共振型コンバータ、その整流回路として両波整流回路を用いた場合でも、同様に本開示を適用することが可能であるし、また、フォワード型コンバータやフェイズシフトフルブリッジ型コンバータ等にも本開示を適用することが可能である。また、２次側の出力がセンタータップ方式でも良く、このセンタータップが２次側の平滑コンデンサの正極端子に接続され、両端がそれぞれ同期整流素子に接続され、それぞれの同期整流素子のもう片側が平滑コンデンサの負極端子に接続された構成であっても良い。

　一実施の形態で例示した各ブロックの回路構成は好ましい構成であるものの一例であり、これに限定されるものではない。例えば、一実施の形態では、第１ドライブ部３０の回路構成例として、２つのコンパレータとＳＲフリップフロップを使った回路を挙げているが、この構成に限定されるものではなく、一実施の形態で説明した機能を実現可能な他の回路構成であっても良い。第２ドライブ部４０やドライブ切換部５０、電源部６０についても同様である。

　スイッチング素子として、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)等の他の素子が使用されてもよい。また、スイッチング周期、これに対応する整流期間は適宜、設定可能である。

　上述の一実施の形態において挙げた構成、方法、工程、形状、材料および数値などはあくまでも例に過ぎず、必要に応じて一実施の形態と異なる構成、方法、工程、形状、材料および数値などが含まれてもよい。また、実施の形態および変形例で説明した事項は、技術的な矛盾が生じない限り相互に組み合わせることができる。また、本開示は、同期整流制御回路を含む電源システム、同期整流制御回路における制御方法や同期整流制御回路を用いた応用機器等、任意の形態によって実現することができる。

　なお、本開示は、以下のような構成も取ることができる。
（１）
　２次側に設けられた同期整流素子のオン／オフを制御する信号を出力する第１ドライブ部と、
　前記２次側に整流電流が流れる所定の期間、前記同期整流素子の両端間の電圧が所定の閾値電圧と等しくなる制御を行う第２ドライブ部と、
　前記第１ドライブ部からの出力と、前記第２ドライブ部からの出力とを選択的に前記同期整流素子に供給するドライブ切換部と
　を有する同期整流制御回路。
（２）
　前記ドライブ切換部は、前記第１ドライブ部が前記同期整流素子をオンさせる信号を出力する場合は当該信号を前記同期整流素子に供給し、前記第１ドライブ部が前記同期整流素子をオフさせる信号を出力する場合は前記第２ドライブ部の制御に基づく信号を前記同期整流素子に供給する
　（１）に記載の同期整流制御回路。
（３）
　前記第１ドライブ部は、前記同期整流素子の両端の電圧を検出し、当該電圧が第１閾値電圧より小さい場合に前記同期整流素子をオンする信号を出力し、前記電圧が第２閾値電圧より大きい場合に前記同期整流素子をオフする信号を出力する
　（１）又は（２）に記載の同期整流制御回路。
（４）
　前記第１ドライブ部は、
　ＳＲフリップフロップと、
　前記ＳＲフリップフロップのセット端子に対して出力が接続される第１コンパレータと、
　前記ＳＲフリップフロップのリセット端子に対して出力が接続される第２コンパレータと、
　前記第１コンパレータの非反転入力に対して接続され、前記第１閾値電圧を出力する第１基準電圧源と、
　前記第２コンパレータの反転入力に対して接続され、前記第２閾値電圧を出力する第２基準電圧源と、
　前記ＳＲフリップフロップの出力を入力とし、当該入力に応じて前記同期整流素子を駆動する信号を出力する第１バッファとを有する
　（３）に記載の同期整流制御回路。
（５）
　前記同期整流素子はＭＯＳＦＥＴであり、前記第１コンパレータの反転入力と前記第２コンパレータの非反転入力とが前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子が、前記第１閾値電圧及び前記第２閾値電圧に対する基準とされている
　（４）に記載の同期整流制御回路。
（６）
　前記所定の期間は、前記同期整流素子の両端の電圧が前記第２閾値電圧に達した後から前記整流電流が流れなくなるまでの期間である
　（３）から（５）までの何れかに記載の同期整流制御回路。
（７）
　前記第２ドライブ部は、
　オペアンプと、
　前記オペアンプの非反転入力に接続され、前記所定の閾値電圧である第３閾値電圧を出力する第３基準電圧源と、
　前記オペアンプのゲイン及び位相を調整する調整回路と、
　前記オペアンプの出力を入力とし、当該入力に応じて前記同期整流素子を駆動する信号を出力する第２バッファとを有する
　（３）から（６）までの何れかに記載の同期整流制御回路。
（８）
　前記同期整流素子はＭＯＳＦＥＴであり、前記オペアンプの反転入力が前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子が、前記第１閾値電圧、前記第２閾値電圧及び前記第３閾値電圧の基準とされている
　（７）に記載の同期整流制御回路。
（９）
　第１閾値電圧＜第３閾値電圧＜第２閾値電圧＜０が成り立つ関係に設定されている
　（８）に記載の同期整流制御回路。
（１０）
　前記ドライブ切換部は、
　前記第１ドライブ部の出力が反転された出力に応じてオン／オフし、オンした場合に前記第２ドライブ部の出力を前記同期整流素子の制御端子に供給するスイッチング素子と、
　前記スイッチング素子がオフした場合に前記第１ドライブ部の出力が前記同期整流素子の制御端子に供給される出力ラインとを有する
　（１）から（９）までの何れかに記載の同期整流制御回路。
（１１）
　前記ドライブ切換部は、
　ソース端子が前記第２ドライブ部からの出力に接続され、ドレイン端子が前記同期整流素子の制御端子に接続されている前記スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴと、
　前記第１ドライブ部の出力側と前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子との間に接続されているインバータと、
　アノード端子が前記第１ドライブ部の出力側に接続され、カソード端子が前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子と前記同期整流素子の制御端子との間の接続中点に接続されているダイオードとを有する
　（１０）に記載の同期整流制御回路。
（１２）
　前記同期整流素子は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、整流電流が当該ＭＯＳＦＥＴのソース端子からドレイン端子に流れる
　（１）から（１１）までの何れかに記載の同期整流制御回路。
（１３）
　前記２次側の出力巻線の一方が、２次側に設けられる平滑コンデンサの正極端子に接続され、前記出力巻線の他方が前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続されている
　（１２）に記載の同期整流制御回路。
（１４）
　前記第１ドライブ部、前記第２ドライブ部及びドライブ切換部が動作するための電力を供給する電源部を有する
　（１）から（１３）までの何れかに記載の同期整流制御回路。
（１５）
　第１ドライブ部が、２次側に設けられた同期整流素子のオン／オフを制御する信号を出力し、
　第２ドライブ部が、前記２次側に整流電流が流れる所定の期間、前記同期整流素子の両端間の電圧が所定の閾値電圧と等しくなる制御を行い、
　ドライブ切換部が、前記第１ドライブ部からの出力と、前記第２ドライブ部からの出力とを選択的に前記同期整流素子に供給する
　同期整流制御回路における制御方法。
（１６）
　１次側に入力電源が接続され、２次側に負荷が接続され、
　前記２次側に設けられる同期整流素子を制御する（１）から（１４）までの何れかに記載の同期整流回路を有する
　電源システム。
（１７）
　（１６）に記載の電源システムから、電力の供給を受ける電子機器。
（１８）
　（１６）に記載の電源システムから、電力の供給を受けて車両の駆動力に変換する変換装置と、前記電源システムに関する情報に基づいて車両制御に関する情報処理を行なう制御装置とを有する電動車両。
（１９）
　他の機器とネットワークを介して信号を送受信する電力情報送受信部を備え、
　前記電力情報送受信部が受信した情報に基づき、（１６）に記載の電源システムの充放電制御を行う電力システム。
（２０）
　（１６）に記載の電源システムから電力の供給を受け、または発電装置または電力網から前記電源システムに電力を供給する電力システム。

＜３．応用例＞
　本開示に係る技術は、様々な製品へ応用することができる。例えば、上述した実施の形態に係る同期整流制御回路を有する電源システムとして、本開示を実現することも可能である。さらに、このような電源システムは、自動車、電気自動車、ハイブリッド電気自動車、自動二輪車、自転車、パーソナルモビリティ、飛行機、ドローン、船舶、ロボット、建設機械、農業機械（トラクター）などのいずれかの種類の移動体に搭載される装置として実現されてもよい。以下、具体的な応用例について説明するが、本開示の内容が以下に説明する応用例に限定されるものではない。

「応用例としての車両における蓄電システム」
　本開示を車両用の蓄電システムに適用した例について、図６を参照して説明する。図６に、本開示が適用されるシリーズハイブリッドシステムを採用するハイブリッド車両の構成の一例を概略的に示す。シリーズハイブリッドシステムはエンジンで動かす発電機で発電された電力、あるいはそれをバッテリーに一旦貯めておいた電力を用いて、電力駆動力変換装置で走行する車である。

　このハイブリッド車両７２００には、エンジン７２０１、発電機７２０２、電力駆動力変換装置７２０３、駆動輪７２０４ａ、駆動輪７２０４ｂ、車輪７２０５ａ、車輪７２０５ｂ、バッテリー７２０８、車両制御装置７２０９、各種センサ７２１０、充電口７２１１が搭載されている。バッテリー７２０８の制御回路や車両制御装置７２０９の回路に対して、上述した本開示の実施の形態に係る同期整流制御回路が適用される。

　ハイブリッド車両７２００は、電力駆動力変換装置７２０３を動力源として走行する。電力駆動力変換装置７２０３の一例は、モーターである。バッテリー７２０８の電力によって電力駆動力変換装置７２０３が作動し、この電力駆動力変換装置７２０３の回転力が駆動輪７２０４ａ、７２０４ｂに伝達される。なお、必要な個所に直流－交流（ＤＣ－ＡＣ）あるいは逆変換（ＡＣ－ＤＣ変換）を用いることによって、電力駆動力変換装置７２０３が交流モーターでも直流モーターでも適用可能である。各種センサ７２１０は、車両制御装置７２０９を介してエンジン回転数を制御したり、図示しないスロットルバルブの開度（スロットル開度）を制御したりする。各種センサ７２１０には、速度センサ、加速度センサ、エンジン回転数センサなどが含まれる。

　エンジン７２０１の回転力は発電機７２０２に伝えられ、その回転力によって発電機７２０２により生成された電力をバッテリー７２０８に蓄積することが可能である。

　図示しない制動機構によりハイブリッド車両が減速すると、その減速時の抵抗力が電力駆動力変換装置７２０３に回転力として加わり、この回転力によって電力駆動力変換装置７２０３により生成された回生電力がバッテリー７２０８に蓄積される。

　バッテリー７２０８は、ハイブリッド車両の外部の電源に接続されることで、その外部電源から充電口７２１１を入力口として電力供給を受け、受けた電力を蓄積することも可能である。

　図示しないが、二次電池に関する情報に基づいて車両制御に関する情報処理を行なう情報処理装置を備えていても良い。このような情報処理装置としては、例えば、電池の残量に関する情報に基づき、電池残量表示を行う情報処理装置などがある。

　なお、以上は、エンジンで動かす発電機で発電された電力、或いはそれをバッテリーに一旦貯めておいた電力を用いて、モーターで走行するシリーズハイブリッド車を例として説明した。しかしながら、エンジンとモーターの出力がいずれも駆動源とし、エンジンのみで走行、モーターのみで走行、エンジンとモーター走行という３つの方式を適宜切り替えて使用するパラレルハイブリッド車に対しても本開示は有効に適用可能である。さらに、エンジンを用いず駆動モーターのみによる駆動で走行する所謂、電動車両に対しても本開示は有効に適用可能である。

　以上、本開示に係る技術が適用され得るハイブリッド車両７２００の一例について説明した。本開示の一実施の形態に係る同期整流制御回路又は同期整流制御回路を含む電源システムは、例えば、バッテリー７２０８若しくはそれに関係する回路に適用することができる。

　「応用例としての住宅における蓄電システム」
　本開示を住宅用の蓄電システムに適用した例について、図７を参照して説明する。例えば住宅９００１用の蓄電システム９１００においては、火力発電９００２ａ、原子力発電９００２ｂ、水力発電９００２ｃ等の集中型電力系統９００２から電力網９００９、情報網９０１２、スマートメータ９００７、パワーハブ９００８等を介し、電力が蓄電装置９００３に供給される。これと共に、家庭内発電装置９００４等の独立電源から電力が蓄電装置９００３に供給される。蓄電装置９００３に供給された電力が蓄電される。蓄電装置９００３を使用して、住宅９００１で使用する電力が給電される。住宅９００１に限らずビルに関しても同様の蓄電システムを使用できる。

　住宅９００１には、発電装置９００４、電力消費装置９００５、蓄電装置９００３、各装置を制御する制御装置９０１０、スマートメータ９００７、各種情報を取得するセンサ９０１１が設けられている。各装置は、電力網９００９および情報網９０１２によって接続されている。発電装置９００４として、太陽電池、燃料電池等が利用され、発電した電力が電力消費装置９００５および／または蓄電装置９００３に供給される。電力消費装置９００５は、冷蔵庫９００５ａ、空調装置９００５ｂ、テレビジョン受信機９００５ｃ、風呂９００５ｄ等である。さらに、電力消費装置９００５には、電動車両９００６が含まれる。電動車両９００６は、電気自動車９００６ａ、ハイブリッドカー９００６ｂ、電気バイク９００６ｃである。

　蓄電装置９００３の周辺回路に対して、上述した本開示の実施の形態に係る同期整流制御回路が適用される。スマートメータ９００７は、商用電力の使用量を測定し、測定された使用量を、電力会社に送信する機能を備えている。電力網９００９は、直流給電、交流給電、非接触給電の何れか一つまたは複数を組み合わせても良い。

　各種のセンサ９０１１は、例えば人感センサ、照度センサ、物体検知センサ、消費電力センサ、振動センサ、接触センサ、温度センサ、赤外線センサ等である。各種センサ９０１１により取得された情報は、制御装置９０１０に送信される。センサ９０１１からの情報によって、気象の状態、人の状態等が把握されて電力消費装置９００５を自動的に制御してエネルギー消費を最小とすることができる。さらに、制御装置９０１０は、住宅９００１に関する情報をインターネットを介して外部の電力会社等に送信することができる。

　パワーハブ９００８によって、電力線の分岐、直流交流変換等の処理がなされる。制御装置９０１０と接続される情報網９０１２の通信方式としては、ＵＡＲＴ(Universal Asynchronous Receiver-Transmitter:非同期シリアル通信用送受信回路）等の通信インターフェースを使う方法、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、ＺｉｇＢｅｅ（登録商標）、Ｗｉ-Ｆｉ（登録商標）等の無線通信規格によるセンサネットワークを利用する方法がある。Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）方式は、マルチメディア通信に適用され、一対多接続の通信を行うことができる。ＺｉｇＢｅｅ（登録商標）は、ＩＥＥＥ(Institute of Electrical and Electronics Engineers) ８０２．１５．４の物理層を使用するものである。ＩＥＥＥ８０２．１５．４は、ＰＡＮ(Personal Area Network) またはＷ(Wireless)ＰＡＮと呼ばれる短距離無線ネットワーク規格の名称である。

　制御装置９０１０は、外部のサーバ９０１３と接続されている。このサーバ９０１３は、住宅９００１、電力会社、サービスプロバイダーの何れかによって管理されていても良い。サーバ９０１３が送受信する情報は、たとえば、消費電力情報、生活パターン情報、電力料金、天気情報、天災情報、電力取引に関する情報である。これらの情報は、家庭内の電力消費装置（たとえばテレビジョン受信機）から送受信しても良いが、家庭外の装置（たとえば、携帯電話機等）から送受信しても良い。これらの情報は、表示機能を持つ機器、たとえば、テレビジョン受信機、携帯電話機、ＰＤＡ(Personal Digital Assistants)等に、表示されても良い。

　各部を制御する制御装置９０１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit ）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等で構成され、この例では、蓄電装置９００３に格納されている。制御装置９０１０は、蓄電装置９００３、家庭内発電装置９００４、電力消費装置９００５、各種センサ９０１１、サーバ９０１３と情報網９０１２により接続され、例えば、商用電力の使用量と、発電量とを調整する機能を有している。なお、その他にも、電力市場で電力取引を行う機能等を備えていても良い。

　以上のように、電力が火力９００２ａ、原子力９００２ｂ、水力９００２ｃ等の集中型電力系統９００２のみならず、家庭内発電装置９００４（太陽光発電、風力発電）の発電電力を蓄電装置９００３に蓄えることができる。したがって、家庭内発電装置９００４の発電電力が変動しても、外部に送出する電力量を一定にしたり、または、必要なだけ放電するといった制御を行うことができる。例えば、太陽光発電で得られた電力を蓄電装置９００３に蓄えると共に、夜間は料金が安い深夜電力を蓄電装置９００３に蓄え、昼間の料金が高い時間帯に蓄電装置９００３によって蓄電した電力を放電して利用するといった使い方もできる。

　なお、この例では、制御装置９０１０が蓄電装置９００３内に格納される例を説明したが、スマートメータ９００７内に格納されても良いし、単独で構成されていても良い。さらに、蓄電システム９１００は、集合住宅における複数の家庭を対象として用いられてもよいし、複数の戸建て住宅を対象として用いられてもよい。

　以上、本開示に係る技術が適用され得る蓄電システム９１００の一例について説明した。本開示に係る技術は、以上説明した構成のうち、蓄電装置９００３に好適に適用され得る。具体的には、一実施の形態に係る同期整流制御回路又は当該回路を含む電源システムを蓄電装置９００３に関係する回路に適用することができる。

１・・・電源回路、２・・・同期整流制御回路、２２，５１・・・ＭＯＳＦＥＴ、２２ａ・・・寄生ダイオード、３０・・・第１ドライブ部、３１・・・第１基準電圧源、３２・・・第２基準電圧源、４０・・・第２ドライブ部、４１・・・第３基準電圧源、４２・・・調整回路、５０・・・ドライブ切換部、６０・・・電源部、ＣＭＰ１，ＣＭＰ２・・・コンパレータ、ＦＰ１・・・ＳＲフリップフロップ、ＢＵＦ１・・・第１バッファ、ＡＭＰ１・・・オペアンプ、ＢＵＦ２・・・第２バッファ、ＩＮＶ１・・・インバータ、Ｄ１・・・ダイオード

Claims (20)

1. 　２次側に設けられた同期整流素子のオン／オフを制御する信号を出力する第１ドライブ部と、
   　前記２次側に整流電流が流れる所定の期間、前記同期整流素子の両端間の電圧が所定の閾値電圧と等しくなる制御を行う第２ドライブ部と、
   　前記第１ドライブ部からの出力と、前記第２ドライブ部からの出力とを選択的に前記同期整流素子に供給するドライブ切換部と
   　を有する同期整流制御回路。
2. 　前記ドライブ切換部は、前記第１ドライブ部が前記同期整流素子をオンさせる信号を出力する場合は当該信号を前記同期整流素子に供給し、前記第１ドライブ部が前記同期整流素子をオフさせる信号を出力する場合は前記第２ドライブ部の制御に基づく信号を前記同期整流素子に供給する
   　請求項１に記載の同期整流制御回路。
3. 　前記第１ドライブ部は、前記同期整流素子の両端の電圧を検出し、当該電圧が第１閾値電圧より小さい場合に前記同期整流素子をオンする信号を出力し、前記電圧が第２閾値電圧より大きい場合に前記同期整流素子をオフする信号を出力する
   　請求項１に記載の同期整流制御回路。
4. 　前記第１ドライブ部は、
   　ＳＲフリップフロップと、
   　前記ＳＲフリップフロップのセット端子に対して出力が接続される第１コンパレータと、
   　前記ＳＲフリップフロップのリセット端子に対して出力が接続される第２コンパレータと、
   　前記第１コンパレータの非反転入力に対して接続され、前記第１閾値電圧を出力する第１基準電圧源と、
   　前記第２コンパレータの反転入力に対して接続され、前記第２閾値電圧を出力する第２基準電圧源と、
   　前記ＳＲフリップフロップの出力を入力とし、当該入力に応じて前記同期整流素子を駆動する信号を出力する第１バッファとを有する
   　請求項３に記載の同期整流制御回路。
5. 　前記同期整流素子はＭＯＳＦＥＴであり、前記第１コンパレータの反転入力と前記第２コンパレータの非反転入力とが前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子が、前記第１閾値電圧及び前記第２閾値電圧に対する基準とされている
   　請求項４に記載の同期整流制御回路。
6. 　前記所定の期間は、前記同期整流素子の両端の電圧が前記第２閾値電圧に達した後から前記整流電流が流れなくなるまでの期間である
   　請求項３に記載の同期整流制御回路。
7. 　前記第２ドライブ部は、
   　オペアンプと、
   　前記オペアンプの非反転入力に接続され、前記所定の閾値電圧である第３閾値電圧を出力する第３基準電圧源と、
   　前記オペアンプのゲイン及び位相を調整する調整回路と、
   　前記オペアンプの出力を入力とし、当該入力に応じて前記同期整流素子を駆動する信号を出力する第２バッファとを有する
   　請求項３に記載の同期整流制御回路。
8. 　前記同期整流素子はＭＯＳＦＥＴであり、前記オペアンプの反転入力が前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子が、前記第１閾値電圧、前記第２閾値電圧及び前記第３閾値電圧の基準とされている
   　請求項７に記載の同期整流制御回路。
9. 　第１閾値電圧＜第３閾値電圧＜第２閾値電圧＜０が成り立つ関係に設定されている
   　請求項８に記載の同期整流制御回路。
10. 　前記ドライブ切換部は、
    　前記第１ドライブ部の出力が反転された出力に応じてオン／オフし、オンした場合に前記第２ドライブ部の出力を前記同期整流素子の制御端子に供給するスイッチング素子と、
    　前記スイッチング素子がオフした場合に前記第１ドライブ部の出力が前記同期整流素子の制御端子に供給される出力ラインとを有する
    　請求項１に記載の同期整流制御回路。
11. 　前記ドライブ切換部は、
    　ソース端子が前記第２ドライブ部からの出力に接続され、ドレイン端子が前記同期整流素子の制御端子に接続されている前記スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴと、
    　前記第１ドライブ部の出力側と前記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子との間に接続されているインバータと、
    　アノード端子が前記第１ドライブ部の出力側に接続され、カソード端子が前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子と前記同期整流素子の制御端子との間の接続中点に接続されているダイオードとを有する
    　請求項１０に記載の同期整流制御回路。
12. 　前記同期整流素子は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、整流電流が当該ＭＯＳＦＥＴのソース端子からドレイン端子に流れる
    　請求項１に記載の同期整流制御回路。
13. 　前記２次側の出力巻線の一方が、２次側に設けられる平滑コンデンサの正極端子に接続され、前記出力巻線の他方が前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴのソース端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続されている
    　請求項１２に記載の同期整流制御回路。
14. 　前記第１ドライブ部、前記第２ドライブ部及びドライブ切換部が動作するための電力を供給する電源部を有する
    　請求項１に記載の同期整流制御回路。
15. 　第１ドライブ部が、２次側に設けられた同期整流素子のオン／オフを制御する信号を出力し、
    　第２ドライブ部が、前記２次側に整流電流が流れる所定の期間、前記同期整流素子の両端間の電圧が所定の閾値電圧と等しくなる制御を行い、
    　ドライブ切換部が、前記第１ドライブ部からの出力と、前記第２ドライブ部からの出力とを選択的に前記同期整流素子に供給する
    　同期整流制御回路における制御方法。
16. 　１次側に入力電源が接続され、２次側に負荷が接続され、
    　前記２次側に設けられる同期整流素子を制御する請求項１に記載の同期整流回路を有する
    　電源システム。
17. 　請求項１６に記載の電源システムから、電力の供給を受ける電子機器。
18. 　請求項１６に記載の電源システムから、電力の供給を受けて車両の駆動力に変換する変換装置と、前記電源システムに関する情報に基づいて車両制御に関する情報処理を行なう制御装置とを有する電動車両。
19. 　他の機器とネットワークを介して信号を送受信する電力情報送受信部を備え、
    　前記電力情報送受信部が受信した情報に基づき、請求項１６に記載の電源システムの充放電制御を行う電力システム。
20. 　請求項１６に記載の電源システムから電力の供給を受け、または発電装置または電力網から前記電源システムに電力を供給する電力システム。

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