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WO2019088542A1 - Dgs를 포함하는 위상 천이기 및 이를 포함하는 전파 통신 모듈 - Google Patents

Dgs를 포함하는 위상 천이기 및 이를 포함하는 전파 통신 모듈 Download PDF

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Publication number
WO2019088542A1
WO2019088542A1 PCT/KR2018/012525 KR2018012525W WO2019088542A1 WO 2019088542 A1 WO2019088542 A1 WO 2019088542A1 KR 2018012525 W KR2018012525 W KR 2018012525W WO 2019088542 A1 WO2019088542 A1 WO 2019088542A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
microstrip
substrate
phase shifter
ground layer
liquid crystal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/KR2018/012525
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
민병욱
김훈배
김성은
문정민
최수석
유성필
정지환
장기석
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
LG Display Co Ltd
University Industry Foundation UIF of Yonsei University
Original Assignee
LG Display Co Ltd
University Industry Foundation UIF of Yonsei University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by LG Display Co Ltd, University Industry Foundation UIF of Yonsei University filed Critical LG Display Co Ltd
Priority to US16/762,047 priority Critical patent/US11569556B2/en
Priority to CN201880071761.2A priority patent/CN111316497B/zh
Publication of WO2019088542A1 publication Critical patent/WO2019088542A1/ko
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/184—Strip line phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H01P3/081—Microstriplines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/50—Structural association of antennas with earthing switches, lead-in devices or lightning protectors

Definitions

  • the present invention relates to a phase shifter including DGS and a radio communication module including the same.
  • a microstrip transmission line is widely used as a transmission line structure for implementing radio communication (RF) band, microwave band, and millimeter wave band wireless communication circuits and components.
  • RF radio communication
  • microwave band microwave band
  • a microstrip transmission line is fabricated on a printed circuit board (PCB) in a planar structure, and a defected ground structure (DGS) is etched and implemented on the ground plane.
  • PCB printed circuit board
  • DVS defected ground structure
  • the defect ground structure (DGS) is inserted into the transmission line, the length of the microstrip transmission line can be reduced, and the length of the wireless circuit can be reduced by applying the structure.
  • DGS defect ground structure
  • phase shifter that changes the phase of a transmission line using a property that the dielectric constant of the dielectric varies according to an applied voltage.
  • the phase shifter has a dielectric between the upper electrode and the lower electrode and changes the phase of the transmission line by adjusting the dielectric constant of the dielectric through the voltage applied to the upper electrode and the lower electrode.
  • the conventional phase shifter when the voltage applied to the upper electrode and the lower electrode is increased, the relative permittivity of the dielectric is reduced and the propagation constant is reduced, thereby controlling the phase of the transmission line.
  • the conventional phase shifter has a relatively large dielectric thickness and a large insertion loss, so that a high voltage must be applied for phase change of about 360 degrees.
  • An aspect of the present invention is to provide a phase shifter capable of sufficiently changing the phase of a transmission line through a relatively small applied voltage by using a thin liquid crystal layer and a radio communication module including the phase shifter.
  • an aspect of a phase shifter includes a first substrate, a microstrip formed on the first substrate to extend in a first direction, And a liquid crystal layer disposed in a space between the first substrate and the second substrate, wherein the ground layer has a defect ground pattern structure and has a defect ground structure (DGS), a second substrate disposed on the ground layer, , And a DC voltage is applied between the ground layer and the microstrip.
  • DGS defect ground structure
  • the liquid crystal layer may include a liquid crystal material whose dielectric constant is changed according to the magnitude of the DC voltage applied between the ground layer and the microstrip.
  • defect ground structure may include at least one opening in which a part of the region overlapping the microstrip is etched.
  • microstrip may be located at the center of the opening.
  • the width of the opening measured in the second direction intersecting with the first direction may be greater than the width of the microstrip measured in the second direction.
  • the at least one opening may be formed at regular intervals in the ground layer.
  • first substrate and the second substrate may include a glass substrate.
  • the ground layer may be formed of a metal material including copper.
  • a radio communication module including: an antenna for transmitting and receiving radio waves; a phase shifter for transmitting a transmission signal of an AC voltage to the antenna, And a voltage controller for adjusting the magnitude of a direct current voltage applied to the cloth, wherein the phase shifter comprises: a microstrip formed on the first substrate to extend in a first direction; A ground layer having a defect ground structure (DGS); a second substrate disposed on the ground layer; and a liquid crystal layer disposed in a space between the first substrate and the second substrate, The DC voltage is applied between the microstrip and the ground layer.
  • DDS defect ground structure
  • the apparatus may further include a power divider that divides the transmission signal received from the DC blocker that removes the DC voltage component into a plurality of the phase shifters.
  • the liquid crystal layer may include a material whose dielectric constant varies depending on the magnitude of the DC voltage applied between the ground layer and the microstrip.
  • the phase shifter and the radio communication module including the phase shifter of the present invention can reduce the thickness of the phase shifter by using a thin liquid crystal layer and reduce the production cost by using a small amount of liquid crystal.
  • phase shifter of the present invention and the radio communication module including the same can sufficiently adjust the phase size with a low applied voltage and reduce the signal loss, thereby improving the operation performance and efficiency of the phase shifter.
  • phase shifter of the present invention since the phase shifter of the present invention has a wide bandwidth, the entire bandwidth of the communication module is not limited by the phase shifter, so that the degree of freedom of chip design can be increased and the design cost can be reduced.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a radiocommunication module including a phase shifter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of a radio communication module including a phase shifter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 3 is a view for explaining a DC voltage applied to the phase shifter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a perspective view illustrating a phase shifter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a plan view showing the phase shifter of FIG.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view showing a section cut along the line A-A in Fig.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view showing a section taken along the line B-B in Fig.
  • phase shifter including a DGS structure according to some embodiments of the present invention and a radio frequency communication module including the phase shifter will be described in detail with reference to FIGS. 1 to 10.
  • FIG. 1 a phase shifter including a DGS structure according to some embodiments of the present invention and a radio frequency communication module including the phase shifter will be described in detail with reference to FIGS. 1 to 10.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a radiocommunication module including a phase shifter according to an embodiment of the present invention.
  • a radio communication module includes a phase shifter 100, an array antenna 200, a voltage controller 300, and a signal generator 400.
  • the phase shifter 100 is inserted in a transmission line and performs a function of shifting a phase of a signal transmitted through a transmission line.
  • the phase shifter 100 applies a direct current voltage (DC) between the microstrip (120 in Figure 3) used as a transmission line and the ground layer (140 in Figure 3) including the defect ground structure (DSG) (That is, shift) the phase of the signal passing through the oscillator 100.
  • DC direct current voltage
  • DSG defect ground structure
  • a liquid crystal layer (130 in FIG. 4) may be disposed between the microstrip (120 in FIG. 3) and the ground layer (140 in FIG. 3) of the phase shifter 100.
  • the DC voltage DC applied between the microstrip 120 of FIG. 3 and the grounding layer 140 of FIG. 3 is applied to the liquid crystal layer 130 of FIG. 4 to change the dielectric constant of the liquid crystal layer 130 .
  • the phase shifter 100 can change the phase delay amount of the transmission signal by changing the capacitance of the phase shifter 100, thereby shifting the phase of the transmission signal. A detailed description of the structure of the phase shifter 100 will be given later.
  • the array antenna 200 receives a transmission signal from the phase shifter 100 and generates a radio wave according to the transmission signal.
  • the array antenna 200 may include a plurality of antennas, and the plurality of antennas may be arranged in a predetermined pattern.
  • the array antenna 200 may include a plurality of grating antennas arranged at regular intervals, and may be designed to be mounted in one chip.
  • this is merely one example, and the present invention is not limited thereto.
  • the plurality of antennas included in the array antenna 200 may have various shapes such as an eddy, a straight line, and a curved line. Further, the plurality of antennas may be arranged or arranged to have different shapes.
  • the voltage controller 300 applies a DC voltage to the phase shifter 100.
  • One end of the voltage controller 300 is connected to the ground layer (140 in Fig. 3), and the other end is connected to the microstrip (120 in Fig. 3).
  • the voltage controller 300 applies a DC voltage DC to the liquid crystal layer 130 between the grounding layer 140 and the microstrip 120 in FIG. 4, 130).
  • the voltage controller 300 may be controlled by a control unit (not shown) included in the radio communication module.
  • a controller (not shown) may adjust the magnitude of the DC voltage (DC) output from the voltage controller 300 using a control signal to correct a phase error generated in the radio communication module. In this way, the magnitude of the phase shifted in the phase shifter 100 can be adjusted. As a result, the phase shifter 100 can correct the phase error by adjusting the phase of the transmission signal transmitted to the array antenna 200.
  • FIG. 2 is a block diagram of a radio communication module including a phase shifter according to another embodiment of the present invention.
  • a radio communication module 1000 includes a plurality of phase shifters 101, 102, 103 and 104, arrayed antennas 201, 202, 203 and 204, (250).
  • the radio wave communication module 1000 receives a transmission signal of an AC voltage from the signal generator 400.
  • the signal generator 400 includes a transmission signal generator 410 and a DC blocker 420.
  • the transmission signal generator 410 generates a transmission signal of the AC voltage and transmits it to the DC blocker 420.
  • the signal generated by the transmission signal generator 410 may include the noise of the DC voltage component.
  • the DC blocker 420 performs a function of removing the DC voltage component included in the transmission signal received from the transmission signal generator 410.
  • the power splitter 250 distributes the transmission signal received from the DC blocker 420 to a plurality of phase shifters 101, 102, 103, At this time, the transmitted transmission signal includes only the AC voltage component.
  • the transmission signals are applied to the microstrips (120 in FIG. 3) of the phase shifters 101, 102, 103 and 104 and are transmitted through the liquid crystal layers (130 in FIG. 4) , 203, 204, respectively.
  • the power divider 250 may transmit a transmission signal of the same size to each of the phase shifters 101, 102, 103, and 104.
  • phase shifters 101, 102, 103 and 104 and the array antennas 201, 202, 203 and 204 may be arranged so as to correspond one to one. That is, the same number of phase shifters 101, 102, 103, and 104 and the array antennas 201, 202, 203, and 204 may be included in one radio communication module.
  • a voltage controller (300 in FIG. 1) is connected to a plurality of phase shifters 101, 102, 103 and 104 so as to be connected to respective phase shifters 101, 102, 103 and 104 DC voltage (DC) can be applied.
  • the voltage controller (300 in FIG. 1) can apply the same DC voltage (DC) to each of the phase shifters (101, 102, 103, 104) or apply different DC voltage (DC).
  • FIG. 3 is a view for explaining a DC voltage applied to the phase shifter according to an embodiment of the present invention.
  • 4 is a perspective view illustrating a phase shifter according to an embodiment of the present invention.
  • 5 is a plan view showing the phase shifter of FIG. 6 is a cross-sectional view showing a section cut along the line A-A in Fig. 7 is a cross-sectional view showing a section taken along the line B-B in Fig.
  • a phase shifter according to an embodiment of the present invention includes a first substrate 110, a microstrip 120, a liquid crystal layer 130, a ground layer 140, (150).
  • the first substrate 110 and the second substrate 150 may comprise a semiconductor material, a dielectric material, or a non-conductive material.
  • the first substrate 110 and the second substrate 150 may be, for example, a semiconductor substrate.
  • Such a substrate may be made of silicon, strained Si, a silicon alloy, silicon carbide (SiC), silicon germanium (SiGe), silicon germanium carbide (SiGeC), germanium, germanium alloy, gallium arsenide (GaAs) InAs) and III-V semiconductors, II-VI semiconductors, combinations thereof, and laminates thereof.
  • it may be an organic plastic substrate or a glass substrate instead of a semiconductor substrate.
  • the first substrate 110 and the second substrate 150 are glass substrates.
  • the microstrip 120 may be disposed on the first substrate 110 and extend in the first direction.
  • the lower surface of the microstrip 120 may be in contact with the upper surface of the first substrate 110 and the side surface and the upper surface of the microstrip 120 may be in contact with the liquid crystal layer 130.
  • the micro strip 120 is illustrated as extending in the first direction only, the present invention is not limited thereto.
  • the microstrip 120 may be formed in an eddy or curved shape on the first substrate 110. Also, although not explicitly shown in the drawing, they may be arranged so as to overlap with the patches constituting the array antenna 200.
  • a portion of the microstrip 120 may be disposed to overlap the ground layer 140. Another portion of the microstrip 120 may be disposed to be exposed by the opening 145 of the ground layer 140. [ At this time, the microstrip 120 may be disposed to pass through the center of the opening 145 of the ground layer 140.
  • the present invention is not limited thereto.
  • the liquid crystal layer 130 is disposed in a space between the first substrate 110 and the second substrate 150.
  • the liquid crystal layer 130 covers the upper surface and side surfaces of the microstrip 120 and fills the space between the first substrate 110 and the second substrate 150 to cover the lower surface and the side surface of the ground layer 140.
  • the dielectric constant of the liquid crystal layer 130 may be changed by a DC voltage DC applied between the microstrip 120 and the ground layer 140.
  • the liquid crystal layer 130 includes a liquid crystal having a dielectric anisotropy.
  • the direction of the liquid crystal changes according to the magnitude of the electric field, and accordingly, the transmittance and the dielectric constant are changed by changing the polarization state of the light.
  • the ground layer 140 includes a defective ground structure DGS. Specifically, the ground layer 140 includes a plurality of openings 145, and the openings 145 are disposed to overlap with the microstrips 120, so that the inductance L of the transmission line with respect to the phase shifter 100, Can be increased.
  • the characteristic impedance Zc of the transmission line is Lt; / RTI >
  • L and C represent the inductance and the capacitance per unit length of the transmission line, respectively.
  • the phase shifter 100 can determine the characteristic impedance Zc for the phase shifter 100 based on this trade-off nature of the defect ground structure DGS.
  • the defect ground structure DGS formed in the ground layer 140 can reduce the physical length to increase the electrical length of the transmission line and to keep it equal to the electrical length before the defect ground structure DGS is inserted.
  • This principle is called the slow-wave effect. That is, when the defect ground structure DGS is inserted into the transmission line, a propagation delay effect in which the electrical length is increased at the same physical length occurs.
  • the defective ground structure has an advantage that the physical length of the phase shifter 100 can be reduced and the circuit can be downsized.
  • the ground layer 140 may comprise a metallic material.
  • the ground layer 140 may comprise a conductive material such as copper, iron, or the like.
  • the present invention is not limited thereto.
  • the opening 145 of the ground layer 140 including the defect ground structure DGS may expose a portion of the microstrip 120.
  • the width L12 of the opening 145 measured in the second direction intersecting with the first direction in which the microstrip 120 extends is smaller than the width L11 of the microstrip 120 measured in the second direction Can be largely formed.
  • the micro strip 120 may be arranged to pass through the center of the opening 145. That is, the microstrip 120 and the opening 145 may be arranged to have the same center and overlap each other.
  • the ground layer 140 may include a plurality of openings 145. At this time, the plurality of openings 145 may be formed at regular intervals on the ground layer 140. However, the present invention is not limited thereto, and the openings 145 may be randomly distributed at non-uniform intervals to form the defect ground structure DGS.
  • the top and side surfaces of the microstrip 120 and the bottom and side surfaces of the ground layer 140 may be covered by the liquid crystal layer 130.
  • the microstrip 120 and the ground layer 140 may be spaced apart from each other and may be connected to the microstrip 120 and the ground layer 140 by a DC voltage applied between the microstrip 120 and the ground layer 140.
  • An electric field may be formed between the ground layers 140. The electric field applied in the liquid crystal layer 130 can change the dielectric constant of the liquid crystal layer 130.
  • the magnitude of the DC voltage DC applied between the microstrip 120 and the ground layer 140 to shift the phase of the phase shifter 100 by 360 degrees may be about 25 V or less. This means that it is possible to drive at a voltage lower than 140 V, which is a driving voltage for shifting the phase of the liquid crystal phase shifter by 360 degrees in the conventional technique.
  • the radiocommunication module of the present invention can adjust a sufficient phase size with a low applied voltage and reduce a signal loss, thereby improving the operation performance and efficiency of the phase shifter 100.
  • the height D2 of the liquid crystal layer 130 may be 10 m or less.
  • the height D1 of the microstrip 120 and the height D3 of the ground layer 140 may be the same or similar. However, this is merely one example, and the present invention is not limited thereto.
  • the thickness of the phase shifter 100 can be reduced by using the thin liquid crystal layer 130 in the radio communication module of the present invention, and the production cost can be reduced by using a small amount of liquid crystal.
  • the A1 region and the A3 region have a relatively large capacitance value in the transmission line, and the A2 region has a relatively large inductance value in the transmission line.
  • the transmission line has a phase delay proportional to the square root of the product of the inductance and the capacitance. That is, in the phase shifter 100 including the defect ground structure DGS, the degree of the phase delay is determined by the ratio of the opening 145 and the portion that is not the opening 145.
  • the dielectric constant of the liquid crystal layer 130 located between the microstrip 120 and the ground layer 140 is changed by the direct current voltage DC applied to the microstrip 120 and the ground layer 140. This change in the dielectric constant can change the capacitance of the phase shifter 100 and ultimately change the degree of phase shift of the phase shifter 100.
  • the phase shifter 100 of the present invention changes the size of the phase shifted in the phase shifter 100 by changing the magnitude of the DC voltage DC applied between the microstrip 120 and the ground layer 140, Can be changed. Accordingly, the user can freely change the magnitude of the phase that is changed in the phase shifter 100, and when a phase error occurs due to a radio wave disturbance factor (for example, diffraction and interference of radio waves) Can be corrected through the change of the magnitude of the phase.
  • a radio wave disturbance factor for example, diffraction and interference of radio waves
  • phase shifter 100 of the present invention increases the inductance through the defect ground structure DGS without increasing the length of the transmission line or adding another device, the insertion loss of the transmission signal is not greatly increased .
  • FIG. 8 to 10 are graphs showing operational performance of a phase shifter according to an embodiment of the present invention. Specifically, FIG. 8 shows the relationship between the frequency and the reflection coefficient of the phase shifter 100 according to an embodiment of the present invention. 9 shows the relationship between the insertion loss and the frequency of the phase shifter 100 according to an embodiment of the present invention. 10 shows a relationship between the frequency and the phase of the phase shifter 100 according to an embodiment of the present invention.
  • S11 represents the output value of the first port with respect to the input value of the first port. That is, the input port and the output port are the same.
  • S12 represents the output value of the second port with respect to the input value of the first port. 8 to 10, the solid line indicates the maximum value of the voltage applied to the liquid crystal layer 130 (that is, the maximum permittivity), the dotted line indicates the minimum value of the voltage applied to the liquid crystal layer 130 .
  • the magnitude of the signal reflected to the input port is about 1/100 to 1/80 of that of the signal applied to the input port (30 GHz ).
  • the signal output to the output port is about half the size of the signal applied to the input port.
  • the insertion loss of 3.1 dB means that about half of the input power is outputted (on the basis of 30 GHz).
  • the phase of the signal output to the output port compared with the signal applied to the input port is about 400 degrees, and the phase change required by the phase shifter is 360 degrees .
  • the phase shifter of the present invention can reduce the thickness of the phase shifter by using a thin liquid crystal layer as compared with the conventional technology, and the production cost can be reduced by using a small amount of liquid crystal.
  • the phase shifter of the present invention has a low-pass shape, not having a limited bandwidth, and has an advantage that it can be used from 0 Hz to 30 GHz. Further, in the case of the phase shifter of the present invention, the total length required to realize a phase difference of 360 degrees is about 1.5 cm, which can be manufactured in a size smaller than that of the prior art, There are advantages.

Landscapes

  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

본 발명은 DGS를 포함하는 위상 천이기 및 이를 포함하는 전파 통신 모듈에 관한 것이다. 상기 위상 천이기는, 제1 기판, 상기 제1 기판 상에 제1 방향으로 연장되도록 형성되는 마이크로스트립, 상기 마이크로스트립의 상면 상에 이격되어 배치되며, 결함 패턴이 형성되어 결함접지구조(DGS)를 갖는 접지층, 상기 접지층 상에 배치되는 제2 기판, 및 상기 제1 기판과 상기 제2 기판 사이의 공간에 배치되는 액정층을 포함하되, 상기 접지층과 상기 마이크로스트립 사이에는 직류 전압이 인가된다.

Description

DGS를 포함하는 위상 천이기 및 이를 포함하는 전파 통신 모듈
본 발명은 DGS를 포함하는 위상 천이기 및 이를 포함하는 전파 통신 모듈에 관한 것이다.
RF(Radio Frequency) 대역, 마이크로파 대역, 밀리미터파 대역의 무선통신용 회로나 부품을 구현하기 위한 전송선로 구조로는 대표적으로 마이크로스트립 전송선로가 널리 사용되고 있다. 마이크로스트립 전송선로는 일반적으로 평면형 구조로 인쇄회로기판(Printed Circuit Board, PCB) 상에 제작되고, 그 접지면에는 결함접지구조(Defected Ground Structure, DGS)가 식각되어 구현되어 있는 것이 일반적이다.
종래 기술에서 결함접지구조(DGS)를 전송선로에 삽입하면 마이크로스트립 전송선로의 길이를 줄일 수 있으며, 이를 응용하여 무선회로의 길이를 줄일 수 있다. 다만, 마이크로스트립 전송선로의 접지면에 결함접지구조(DGS)를 삽입하더라도 원하는 전기적 성능을 유지하면서 마이크로스트립 전송선로의 길이를 줄이는 데에는 한계가 있다.
또한, 종래 기술에서 유전체의 유전율이 인가전압에 따라 가변되는 특성을 이용하여 전송선로의 위상을 변경하는 위상 천이기가 이용되었다. 위상 천이기는 상부 전극과 하부 전극 사이에 유전체를 구비하며, 상부 전극과 하부 전극에 인가되는 전압을 통해 유전체의 유전율을 조절함으로써, 전송선로의 위상을 변경한다. 종래의 위상 천이기는 상부 전극과 하부 전극에 인가되는 전압을 증가시키는 경우, 유전체의 상대 유전율이 감소되고 이를 통해 전파 상수가 감소됨으로써, 전송 선로의 위상이 조절되는 방식을 이용하였다.
다만, 종래의 위상 천이기의 경우, 상대적으로 큰 유전체의 두께를 가지며, 삽입 손실이 크게 발생하여 약 360도의 위상 변화를 위해서는 높은 전압을 인가해야 하는 문제점이 있었다.
본 발명은 얇은 두께의 액정층을 이용함으로써 상대적으로 작은 인가 전압을 통해 전송선로의 위상을 충분히 변화시킬 수 있는 위상 천이기와 이를 포함하는 전파 통신 모듈을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 위상 천이기가 넓은 대역폭을 가짐으로써, 통신 모듈의 전체 대역폭이 위상 천이기에 의해 제한되지 않도록 하는 전파 통신 모듈을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있고, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기에 대한 일 면(aspect)은, 제1 기판, 상기 제1 기판 상에 제1 방향으로 연장되도록 형성되는 마이크로스트립, 상기 마이크로스트립의 상면 상에 이격되어 배치되며, 결함 패턴이 형성되어 결함접지구조(DGS)를 갖는 접지층, 상기 접지층 상에 배치되는 제2 기판, 및 상기 제1 기판과 상기 제2 기판 사이의 공간에 배치되는 액정층을 포함하되, 상기 접지층과 상기 마이크로스트립 사이에는 직류 전압이 인가된다.
또한, 상기 액정층은, 상기 접지층과 상기 마이크로스트립 사이에 인가되는 상기 직류 전압의 크기에 따라 유전율이 변경되는 액정(liquid crystal) 물질을 포함할 수 있다.
또한, 상기 결함접지구조는, 상기 마이크로스트립과 오버랩되는 영역 중 일부가 식각된 하나 이상의 개구부를 포함할 수 있다.
또한, 상기 마이크로스트립은, 상기 개구부의 중앙에 위치할 수 있다.
또한, 상기 제1 방향과 교차하는 제2 방향으로 측정한 상기 개구부의 너비는, 상기 제2 방향으로 측정한 상기 마이크로스트립의 너비보다 크게 형성될 수 있다.
또한, 상기 하나 이상의 개구부는, 상기 접지층 내에 일정 간격으로 형성될 수 있다.
또한, 상기 제1 기판 및 상기 제2 기판은, 유리 기판을 포함할 수 있다.
또한, 상기 접지층은, 구리를 포함하는 금속 물질로 형성될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 전파 통신 모듈에 대한 일 면은, 전파를 송수신하는 안테나, 상기 안테나에 교류 전압의 전송 신호를 전달하되, 상기 전송 신호의 위상을 변경하는 위상 천이기, 및 상기 위상 천이기에 인가되는 직류 전압의 크기를 조절하는 전압 제어기를 포함하되, 상기 위상 천이기는, 제1 기판 상에 제1 방향으로 연장되도록 형성되는 마이크로스트립과, 상기 마이크로스트립의 상면 상에 이격되어 배치되고 결함접지구조(DGS)를 갖는 접지층과, 상기 접지층 상에 배치되는 제2 기판과, 상기 제1 기판과 상기 제2 기판 사이의 공간에 배치되는 액정층을 포함하되, 상기 전압 제어기는, 상기 마이크로스트립과 상기 접지층 사이에 상기 직류 전압을 인가한다.
또한, 직류 전압 성분을 제거하는 DC 블록커로부터 수신한 전송 신호를, 복수의 상기 위상 천이기에 분배하는 전력 분배기를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 액정층은, 상기 접지층과 상기 마이크로스트립 사이에 인가되는 상기 직류 전압의 크기에 따라 유전율이 변하는 물질을 포함할 수 있다.
본 발명의 위상 천이기와 이를 포함하는 전파 통신 모듈은, 얇은 액정층을 이용함으로써, 위상 천이기의 두께를 줄일 수 있고, 적은 양의 액정을 사용함으로써 생산 비용을 낮출 수 있다.
또한, 본 발명의 위상 천이기와 이를 포함하는 전파 통신 모듈은, 낮은 인가 전압으로 위상 크기를 충분히 조절함과 동시에, 신호 손실은 낮출 수 있어, 위상 천이기의 동작 성능 및 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 본 발명의 위상 천이기는 넓은 대역폭을 가짐으로써, 통신 모듈의 전체 대역폭이 위상 천이기에 의해 제한 받지 않아, 칩 설계의 자유도를 높일 수 있으며, 설계 비용을 낮출 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기를 포함하는 전파 통신 모듈에 대한 개략적인 블럭도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기를 포함하는 전파 통신 모듈에 대한 블럭도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기에 인가되는 직류 전압을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기를 나타내는 사시도이다.
도 5는 도 4의 위상 천이기를 나타내는 평면도이다.
도 6은 도 4의 A-A 선을 따라 자른 단면을 나타내는 단면도이다.
도 7은 도 4의 B-B 선을 따라 자른 단면을 나타내는 단면도이다.
도 8 내지 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기의 동작 성능을 나타내는 그래프이다.
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리키는 것으로 사용된다.
이하에서는, 본 발명의 몇몇 실시예에 따른 DGS 구조를 포함하는 위상 천이기 및 이를 포함하는 전파 통신 모듈에 대해 도 1 내지 도 10을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기를 포함하는 전파 통신 모듈에 대한 개략적인 블럭도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 전파 통신 모듈은 위상 천이기(100), 배열 안테나(200), 전압 제어기(300), 신호 발생기(400)를 포함한다.
위상 천이기(100)는 전송 선로에 삽입되어, 전송 선로를 통해 전달되는 신호의 위상(phase)을 시프트(shift)시키는 기능을 수행한다. 위상 천이기(100)는 전송 라인으로써 이용되는 마이크로스트립(도 3의 120)과 결함 접지 구조(DSG)를 포함하는 접지층(도 3의 140) 사이에 직류 전압(DC)을 인가함으로써 위상 천이기(100)를 통과하는 신호의 위상을 천이(즉, 시프트) 시킬 수 있다.
이때, 위상 천이기(100)의 마이크로스트립(도 3의 120)과 접지층(도 3의 140) 사이에는 액정층(도 4의 130)이 배치될 수 있다. 마이크로스트립(도 3의 120)과 접지층(도 3의 140) 사이에 인가되는 직류 전압(DC)은 액정층(도 4의 130)에 인가되어 액정층(도 4의 130)의 유전율을 변화시킨다.
즉, 위상 천이기(100)는 위상 천이기(100)의 커패시턴스를 변화시킴으로써 전송 신호의 위상 지연량이 변화시킬 수 있고, 이로 인하여 전송 신호의 위상(Phase)이 천이(shift) 될 수 있다. 위상 천이기(100)의 구조에 대한 자세한 설명은 이후에서 후술하도록 한다.
배열 안테나(200)는 위상 천이기(100)로부터 전송 신호를 전달받고, 전송 신호에 따른 전파를 발생시킬 수 있다. 배열 안테나(200)는 복수의 안테나를 포함할 수 있으며, 복수의 안테나는 일정 패턴으로 배치될 수 있다. 예를 들어, 배열 안테나(200)는 일정 간격으로 배치된 격자 모양의 복수의 안테나를 포함할 수 있으며, 하나의 칩 안에 실장 되도록 설계될 수 있다. 다만, 이는 하나의 예시에 불과하며, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
배열 안테나(200)에 포함된 복수의 안테나는 맴돌이형, 직선형, 곡선형의 다양한 형상을 가질 수 있다. 또한, 복수의 안테나는 각각 다른 형상을 갖도록 배치되거나 배열될 수 있다.
전압 제어기(300)는 위상 천이기(100)에 직류 전압을 인가한다. 전압 제어기(300)의 일단은 접지층(도 3의 140)에 연결되고, 타단은 마이크로스트립(도 3의 120)에 연결된다. 전압 제어기(300)는 접지층(도 3의 140)과 마이크로스트립(도 3의 120) 사이에 있는 액정층(도 4의 130)에 직류 전압(DC)을 인가하고, 이를 통해 액정층(도 4의 130)의 유전율을 변화시킨다.
전압 제어기(300)는 전파 통신 모듈에 포함된 제어부(미도시)에 의해 제어될 수 있다. 제어부(미도시)는 전파 통신 모듈에서 발생되는 위상 오차를 보정하기 위하여 제어 신호를 이용해 전압 제어기(300)에서 출력되는 직류 전압(DC)의 크기를 조절할 수 있다. 이를 통해, 위상 천이기(100)에서 천이되는 위상의 크기를 조절할 수 있다. 결과적으로 위상 천이기(100)는 배열 안테나(200)에 전달되는 전송 신호의 위상을 조절함으로써, 위상 오차를 보정할 수 있다.
도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 위상 천이기를 포함하는 전파 통신 모듈에 대한 블럭도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전파 통신 모듈(1000)은 복수의 위상 천이기(101, 102, 103, 104), 배열 안테나(201, 202, 203, 204), 전력 분배기(250)를 포함한다.
전파 통신 모듈(1000)은 신호 발생기(400)로부터 교류 전압의 전송 신호를 전달받는다. 신호 발생기(400)는 전송 신호 발생기(410)와, DC 블록커(420)를 포함한다.
전송 신호 발생기(410)는 교류 전압의 전송 신호를 생성하여 DC 블록커(420)에 전달한다. 다만, 전송 신호 발생기(410)에서 발생되는 신호에는 직류 전압 성분의 노이즈가 포함될 수 있다.
이때, DC 블록커(420)는 전송 신호 발생기(410)로부터 수신한 전송 신호에 포함된 직류 전압 성분을 제거하는 기능을 수행한다.
전력 분배기(250)는 DC 블록커(420)로부터 수신된 전송 신호를 복수의 위상 천이기(101, 102, 103, 104)에 분배한다. 이때, 분배되는 전송 신호는 교류 전압 성분만을 포함한다. 전송 신호는 각 위상 천이기(101, 102, 103, 104)의 마이크로스트립(도 3의 120)에 인가되며, 액정층(도 4의 130)을 통해 전파 형태로 각각의 배열 안테나(201, 202, 203, 204)에 전달될 수 있다. 이때, 전력 분배기(250)는 동일한 크기의 전송 신호를 각 위상 천이기(101, 102, 103, 104)에 전달할 수 있다.
위상 천이기(101, 102, 103, 104)와 배열 안테나(201, 202, 203, 204)는 각각 일대일 대응이 되도록 배치될 수 있다. 즉, 동일한 수의 위상 천이기(101, 102, 103, 104)와 배열 안테나(201, 202, 203, 204)가 하나의 전파 통신 모듈에 포함될 수 있다.
도면에 명확하게 도시하지는 않았으나, 전압 제어기(도 1의 300)는 복수의 위상 천이기(101, 102, 103, 104)와 연결되어, 각각의 위상 천이기(101, 102, 103, 104)에 직류 전압(DC)을 인가할 수 있다. 이때, 전압 제어기(도 1의 300)는 각각의 위상 천이기(101, 102, 103, 104)에 모두 동일한 직류 전압(DC)을 인가하거나, 서로 다른 직류 전압(DC)을 인가할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기에 인가되는 직류 전압을 설명하기 위한 도면이다. 도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기를 나타내는 사시도이다. 도 5는 도 4의 위상 천이기를 나타내는 평면도이다. 도 6은 도 4의 A-A 선을 따라 자른 단면을 나타내는 단면도이다. 도 7은 도 4의 B-B 선을 따라 자른 단면을 나타내는 단면도이다.
우선 도 3 및 도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기는 제1 기판(110), 마이크로스트립(120), 액정층(130), 접지층(140), 및 제2 기판(150)을 포함한다.
제1 기판(110)과 제2 기판(150)은 반도체 물질, 유전체 물질 또는 비도전체 물질을 포함할 수 있다. 제1 기판(110)과 제2 기판(150)은 예를 들어, 반도체(semiconductor) 기판일 수 있다. 이러한 기판은 실리콘, 스트레인 실리콘(strained Si), 실리콘 합금, 실리콘 카바이드(SiC), 실리콘 게르마늄(SiGe), 실리콘 게르마늄 카바이드(SiGeC), 게르마늄, 게르마늄 합금, 갈륨 아세나이드(GaAs), 인듐 아세나이드(InAs) 및 III-V 반도체, II-VI 반도체 중 하나, 이들의 조합물, 이들의 적층물을 포함할 수 있다. 또한, 필요에 따라서는 반도체 기판이 아닌 유기(organic) 플라스틱 기판, 또는 유리(glass) 기판일 수도 있다. 이하에서는 제1 기판(110)과 제2 기판(150)이 유리 기판인 것을 기초로 설명하도록 한다.
마이크로스트립(120)은 제1 기판(110) 상에 배치되며 제1 방향을 향해 연장되도록 형성될 수 있다. 마이크로스트립(120)의 하면은 제1 기판(110)의 상면에 접할 수 있으며, 마이크로스트립(120)의 측면 및 상면은 액정층(130)과 접할 수 있다. 도면에서 마이크로스트립(120)은 제1 방향으로만 연장되는 것으로 도시하였으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 마이크로스트립(120)은 제1 기판(110) 상에서 맴돌이 형상, 곡선 형상으로도 형성될 수 있다. 또한, 도면에 명확히 도시하지는 않았으나, 배열 안테나(200)를 구성하는 패치와 오버랩되도록 배치될 수 있다.
마이크로스트립(120)의 일부는 접지층(140)과 오버랩되도록 배치될 수 있다. 마이크로스트립(120)의 다른 일부는 접지층(140)의 개구부(145)에 의해 노출되도록 배치될 수 있다. 이때, 마이크로스트립(120)은 접지층(140)의 개구부(145)의 중심을 지나도록 배치될 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
액정층(130)은 제1 기판(110)과 제2 기판(150) 사이의 공간에 배치된다. 액정층(130)은 마이크로스트립(120)의 상면 및 측면을 덮고, 접지층(140)의 하면과 측면을 덮도록 제1 기판(110)과 제2 기판(150) 사이의 공간을 채운다. 액정층(130)은 마이크로스트립(120)과 접지층(140) 사이에 인가되는 직류 전압(DC)에 의해 유전율이 변경될 수 있다.
구체적으로, 액정층(130)은 유전율 이방성을 가지는 액정을 포함한다. 제1 기판(110)과 제2 기판(150) 사이에 전계가 인가되면 그 전계의 크기에 따라 액정의 방향자가 바뀌며, 그에 따라 광의 편광 상태를 바꿈으로써 투과율 및 유전율이 변경된다.
접지층(140)은 결함접지구조(DGS)를 포함한다. 구체적으로, 접지층(140)은 복수의 개구부(145)를 포함하고, 개구부(145)는 마이크로스트립(120)과 오버랩되도록 배치됨으로써, 위상 천이기(100)에 대한 전송 선로의 인덕턴스(L)의 크기를 증가시킬 수 있다.
이때, 전송 선로의 특성 임피던스(Zc)는
Figure PCTKR2018012525-appb-I000001
로 표현된다.
여기에서, L과 C는 각각 전송 선로의 단위 길이당 인덕턴스와 커패시턴스를 나타낸다.
즉, 접지층(140)에 개구부(145)의 숫자가 증가하여 마이크로스트립(120)의 노출되는 영역이 넓어지는 경우, 위상 천이기(100)의 인덕턴스(L)는 증가하고, 커패시턴스(C)는 감소된다. 반면, 접지층(140)에 개구부(145)의 숫자가 증가하여 마이크로스트립(120)의 노출되는 영역이 줄어드는 경우, 위상 천이기(100)의 커패시턴스(C)는 증가하고, 인덕턴스(L)는 감소한다. 따라서, 위상 천이기(100)는 결함접지구조(DGS)의 이러한 트레이드-오프(trade off) 성질을 기초로, 위상 천이기(100)에 대한 특성 임피던스(Zc)이 결정될 수 있다.
접지층(140)에 형성된 결함접지구조(DGS)는 전송 선로의 전기적 길이를 증가시키고, 결함접지구조(DGS)가 삽입되기 이전의 전기적 길이와 같게 유지하기 위하여 물리적 길이를 줄일 수 있다. 이러한 원리를 전파 지연 효과(slow-wave effect)라고 한다. 즉, 결함접지구조(DGS)가 전송 선로에 삽입되는 경우, 동일한 물리적 길이일 때 전기적 길이가 증가되는 전파 지연 효과가 발생한다.
따라서, 전송 선로의 전기적 길이를 동일하게 맞춰 주기 위해서는 물리적 길이를 감소시켜 주어야 한다. 이러한 원리에 의하여 결함접지구조(DGS)는 위상 천이기(100)의 물리적 길이를 줄여 회로를 소형화할 수 있는 장점이 있다.
또한, 접지층(140)은 금속 물질을 포함할 수 있다. 예를 들어, 접지층(140)은 구리, 철과 같은 도전성 물질을 포함할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
도 5를 참조하면, 결함접지구조(DGS)를 포함하는 접지층(140)의 개구부(145)는 마이크로스트립(120)의 일부를 노출시킬 수 있다. 이때, 마이크로스트립(120)이 연장되는 제1 방향과 교차하는 제2 방향으로 측정한 개구부(145)의 너비(L12)는, 제2 방향으로 측정한 마이크로스트립(120)의 폭(L11)보다 크게 형성될 수 있다.
이때, 마이크로스트립(120)는 개구부(145)의 중심을 관통하도록 배치될 수 있다. 즉, 마이크로스트립(120)과 개구부(145)는 동일한 중심을 갖도록 배치될 수 있으며, 서로 오버랩되도록 배치될 수 있다.
접지층(140)은 복수의 개구부(145)를 포함할 수 있다. 이때, 복수의 개구부(145)는 접지층(140) 상에서 일정 간격으로 형성될 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, 비균일한 간격으로 랜덤하게 개구부(145)가 분포되어 결함접지구조(DGS)를 이루도록 형성될 수 있다.
도 6을 참조하면, 마이크로스트립(120)의 상면 및 측면과 접지층(140)의 하면 및 측면은 액정층(130)에 의해 덮일 수 있다. 따라서, 마이크로스트립(120)과 접지층(140)은 서로 이격되도록 배치될 수 있으며, 마이크로스트립(120)과 접지층(140) 사이에 인가된 직류 전압(DC)에 의해 마이크로스트립(120)과 접지층(140) 사이에는 전계가 형성될 수 있다. 액정층(130) 내에 인가된 전계는 액정층(130)의 유전율을 변화시킬 수 있다.
이때, 위상 천이기(100)의 위상을 360도 천이시키기 위해 마이크로스트립(120)과 접지층(140) 사이에 인가되는 직류 전압(DC)의 크기는 약 25 V 이하가 될 수 있다. 이는 종래의 기술에서 액정 위상 천이기의 위상을 360도 천이시키기 위한 구동 전압인 140V 보다 낮은 전압에서 구동이 가능함을 의미한다.
즉, 본 발명의 전파 통신 모듈은 낮은 인가 전압으로 충분한 위상 크기를 조절함과 동시에, 신호 손실은 낮출 수 있어, 위상 천이기(100)의 동작 성능 및 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 액정층(130)의 높이(D2)는 10 μm 이하로 형성될 수 있다. 부가적으로, 마이크로스트립(120)의 높이(D1)와 접지층(140)의 높이(D3)는 서로 동일 또는 유사하게 형성될 수 있다. 다만, 이는 하나의 예시에 불과하며, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
즉, 본 발명의 전파 통신 모듈은 종래 기술에 비해 얇은 액정층(130)을 사용함으로써 위상 천이기(100)의 두께를 줄일 수 있고, 적은 양의 액정을 사용함으로써 생산 비용을 낮출 수 있다.
도 7을 참조하면, 위상 천이기(100)에서 A1 영역 및 A3 영역은 전송 선로에서 상대적으로 커패시턴스 값이 큰 부분이고, A2 영역은 전송 선로에서 상대적으로 인덕턴스 값이 큰 영역이다. 일반적으로 전송 선로는 인덕턴스와 커패시턴스의 곱의 제곱근에 비례하여 위상 지연이 발생한다. 즉, 결함접지구조(DGS)를 포함하는 위상 천이기(100)에서는 개구부(145)와 개구부(145)가 아닌 부분의 비율에 의해 위상 지연 정도가 결정된다.
다만, 마이크로스트립(120)과 접지층(140) 사이에 위치한 액정층(130)은 마이크로스트립(120)과 접지층(140)에 인가된 직류 전압(DC)에 의해 유전율이 변화된다. 이러한 유전율의 변화는 위상 천이기(100)의 커패시턴스를 변화시키고, 궁극적으로 위상 천이기(100)의 위상 천이 정도를 변화시킬 수 있다.
결과적으로, 본 발명의 위상 천이기(100)는 마이크로스트립(120)과 접지층(140) 사이에 인가되는 직류 전압(DC)의 크기를 변화시킴으로써 위상 천이기(100)에서 천이되는 위상의 크기를 변화시킬 수 있다. 이를 통해, 사용자는 위상 천이기(100)에서 변화되는 위상의 크기를 자유롭게 변화시킬 수 있으며, 전파 방해 요인(예를 들어, 전파의 회절 및 간섭)에 의해 위상의 오차가 발생하는 경우, 이러한 위상의 오차를 위상의 크기 변화를 통해 보정할 수 있다.
또한, 본 발명의 위상 천이기(100)는 전송 선로의 길이를 늘리거나 다른 장치를 추가하지 않고, 결함접지구조(DGS)를 통해 인덕턴스가 커지도록 하였으므로, 전송 신호의 삽입 손실이 크게 증가하지 않는다.
도 8 내지 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기의 동작 성능을 나타내는 그래프이다. 구체적으로, 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기(100)의 주파수와 반사계수 사이의 관계를 나타낸다. 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기(100)의 주파수와 삽입손실 사이의 관계를 나타낸다. 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 천이기(100)의 주파수와 위상 사이의 관계를 나타낸다.
여기에서, S11는 제1 포트의 입력값 대비 제1 포트의 출력값을 나타낸다. 즉, 입력 포트와 출력 포트가 동일함을 의미한다. S12는 제1 포트의 입력값 대비 제2 포트의 출력값을 나타낸다. 또한, 도 8 내지 도 10에서 실선은 액정층(130)에 인가된 전압의 최대값(즉, 최대 유전율)을 나타내고, 점선은 액정층(130)에 인가된 전압의 최소값(즉, 최소 유전율)을 나타낸다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 위상 천이기(100)에서, 입력 포트에 인가되는 신호 대비, 입력 포트로 반사되는 신호의 크기는 약 1/100 ∼ 1/80 정도에 해당함을 나타낸다(30Ghz 기준).
도 9를 참조하면, 본 발명의 위상 천이기(100)에서, 입력 포트에 인가되는 신호 대비, 출력 포트로 출력되는 신호의 크기는 절반 정도로, 종래 기술에 따른 위상 천이기와 비교할 때, 손실의 크기가 개선되었음을 나타낸다. 여기에서, 삽입 손실이 3.1dB라는 것은 입력된 파워의 절반 정도가 출력되어 나타난다는 것을 의미한다(30Ghz 기준).
도 10을 참조하면, 본 발명의 위상 천이기(100)에서, 입력 포트에 인가되는 신호 대비, 출력 포트로 출력되는 신호의 변화된 위상은 400도 정도로, 위상 천이기에서 요구되는 360도의 위상 변화를 만족시킴을 나타낸다.
이와 같이 본 발명의 위상 천이기는 종래 기술에 비해 얇은 액정층을 사용함으로써 위상 천이기의 두께를 줄일 수 있고, 적은 양의 액정을 사용함으로써 생산 비용을 낮출 수 있다.
또한, 본 발명의 위상 천이기는 한정된 대역폭을 갖는 것이 아닌 저주파 통과 형태를 가지며, 0 Hz 부터 30Ghz까지 사용 가능한 이점을 갖는다. 또한, 본 발명의 위상 천이기의 경우, 360도의 위상 차이를 구현하기 위해 필요한 전체 길이는 1.5cm 정도로, 종래 기술보다 작은 크기로 제조가 가능하기에 하나의 칩 안에 안테나까지 포함하여 설계가 가능하다는 장점이 있다.
전술한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

Claims (20)

  1. 제1 기판;
    상기 제1 기판 상에 제1 방향으로 연장되도록 형성되는 마이크로스트립;
    상기 마이크로스트립의 상면 상에 이격되어 배치되며, 결함 패턴이 형성되어 결함접지구조(DGS)를 갖는 접지층;
    상기 접지층 상에 배치되는 제2 기판; 및
    상기 제1 기판과 상기 제2 기판 사이의 공간에 배치되는 액정층을 포함하되,
    상기 접지층과 상기 마이크로스트립 사이에는 직류 전압이 인가되는 위상 천이기.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 액정층은, 상기 접지층과 상기 마이크로스트립 사이에 인가되는 상기 직류 전압의 크기에 따라 유전율이 변경되는 액정(liquid crystal) 물질을 포함하는 위상 천이기.
  3. 제1 항에 있어서,
    상기 결함접지구조는, 상기 마이크로스트립과 오버랩되는 영역 중 일부가 식각된 하나 이상의 개구부를 포함하는 위상 천이기.
  4. 제2 항에 있어서,
    상기 마이크로스트립은, 상기 개구부의 중앙에 위치하는 위상 천이기.
  5. 제2 항에 있어서,
    상기 제1 방향과 교차하는 제2 방향으로 측정한 상기 개구부의 너비는, 상기 제2 방향으로 측정한 상기 마이크로스트립의 너비보다 크게 형성되는 위상 천이기.
  6. 제2 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 개구부는, 상기 접지층 내에 일정 간격으로 형성되는 위상 천이기.
  7. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 기판 및 상기 제2 기판은, 유리 기판을 포함하는 위상 천이기.
  8. 제1 항에 있어서,
    상기 접지층은, 구리를 포함하는 금속 물질로 구성되는 위상 천이기.
  9. 제1 항에 있어서,
    상기 액정층의 두께는, 상기 접지층 및 상기 마이크로스트립의 두께의 합보다 크게 형성되는 위상 천이기.
  10. 전파를 송수신하는 배열 안테나;
    상기 배열 안테나에 교류 전압의 전송 신호를 전달하되, 상기 전송 신호의 위상을 변경하는 위상 천이기; 및
    상기 위상 천이기에 인가되는 직류 전압의 크기를 조절하는 전압 제어기를 포함하되,
    상기 위상 천이기는,
    제1 기판 상에 제1 방향으로 연장되도록 형성되는 마이크로스트립과,
    상기 마이크로스트립의 상면 상에 이격되어 배치되고 결함접지구조(DGS)를 갖는 접지층과,
    상기 접지층 상에 배치되는 제2 기판과,
    상기 제1 기판과 상기 제2 기판 사이의 공간에 배치되는 액정층을 포함하되,
    상기 전압 제어기는, 상기 마이크로스트립과 상기 접지층 사이에 상기 직류 전압을 인가하는 전파 통신 모듈.
  11. 제10 항에 있어서,
    직류 전압 성분을 제거하는 DC 블록커로부터 수신한 전송 신호를, 복수의 상기 위상 천이기에 분배하는 전력 분배기를 더 포함하는 전파 통신 모듈.
  12. 제10 항에 있어서,
    상기 배열 안테나는, 일정 간격으로 배치된 복수의 안테나를 포함하는 전파 통신 모듈.
  13. 제12 항에 있어서,
    복수의 상기 위상 천이기는, 상기 복수의 안테나와 일대일 매칭되도록 배치되는 전파 통신 모듈.
  14. 제10 항에 있어서,
    상기 액정층은, 상기 접지층과 상기 마이크로스트립 사이에 인가되는 상기 직류 전압의 크기에 따라 유전율이 변하는 물질을 포함하는 전파 통신 모듈.
  15. 제14 항에 있어서,
    상기 위상 천이기에 인가되는 직류 전압의 크기는 25V보다 작고 0V보다 크게 형성되는 전파 통신 모듈.
  16. 제10 항에 있어서,
    상기 결함접지구조는, 상기 마이크로 스트립과 오버랩되는 영역 중 일부가 식각된 하나 이상의 개구부를 포함하는 전파 통신 모듈.
  17. 제10 항에 있어서,
    상기 마이크로스트립은, 상기 개구부의 중앙에 위치하는 전파 통신 모듈.
  18. 제10 항에 있어서,
    상기 제1 방향과 교차하는 제2 방향으로 측정한 상기 개구부의 너비는, 상기 제2 방향으로 측정한 상기 마이크로스트립의 너비보다 크게 형성되는 전파 통신 모듈.
  19. 제10 항에 있어서,
    상기 전압 제어기는, 상기 위상 천이기에 인가되는 직류 전압의 크기를 조절하여, 상기 액정층의 유전율을 변화시키는 전파 통신 모듈.
  20. 제10 항에 있어서,
    상기 액정층의 두께는, 10 μm 보다 작고 0 μm 보다 크게 형성되는 전파 통신 모듈.
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